CN116194801A - 低信号处理负荷情况下具有高距离分辨率的雷达方法及雷达系统 - Google Patents

低信号处理负荷情况下具有高距离分辨率的雷达方法及雷达系统 Download PDF

Info

Publication number
CN116194801A
CN116194801A CN202180055854.8A CN202180055854A CN116194801A CN 116194801 A CN116194801 A CN 116194801A CN 202180055854 A CN202180055854 A CN 202180055854A CN 116194801 A CN116194801 A CN 116194801A
Authority
CN
China
Prior art keywords
frequency
sequence
ramp
distance
radar
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202180055854.8A
Other languages
English (en)
Inventor
M·温特曼特尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Continental Zhixing Germany Co ltd
Original Assignee
Continental Zhixing Germany Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Continental Zhixing Germany Co ltd filed Critical Continental Zhixing Germany Co ltd
Publication of CN116194801A publication Critical patent/CN116194801A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/023—Interference mitigation, e.g. reducing or avoiding non-intentional interference with other HF-transmitters, base station transmitters for mobile communication or other radar systems, e.g. using electro-magnetic interference [EMI] reduction techniques
    • G01S7/0232—Avoidance by frequency multiplex
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/006—Theoretical aspects
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G01S13/343—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using sawtooth modulation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G01S13/347—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using more than one modulation frequency
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
    • G01S13/44—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
    • G01S13/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
    • G01S13/583—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of continuous unmodulated waves, amplitude-, frequency-, or phase-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets
    • G01S13/584—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of continuous unmodulated waves, amplitude-, frequency-, or phase-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets adapted for simultaneous range and velocity measurements
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • G01S13/93—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes
    • G01S13/931—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes of land vehicles
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/023—Interference mitigation, e.g. reducing or avoiding non-intentional interference with other HF-transmitters, base station transmitters for mobile communication or other radar systems, e.g. using electro-magnetic interference [EMI] reduction techniques
    • G01S7/0235—Avoidance by time multiplex
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/35—Details of non-pulse systems
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/35—Details of non-pulse systems
    • G01S7/352—Receivers
    • G01S7/354—Extracting wanted echo-signals
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/35—Details of non-pulse systems
    • G01S7/352—Receivers
    • G01S7/356—Receivers involving particularities of FFT processing

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

本发明涉及一种用于检测周围环境的雷达系统的方法，雷达系统带有发射装置，用于辐射包含至少近似相同的单一信号的序列的发射信号，其特征在于，在单一信号的序列上，单一信号的频率位置(频率位置的特征尤其在于其中心频率)和其时间间隔(必要时分别除了变化的和至少近似无均值的分量以外)至少近似线性地改变，其中，时间间隔的相对变化量至少是频率位置的相对变化量的大约两倍，并且这些变化的符号是相反的。

Description

低信号处理负荷情况下具有高距离分辨率的雷达方法及雷达 系统
技术领域
本发明涉及一种用于雷达系统的方法(或一种运行雷达系统的方法)和一种用于机动车辆中的驾驶辅助系统的雷达系统。根据本发明，雷达系统在信号处理负荷小的情况下具有高的距离分辨率。
背景技术
越来越多的机动车辆配备有驾驶辅助系统，这类系统借助传感器系统检测周围环境，并且以由此识别的交通情形启动车辆的自动反应和/或对驾驶员做出指示，尤其是提出警告。在此，人们区分出舒适性功能和安全功能。
在目前的研发中，作为舒适性功能，全速范围自适应巡航控制(FSRA＝Full SpeedRange Adaptive Cruise Control)起着重要作用。只要交通情形允许这一点，那么车辆将固有速度调节到驾驶员预先设置的期望速度，否则使固有速度自动适配于交通情形。此外，随着朝至少部分自动的变道功能(Lane Change Assist)的扩展，变道辅助系统的重要性也在不断提高。
除了提高舒适性以外，安全功能也越来越受到关注，其中，在紧急情况下缩短制动路径或停车路径起着重要作用。相应的驾驶辅助功能的范围从减少制动等待时间的制动装置自动预充注直至自主紧急制动。
对上述类型的驾驶辅助系统，如今主要使用雷达传感器。它在不良天气条件下也能可靠工作，并且除了测量与对象的距离以外也可通过多普勒效应直接测量对象的径向相对速度。在此所使用的发射频率尤其为24GHz和77GHz。
上述的功能需要相当高的传感器作用范围，同时需要较高的距离测量精度、距离测量分辨率和距离测量分离性能。因此，高的距离分辨率和距离分离性能也是重要的，因为由此至少可部分弥补机动车辆雷达传感器(由其小尺寸造成)的角度分辨率和角度分离性能不足。然而，同时的高的作用范围和距离分辨率通常需要高的数字信号处理负荷，这很难实现，因为如今用于机动车辆中的相应的信号处理器只能在有限范围内使用和/或是成本高昂的。
在DE 10 2013 200 404 A1和WO 2018/086783 A1中提出了以下方法，其应在数字信号处理负荷适度的情况下允许高的作用范围和高的距离分辨率。然而，这些方法尤其在相对径向速度较高情况下未能实现高的距离分辨率的目标，并且也具有降低的灵敏度、即作用范围。
发明内容
本发明的任务是，提供一种用于雷达传感器的方法及一种雷达传感器，其中，对于相对运动的对象，也能在数字信号处理负荷适度的情况下同时实现大的作用范围和高的距离分辨率。
该任务原则上借助根据权利要求1和13的雷达方法或雷达系统解决。在从属权利要求中提出了本发明的适宜的设计方案。在此，根据本发明示出了，如何设计雷达调制和信号评估，以便针对与对象的距离和对象的相对速度实现高的测量精度和高的测量分辨率。
本发明的优势在于，可以利用目前对于机动车辆应用可用的并且比较有利的信号处理器来实现同时具有高的作用范围和高的距离分辨率的传感器，以便例如可以实现下一代的高要求的驾驶辅助系统。这类信号处理器通常具有简单的设计结构，并且此外还具有以下优势，即其消耗的电能更少。
在根据本发明的用于检测周围环境的雷达系统的方法中，该雷达系统具有用于辐射发射信号的发射装置，发射信号包含至少近似相同的单一信号的序列。在单一信号的序列上，单一信号的频率位置(其特征尤其在于它们的中心频率)和其时间间隔(必要时分别除了变化的和至少近似无均值的分量以外)至少近似线性地改变。在此，时间间隔的相对变化量至少是频率位置的相对变化量的大约两倍，其中，这些变化的符号是相反的。
适宜地，单一信号的频率位置、时间间隔和/或相位位置可以与随机的或伪随机的分量叠加。
单一信号的频率优选线性调制，并且频率调制的斜率对于所有单一信号而言至少大致相同，其中，各个发射信号是频率斜坡。
根据方法的有利的设计方案，对于下文利用k＝0、...、K-1编号的K个频率斜坡，可分别针对多个接收信道获得下文利用i＝0、...、I-1编号的I个数字接收值。随后，可分别通过I·K个接收值进行二维离散傅里叶变换，必要时不完全地并且优选借助一维快速傅里叶变换进行该二维离散傅里叶变换，在此，由接收值指数维度i在变换后产生的维度可被称为距离门j＝0、...、J-1，并且由频率斜坡维度产生的维度可被称为多普勒门l＝0、...、L-1。
此外，频率位置的线性变化和各个频率斜坡的时间间隔可以导致，当对象向着或离开雷达系统运动，即具有相对径向运动分量时，在二维离散傅里叶变换后在对象上被反射的发射信号的接收信号也会导致尖锐的功率峰值。
可以有利的方式对频率斜坡的频率位置的线性变化加以考虑，方法是为了确定对象的径向相对速度，对象的在二维离散傅里叶变换后的功率峰值的位置在多普勒门维度l中主要通过与距离门维度j线性相关的分量被校正。在此，线性因子由在频率斜坡上的频率位置的变化和在各个频率斜坡期间的接收时间范围内的频率的变化的商得出。功率峰值的位置优选通过内插确定，由此，针对距离门维度j和/或多普勒门维度l通常产生非整数值。
适宜地，可对各个频率斜坡的频率位置的线性变化加以考虑，方法是在对每个频率斜坡k＝0、....、K-1的I个接收值进行一维离散傅里叶变换后，在相应的情况下，在距离门维度j中产生的数值的相位分别通过与乘积2π·j·k/K成比例的相位分量来校正，其中，比例因子主要由在频率斜坡上的频率位置的变化和在各个频率斜坡期间的接收时间范围内的频率的变化的商得出。然后，可通过与长度为1的复数指针和相应的相位相乘实现校正。
K个单独的发射信号的序列可循环重复，其中，在各个发射信号上的线性频率位置变化的斜率随序列至少有时(即至少在一个序列或多个序列之一中)被改变，尤其是为了提高径向的距离测量精度和/或相对速度测量精度和/或在与其他的雷达系统发生干扰方面是更稳定的。
各个发射信号优选表示频率斜坡，其中，具有相反的斜率，即相差因子-1的斜率的两个周期用于对象的精确的径向的距离测量和/或相对速度测量。在此，对象的在二维离散傅里叶变换后的功率峰值的在两个周期内产生的位置的和与差仅主要用于多普勒门维度中，而不用于距离门维度中。
此外，K个单独的频率斜坡的序列可循环重复，其中，尤其是为了在与其他的雷达系统的干扰方面更稳定，频率斜坡的斜率随序列至少有时自动改变，即至少在一个序列中自动改变。
适宜地，K个单独的发射信号的序列可循环重复，其中，尤其是为了解决在确定径向相对速度方面的模糊性和/或在与其他的雷达系统的干扰方面具有更高的稳定性，平均时间间隔随序列至少有时改变，即至少在一个序列中改变。
可优选通过多个发射天线和/或接收天线实现多个接收信道。此外，除了分别通过I·K个接收值进行的二维离散傅里叶变换以外，在接收信道上或为了生成接收信道还可设置数字波束成形。
此外，本发明还要求保护一种用于检测周围环境的雷达系统，该雷达系统包括用于辐射发射信号的发射装置，发射信号包括至少近似相同的单一信号的序列。雷达系统的特征在于，在单一信号的序列上，单一信号的频率位置(频率位置的特征尤其在于其中心频率)和其时间间隔(必要时分别除了变化的和至少近似无均值的分量以外)可至少近似线性地改变。在此，时间间隔的相对变化量至少是频率位置的相对变化量的大约两倍，其中，这些变化的符号是相反的。
附图说明
图1示出了雷达系统的示例性的实施方式，
图2示出了根据现有技术的具有恒定的频率位置的表示所谓的频率斜坡的发射信号的频率，
图3示出了三个对象的二维离散傅里叶变换后的绝对值谱和根据图2的频率变化过程，
图4示出了具有线性变化的频率位置的发射信号的频率，
图5示出了三个对象的二维离散傅里叶变换后的绝对值谱和根据图4的频率变化过程，其中，频率斜坡的间距是恒定的，
图6示出了在根据WO 2018/086783 A1选择频率斜坡的间距的情况下的绝对值谱，
图7示出了在根据本发明选择频率斜坡的间距的情况下的绝对值谱。
具体实施方式
考虑了在图1中大致示出的雷达系统的示例性的实施方案。雷达系统具有用于辐射发射信号的发射天线TX0以及M＝4个用于接收在对象上反射的发射信号的接收天线RX0到RX3；天线在平面电路板1.1上，以平面技术实施为贴片天线，其中，该电路板关于车辆内的水平和垂直方向定向，如图1所示。所有天线(发射天线和接收天线)在仰角和方位角上优选分别具有相同的波束特性。4个接收天线(和进而它们的相位中心，即辐射中心)分别相互具有相同的横向的，即水平的距离d＝λ/2＝1.96mm，其中，λ＝c/76.5GHz＝3.92mm是所用的76到77GHz频段内的辐射的信号平均波长，并且c＝3*108米/秒是光速。
在发射天线上辐射的发射信号从76到77GHz范围内的高频振荡器1.2获得，其频率可通过控制电压v控制改变。控制电压在控制装置1.7中生成，其中，这些控制装置例如包含锁相回路或数模转换器，其控制方式是，使振荡器的频率变化过程与期望的频率调制相对应。
被四个接收天线接收到的信号平行地在实值混频器1.3中也与振荡器1.2的信号一起被混合到低频范围内。随后，接收信号经过具有所示的传输函数的带通滤波器1.4、放大器1.5和模数转换器1.6。随后，在数字信号处理单元1.8中进一步处理接收信号。
为了能够测量对象的距离，如图2所示，高频振荡器和进而发射信号的频率fTX非常迅速地线性改变(在Tch＝51.2微秒中，改变Bch＝150MHz，其中，中心频率为fc＝76.5GHz)；在此提到频率斜坡(通常也被称为“线性调频信号”)。频率斜坡在固定网格TDc＝70微秒中周期性重复；总共有K＝256个频率斜坡，所有这些频率斜坡具有相同的频率变化过程，即相同的频率斜率和相同的频率位置(即尤其是相同的起始频率和中心频率)。近年来，该调制方式在用于检测机动车辆的周围环境的雷达中日益普及。
在每个频率斜坡k＝0、…、K-1期间，M＝4个模数转换器m＝0、…、M-1中的每个的接收信号分别以200纳秒的间距(也就是以5MHz)被分别采样(或者说扫描)I＝256次，其中，采样始终在相对于斜坡开始时的同一时间点开始(参见图2)；所得的具有指数i＝0、...、I-1的数字采样值利用s(i,k,m)表示。信号采用仅在对象的接收信号到达感兴趣的距离范围中的时间范围内才是有意义的—即在斜坡开始后，必须至少等待与最大感兴趣的距离相对应的传播时间(在最大感兴趣的距离为99米时，这对应于0.66微秒)；要注意的是，在此和接下来，距离始终理解为径向距离。
如从现有技术已知并且也能以简单的方式推导出的那样，在距离为r的单一点状对象的情况下，采样信号s(i,k,m)表示指数i上的正弦振荡，该正弦振荡在非常好的近似下可以如下地被描述：
Figure BDA0004113290030000061
即振荡频率与对象距离r成比例，其中，一般来说，即使在对象与传感器的径向相对运动的情况下，也可针对正弦振荡的频率在非常好的近似下假定恒定的间距。然而，具有径向分量v的相对运动在正弦振荡的相位位置
Figure BDA0004113290030000062
中具有以下影响：
Figure BDA0004113290030000063
即，相位位置在频率斜坡k上线性变化，其中，相位的变化速度与对象的径向相对速度v成比例。由于接收器的线性，在多个和/或扩展的对象的情况下，采样信号s(i,k,m)作为上述的形状的正弦波函数的线性叠加产生。
该信号形式允许利用二维傅里叶变换(DFT)进行进一步处理，该二维傅里叶变换包括适用于每个接收信道m的信号窗口，其中，该二维傅里叶变换(DFT)优选通过两个一维快速傅里叶变换(FFT＝快速傅里叶变换)分两个阶段实现。在该二维离散傅里叶变换(DFT)后，在所产生的谱S(j,l,m)中出现功率峰值，其相应的位置与相关的对象的距离r和相对速度v相对应，参见图3，它示出了三个具有相同的雷达横截面、至少大致相同的方位角、以及具有以下距离和相对速度的对象的与接收信道m无关的绝对值谱|S(j,l,m)/A(m)|，以dB为单位：[r1＝29.5米，v1＝1.09米/秒]，[r2＝30米，v2＝1.09米/秒]以及[r3＝45米，v3＝60.4米/秒]；接收器噪声还与对象信号叠加，接收器噪声在谱中明显低于标有对象编号的对象的功率峰值。由维度i(采样值指数)产生的维度j＝0、...、J-1利用距离门表示，并且由维度k(频率斜坡)产生的维度l＝0、...、L-1利用多普勒门表示，因为功率峰值的位置在维度j中主要由对象距离产生，并且在维度l中由相对速度(其通过多普勒效应反映)产生，然而在该情况下可忽略的是，功率峰值位置对两个物理参量、即距离和相对速度中的另一个也分别具有极小的依赖性。要注意的是，速度不能从功率峰值的多普勒门中明确计算得出，因为在此提出的设计方案中，通过K＝L＝256个多普勒门仅实现28米/秒的明确范围，模糊性例如可以通过频率斜坡的间距TDc随雷达周期的变化来实现(如随后阐述的那样)。根据图3，距离门的数量仅是J＝100，并且由此明显小于采样值的数量I＝256；背景是，一方面采样值是实值的，从而其谱是对称的，即在离散傅里叶变换(DFT)的上半部分中不包含附加的信息，另一方面，根据图1的模拟的带通滤波器1.4的上过渡范围具有1.09MHz的频率带宽(对应于56个频率内插点的范围)。在在此使用的调制带宽Bch＝150MHz的情况下，距离门宽度Bch/150MHz 1m刚好＝1米，从而J＝100个距离门允许最大作用范围为99米。
从图3可看到的那样，具有[r1＝29.5米，v1＝1.09米/秒]和[r2＝30米，v2＝1.09米/秒]的前两个对象不能分离，而是融合在一个功率峰值中，因为它们具有相同的相对速度，和仅略微不同的距离，它们的距离差是0.5米，并且由此只是半个距离门。通常，为了分离具有相同的相对速度的两个点状对象，需要大约两个距离门之差。对于这两个对象的距离分离性能，需要明显更高的调制带宽Bch，至少高出4倍，即Bch＝600MHz，这导致距离门宽度为Bch/150MHz 1m＝0.25米。在相同的最大传感器作用范围为大约99米的情况下，每个频率斜坡需要4倍以上的采样值，这一方面需要更快的模数转换器，并且另一方面，也更严重的是，在数字信号处理装置中需要大约4倍以上的处理性能和存储器。
为了避免这种情况，可使用替代的调制形式，例如从DE 10 2013 200 404 A1已知的并且在图4中示出的调制形式。相对于之前根据图2所考虑的调制形式，该调制形式的唯一变化是：频率位置、尤其是通过起始频率和中心频率Fc(k)标识的频率位置现在在K＝256个频率斜坡上分别以频率Bs/K，其中Bs＝600MHz线性提高；由此有效地实现更高的调制带宽，并由此得出明显更好的距离分离性能。频率斜坡的间距是不变的，即是恒定的，TD(k)＝70微秒。在该调制形式中，二维离散傅里叶变换(DFT)形式的信号处理可以保持不变。根据上述的示例，针对3个对象得出的绝对值谱|S(j,l,m)/A(m)|在图5中示出。与根据图3的原始的绝对值谱相比，功率峰值的位置现在在多普勒门维度l中发生移动，但在距离门维度j中没有发生移动。这是因为，通过频率斜坡的线性提高的频率位置增加从传感器到相应的对象和返回的光束路径中的波列的数量(波长随频率的增大而变小)，这在根据公式或方程式(1)的接收值s(i,k,m)相位位置
Figure BDA0004113290030000071
中作为在频率斜坡k上线性变化的分量具有影响；该分量与由径向相对运动引起的、同样在k中线性的分量根据方程式(2)叠加，从而使这两种分量具有基本相同的效果，即多普勒门维度中的功率峰值的移动。如后面所示的那样，多普勒门维度l中的由频率位置变化引起的移动近似为相应的对象的距离门维度j的Bs/Bch倍。
在根据图5的谱中可看出，具有[r1＝29.5米，v1＝1.09米/秒]和[r2＝30米，v2＝1.09米/秒]的前两个对象现在被分离，即形成两个独立的功率峰值，其中，分离在多普勒门维度中进行，因为0.5米的略微不同的距离导致不同的、由频率位置变化引起的、以两个多普勒门的移动(在多普勒门维度中的差异比在距离门维度中的差异高Bs/Bch倍，即高4倍，在那里，差异为半个距离门)。
然而，在根据图5的谱中不利的是，具有[r3＝45米，v3＝60.4米/秒]的第三对象不再具有尖锐的功率峰值，而是在多普勒门维度中具有非常强烈的扩展。这又导致多个缺点：首先，减小了可能的检测作用范围(因为电平变小)，其次，相对速度测量变得更不准确(因为功率峰值模糊)，第三，不能再分离出具有相同的相对速度和稍微不同的距离的另一目标(因为模糊的功率峰值重叠)。相对速度的绝对值越大，功率峰值的耗散越强；在前两个对象中，效果还是不可见的，因为它们的相对速度是非常小的。
在WO 2018/086783 A1中提出，具有中心频率Fc(k)的各个频率斜坡k＝0、...、K-1的间距TD(k)不再保持恒定，而是被改变，从而使得TD(k)·Fc(k)的乘积是恒定的。随后，针对上面的示例得出根据图6的绝对值谱|S(j,l,m)/A(m)|。与根据图5的谱不同地，具有高的相对速度的第三对象[r3＝45米，v3＝60.4米/秒]的功率峰值的耗散现在虽然是较小的(大约减半)，但仍然存在，而且是无法接受地大的。
因此，现在导出根据本发明的方法，其即使在高的相对速度中也防止功率峰值的模糊。
在频率斜坡k内的相对时间t∈[-Tch/2，Tch/2]上，对于高频振荡器和进而发射信号的频率fTX(t,k)适用的是：
fTX(t,k)＝Fc(k)+Bch/Tch·t (3)
其中，频率斜坡k＝0、...、K-1的中心频率Fc(k)是：
Fc(k)＝Fcc+Bs/K·(k-(K-1)/2)， (4)
其中，Fcc是所有中心频率Fc(k)的平均值。通过积分，振荡器信号和发射信号的相位
Figure BDA0004113290030000081
因此由以下方程式给出：
Figure BDA0004113290030000091
其中，积分常数在此没有影响，并且因此被省略。
对单一点状对象而言，混频器的输出端上的接收信号的相位
Figure BDA0004113290030000092
由当前的振荡器信号和从对象反射回来的信号之间的相位差产生，它延迟的传输时间Δt为：
Figure BDA0004113290030000093
其中，sch表示线性调频信号调制带宽Bch的符号，即＝+1表示上升的频率斜坡，并且＝-1表示下降的频率斜坡。混频器后的接收信号也被称为中频信号(中频＝英语：“intermediate frequency”，缩写为IF)。相关的接收信道m的采样信号s(i,k,m)通过在时间t∈[-Tch/2,Tch/2]上形成具有指数i＝0、...、I-1的I个采样值而得到。
传输时间Δt针对径向相对速度v的对象计算出：
Δt＝2(rc(k)+vt)/c； (7)
其中，rc(k)是在频率斜坡k中心的对象的距离：
rc(k)＝r+v·Tc(k)， (8)
其中，r是所有频率斜坡上的平均距离，Tc(k)是频率斜坡k中心的绝对时间(所有频率斜坡中心的绝对时间被定义为0)。在此假定恒定的相对速度，因为K个频率斜坡的整个序列只持续很短的时间，例如≤20毫秒。
在变换和省略可忽略地小的项后，从方程式(5)到(7)如下地得出中频信号的相位：
Figure BDA0004113290030000094
平均中频信号相位(即在t＝0时)在频率斜坡k上如下地得出：
Figure BDA0004113290030000095
从方程式(9)，通过推导得出中频信号的频率，即中频本身：
fIF(t,k)＝|Bch|/Tch·2(rc(k)+v·t)/c+sch·(Fc(k)+Bch/Tch·t)·2v/c。 (11)
对于频率斜坡k的平均中频fIF(k)(即在t＝0时)得出：
fIF(k)＝|Bch|/Tch·2rc(k)/c+sch·Fc(k)·2v/c； (12)
第一分量反映线性频率调制的与距离相关的效应，第二分量表示多普勒效应，即由于相对运动产生的频率偏移，在此，第二分量通常明显小于与距离相关的分量。在所有频率斜坡上的平均中，如下地得出具有平均距离r(见方程式(8))和平均中心频率Fcc(见方程式(4))的中频fIF：
fIF＝|Bch|/Tch·2r/c+sch·Fcc·2v/c。 (13)
如果在频率斜坡k和接收信道m的采样信号s(i,k,m)上形成一维离散傅里叶变换，则在距离门j(k)＝fIF(k)*Tch处得出功率峰值，即利用方程式(12)得出：
j(k)＝|Bch|·2rc(k)/c+sch·Fc(k)·Tch·2v/c， (14)
而在所有距离门的平均中，从(13)得到：
j＝|Bch|·2r/c+sch·Fcc·Tch·2v/c， (15)
这通常表示j(k)或j的非整数值，即功率峰值的实际最大值位于在离散傅里叶变换(DFT)中考虑的两个整数的距离门之间，其非整数的位置可通过内插确定。在二维离散傅里叶变换(DFT)后，功率峰值位于根据方程式(15)的平均距离门j处。根据方程式(14)的距离门j(k)在频率斜坡k上的变化主要由在相对速度中略微变化的距离rc(k)引起，然而是比较小的，因为在总共K个频率斜坡的短时间内(通常在≤20毫秒的范围内)，距离仅稍微变化，在二维离散傅里叶变换(DFT)后，这也只能导致距离门维度中的功率峰值的略微的变宽。根据方程式(15)的距离门j中的第一分量由对象的距离r产生，第二分量由其相对速度v产生；第二分量通常比第一分量小得多，从而距离门主要由距离确定。
从根据方程式(10)的平均中频信号相位
Figure BDA0004113290030000101
利用根据方程式(8)的平均距离rc(k)得出：
Figure BDA0004113290030000102
Figure BDA0004113290030000103
中的第一分量在频率斜坡k上线性变化(因为中心频率Fc(k)线性变化)。对于本文开头所研究的频率斜坡的恒定的间距，即频率斜坡中心的线性变化的时间Tc(k)的情况，第二分量对于相对速度v≠0是非线性的，因为相应的线性项Tc(k)和Fc(k)出现在乘积中。通过/>
Figure BDA0004113290030000104
的该非线性的特性，在频率斜坡维度k上进行第二次一维离散傅里叶变换(DFT)后，在产生的多普勒门维度l中没有得出尖锐的功率峰值；源自Tc(k)·Fc(k)·sch·2v/c的非线性分量越高，并且进而相对速度越高，那么功率峰值越模糊(如在根据图5的示例中也可看出的那样)。
为了避免与相对速度相关的模糊，根据方程式(16)的第二分量
Figure BDA0004113290030000111
在k中也必须是线性的，即：
sch·Tc(k)·Fc(k)·2v/c＝(k-(K-1)/2)·常量
通过根据Tc(k)求解该方程式并且代替根据方程式(4)的平均斜坡频率Fc(k)，在忽略非常小的项的情况下得出：
Tc(k)＝(k-(K-1)/2)·TDc/(1+(k-(K-1)/2)/K·Bs/Fcc) (17)
其中，TDc＝常量·sch/(2v/c·Fcc)；
如从方程式(17)可见的那样，参量TDc是频率斜坡的平均间距(即用于通过第二次离散一维傅里叶变换获得多普勒门维度的平均采样时间，这象征TDc指数中的“D”)。由于在频率斜坡的序列上的调制带宽Bs通常比平均发射频率Fcc小得多，因此方程式(17)的分母是(1+x)的形式，其中|x|＜＜1，从而例如直到二阶项的级数展开1/(1+x)＝1-x+x2-+...可用作极好的近似：
Tc(k)＝(k-(K-1)/2)·TDc·(1-(k-(K-1)/2)/K·Bs/Fcc)+(k-(K-1)/2)/K·Bs/Fcc)2)。 (18)
两个相邻的频率斜坡的时间间隔TD(k)＝Tc(k)-Tc(k-1)借助方程式(18)并且在省略可忽略地小的项的情况下得出：
TD(k)＝TDc·(1-2((k-K/2)/K·Bs/Fcc)+3((k-K/2)/K·Bs/Fcc)2)； (19)
因为第三分量以二次形式包含非常小的比率Bs/Fcc，并且因此通常比在Bs/Fcc中线性的第二分量小得多，所以也可以将其忽略或省略：
TD(k)＝TDc·(1-2(k-K/2)/K·Bs/Fcc)。 (20)
因此，频率斜坡的时间间隔在频率斜坡k上至少近似以线性方式变化。根据方程式(20)，频率斜坡间距TD(k)＝Tc(k)-Tc(k-1)在频率斜坡k＝1、...、K-1上的相对变化为：
(TD(k)-TDc)/TDc＝-2(k-K/2)/K·Bs/Fcc。 (21)
根据方程式(4)得出其在频率斜坡k＝0、...、K-1上线性变化的中心频率Fc(k)的相对变化：
(Fc(k)-Fcc)/Fcc ＝ +(k-K/2-1/2)/2)/K·Bs/Fcc 。 (22)
如从方程式21和22可看出的那样，频率斜坡的中心频率的线性相对变化的斜率＝+Bs/Fcc，并且其时间间隔的斜率＝-2Bs/Fcc，即时间间隔的相对变化量是频率斜坡的频率位置的相对变化量的两倍，其中，这些变化的符号是相反的。要注意的是，在准确确定时间间隔的情况下，例如根据方程式(19)，相对变化的关联性并不完全准确地，而是仅近似地给出。对上面考虑的具有调制带宽Bs＝600MHz，平均频率Fcc＝76.5GHz的示例，在K个频率斜坡的整个序列中看，频率位置的相对变化约为0.78％，并且其时间间隔的相对变化为1.56％。还要提及的是，在根据WO 2018/086783 A1设计斜坡间距的情况下，频率斜坡的时间间隔和频率位置的相对变化是相反的，而且在绝对值方面是相等的，即在绝对值中不会相差2倍。
利用频率斜坡的时间间隔的选择(即根据方程式(20)的TD(k))，在二维离散傅里叶变换(DFT)后产生图7所示的绝对值谱|S(j,l,m)/A(m)|。与根据图6的谱不同地，具有高相对速度的第三对象[r3＝45米，v3＝60.4米/秒]的功率峰值现在也是尖锐的，即耗散已被阻止，这也在高出约2dB的电平中产生影响。两个具有相同的相对速度和仅稍微不同的距离的对象[r1＝29.5米，v1＝1.09米/秒]和[r2＝30米，v2＝1.09米/秒]不变地分离。
现在，还要确定在多普勒门维度中的对象的功率峰值的位置。为此，在上面根据方程式(17)确定的频率斜坡中心的时间Tc(k)被插入到根据方程式(16)的中频信号相位
Figure BDA0004113290030000121
中；在使用用于中心频率Fc(k)的方程式(4)的情况下，在省略不相关的恒定的相位分量的情况下得出：
Figure BDA0004113290030000122
其中，整个频率斜坡序列的持续时间Ts为：
Ts ＝ K·TDc ； (24)
要再次强调的是，如所要求并且通过相应选择Tc(k)来实现的那样，这表示了在k上线性的相位变化过程。
如果现在在频率斜坡维度k上形成第二个一维离散傅里叶变换，那么在多普勒门
Figure BDA0004113290030000123
Figure BDA0004113290030000124
处产生功率峰值，即利用方程式(23)表示为：
l ＝ sch·(Bs·2r/c + Fcc·Ts·2v/c) ； (25)
在此，第一分量源自于对象的距离r，第二分量源自于其相对速度v。与根据方程式(15)的仅由对象大小、即其距离控制的距离门j不同地，在多普勒门中以相似程度对相对速度和距离加以考虑。
如通过比较用于产生的多普勒门l和距离门j的方程式(25)和(15)可看出的那样，在多普勒门维度中的距离的影响比在距离门维度中高Bs/|Bch|倍，这导致距离分离性能的相应的改进。
现在还将用于距离门和多普勒门的方程式(15)和(25)以特殊的方式改写，即距离和相对速度与它们的门长相关联：
j＝r/RLch+sch·v/DLch (26)
l＝sch·r/RLs+sch·v/DLs (27)
其中，距离和多普勒门长为：
RLch＝c/(2|Bch|)，RLs＝c/(2Bs)，DLch＝c/(2FccTch)，DLs＝c/(2FccTs)。 (28)
在传感器应用中，对象的距离和相对速度是未知的，但所基于的任务是在二维离散傅里叶变换(DFT)后从功率峰值的位置确定该距离和相对速度。因此，根据距离r和速度v求解两个方程式(26)和(27)；由此得到：
r＝RL·(j-l·Tch/Ts) (29)
v＝DL·sch(l-j·Bs/Bch) (30)
其中，修改后的门长为
RL＝RLch/(1-Bs/Bch·Tch/Ts)，DL＝DLs/(1-Bs/Bch·Tch/Ts)。 (31)
对象的距离门j和多普勒门l一般是非整数的，并且可以通过内插从二维离散傅里叶变换(DFT)中的功率峰值的形状确定，二维离散傅里叶变换仅提供整数门处的数值。
此外必须考虑的是，多普勒门l通常可位于比离散傅里叶变换(DFT)的明确范围L＝K更大的数值范围内；因此，多普勒门只能从离散傅里叶变换(DFT)确定到K的未知的整数倍。用于解决模糊性的方法是，类似于在DE 10 2009 016 480 A1中提出的方法地，随雷达周期改变平均频率斜坡间距TDc，即在当前的雷达周期中发射的K个频率斜坡的序列中，使用与在前一序列中不同的TDc值。通过在方程式(27)中的改变的DLs，在相对速度大致相同的情况下，在当前的雷达周期中，产生多普勒门l的与在前一雷达周期中不同的数值，这能使模糊性得以解决(相对速度可以在通常大约50毫秒中随雷达周期仅稍微发生变化)。
根据用于确定对象的相对速度的方程式(30)，以如下方式考虑通过频率斜坡的线性变化的频率位置(以Bs≠0为特征)导致的影响，即从所产生的功率峰值的多普勒门l中减去与其距离门成比例的分量jBs/Bch；此外，根据方程式(31)，Bs≠0仍会略微影响多普勒门宽度DL。
替代地，也可以以如下方式考虑通过线性变化的频率位置导致的影响，即在对每个频率斜坡k＝0、...、K-1的I个接收值进行一维离散傅里叶变换后，分别通过减去2π·j·Bs/Bch·k/K针对所有j和k校正产生距离门维度j的数值的相位(即与在那里是否有对象无关，这在该时间点也可以是未知的)；校正可以通过与长度为1的复数指针和相应的相位的相乘来实现。
如上所述，为了确定对象的距离门和多普勒门，通过内插获得功率峰值的准确的位置；尤其是由于在离散傅里叶变换(DFT)中使用的信号窗口，功率峰值不仅在一个门中具有电平，而且在至少一个相邻的门中也具有电平，从而可以例如通过抛物线内插或在使用功率峰值的已知的形状(由窗口函数的离散傅里叶变换本身得出)的情况下，从功率峰值的形状确定一般非整数的实际位置。然而，该内插并不是任意准确的；例如，由于所叠加的噪声(尤其是在信噪比差的情况下)或由于扩展的、即非点状的对象而可能出现内插误差。这导致根据方程式(29)和(30)确定对象的距离和相对速度的不准确性；对于根据方程式(30)的相对速度尤其重要的是，距离门在那里以因子Bs/Bch被考虑(在上述的示例中，因子为4)。在用于确定距离的方程式(29)中几乎只考虑距离门(多普勒门仅具有很小的权重Tch/Ts)，并且因此几乎仅考虑(源于距离门的)内插误差；然而，该误差以大的门宽RLch＝c/(2|Bch|)被考虑，即不以通常明显较小的门宽RLs＝c/(2Bs)被考虑，也就是说，对于距离确定的准确性，没有从大的调制宽度Bs，并且因此没有从频率斜坡上的频率位置的变化获益(迄今为止，这主要只改进了具有相同的相对速度的对象的距离分离性能)。因此，无论对于距离还是对于相对速度而言，不准确性主要源于距离门的误差。
然而，在确定距离门误差的距离和相对速度中的不准确性可以以如下方式来避免，即不总是在频率斜坡的序列上针对调制带宽Bs采用相同的符号，而是在绝对值保持恒定期间，在多个雷达周期上对其加以改变；也就是说，例如交替使用+Bs和-Bs，从而每隔一个雷达周期，频率位置在频率斜坡上线性提高，而在其他的雷达周期中线性降低。由此，在根据方程式(27)的多普勒门l中，距离分量的符号发生改变；如果现在从两个具有Bs的不同的符号的雷达周期获取对象的多普勒门之和，那么粗略地说，消除了距离分量，并且得到了相对速度，如果形成多普勒门的差，则相反。此外还必须考虑到，一方面在相对速度v≠0的情况下，距离随雷达周期会略有变化，另一方面，频率斜坡的平均间距TDc在多个雷达周期上变化。在一些中间计算步骤和简化后，可以得到在两个周期上平均的距离rm和相对速度vm：
vm＝sch·DLs+-·(l++l-)/2/(1-DLs+-·t+-/(2|RLs|)) (32)
rm＝|RLs|·(sch·(l+-l-)/2-vm/2·(1/DLs+-1/DLs-)) (33)
其中，l+是第一个雷达周期内的多普勒门，具有正调制带宽+Bs，并且l-是时间t+-后的下一个雷达周期内的多普勒门，具有负调制带宽-Bs；“平均的”多普勒门宽度DLs+-由两个雷达周期(在平均频率斜坡间隔不同时)，必要时在不同的多普勒门宽度DLs+和DLs-中得出：
DLs+-＝2/(1/DLs++1/DLs-). (34)
因此，为了确定对象的距离和相对速度，从两个雷达周期仅需要对象的多普勒门，而不再需要在迄今为止的方法中可能导致明显的误差的距离门。大调制带宽Bs的小门宽RLs现在也与距离确定相关，即相应小地考虑内插误差。
准确的距离测量例如对于为了避免与位于车辆侧面的障碍物(如护栏)或其他的车辆相撞功能，尤其在近距离范围内是重要的。在此，距离往往小于大的门宽RLch＝c/(2|Bch|)，即位于(由于保险杠的反射和/或负频率分量的叠加)内插功能一般特别差的第一距离门内。通过根据上述的方法仅从两个具有相反的Bs的周期的多普勒门确定距离，这样的近的距离也可被准确确定。
在上述的实施方案中，调制带宽Bs的符号在两个雷达周期内已被改变，而绝对值保持恒定。但原则上足够的是，在两个雷达周期内改变Bs的数值和/或线性频率位置变化的斜率，以便可以消除距离门的影响。然后，在所需的多普勒门的和与差中还出现加权因子，即在两个周期内产生的多普勒门值的权重不一样。
为了使雷达系统在其他的雷达系统的干扰方面是稳定的，优选并且尤其类似于在文献WO 2008/040341 A1,、DE 10 2009 016 480 A1和EP 2 629 113 B1中提到的方法地改变调制参数，例如：
-随周期的频率斜坡的平均间距(如上所述，附加地还允许简单解决速度模糊性)；
-随周期的调制带宽Bs和/或Bch(绝对值和/或符号)；
-通过通常在最多几微秒的范围内的在k上变化的随机的或伪随机的无均值分量的附加的叠加，根据方程式(19)和(20)的频率斜坡的时间间隔TD(k)；对于相对移动的对象而言，接收相位具有在频率斜坡上略微变化的分量，但它还是非常小的，从而在离散傅里叶变换(DFT)后由此产生的影响(噪声和功率峰值的电平降低)是可忽略的。
-通过在k上变化的随机的或伪随机的无均值分量的附加的叠加，根据方程式(4)的频率斜坡的频率位置Fc(k)(即其中心频率)；频率位置的该变化也可以通过始终使用相同的频率斜坡、但改变开始获得接收信号采样值的时间点来实现；接收信号的由此产生的、与距离门成比例的相位变化可通过相应的一般的相位校正，在第一个一维离散傅里叶变换(DFT)后加以补偿；
-通过发射装置中的附加的相位调制器的各个发射信号的相位位置，其中，相位位置在频率斜坡上随机或伪随机地变化，这在优选在数字信号处理装置中的接收侧再次被予以补偿。
在根据图1考虑的雷达系统中，存在M＝4个接收天线和相关的接收信道m＝0、...、M-1。在二维离散傅里叶变换(DFT)后，优选在每个距离-多普勒门(j,l)中例如也再次以离散傅里叶变换(DFT)或快速傅里叶变换(FFT)的形式计算数字波束成形；因此进行三维傅里叶变换。然后，在三维谱中确定功率峰值。对象的方位角由其功率峰值在第三维度中的位置得出，第三维度由接收信道的维度m产生；根据上述关系，距离和相对速度由其他的两个维度得出。为了提供更多信道以用于角度形成，优选不仅使用多个接收天线，而且还使用多个发射天线，其中，评估所有发射天线和接收天线组合的信号，以便实现尽可能多的虚拟的接收信道。如果所有或一些发射天线和/或接收天线没有同时运行，那么多个优选类似的上述类型的频率斜坡序列彼此嵌套。
综上所述，在此作为示例介绍的方法通过使用高的调制带宽而允许高精度和高分离性能的距离测量，一方面不会在相对移动的对象时降低测量和检测质量，另一方面也不需要数字信号处理装置中的高的计算性能(在利用高的调制带宽的常规的方法中需要数字信号处理装置的高的计算性能)。仅需要适度的计算性能的事实一方面是由于离散傅里叶变换可在其快速实现中用作快速傅里叶变换(FFT)以用于计算，另一方面是由于多维快速傅里叶变换(FFT)的维度少于在具有高的距离分辨率和高的测量精度的常规的方法中的维度，因为距离测量被部分转移到也实施相对速度测量的维度中。在此充分利用了以下事实，即在用于周围环境检测的机动车辆雷达系统中，主要对于具有相同的径向相对速度的目标需要高的距离分离性能。用于对本车进行周围环境检测的雷达系统的相应的示例是前方的交通堵塞、桥下或护栏旁的停止的车辆、道路的静止的周围环境(护栏、树木、建筑物等等)以及其他的车辆(其通常分别具有众多的反射点)的长度和宽度测量。因此，良好的距离分离性能也是重要的，因为雷达系统的角度分离性能由于通常较大的波束宽度(由于有限的尺寸引起)是比较差的，这例如可能导致左右护栏的反射不能被分离并且融合，从而使得测量的角度位于自身的车道上，并且由此错误地认为有静止的障碍物(例如停止的车辆)。
此外值得一提的是，对于具有稍微不同的相对速度和距离的多个目标的情景，该方法只能部分显示其优势，因为准确地说，检测门，即距离-多普勒门的总数没有通过在频率斜坡的频率位置线性变化上的调制宽度增大而增多。但是，这些情景一般很少与上述的驾驶辅助功能相关。
要注意的是，根据上述的应用示例示出的根据本发明的想法和实施方案可以转移到一般的测量和参数设计，即它们也可以用于其他的数值。因此，在方程式和附图中也给出一般的参数。

Claims (13)

1.一种用于检测周围环境的雷达系统的方法，所述雷达系统带有发射装置，用于辐射包含至少近似相同的单一信号的序列的发射信号，其特征在于，在单一信号的序列上，单一信号的频率位置(频率位置的特征尤其在于其中心频率)和其时间间隔(分别除了可选的变化的和至少近似无均值的分量以外)至少近似线性地改变，其中，时间间隔的相对变化量至少是频率位置的相对变化量的大约两倍，并且这些变化的符号是相反的。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，随机的或伪随机的分量与单一信号的频率位置、时间间隔和/或相位位置叠加。
3.用于雷达系统的根据上述权利要求中任一项所述的方法，其中，单一信号的频率是线性调制的，并且频率调制的斜率对于所有单一信号而言至少大致相同，其中，各个发射信号随后被称为频率斜坡。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，在下文利用k＝0、...、K-1编号的K个频率斜坡期间，尤其分别针对多个接收信道，分别获得下文中利用i＝0、...、I-1编号的I个数字接收值，并且分别通过I·K个接收值进行二维离散傅里叶变换，尤其是不完全地并且借助一维快速傅里叶变换进行该二维离散傅里叶变换，其中，下文中由接收值指数维度i在变换后产生的维度被称为距离门j＝0、...、J-1，由频率斜坡维度产生的维度被称为多普勒门l＝0、...、L-1。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，频率位置的线性变化和各个频率斜坡的时间间隔导致，当对象向着或离开雷达系统运动，即具有相对径向运动分量时，在二维离散傅里叶变换后在对象上被反射的发射信号的接收信号也会导致尖锐的功率峰值。
6.根据权利要求4和5中任一项所述的方法，其中，对频率斜坡的频率位置的线性变化加以考虑，方法是为了确定对象的径向相对速度，对象的在二维离散傅里叶变换后的功率峰值的位置在多普勒门维度l中主要通过与距离门维度j线性相关的分量被校正，其中，线性因子由在频率斜坡上的频率位置的变化和在各个频率斜坡期间的接收时间范围内的频率的变化的商得出，功率峰值的位置优选通过内插确定，由此，在此针对距离门维度j和/或多普勒门维度l通常产生非整数值。
7.根据权利要求4和5中任一项所述的方法，其中，对各个频率斜坡的频率位置的线性变化加以考虑，方法是在对每个频率斜坡k＝0、....、K-1的I个接收值进行一维离散傅里叶变换后，在距离门维度j中产生的数值的相位分别通过与乘积2π·j·k/K成比例的相位分量来校正，其中，比例因子由在频率斜坡上的频率位置的变化和在各个频率斜坡期间的接收时间范围内的频率变化的商得出，并且优选通过与长度为1的复数指针和相应的相位相乘实现校正。
8.根据上述权利要求中任一项所述的方法，其中，K个单独的发射信号的序列循环重复，并且在此，在各个发射信号上的线性频率位置变化的斜率随序列至少在序列之一中被改变，尤其以便提高径向的距离测量精度和/或相对速度测量精度和/或在与其他的雷达系统发生干扰方面是更稳定的。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，各个发射信号表示频率斜坡，并且两个具有相反的斜率的周期用于对象的精确的径向的距离测量和/或相对速度测量，其中，对象的在二维离散傅里叶变换后的功率峰值的在两个周期内产生的位置的和与差仅主要用于多普勒门维度中，而不用于距离门维度中。
10.根据上述权利要求中任一项所述的方法，其中，K个单独的频率斜坡的序列循环重复，并且在此，尤其是为了在与其他的雷达系统的干扰方面具有更高的稳定性，频率斜坡本身的斜率随序列至少在序列之一中被改变。
11.根据上述权利要求中任一项所述的方法，其中，K个单独的发射信号的序列循环重复，并且尤其是为了解决在确定径向相对速度方面的模糊性和/或在与其他的雷达系统的干扰方面具有更高的稳定性，发射信号的平均时间间隔随序列至少在序列之一中被改变。
12.根据上述权利要求中任一项所述的方法，其中，通过多个发射天线和/或接收天线实现多个接收信道，并且除了分别通过I·K个接收值进行的二维离散傅里叶变换以外，在接收信道上或为生成接收信道还存在数字波束成形。
13.一种用于检测周围环境的雷达系统，该雷达系统具有用于辐射包含至少近似相同的单一信号的序列的发射信号的发射装置，其特征在于，在单一信号的序列上，单一信号的频率位置(频率位置的特征尤其在于其中心频率)和其时间间隔(分别除了可选的变化的和至少近似无均值的分量以外)至少近似线性地改变，其中，时间间隔的相对变化量至少是频率位置的相对变化量的大约两倍，并且这些变化的符号是相反的。
CN202180055854.8A 2020-08-10 2021-07-09 低信号处理负荷情况下具有高距离分辨率的雷达方法及雷达系统 Pending CN116194801A (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102020210079.9 2020-08-10
DE102020210079.9A DE102020210079B3 (de) 2020-08-10 2020-08-10 Radarverfahren sowie Radarsystem mit hoher Entfernungsauflösung bei geringem Signalprozessierungsaufwand
PCT/DE2021/200092 WO2022033639A1 (de) 2020-08-10 2021-07-09 Radarverfahren sowie radarsystem mit hoher entfernungsauflösung bei geringem signalprozessierungsaufwand

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN116194801A true CN116194801A (zh) 2023-05-30

Family

ID=76076185

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202180056465.7A Pending CN116075745A (zh) 2020-08-10 2021-05-07 低信号处理负荷情况下具有高距离分辨率的雷达调制方法
CN202180055854.8A Pending CN116194801A (zh) 2020-08-10 2021-07-09 低信号处理负荷情况下具有高距离分辨率的雷达方法及雷达系统

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202180056465.7A Pending CN116075745A (zh) 2020-08-10 2021-05-07 低信号处理负荷情况下具有高距离分辨率的雷达调制方法

Country Status (6)

Country Link
US (2) US20230314556A1 (zh)
EP (1) EP4193186A1 (zh)
JP (2) JP7480421B2 (zh)
CN (2) CN116075745A (zh)
DE (1) DE102020210079B3 (zh)
WO (2) WO2022033638A1 (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20230324537A1 (en) * 2022-04-12 2023-10-12 Honeywell International Inc. Unambiguous and accurate velocity estimation by frequency-modulated radars
DE102022209859A1 (de) 2022-09-20 2024-03-21 Continental Autonomous Mobility Germany GmbH Verfahren zum Fokussieren der Radarerfassung für eine Relativbewegung
CN118501841A (zh) * 2024-07-12 2024-08-16 成都阶跃时进科技有限公司 Fmcw雷达信号识别方法及装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE112007001913A5 (de) 2006-10-06 2009-05-20 Adc Automotive Distance Control Systems Gmbh Radarsystem zur Umfelderfassung mit Kompensation von Störsignalen
JP5726852B2 (ja) 2009-04-06 2015-06-03 コンティ テミック マイクロエレクトロニック ゲゼルシャフト ミットベシュレンクテル ハフツングＣｏｎｔｉ Ｔｅｍｉｃ ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ＧｍｂＨ 送信信号と受信信号とを分離しかつ妨害放射を抑制する装置を持つレーダシステム及び方法
DE102009016480B4 (de) 2009-04-06 2021-12-23 Conti Temic Microelectronic Gmbh Verfahren für ein Radarsystem zur Unterdrückung von Mehrdeutigkeiten bei der Bestimmung von Objektmaßen
US9024809B2 (en) * 2011-03-17 2015-05-05 Sony Corporation Object detection system and method
DE102013200404A1 (de) 2013-01-14 2014-07-31 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur zyklischen Messung von Abständen und Geschwindigkeiten von Objekten mit einem FMCW-Radarsensor
DE102016221947A1 (de) 2016-11-09 2018-05-09 Robert Bosch Gmbh Radarsensor für Kraftfahrzeuge
DE102017209628A1 (de) 2017-06-08 2018-12-13 Robert Bosch Gmbh FMCW-Radarsensor für Kraftfahrzeuge
JP7069309B2 (ja) 2018-06-07 2022-05-17 三菱電機株式会社 レーダ装置、レーダ装置の故障検出方法、及びレーダ装置の運用方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP4193186A1 (de) 2023-06-14
JP2023537900A (ja) 2023-09-06
US20230296750A1 (en) 2023-09-21
CN116075745A (zh) 2023-05-05
JP7480421B2 (ja) 2024-05-09
DE102020210079B3 (de) 2021-08-19
WO2022033638A1 (de) 2022-02-17
WO2022033639A1 (de) 2022-02-17
JP7480422B2 (ja) 2024-05-09
US20230314556A1 (en) 2023-10-05
JP2023537329A (ja) 2023-08-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111157981B (zh) 多入多出调频连续波雷达系统
JP6729864B2 (ja) レーダ装置、レーダ装置の信号処理装置及び信号処理方法
CN116194801A (zh) 低信号处理负荷情况下具有高距离分辨率的雷达方法及雷达系统
Rohling et al. Radar waveform for automotive radar systems and applications
US7791530B2 (en) Time duplex apparatus and method for radar sensor front-ends
US11525908B2 (en) Radar apparatuses and methods involving determination of velocity of an object
KR20180083865A (ko) 인터리빙된 직렬 송신 및 병렬 수신을 포함하는 레이더 시스템
US20090224960A1 (en) Target Detection Method for Use in Radar and Radar Device Using the Target Detection Method
KR102176025B1 (ko) 환경 검출을 위한 차량 레이더
US11422251B2 (en) Angle-resolving broadband radar sensor for motor vehicles
CN106461759A (zh) 用于借助fmcw雷达进行对象定位的方法
US20080272957A1 (en) Method and device for determining the relative velocity of objects
CN109946659B (zh) 一种车载毫米波雷达线性调频连续波运动频率扩展校正方法
CN110651198A (zh) 具有监控同类发射信号序列频率调制的功能的雷达系统
WO2006013614A1 (ja) レーダ装置
KR20230081654A (ko) 레이더 측정 방법
US12000950B2 (en) Estimation of transverse velocities or cartesian velocities of point targets with a radar sensor
US7312745B2 (en) Radar
US11802960B2 (en) Phase correcting apparatus and method of transmission signal of vehicle radar, and vehicle radar apparatus with the same
US11493596B2 (en) Estimation of cartesian velocities of extended radar objects using a radar sensor
US11486997B2 (en) Angle estimation and ambiguity resolution of radar sensors for motor vehicles with a large antenna array
US20230375690A1 (en) Efficient Direction Of Arrival Estimation Using Low Rank Approximation
US11681039B2 (en) Failure determination apparatus and method of vehicle radar apparatus, and vehicle radar apparatus with the same
JPWO2022033638A5 (zh)
JPWO2022033639A5 (zh)

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination