WO2022033639A1 - Radarverfahren sowie radarsystem mit hoher entfernungsauflösung bei geringem signalprozessierungsaufwand - Google Patents

Radarverfahren sowie radarsystem mit hoher entfernungsauflösung bei geringem signalprozessierungsaufwand Download PDF

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Markus Wintermantel
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Definitions

  • the invention relates to a method for a radar system (or a method for operating a radar system) and a radar system for use in driver assistance systems in motor vehicles.
  • the radar system has a high range resolution with a low signal processing load.
  • driver assistance systems which, with the aid of sensor systems, detect the surroundings and derive automatic reactions of the vehicle from the traffic situation detected in this way and/or instruct the driver, in particular warn them.
  • FSRA Full Speed Range Adaptive Cruise Control
  • FSRA Full Speed Range Adaptive Cruise Control
  • the vehicle regulates its own speed to the desired speed specified by the driver, provided the traffic situation permits; otherwise, the vehicle's own speed is automatically adjusted to the traffic situation.
  • the lane change assistant is gaining in importance with the expansion to an at least partially automated lane change function (Lane Change Assist).
  • Radar sensors are predominantly used today for driver assistance systems of the type described above. These work reliably even in poor weather conditions and, in addition to the distance from objects, can also directly measure their radial relative speed using the Doppler effect. In particular, 24 and 77 GHz are used as transmission frequencies.
  • the functions mentioned above require a fairly high sensor range while at the same time having high distance measurement accuracy, resolution and separation capability.
  • the high range resolution and selectivity is also important because it can at least partially compensate for the poor angular resolution and selectivity of automotive radar sensors (resulting from their small size).
  • a simultaneous high range and distance resolution typically require a high level of digital signal processing, which is difficult to implement since corresponding signal processors for use in a motor vehicle are currently only available to a limited extent and are expensive.
  • the object of the invention is to provide a method for a radar sensor and a radar sensor in which a large range and high distance resolution can be realized simultaneously for relatively moving objects with moderate effort for the digital signal processing.
  • this has transmission means for emitting transmission signals which contain a sequence of at least approximately identical individual signals.
  • the sequence of the individual signals changes their frequency position (characterized in particular by their center frequency) and their time interval (possibly apart from a varying and at least approximately mean-free component) at least approximately linearly.
  • the amount of the relative change in the time interval is at least approximately twice as large as the relative change in the frequency position, with the signs of these changes being opposite.
  • a random or pseudo-random component can expediently be superimposed on the frequency position, the time interval and/or the phase position of the individual signals.
  • the frequency of the individual signals is preferably linearly modulated and the slope of the frequency modulation is at least approximately the same for all individual signals, with the individual transmission signals being frequency ramps.
  • a two-dimensional discrete Fourier transformation can then be carried out via the respective IK received values, possibly not completely and preferably with the aid of one-dimensional fast Fourier transformations.
  • the linear changes in the frequency position and the time interval between the individual frequency ramps can also lead to sharp power peaks in the received signals from the transmitted signals reflected by objects after the two-dimensional discrete Fourier transformation if the objects are moving towards or away from the radar system move away from him, i.e. have a relative radial movement component.
  • the linear change in the frequency position of the frequency ramps can be taken into account in an advantageous manner by linearly measuring the position of its power peaks after the two-dimensional discrete Fourier transformation in the Doppler gate dimension I by one of the distance gate dimension j for the determination of the radial relative speed of an object dependent portion is corrected.
  • the linearity factor results from the quotient of the change in the frequency position across the frequency ramps and the change in the frequency within the reception period during the individual frequency ramps.
  • the position of the power peak is preferably determined by interpolation, which generally results in non-integer values for the range gate dimension j and/or the Doppler gate dimension I.
  • the correction can then be implemented by multiplying with a complex pointer of length 1 and corresponding phase.
  • the sequence of K individual transmission signals can be repeated cyclically, with the slope of the linear change in frequency position across the individual transmission signals being varied from sequence to sequence at least sometimes (ie at least in one sequence or one of the sequences), in particular by the radial distance and / or to increase relative speed measurement accuracy and / or to be more robust with regard to interference with other radar systems.
  • the individual transmission signals preferably represent frequency ramps, with two cycles with an inverse gradient, ie a gradient that differs by a factor of ⁇ 1, being used for a precise radial distance and/or relative speed measurement of an object. From its positions of the power peak resulting in the two cycles after the two-dimensional discrete Fourier transformation, essentially only the sum and the difference in the Doppler gate dimension are used, but not the distance gate dimension.
  • sequence of K individual frequency ramps can be repeated cyclically, with the gradient of the frequency ramps changing automatically from sequence to sequence at least sometimes, i. H. at least in sequence, is varied, in particular to be more robust to interference with other radar systems.
  • the sequence of K individual transmission signals can expediently be repeated cyclically, with the mean time interval from sequence to sequence being at least sometimes, i. H. at least in one sequence, is varied, in particular in order to resolve ambiguities in the determination of the radial relative speed and/or to be more robust with regard to interference with other radar systems.
  • a plurality of reception channels can preferably be realized by a plurality of transmitting and/or receiving antennas.
  • digital beam shaping over receive channels or for generating receive channels can also be provided.
  • the present invention also claims a radar system for detecting the surroundings, comprising transmission means for emitting transmission signals which contain a sequence of at least approximately identical individual signals.
  • the radar system is characterized in that the sequence of the individual signals changes their frequency position (in particular characterized by their center frequency) and their time interval (possibly apart from a varying and at least approximately mean-free component) at least approximately linearly.
  • the amount of the relative change in the time interval is at least approximately twice as large as the relative change in the frequency position, with the signs of these changes being opposite.
  • FIG. 1 shows the exemplary embodiment of a radar system.
  • Fig. 3 shows the absolute value spectrum after the two-dimensional discrete Fourier transformation for three objects and the frequency curve according to Fig. 2.
  • FIG. 5 shows the absolute value spectrum after the two-dimensional discrete Fourier transformation for the three objects and the frequency profile according to FIG. 4, the distance between the frequency ramps being constant.
  • Figure 7 shows the magnitude spectrum for the case where frequency ramp spacing is chosen in accordance with this invention.
  • the exemplary embodiment of a radar system which is shown roughly in FIG. 1, is considered.
  • the 4 receiving antennas (and thus their phase, i.e.
  • the transmission signals radiated on the transmission antenna are obtained from the high-frequency oscillator 1.2 in the 76-77 GHz range, the frequency of which can be changed via a control voltage vcontroli.
  • the control voltage is generated in the control means 1.7, these control means z.
  • B. contain a phase-locked loop or a digital-to-analog converter, which are controlled in such a way that the frequency response of the oscillator corresponds to the desired frequency modulation.
  • the signals received from the four receiving antennas are also mixed down in parallel in the real-value mixers 1.3 with the signal from the oscillator 1.2 into the low-frequency range.
  • the received signals then pass through the bandpass filter 1.4 with the transfer function shown, the amplifier 1.5 and the analog/digital converter 1.6. They are then further processed in the digital signal processing unit 1.8.
  • DFT two-dimensional Fourier transformation
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the background is that on the one hand the samples are real-valued, so that their spectrum is symmetrical, ie no additional information is contained in the upper half of the DFT, and on the other hand the upper transition range of the analog bandpass filter 1.4 according to FIG. 1 has a frequency bandwidth of 1.09MHz (corresponds to the range of 56 frequency support points).
  • an alternative form of modulation such as e.g. B. the form of modulation known from DE 10 2013 200 404 A1 and shown in FIG. 4 can be used.
  • the signal processing in the form of the two-dimensional DFT can remain unchanged.
  • the dissipation of the power peaks is all the stronger the larger the amount of the relative speed is; the effect is not yet visible for the first two objects because their relative speed is very small.
  • then results for the example above according to Fig. 6.
  • the phase cpiF(t,k) of the received signal at the output of a mixer results for a single punctiform object from the phase difference between the current oscillator signal and the signal reflected back from the object, which is delayed by the transit time
  • cpiF(t,k) ( ⁇ pTx(t,k) - (p-rx(t-At,k)) Sch , (6)
  • the received signal after the mixer is also referred to as an intermediate frequency signal (intermediate frequency or IF).
  • ⁇ pi F (k) 2TT-Sch-Fc(k)-2r c (k)/c (10)
  • the first part depicts the distance-dependent effect of the linear frequency modulation, the second part represents the Doppler effect, i.e. the frequency shift due to the relative movement, which is generally significantly smaller here than the distance-dependent part.
  • the average over all frequency ramps results in Intermediate frequency fiF with the mean distance r (see ref. (8)) and the mean
  • the change in the distance gate j(k) according to equation (14) via the frequency ramps k is primarily caused by the distance r c (k), which changes slightly at relative speed, but is comparatively small because the total of K frequency ramps change over the short period of time (typically in the range ⁇ 20ms) changes the distance only slightly - according to the two-dimensional DFT, this can only lead to a slight widening of the power peak in the distance gate dimension.
  • the first part in the distance gate j according to equation (15) is caused by the distance r of the object, the second part by its relative speed v; the second fraction is usually much smaller than the first fraction, so the range gate is largely determined by range.
  • ⁇ pi F (k) 2iT-(Sch-Fc(k)-2r/c + s C h-Tc(k)-F c (k)-2v/c) .
  • the first component in cpiF(k) changes linearly over the frequency ramps k (since the center frequency F c (k) changes linearly).
  • the second component for a relative speed v 0 is not linear, since the respective linear terms T c (k) and F c (k) appear in a product.
  • the variable TDC is the average interval of the frequency ramps (i.e. the average sampling time for obtaining the Doppler gate dimension through the second discrete one-dimensional Fourier transformation, which the "D" in the index of TDC symbolizes).
  • the denominator of the notation (17) is of the form (1 +x) with
  • «1 , so that the series expansion is 1/ (1 +x) 1 - x+x 2 -+... e.g. B. up to the second-order term can be used as a very good approximation:
  • Tc(k) (k-(K-1 )/2) TDC (1 - (k-(K-1 )/2)/K-Bs/Fcc) + (k-(K-1 )/2) /K- Bs/Fcc) 2 ) (18)
  • T D (k) TDC (1 - 2((kK/2)/K- Bs/Fcc) + 3((kK/2)/K- Bs/Fcc) 2 ) ; (19) Since the third part contains the very small Bs/Fcc ratio in quadratic form and is therefore normally much smaller than the second part, which is linear in Bs/Fcc, it can also be neglected or left out:
  • T D (k) TDC (1 - 2(kK/2)/K- BS/FCC) (20)
  • the time interval between the frequency ramps thus changes at least approximately in a linear manner over the frequency ramps k.
  • T D (k)-TDc)/T D c -2(kK/2)/KB s /Fcc (21 )
  • ⁇ pi F (k) 2iT Sch ((k-(K-1 )/2)/K Bs-2r/c + (k-(K-1 )/2)/K Fcc Ts-2v/c) ( 23) with the duration Ts of the entire frequency ramp sequence:
  • the range gate j and the Doppler gate I of an object is generally non-integer and can be determined by interpolation from the shape of the power peak in the two-dimensional DFT, which only provides values at integer gates.
  • One approach to solving the ambiguity is that, analogously to the approach proposed in DE 10 2009 016 480 A1, the average frequency ramp distance TDC is varied from radar cycle to radar cycle, i. H. in the sequence of K frequency ramps transmitted in the current radar cycle, a different value for TDC is used than in the previous sequence. The then changed DLS in eq.
  • the effect of the linearly changing frequency position of the frequency ramps (identified by Bs ⁇ O) is taken into account by taking from the Doppler gate I of the resulting power peak the proportion j-Bs /Bch subtracted; in addition, a B s 0 has a slight effect on the Doppler gate width DL according to ref. (31).
  • the exact position of the power peak is obtained by interpolation; due in particular to the signal windowing used in the DFT, a power peak not only has a level at one port, but also at at least one neighboring port, so that the shape of the power peak, e.g. B. by parabolic interpolation or using the known shape of the power peaks (which results from the DFT of the window function itself), the actual, generally non-integer position can be determined.
  • this interpolation is not arbitrarily precise; e.g. Interpolation errors can occur, e.g.
  • vm Sch-Di_s+-(l+ + l-)/2 / (1 - D Ls+ -t + -/(2
  • )) (32) r m
  • Accurate distance measurement is particularly important at close range, e.g. B. for functions to avoid a collision with an obstacle on the side of the vehicle (e.g. crash barrier) or another vehicle.
  • the sign of the modulation bandwidth Bs was changed over two radar cycles while the magnitude was kept constant. In principle, however, it is sufficient for the value of Bs and/or the gradient of the linear change in frequency position to change over two radar cycles in order to be able to eliminate the influence of the range gate. A weighting factor then occurs in the required sum and difference of the Doppler gates, i. H. the resulting Doppler gate values over the two cycles are not equally weighted.
  • parameters of the modulation are preferably varied, in particular analogously to the approaches mentioned in the documents WO 2008/040341 A1, DE 10 2009 016 480 A1 and EP 2 629 113 B1, e.g. e.g.:
  • phase position of the individual transmission signals by an additional phase modulator in the transmission means the phase position being varied randomly or pseudo-randomly via the frequency ramps, which is preferably to be compensated again on the receiving side in the digital signal processing means.
  • the angle preferably not only several receiving antennas are used, but also several transmitting antennas, the signals of all combinations of transmitting and receiving antennas being evaluated in order to realize as many virtual receiving channels as possible. If all or some of the transmitting and/or receiving antennas are not operated simultaneously, then a plurality of preferably identical sequences of frequency ramps of the type described above are nested in one another.
  • the method presented here as an example allows a distance measurement with high accuracy and separation capability by using a high modulation bandwidth, without the measurement and detection quality being reduced in the case of relatively moving objects and without requiring high computing power in the digital signal processing means (the latter is the case with conventional methods with a high modulation bandwidth).
  • the fact that only moderate computing power is required is due to the fact that the discrete Fourier transformation can be used for the calculation in its fast implementation as an FFT, and that the dimension of the multi-dimensional FFT is lower than with conventional methods with high distance resolution and measurement accuracy, since the distance measurement is partially shifted into the dimension in which the relative speed is also measured.
  • a good range separation capability is also important because the angle separation capability of radar systems is comparatively poor due to the generally large beam width (due to the limited size), which e.g. B. can lead to the fact that reflections from the right and left guardrail cannot be separated and merge in such a way that the measured angle is on the own lane and a stationary obstacle (e.g. stationary vehicle) is thus incorrectly assumed.

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Abstract

Vorgestellt wird ein erfindungsgemäßes Verfahren für ein Radarsystem zur Umgebungserfassung mit Sendemitteln zur Abstrahlung von Sendesignalen, welche eine Folge von zumindest näherungsweise gleichen Einzelsignalen beinhalten, dadurch gekennzeichnet, dass über die Folge der Einzelsignale deren Frequenzlage, insbesondere gekennzeichnet durch deren Mittenfrequenz, und deren zeitlicher Abstand – gegebenenfalls jeweils abgesehen von einem variierenden und zumindest näherungsweise mittelwertfreien Anteil – zumindest näherungsweise linear geändert werden, wobei der Betrag der relativen Änderung des zeitlichen Abstands zumindest näherungsweise doppelt so groß wie der Betrag der relativen Änderung der Frequenzlage ist und die Vorzeichen dieser Änderungen entgegengesetzt sind.

Description

Radarverfahren sowie Radarsystem mit hoher Entfernungsauflösung bei geringem Signalprozessierungsaufwand
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren für ein Radarsystem (bzw. ein Verfahren zum Betrieb eines Radarsystems) und ein Radarsystem zum Einsatz für Fahrerassistenzsysteme im Kraftfahrzeug. Das Radarsystem besitzt erfindungsgemäß eine hohe Entfernungsauflösung bei geringer Signalprozessierungslast.
Stand der Technik
Kraftfahrzeuge werden zunehmend mit Fahrerassistenzsystemen ausgerüstet, welche mit Hilfe von Sensorsystemen die Umgebung erfassen und aus der so erkannten Verkehrssituation automatische Reaktionen des Fahrzeugs ableiten und/oder den Fahrer instruieren, insbesondere warnen. Dabei unterscheidet man zwischen Komfort- und Sicherheitsfunktionen.
Als Komfortfunktion spielt in der momentanen Entwicklung die adaptive Geschwindigkeitsregelung mit vollem Geschwindigkeitsbereich (FSRA = Full Speed Range Adaptive Cruise Control) eine wichtige Rolle. Das Fahrzeug regelt die Eigengeschwindigkeit auf die vom Fahrer vorgegebene Wunschgeschwindigkeit ein, sofern die Verkehrssituation dies zulässt, andernfalls wird die Eigengeschwindigkeit automatisch an die Verkehrssituation angepasst. Daneben gewinnt der Spurwechselassistent mit der Erweiterung zu einer zumindest teilweise automatisierten Spurwechselfunktion (Lane Change Assist) an Bedeutung.
Neben einer Erhöhung des Komforts stehen Sicherheitsfunktionen immer stärker im Fokus, wobei die Reduzierung des Brems- bzw. Anhalteweges in Notsituationen eine wichtige Rolle spielt. Das Spektrum der entsprechenden Fahrerassistenzfunktionen reicht von einem automatischen Vorfüllen der Bremse zur Reduktion der Bremslatenz (Prefill) bis hin zur autonomen Notbremsung.
Für Fahrerassistenzsysteme der oben beschriebenen Art werden heute vorwiegend Radarsensoren eingesetzt. Diese arbeiten auch bei schlechten Wetterbedingungen zuverlässig und können neben dem Abstand von Objekten auch direkt deren radiale Relativgeschwindigkeit über den Dopplereffekt messen. Als Sendefrequenzen werden dabei insbesondere 24 und 77GHz eingesetzt. Die oben genannten Funktionen benötigen eine recht hohe Sensorreichweite bei gleichzeitig hoher Entfernungsmessgenauigkeit, -auflösung und -trennfähigkeit. Die hohe Entfernungsauflösung und -trennfähigkeit ist auch deshalb wichtig, weil dadurch zumindest teilweise die schlechte Winkelauflösung und -trennfähigkeit von Kfz-Radar- sensoren (resultierend aus ihrer kleinen Größe) ausgeglichen werden kann. Allerdings benötigen eine gleichzeitige hohe Reichweite und Entfernungsauflösung typischerweise einen hohen Aufwand an digitaler Signalprozessierung, was schwierig zu realisieren ist, da entsprechende Signalprozessoren für die Verwendung in einem Kraftfahrzeug heutzutage nur beschränkt verfügbar bzw. teuer sind.
In DE 10 2013 200 404 A1 und WO 2018/086783 A1 sind Verfahren vorgeschlagen, die eine hohe Reichweite und hohe Entfernungsauflösung bei moderatem Aufwand für die digitale Signalprozessierung erlauben sollen. Allerdings verfehlen diese Verfahren insbesondere bei hoher radialer Relativgeschwindigkeit das Ziel einer hohen Entfernungsauflösung und haben dann auch eine reduzierte Sensitivität, d. h. Reichweite.
Aufgabe, Lösung und Vorteile der Erfindung
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren für einen Radarsensor sowie einen Radarsensor zur Verfügung zu stellen, bei welchem auch für relativ bewegte Objekte gleichzeitig eine hohe Reichweite und hohe Entfernungsauflösung bei moderatem Aufwand für die digitale Signalprozessierung realisiert werden kann.
Diese Aufgabe wird grundsätzlich mit Hilfe eines Radarverfahrens und Radarsystems gemäß den Ansprüchen 1 und 13 gelöst. Zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beansprucht. Dabei wird erfindungsgemäß dargestellt, wie die Radarmodulation und die Signalauswertung zu gestalten sind, um sowohl für Entfernung als auch für Relativgeschwindigkeit von Objekten eine hohe Messgenauigkeit und -auflösung realisieren zu können.
Die Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der Tatsache, dass Sensoren mit gleichzeitig hoher Reichweite und hoher Entfernungsauflösung mit heute für Kfz-Anwendun- gen verfügbaren und vergleichsweise günstigen Signalprozessoren realisiert werden können, um z. B. anspruchsvolle Fahrerassistenzsysteme der nächsten Generation implementieren zu können. Derartige Signalprozessoren haben in der Regel einen einfacheren Aufbau und daneben auch den Vorteil, dass sie weniger elektrische Leistung verbrauchen.
Erfindungsbeschreibung
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren für ein Radarsystem zur Umgebungserfassung weist dieses Sendemittel zur Abstrahlung von Sendesignalen auf, welche eine Folge von zumindest näherungsweise gleichen Einzelsignalen beinhalten. Über die Folge der Einzelsignale werden deren Frequenzlage (die insbesondere durch deren Mittenfrequenz gekennzeichnet ist) und deren zeitlicher Abstand (gegebenenfalls jeweils abgesehen von einem variierenden und zumindest näherungsweise mittelwertfreien Anteil) zumindest näherungsweise linear geändert. Dabei ist der Betrag der relativen Änderung des zeitlichen Abstands zumindest näherungsweise doppelt so groß, wie die relative Änderung der Frequenzlage, wobei die Vorzeichen dieser Änderungen entgegengesetzt sind.
Zweckmäßigerweise kann der Frequenzlage, dem zeitlichen Abstand und/oder der Phasenlage der Einzelsignale ein zufälliger oder pseudozufälliger Anteil überlagert werden.
Vorzugsweise ist die Frequenz der Einzelsignale linear moduliert und die Steigung der Frequenzmodulation für alle Einzelsignale zumindest näherungsweise gleich, wobei es sich bei den einzelnen Sendesignalen um Frequenzrampen handelt.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung des Verfahrens können für K Frequenzrampen, im Folgenden mit k=0, ... ,K-1 nummeriert, jeweils I digitale Empfangswerte, im Folgenden mit i=0, ... , 1-1 nummeriert, jeweils für mehrere Empfangskanäle akquiriert werden. Über die jeweils I K Empfangswerte kann dann eine zweidimensionale diskrete Fouriertransformation, gegebenenfalls nicht vollständig und vorzugsweise mit Hilfe von eindimensionalen schnellen Fouriertransformationen, durchgeführt werden. Hierbei können die aus der Empfangswertindex-Dimension i nach Transformation entstehende Dimension als Entfernungstore j =0, ... , J-1 und die aus der Frequenzrampen- Dimension entstehende Dimension als Dopplertore l=0, ... , L-1 bezeichnet werden. Ferner können die linearen Änderungen der Frequenzlage und des zeitlichen Abstandes der einzelnen Frequenzrampen dazu führen, dass die Empfangssignale von an Objekten reflektierten Sendesignalen nach der zweidimensionalen diskreten Fourier- transformation auch dann zu scharfen Leistungsspitzen führen, wenn sich die Objekte auf das Radarsystem zu- oder von ihm wegbewegen, also eine relative radiale Bewegungskomponente haben.
Die lineare Änderung der Frequenzlage der Frequenzrampen kann in vorteilhafter Weise dadurch berücksichtigt werden, indem für die Bestimmung der radialen Relativgeschwindigkeit eines Objektes im Wesentlichen die Position seiner Leistungsspitzen nach der zweidimensionalen diskreten Fouriertransformation in der Dopplertor-Dimension I um einen von der Entfernungstor-Dimension j linear abhängigen Anteil korrigiert wird. Dabei ergibt sich der Linearitätsfaktor aus dem Quotienten von der Änderung der Frequenzlage über die Frequenzrampen hinweg und der Änderung der Frequenz innerhalb des Empfangszeitraums während der einzelnen Frequenzrampen. Die Position der Leistungsspitze wird vorzugsweise durch Interpolation bestimmt, wodurch sich für die Entfernungstor-Dimension j und/oder die Dopplertor-Dimension I in der Regel nichtganzzahlige Werte ergeben.
Zweckmäßigerweise kann die lineare Änderung der Frequenzlage der einzelnen Frequenzrampen dadurch berücksichtigt werden, dass nach einer eindimensionalen diskreten Fouriertransformation über die I Empfangswerte pro Frequenzrampe k=0, ... ,K- 1 die Phasen der in der Entfernungstor-Dimension j resultierenden Werte jeweils um einen bezüglich dem Produkt 2ir j k/K proportionalen Phasenanteil korrigiert werden, wobei sich der Proportionalitätsfaktor im Wesentlichen aus dem Quotienten aus Änderung der Frequenzlage über die Frequenzrampen hinweg und Änderung der Frequenz innerhalb des Empfangszeitraums während der einzelnen Frequenzrampen ergibt. Die Korrektur kann dann durch Multiplikation mit einem komplexen Zeiger der Länge 1 und entsprechender Phase realisiert werden.
Die Folge von K einzelnen Sendesignalen kann zyklisch wiederholt werden, wobei die Steigung der linearen Frequenzlageänderung über die einzelnen Sendesignale hinweg von Folge zu Folge zumindest manchmal (d. h. zumindest in einer Folge bzw. einer der Folgen) variiert wird, insbesondere um die radiale Entfernungs- und/oder Relativgeschwindigkeitsmessgenauigkeit zu erhöhen und/oder hinsichtlich auftretender Störungen mit anderen Radarsystemen robuster zu sein. Vorzugsweise stellen die einzelnen Sendesignale Frequenzrampen dar, wobei zwei Zyklen mit inverser Steigung, d. h. sich um den Faktor -1 unterscheidender Steigung, für eine genaue radiale Entfernungs- und/oder Relativgeschwindigkeitsmessung eines Objekts benutzt werden. Hierbei werden von seinen sich in den zwei Zyklen ergebenden Positionen der Leistungsspitze nach der zweidimensionalen diskreten Fourier- transformation nur im Wesentlichen die Summe und die Differenz in Dopplertor-Dimension benutzt, jedoch nicht die Entfernungstor-Dimension.
Ferner kann die Folge von K einzelnen Frequenzrampen zyklisch wiederholt werden, wobei die Steigung der Frequenzrampen selbsttätig von Folge zu Folge zumindest manchmal, d. h. zumindest in einer Folge, variiert wird, insbesondere um hinsichtlich Störungen mit anderen Radarsystemen robuster zu sein.
Zweckmäßigerweise kann die Folge von K einzelnen Sendesignalen zyklisch wiederholt werden, wobei der mittlere zeitliche Abstand von Folge zu Folge zumindest manchmal, d. h. zumindest in einer Folge, variiert wird, insbesondere um Mehrdeutigkeiten in der Bestimmung der radialen Relativgeschwindigkeit aufzulösen und/oder hinsichtlich Störungen mit anderen Radarsystemen robuster zu sein.
Vorzugsweise können durch mehrere Sende- und/oder Empfangsantennen mehrere Empfangskanäle realisiert werden. Neben der zweidimensionalen diskreten Fourier- transformation über jeweils I K Empfangswerte kann zudem eine digitale Strahlformung über Empfangskanäle bzw. zur Erzeugung von Empfangskanälen vorgesehen sein.
Nebengeordnet beansprucht die vorliegende Erfindung zudem ein Radarsystem zur Umgebungserfassung, umfassend Sendemittel zur Abstrahlung von Sendesignalen, welche eine Folge von zumindest näherungsweise gleichen Einzelsignalen beinhalten. Das Radarsystem ist dadurch gekennzeichnet, dass über die Folge der Einzelsignale deren Frequenzlage (insbesondere gekennzeichnet durch deren Mittenfrequenz), und deren zeitlicher Abstand (gegebenenfalls jeweils abgesehen von einem variierenden und zumindest näherungsweise Mittelwert-freien Anteil) zumindest näherungsweise linear geändert werden. Die relative Änderung des zeitlichen Abstands ist dabei vom Betrag zumindest näherungsweise doppelt so groß wie die relative Änderung der Frequenzlage, wobei die Vorzeichen dieser Änderungen entgegengesetzt sind. Kurzbeschreibung der Zeichnungen
In Fig. 1 ist die beispielhafte Ausführungsform eines Radarsystems dargestellt.
Fig. 2 zeigt die Frequenz der Sendesignale, welche sogenannte Frequenzrampen darstellen, mit konstanter Frequenzlage nach Stand der Technik.
Fig. 3 zeigt das Betragsspektrum nach der zweidimensionalen diskreten Fouriertrans- formation für drei Objekte und den Frequenzverlauf nach Fig. 2.
In Fig. 4 ist die Frequenz der Sendesignale mit linear sich ändernder Frequenzlage dargestellt.
Fig. 5 zeigt das Betragsspektrum nach der zweidimensionalen diskreten Fouriertrans- formation für die drei Objekte und den Frequenzverlauf nach Fig. 4, wobei der Abstand der Frequenzrampen konstant ist.
In Fig. 6 ist das Betragsspektrum für den Fall dargestellt, das der Abstand der Frequenzrampen gemäß WO 2018/086783 A1 gewählt wird.
Fig. 7 zeigt das Betragsspektrum für den Fall, das der Abstand der Frequenzrampen gemäß dieser Erfindung gewählt wird.
Ausführungsbeispiel
Betrachtet wird die beispielhafte Ausführung eines Radarsystems, welches in Fig. 1 grob dargestellt ist. Das Radarsystem besitzt eine Sendeantenne TX0 zur Abstrahlung von Sendesignalen und M=4 Empfangsantennen RX0-RX3 zum Empfang von an Objekten reflektierten Sendesignalen; die Antennen sind auf einer ebenen Platine 1.1 in planarer Technologie als Patchantennen ausgeführt, wobei diese Platine bezüglich horizontaler und vertikaler Richtung im Fahrzeug wie in Fig. 1 dargestellt orientiert ist. Alle Antennen (Sende- und Empfangsantennen) haben vorzugsweise jeweils in Elevation und in Azimut dieselbe Strahlcharakteristik. Die 4 Empfangsantennen (und damit ihre Phasen-, also Abstrahlzentren) haben jeweils gleichen lateralen, d. h. horizontalen Abstand d = X/2 = 1.96mm zueinander, wobei X = c/76.5GHz = 3.92mm die mittlere Wellenlänge der abgestrahlten Signale im benutzten Frequenzband 76-77GHz und c=3*108m/s die Lichtgeschwindigkeit ist. Die auf der Sendeantenne abgestrahlten Sendesignale werden aus dem Hochfrequenz-Oszillator 1.2 im 76-77GHz-Bereich gewonnen, welcher über eine Steuerspannung vcontroi in seiner Frequenz verändert werden kann. Die Steuerspannung wird in den Steuermitteln 1.7 erzeugt, wobei diese Steuermittel z. B. einen Phasenregelkreis oder einen Digital-Analog-Wandler enthalten, welche derart angesteuert werden, dass der Frequenzverlauf des Oszillators der gewünschten Frequenzmodulation entspricht.
Die von der vier Empfangsantennen empfangenen Signale werden parallel in den reellwertigen Mischern 1 .3 ebenfalls mit dem Signal des Oszillators 1 .2 in den Niederfrequenzbereich heruntergemischt. Danach durchlaufen die Empfangssignale die Bandpassfilter 1.4 mit der dargestellten Übertragungsfunktion, die Verstärker 1.5 und die Analog/Digital-Wandler 1.6. Anschließend werden sie in der digitalen Signalverarbeitungseinheit 1 .8 weiterverarbeitet.
Damit die Entfernung von Objekten gemessen werden kann, wird - wie in Fig. 2 dargestellt - die Frequenz hx des Hochfrequenz-Oszillators und damit der Sendesignale sehr schnell linear verändert (in Tch=51 ,2ps um Bch=150MHz, wobei die Mittenfrequenz fc=76.5GHz beträgt); man spricht dabei von einer Frequenzrampe (häufig auch als „Chirp“ bezeichnet). Die Frequenzrampen werden im fixen Raster Toc=70ps periodisch wiederholt; insgesamt gibt es K=256 Frequenzrampen, die alle gleichen Frequenzverlauf haben, d. h. gleiche Frequenzsteigung und gleiche Frequenzlage (also insbesondere gleiche Start- und Mittenfrequenz). In den vergangenen Jahren hat sich diese Modulationsart bei Radaren zur Umfelderfassung von Kraftfahrzeugen zunehmend verbreitet.
Während jeder Frequenzrampe k=0, ... , K-1 werden die Empfangssignale von jedem der M=4 A/D-Wandler m=0, ... ,M-1 jeweils l=256 mal jeweils im Abstand von 200ns (also mit 5MHz) abgetastet, wobei die Abtastung immer beim selben Zeitpunkt relativ zum Start der Rampe beginnt (siehe Fig. 2); die resultierenden digitalen Abtastwerte mit Index i=0, ... ,1-1 werden mit s(i,k,m) bezeichnet. Eine Signalabtastung macht nur in dem Zeitbereich Sinn, wo Empfangssignale von Objekten im interessierenden Entfernungsbereich eintreffen - nach Rampenstart muss also wenigstens die zur maximal interessierenden Entfernung korrespondierende Laufzeit abgewartet werden (bei einer maximal interessierenden Entfernung von 99m entspricht dies 0.66ps); es sei angemerkt, dass hier und im Folgenden unter Entfernung immer die radiale Entfernung verstanden ist. Wie aus dem Stand der Technik bekannt ist und auch in einfacher Weise abgeleitet werden kann, stellt das Abtastsignal s(i,k,m) im Falle eines einzelnen punktförmigen Objekts im Abstand r eine sinusförmige Schwingung über den Index i dar, die sich in sehr guter Näherung wie folgt beschreiben lässt: s(i,k,m) = A(m)-sin(2iT-i/l-r/(meter)-Bch/150MHz + cp(k)+(po(m)) , (1 ) d. h. die Frequenz der Schwingung ist proportional zur Objektentfernung r, wobei im Allgemeinen auch im Falle einer radialen Relativbewegung des Objekts zum Sensor für die Frequenz der sinusförmigen Schwingung mit sehr guter Näherung eine konstante Entfernung angenommen werden darf. Allerdings wirkt sich die Relativbewegung mit der radialen Komponente v in der Phasenlage <p(k) der sinusförmigen Schwingung aus: cp(k) = 2TT-k-2TDcvfc/c , (2) d. h., die Phasenlage ändert sich linear über die Frequenzrampen k, wobei die Ände- rungsgeschwindigkeit der Phase proportional zur radialen Relativgeschwindigkeit v des Objekts ist. Auf Grund der Linearität des Empfängers ergibt sich das Abtastsignal s(i,k,m) im Falle mehrerer und/oder ausgedehnter Objekte als lineare Überlagerung von sinusförmigen Funktionen der obigen Gestalt.
Diese Signalform erlaubt die weitere Verarbeitung mit einer zweidimensionalen Fou- riertransformation (DFT) inkl. geeigneter Signalfensterung für jeden Empfangskanal m, wobei diese zweidimensionale DFT vorzugsweise zweistufig über zwei eindimensionale schnelle Fouriertransformationen (FFT = Fast Fourier Transform) realisiert wird. Nach dieser zweidimensionalen DFT treten im resultierenden Spektrum S(j,l,m) Leistungsspitzen auf, deren jeweilige Position zur Entfernung r und Relativgeschwindigkeit v des zugehörigen Objekts korrespondieren - siehe Fig. 3, welches das vom Empfangskanal m unabhängige Betragsspektrum |S(j, l,m)/A(m)| in dB für drei Objekte mit selbem Radarquerschnitt, zumindest näherungsweise gleichem Azimutwinkel und mit den folgenden Entfernungen und Relativgeschwindigkeiten zeigt: [n=29.5m, vi=1.09m/s], [r2=30m, V2=1.09m/s] und [r3=45m, V3=60.4m/s]; den Signalen der Objekte ist noch ein Empfängerrauschen überlagert, welches im Spektrum deutlich unter den Leistungsspitzen der Objekte, die mit den Objektnummern gekennzeichnet sind, liegen. Die aus der Dimension i (Abtastwerte-Indices) entstehende Dimension j =0, ... , J- 1 wird mit Entfernungtore und die aus der Dimension k (Frequenzrampen) entstehende Dimension l=0, ... ,L-1 mit Dopplertore bezeichnet, da sich die Position der Leistungsspitzen in Dimension j im Wesentlichen aus der Objektentfernung und in Dimension I aus der Relativgeschwindigkeit (welche sich über den Dopplereffekt abbildet) ergibt - es kann an dieser Stelle jedoch vernachlässigt werden, dass die Leistungsspitzenposition auch jeweils eine sehr kleine Abhängigkeit von der anderen der beiden physikalischen Größen Entfernung und Relativgeschwindigkeit aufweist. Es sei bemerkt, dass die Geschwindigkeit nicht eindeutig aus dem Dopplertor der Leistungsspitze berechnet werden kann, da bei der hier vorliegenden Auslegung nur eine Eindeutigkeitsbereich von 28m/s über die K=L=256 Dopplertore realisiert wird - Mehrdeutigkeiten können z. B. über eine Variation des Abstandes TDC der Frequenzrampen von Radarzyklus zu Radarzyklus realisiert werden (wie später erläutert). Gemäß Fig. 3 ist die Zahl der Entfernungstore nur J=100 und damit deutlich kleiner als die Zahl l=256 der Abtastwerte; Hintergrund ist, dass zum einen die Abtastwerte reellwertig sind, so dass ihr Spektrum symmetrisch ist, d. h. in der oberen Hälfte der DFT keine zusätzliche Information beinhaltet ist, und zum anderen der obere Übergangsbereich des analogen Bandpassfilters 1.4 nach Fig. 1 eine Frequenzbandbreite von 1.09MHz hat (entspricht dem Bereich von 56 Frequenzstützstellen). Bei der hier verwendeten Modulationsbandbreite Bch=150MHz ist die Entfernungstorbreite Bch/150MHz-1 m gerade =1 m, so dass die J=100 Entfernungstore eine maximale Reichweite von 99m erlauben.
Wie aus Fig. 3 ersichtlich, konnten die ersten beiden Objekte mit [n=29.5m, vi=1.09m/s] und [r2=30m, V2=1.09m/s] nicht getrennt werden, sondern sind in einer Leistungsspitze verschmolzen, da sie gleiche Relativgeschwindigkeit und nur leicht unterschiedliche Entfernung haben - ihre Entfernungsdifferenz ist 0.5m und somit nur ein halbes Entfernungstor. Typischerweise braucht man etwa eine Differenz von zwei Entfernungstoren zur Trennung zweier punktförmiger Objekte mit gleicher Relativgeschwindigkeit. Für eine Entfernungstrennfähigkeit dieser beiden Objekte würde man also eine deutlich höhere Modulationsbandbreite Bch benötigen, wenigstens Faktor 4 höher, also Bch=600MHz, was auf eine Entfernungstorbreite Bch/150MHz-1 m = 0.25m führt. Bei gleicher maximaler Sensorreichweite von etwa 99m wären pro Frequenzrampe 4mal mehr Abtastwerte nötig - das würde zum einen schnellere Analog-Digital- Wandler erfordern und zum anderen, was noch gravierender ist, in den digitalen Signalverarbeitungsmitteln grob 4mal mehr Prozessierungsleistung und Speicher.
Um dies zu vermeiden, kann eine alternative Modulationsform, wie z. B. die aus DE 10 2013 200 404 A1 bekannte und in Fig. 4 dargestellte Modulationsform, angewendet werden. Die einzige Änderung dieser Modulationsform gegenüber der bisher betrachteten nach Fig. 2 ist, dass sich nun die Frequenzlage, insbesondere gekennzeichnet durch die Startfrequenz und Mittenfrequenz Fc(k), linear über die K=256 Frequenzrampen um jeweils die Frequenz Bs/K mit Bs=600MHz erhöht; dadurch wird effektiv eine viel höhere Modulationsbandbreite und resultierend daraus eine viel bessere Entfernungstrennfähigkeit realisiert. Der Abstand der Frequenzrampen ist unverändert, also weiterhin konstant To(k)=70ps. Bei dieser Modulationsform kann die Signalverarbeitung in Form der zweidimensionalen DFT unverändert bleiben. Das sich nun für die 3 Objekte nach obigem Beispiel ergebende Betragsspektrum |S(j, l,m)/A(m)| ist in Fig. 5 dargestellt. Im Vergleich zum ursprünglichen Betragsspektrum nach Fig. 3 haben sich nun die Positionen der Leistungsspitzen in Dopplertor-Dimension I verschoben, aber nicht in Entfernungstor-Dimension j. Dies resultiert daraus, dass durch die sich linear erhöhende Frequenzlage der Frequenzrampe die Zahl der Wellenzüge im Strahlweg vom Sensor zum jeweiligen Objekt und zurück erhöht (die Wellenlänge wird ja mit zunehmender Frequenz kleiner), was sich in der Phasenlage <p(k) der Empfangswerte s(i,k,m) nach Gleichung bzw. Beziehung (1 ) als einen sich linear über die Frequenzrampen k ändernden Anteil auswirkt; dieser überlagert sich dem von einer radialen Relativbewegung bewirkten ebenfalls in k linearen Anteil nach Bez. (2), so dass beide Anteile grundsätzlich gleiche Auswirkung haben, also eine Verschiebung der Leistungsspitze in Dopplertor-Dimension. Wie später gezeigt wird, ergibt sich die durch die Frequenzlagenänderung bewirkte Verschiebung in Dopplertor-Dimension I als näherungsweise das Bs/Bch-fache der Entfernungstor-Dimension j des jeweiligen Objekts.
Wie im Spektrum nach Fig. 5 erkennbar, sind nun die ersten beiden Objekte mit [n=29.5m, vi=1.09m/s] und [r2=30m, V2=1.09m/s] getrennt, d. h. bilden zwei separate Leistungsspitzen, wobei die Trennung in Dopplertor-Dimension stattfindet, weil die leicht unterschiedliche Entfernung von 0.5m zu unterschiedlicher durch Frequenzlagenänderung bewirkter Verschiebung um zwei Dopplertore (der Unterschied in der Dopplertor-Dimension ist um das Bs/Bch-fache, also das 4-fache höher als in der Entfernungstor-Dimension, wo er ein halbes Entfernungstor beträgt).
Nachteilig ist im Spektrum nach Fig. 5 aber, dass das dritte Objekt mit [r3=45m, V3=60.4m/s] nun keine scharfe Leistungsspitze mehr aufweist, sondern in Dopplertor- Dimension sehr stark aufgeweitet ist. Das führt wiederum zu mehreren Nachteilen: erstens reduziert sich die mögliche Detektionsreichweite (da Pegel geringer wird), zweitens wird die Relativgeschwindigkeitsmessung ungenauer (da Leistungsspitze verschwommen) und drittens würde ein weiteres Ziel mit gleicher Relativgeschwindigkeit und leicht unterschiedlicher Entfernung nicht mehr getrennt werden können (da sich verschwommene Leistungsspitzen überlagern). Das Zerfließen der Leistungsspitzen ist umso stärker ja größer der Betrag der Relativgeschwindigkeit ist; bei den ersten zwei Objekten ist der Effekt noch nicht sichtbar, da ihre Relativgeschwindigkeit sehr klein ist.
In WO 2018/086783 A1 ist vorgeschlagen, den Abstand To(k) der einzelnen Frequenzrampen k=0, ... , K-1 mit Mittenfrequenz Fc(k) nicht mehr konstant zu halten, sondern derart zu variieren, dass das Produkt aus To(k)-Fc(k) konstant ist. Für das Beispiel oben ergibt sich dann das Betragsspektrum |S(j, I, m)/A(m)| nach Fig. 6. Im Gegensatz zum Spektrum nach Fig. 5 ist das Zerfließen der Leistungsspitze vom dritten Objekt [r3=45m, V3=60.4m/s] mit hoher Relativgeschwindigkeit zwar nun geringer (etwa halbiert), aber immer noch vorhanden und inakzeptabel groß.
Deshalb wird nun der erfindungsgemäße Ansatz abgeleitet, welcher das Verschwimmen der Leistungsspitze auch bei hoher Relativgeschwindigkeit verhindert.
Für die Frequenz fTx(t,k) des Hochfrequenz-Oszillators und damit der Sendesignale gilt über die relative Zeit t e [-Tch/2, Tch/2] innerhalb der Frequenzrampe k: frx(t,k) = Fc(k) + Bch/Tch-t (3) mit der Mittenfrequenz Fc(k) der Frequenzrampe k=0, ... , K-1 :
Fc(k) = Fcc + Bs/K-(k-(K-1 )/2) , (4) wobei Fee der Mittelwert über alle Mittenfrequenzen Fc(k) ist. Durch Integration ergibt sich damit die Phase cpTx(t,k) des Oszillator- und Sendesignals zu
(pTX(t,k) = 2iT (Fc(k) t + 1/2- Bch/Tch-t2) , (5) wobei die Integrationskonstante hier ohne Einfluss und deshalb weggelassen ist.
Das Phase cpiF(t,k) des Empfangssignals am Ausgang eines Mischers ergibt sich für ein einzelnes punktförmiges Objekt aus der Phasendifferenz zwischen dem aktuellen Oszillatorsignal und dem vom Objekt zurückreflektierten Signal, welches um die Laufzeit At verzögert ist: cpiF(t,k) = (<pTx(t,k) - (p-rx(t-At,k)) Sch , (6) wobei Sch das Vorzeichen der Chirp-Modulationsbandbreite Bch kennzeichnet, also =+1 für steigende Frequenzrampe und =-1 für fallende Frequenzrampe ist. Das Empfangssignal nach dem Mischer wird auch als Zwischenfrequenzsignal bezeichnet (Zwischenfrequenz = engl.: „Intermediate Frequency“ bzw. IF). Das Abtastsignal s(i,k,m) des zugehörigen Empfangskanals m ergibt sich durch Bildung von I Abtastwerten mit Index i=0, ... ,1-1 über die Zeit t e [-Tch/2, Tch/2],
Die Laufzeit At errechnet sich für ein Objekt mit der radialen Relativgeschwindigkeit v zu:
At = 2(rc(k)+vt)/c ; (7) dabei ist rc(k) die Entfernung des Objekts in der Mitte der Frequenzrampe k: rc(k) = r + v-Tc(k) , (8) wobei r die mittlere Entfernung über alle Frequenzrampen und Tc(k) die absolute Zeit in der Mitte der Frequenzrampe k darstellt (die absolute Zeit in der Mitte aller Frequenzrampen ist als 0 definiert). Es wird hierbei eine konstante Relativgeschwindigkeit angenommen, da die gesamte Folge der K Frequenzrampen nur sehr kurz dauert, beispielsweise < 20ms.
Aus den Beziehungen (5)-(7) ergibt sich nach Umformung und unter Weglassung von vernachlässigbar kleinen Termen die Phase des Zwischenfrequenzsignals zu cpiF(t,k) = 2iT-(Sch-Fc(k)-2rc(k)/c
+ | Bch|/Tch-2rc(k)/c-t + sCh-Fc(k)-2v/c-t + |Bch|/Tch-2v/c-t2) . (9)
Die mittlere Zwischenfrequenzsignalphase (also bei t=0) ergibt sich über die Frequenzrampen k zu:
<piF(k) = 2TT-Sch-Fc(k)-2rc(k)/c (10)
Aus Bez. (9) resultiert durch Ableitung die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals, also die Zwischenfrequenz selbst: fip(t, k) = |Bch|/Tch-2(rc(k)+v-t)/c + Sch-(Fc(k)+Bch/Tch-t)-2v/c (11 )
Für die mittlere Zwischenfrequenz fip(k) der Frequenzrampe k ergibt sich (also bei t=0): fiF(k) = |Bch|/Tch-2rc(k)/c + sCh-Fc(k)-2v/c ; (12) der erste Anteil bildet den entfernungsabhängigen Effekt der linearen Frequenzmodulation ab, der zweite Anteil stellt den Dopplereffekt dar, also die Frequenzverschiebung durch die Relativbewegung, welcher hier im Allgemeinen deutlich kleiner ist als der entfernungsabhängige Anteil. Im Mittel über alle Frequenzrampen ergibt sich die Zwischenfrequenz fiF mit der mittleren Entfernung r (siehe Bez. (8)) und der mittleren
Mittenfrequenz Fcc (siehe Bez. (4)) zu: fiF = |Bch|/Tch-2r/c + Sch-Fcc-2v/c (13)
Bildet man eine eindimensionale diskrete Fouriertransformation über das Abtastsignal s(i,k,m) einer Frequenzrampe k und eines Empfangskanals m, so ergibt sich die Leistungsspitze bei dem Entfernungstor j(k) = fiF(k)*Tch, d. h. mit Bez. (12) zu: j(k) = |Bch|-2rc(k)/c + sCh-Fc(k)-Tch-2v/c , (14) und im Mittel über alle Entfernungstore erhält man aus (13): j = |Bch|-2r/c + Sch-Fcc-Tch-2v/c , (15) was im Allgemeinen nichtganzzahlige Werte für j(k) bzw. j darstellen, d. h., das eigentliche Maximum einer Leistungsspitze liegt zwischen zwei bei der DFT betrachten ganzzahligen Entfernungstoren - seine nichtganzzahlige Position kann durch Interpolation bestimmt werden. Nach der zweidimensionalen DFT liegt die Leistungsspitze bei dem mittleren Entfernungstor j nach Bez. (15). Die Änderung des Entfernungstors j(k) nach Bez. (14) über die Frequenzrampen k wird primär durch die sich bei Relativgeschwindigkeit leicht ändernde Entfernung rc(k) bewirkt, ist aber vergleichsweise gering, da sich über die kurze Zeit der insgesamt K Frequenzrampen (typischerweise im Bereich < 20ms) die Entfernung nur geringfügig ändert - nach der zweidimensionalen DFT kann das auch nur zu einer geringfügigen Aufweitung der Leistungsspitze in Entfernungstor-Dimension führen. Der erste Anteil im Entfernungstor j nach Bez. (15) wird von der Entfernung r des Objekts bewirkt, der zweite Anteil von seiner Relativgeschwindigkeit v; der zweite Anteil ist normalerweise viel kleiner als der erste Anteil, so dass das Entfernungstor weitgehend durch die Entfernung bestimmt wird.
Aus der mittleren Zwischenfrequenzsignalphase cpiF(k) nach Bez. (10) ergibt sich mit der mittleren Entfernung rc(k) nach Bez. (8):
<piF(k) = 2iT-(Sch-Fc(k)-2r/c + sCh-Tc(k)-Fc(k)-2v/c) . (16)
Der erste Anteil in cpiF(k) ändert sich linear über die Frequenzrampen k (da sich die Mittenfrequenz Fc(k) linear ändert). Für den eingangs untersuchten Fall eines konstanten Abstandes der Frequenzrampen, also einer linear sich ändernden Zeit Tc(k) der Frequenzrampenmitten, ist der zweite Anteil für eine Relativgeschwindigkeit v 0 nicht linear, da die jeweils linearen Terme Tc(k) und Fc(k) in einem Produkt auftreten. Durch dieses nichtlineare Verhalten von cpiF(k) ergibt sich nach der zweiten eindimensionalen DFT über die Frequenzrampen-Dimension k keine scharfe Leistungsspitze in der resultierenden Dopplertor-Dimension I; die Leistungsspitze verschwimmt desto mehr je höher der nichtlineare Anteil herrührend von Tc(k)-Fc(k)-sCh-2v/c und damit je höher die Relativgeschwindigkeit ist (wie auch im Beispiel nach Fig. 5 zu sehen war).
Um dieses relativgeschwindigkeitsabhängige Verschwimmen zu vermeiden, muss der zweite Anteil cpiF(k) nach Bez. (16) auch linear in k sein, d. h.:
Sch-Tc(k)-Fc(k)-2v/c = (k-(K-1 )/2) const
Durch Auflösen dieser Gleichung nach Tc(k) und Ersetzen der mittleren Rampenfrequenz Fc(k) nach Bez. (4) ergibt sich bei Vernachlässigung eines sehr kleinen Terms:
Tc(k) = (k-(K-1 )/2) TDC/(1 + (k-(K-1 )/2)/K- Bs/Fcc) (17) mit TDC = const-Sch/(2v/c-Fcc) ; wie aus Bez. (17) ersichtlich, ist die Größe TDC der mittlere Anstand der Frequenzrampen (also die mittlere Abtastzeit zur Gewinnung der Dopplertor-Dimension durch die zweite diskrete eindimensionale Fouriertransformation, was das „D“ im Index von TDC symbolisiert). Da die Modulationsbandbreite Bs über die Folge der Frequenzrampen normalerweise viel kleiner als die mittlere Sendefrequenz Fcc ist, ist der Nenner der Bez. (17) von der Form (1 +x) mit |x|«1 , so dass die Reihenentwicklung 1/(1 +x) = 1 - x+x2-+... z. B. bis zum Glied zweiter Ordnung als sehr gute Näherung verwendet werden kann:
Tc(k) = (k-(K-1 )/2) TDC (1 - (k-(K-1 )/2)/K- Bs/Fcc) + (k-(K-1 )/2)/K- Bs/Fcc)2) (18)
Der zeitliche Abstand To(k) = Tc(k)-Tc(k-1 ) zweier benachbarter Frequenzrampen ergibt sich mit Hilfe von Bez. (18) und unter Weglassung von vernachlässigbar kleinen Termen zu:
TD(k) = TDC (1 - 2((k-K/2)/K- Bs/Fcc) + 3((k-K/2)/K- Bs/Fcc)2) ; (19) da der dritte Anteil das sehr kleine Verhältnis Bs/Fcc in quadratischer Form beinhaltet und damit im Normalfall viel kleiner als der in Bs/Fcc lineare zweite Anteil ist, kann dieser auch vernachlässigt bzw. weggelassen werden:
TD(k) = TDC (1 - 2(k-K/2)/K- BS/FCC) (20) Damit ändert sich der zeitliche Abstand der Frequenzrampen zumindest näherungsweise in linearer Weise über die Frequenzrampen k. Die relative Änderung des Frequenzrampenabstandes To(k) = Tc(k)-Tc(k-1 ) nach Bez. (20) ist über die Frequenzrampen k=1 , ... , K-1 :
(TD(k)-TDc)/TDc = -2(k-K/2)/K-Bs/Fcc (21 )
Nach Bez. (4) ergibt sich die relative Änderung ihrer sich über die Frequenzrampen k=0, ... , K-1 linear ändernden Mittenfrequenz Fc(k) zu
(Fc(k)-Fcc)/Fcc = +(k-K/2-1/2)/2)/K Bs/Fcc (22)
Wie aus Bez. 21 und 22 ersichtlich, ist die Steigung der linearen relativen Änderung der Mittenfrequenz der Frequenzrampen =+Bs/Fcc und die ihres zeitlichen Abstandes =-2Bs/Fcc, d. h. die relative Änderung des zeitlichen Abstands, vom Betrag her doppelt so groß wie die relative Änderung der Frequenzlage der Frequenzrampen , wobei die Vorzeichen dieser Änderungen entgegengesetzt sind. Es sei bemerkt, dass bei genauer Bestimmung des zeitlichen Abstandes z. B. gemäß Bez. (19) dieser Zusammenhang der relativen Änderungen nicht ganz exakt, sondern nur näherungsweise gegeben ist. Für das oben betrachtete Beispiel mit der Modulationsbandbreite Bs=600MHz und der mittleren Frequenz Fcc=76.5GHz beträgt die relative Änderung der Frequenzlage etwa 0.78% über die gesamte Folge der K Frequenzrampen gesehen und die relative Änderung ihres zeitlichen Abstandes -1.56%. Es sei noch erwähnt, dass bei einer Auslegung des Rampenabstandes gemäß WO 2018/086783 A1 die relativen Änderungen von zeitlichem Abstand und Frequenzlage der Frequenzrampen invers und betragsmäßig gleich groß wären, also sich nicht um den Faktor 2 im Betrag unterscheiden würden.
Mit dieser Wahl des zeitlichen Abstandes der Frequenzrampen (also To(k) nach Bez. (20)) ergibt sich nach zweidimensionaler DFT das in Fig. 7 dargestellte Betragsspektrum |S(j,l,m)/A(m)|. Im Gegensatz zum Spektrum nach Fig. 6 ist nun auch die Leistungsspitze vom dritten Objekt [r3=45m, V3=60.4m/s] mit hoher Relativgeschwindigkeit scharf, d. h. das Zerfließen wurde verhindert, was sich auch in einem um etwa 2dB höheren Pegel auswirkt. Die beiden Objekte [n=29.5m, vi=1.09m/s] und [r2=30m, V2=1.09m/s] mit gleicher Relativgeschwindigkeit und nur leicht unterschiedlicher Entfernung sind unverändert separiert. Nun ist noch die Position der Leistungsspitze eines Objekts in Dopplertor-Dimension zu bestimmen. Dazu wird die oben bestimmte Zeit Tc(k) der Frequenzrampenmitten nach Bez. (17) in die Zwischenfrequenzsignalphase cpiF(k) nach Bez. (16) eingesetzt; unter Verwendung der Bez. (4) für die Mittenfrequenz Fc(k) ergibt sich unter Weglassen eines nicht relevanten konstanten Phasenanteils:
<piF(k) = 2iT Sch ((k-(K-1 )/2)/K Bs-2r/c + (k-(K-1 )/2)/K Fcc Ts-2v/c) (23) mit der Dauer Ts der gesamten Frequenzrampenfolge:
Ts = K TDC ; (24)
Ausdrücklich wird nochmals betont, dass dies - wie gefordert und über eine entsprechende Wahl von Tc(k) realisiert - einen über k linearen Phasenverlauf darstellt.
Bildet man nun die zweite eindimensionale diskrete Fouriertransformation über die Frequenzrampen-Dimension k, so ergibt sich die Leistungsspitze bei dem Dopplertor I = (CPIF(K)-CPIF(0))/(2TT), d. h. mit Bez. (23) zu:
I = Sch-(Bs-2r/c + Fcc-Ts-2v/c) ; (25) der erste Anteil resultiert dabei von der Entfernung r des Objekts, der zweite Anteil von seiner Relativgeschwindigkeit v. Im Gegensatz zum Entfernungstor j nach Bez. (15), welches nur von einer Objektgröße, nämlich seiner Entfernung dominiert wird, gehen in das Dopplertor Relativgeschwindigkeit und Entfernung ähnlich stark ein.
Wie man durch Vergleich der Bez. (25) und (15) für das resultierende Dopplertor I und Entfernungstor j erkennen kann, wirkt sich die Entfernung in Dopplertor-Dimension Bs/| Bch|-mal stärker aus als in Entfernungstor-Dimension, was in einer entsprechend verbesserten Entfernungstrennfähigkeit resultiert.
Nun werden die Bez. (15) und (25) für Entfernungs- und Dopplertor in besonderem Maße umgeschrieben, indem Entfernung und Relativgeschwindigkeit auf ihre Torlän- gen bezogen werden: j = r/Rlch + Sch-V/ÜLch (26)
I = Sch-r/RLs + Sch-V/Dks (27) mit den Entfernungs- und Dopplertorlängen:
Rich = c/(2|Bch|) , RLS = c/(2Bs) , Dich = c/(2FccTch) , DLS = c/(2FccTs) . (28) In einer Sensorapplikation sind Entfernung und Relativgeschwindigkeit von Objekten nicht bekannt, sondern es liegt die Aufgabe zu Grunde, diese aus den Positionen der Leistungsspitzen nach der zweidimensionalen DFT zu bestimmen. Deshalb sind die beiden Bez. (26) und (27) nach der Entfernung r und der Geschwindigkeit v aufzulösen; daraus resultiert: r = RL (j - I-Tch/Ts) (29) v = Di_-Sch(l - j-Bs/Bch) (30) mit den modifizierten Torlängen L = Rich/(1 - Bs/Bch-Tch/Ts) , DL = DLS/(1 - Bs/Bch-Tch/Ts) (31 )
Das Entfernungstor j und das Dopplertor I eines Objekts ist im Allgemeinen nichtganzzahlig und kann durch Interpolation aus der Form der Leistungsspitze in der zweidimensionalen DFT, welche nur Werte an ganzzahligen Toren liefert, ermittelt werden.
Daneben ist zu berücksichtigen, dass das Dopplertor I typischerweise in einem Wertebereich liegen kann, der größer als der Eindeutigkeitsbereich L=K der DFT ist; damit kann das Dopplertor aus der DFT nur bis auf ein unbekanntes ganzzahliges Vielfaches von K bestimmt werden. Ein Ansatz zur Lösung der Mehrdeutigkeit ist, dass man analog zu dem in DE 10 2009 016 480 A1 vorgeschlagenen Ansatz den mittleren Frequenzrampenabstand TDC von Radarzyklus zu Radarzyklus variiert, d. h. in der im aktuellen Radarzyklus ausgesendeten Folge von K Frequenzrampen nutzt man einen anderen Wert für TDC als bei der vorhergehenden Folge. Durch das dann geänderte DLS in Bez. (27) ergibt sich bei etwa gleicher Relativgeschwindigkeit im aktuellen Radarzyklus ein anderer Wert für das Dopplertor I als im vorhergehenden, was eine Lösung der Mehrdeutigkeit erlaubt (die Relativgeschwindigkeit kann sich in den typer- weise etwa 50ms von Radarzyklus zu Radarzyklus nur wenig ändern).
Gemäß Bez. (30) zur Bestimmung der Relativgeschwindigkeit eines Objektes wird der Effekt durch die sich linear ändernde Frequenzlage der Frequenzrampen (gekennzeichnet durch Bs^O) dadurch berücksichtigt, dass man vom Dopplertor I der resultierenden Leistungsspitze den zu ihrem Entfernungstor proportionalen Anteil j-Bs/Bch subtrahiert; daneben wirkt sich ein Bs 0 noch geringfügig auf die Dopplertorbreite DL nach Bez. (31 ) aus.
Alternativ kann der Effekt durch die sich linear ändernde Frequenzlage auch dadurch berücksichtigt werden, dass nach der eindimensionalen diskreten Fouriertransformation über die I Empfangswerte pro Frequenzrampe k=0, ... , K-1 die Phasen der in der Entfernungstor-Dimension j resultierenden Werte jeweils durch Subtraktion von 2ir j Bs/Bch k/K für alle j und k korrigiert (also unabhängig, ob dort ein Objekt ist oder nicht, was zu diesem Zeitpunkt auch unbekannt sein dürfte); die Korrektur lässt sich durch Multiplikation mit einem komplexen Zeiger der Länge 1 und entsprechender Phase realisieren.
Wie eingangs beschrieben, wird zur Bestimmung des Entfernungs- und Dopplertors eines Objekts die genaue Position der Leistungsspitze durch Interpolation gewonnen; insbesondere bedingt durch die bei der DFT benutzte Signalfensterung weist eine Leistungsspitze nicht nur bei einem Tor einen Pegel auf, sondern auch bei wenigstens einem benachbarten Tor, so dass aus der Form der Leistungsspitze, z. B. durch parabolische Interpolation oder unter Verwendung der bekannte Form der Leistungsspitzen (welche sich aus der DFT der Fensterfunktion selber ergibt), die tatsächliche, im Allgemeinen nichtganzzahlige Position bestimmt werden kann. Allerdings ist diese Interpolation nicht beliebig genau; z. B. durch überlagertes Rauschen (insbesondere bei schlechtem Signal-Rausch-Verhältnis) oder durch ausgedehnte, d. h. nicht punktförmige Objekte kann es zu Interpolationsfehlem kommen. Dies führt zu Ungenauigkeiten in der Bestimmung von Entfernung und Relativgeschwindigkeit von Objekten nach Bez. (29) und (30). Für die Relativgeschwindigkeit nach Bez. (30) ist insbesondere kritisch, dass dort das Entfernungstor mit dem Faktor Bs/Bch eingeht (im obigen Beispiel also mit dem Faktor 4). In die Bez. (29) zur Bestimmung der Entfernung geht fast ausschließlich das Entfernungstor ein (das Dopplertor hat nur ein sehr geringes Gewicht Tch/Ts) und somit quasi nur ein Interpolationsfehler (also vom Entfernungstor); allerdings geht dieser Fehler mit der großen Torbreite Ri_ch=c/(2| Bch| ) ein, also nicht mit der im Allgemeinen deutlich kleineren Torbreite RLS=C/(2BS), d. h. für die Genauigkeit der Entfernungsbestimmung profitiert man nicht von der großen Modulationsbreite Bs und damit nicht von der Änderung der Frequenzlage über die Frequenzrampen (diese verbessert bisher im Wesentlichen nur die Entfernungstrennfähigkeit für Objekte mit gleicher Relativgeschwindigkeit). Sowohl für Entfernung als auch für Relativgeschwindigkeit kommen die Ungenauigkeiten also hauptsächlich von Fehlem des Entfernungstors.
Diese Ungenauigkeiten in der Bestimmung von Entfernung und Relativgeschwindigkeit von Entfernungstorfehlern können dadurch vermieden werden, dass für die Modulationsbandbreite Bs über die Folge der Frequenzrampen nicht immer das gleiche Vorzeichen verwendet wird, sondern es über die Radarzyklen variiert, während der Betrag konstant gehalten wird; d. h. es wird beispielweise alternierend +BS und -Bs benutzt, so dass sich jeden zweiten Radarzyklus die Frequenzlage über die Frequenzrampen linear erhöht und in den anderen Radarzyklen linear erniedrigt. Dadurch ändert sich im Dopplertor I nach Bez. (27) das Vorzeichen des Anteils von der Entfernung. Wenn nun die Summe der Dopplertore eines Objekts aus zwei Radarzyklen mit unterschiedlichem Vorzeichen von Bs genommen werden, so wird etwas grob gesprochen der Anteil von der Entfernung eliminiert und man erhält die Relativgeschwindigkeit, und umgekehrt wenn man die Differenz der Dopplertore bildet. Ferner muss noch berücksichtigt werden, dass zum einen sich bei einer Relativgeschwindigkeit v^0 die Entfernung leicht von Radarzyklus zu Radarzyklus ändert und wenn zum anderen der mittlere Abstand der Frequenzrampen TDC über die Radarzyklen variiert. Nach einigen Zwischenrechnungsschritten und Vereinfachungen kann dann die über die beiden Zyklen gemittelte Entfernung rm und Relativgeschwindigkeit vm erhalten werden: vm = Sch-Di_s+-(l+ + l-)/2 / (1 - DLs+-t+-/(2| RLS|)) (32) rm = | RLs|-(Sch-(k - 1-)/2 - VITI/2-(1 /DLS+ - 1/DLS-)) (33) wobei l+ das Dopplertor im ersten Radarzyklus mit positiver Modulationsbandbreite +BS und I- das Dopplertor im nächsten Radarzyklus nach der Zeit t+- mit negativer Modulationsbandbreite -Bs ist; die „mittlere“ Dopplertorbreite DLS+- ergibt sich aus den gegebenenfalls unterschiedlichen Dopplertorbreiten DLS+ und DLS- der beiden Radarzyklen (bei unterschiedlichem mittlerem Frequenzrampenabstand) zu:
DLS+- = 2/(1 /DLS+ + 1 /DLS-) (34)
Damit wird zur Bestimmung von Entfernung und Relativgeschwindigkeit eines Objekts nur seine Dopplertore aus den beiden Radarzyklen benötigt, aber nicht mehr die Entfernungstore, die im bisherigen Ansatz zu signifikanten Fehlem führen konnten. Für die Entfernungsbestimmung ist nun auch die kleine Torbreite RLS von der großen Modulationsbandbreite Bs relevant, d. h. Interpolationsfehler gehen entsprechend geringer ein.
Eine genaue Entfernungsmessung ist insbesondere im Nahbereich wichtig, z. B. für Funktionen, um einen Zusammenstoß mit einem seitlich des Fahrzeuges befindlichen Hindernis (z. B. Leitplanke) oder anderem Fahrzeug zu vermeiden. Dabei ist der Abstand häufig kleiner als die große Torbreite RLch=c/(2|Bch|), d. h. liegt im ersten Entfernungstor, wo die Interpolation im Allgemeinen besonders schlecht funktioniert (wegen Überlagerung von Reflektionen von Stoßfänger und/oder von negativen Frequenzanteilen). Durch die Entfernungsbestimmung nach obigem Ansatz allein aus Dopplertoren von zwei Zyklen mit entgegengesetztem Bs können auch solche nahen Abstände noch genau bestimmt werden.
In der obigen Ausführung wurde über zwei Radarzyklen das Vorzeichen der Modulationsbandbreite Bs geändert, während der Betrag konstant gehalten wurde. Grundsätzlich ist es aber ausreichend, dass sich der Wert von Bs und/oder die Steigung der linearen Frequenzlagenänderung über zwei Radarzyklen ändert, um den Einfluss des Entfernungstors eliminieren zu können. Dann tritt in der benötigten Summe und Differenz der Dopplertore noch ein Gewichtungsfaktor auf, d. h. die sich über die zwei Zyklen ergebenden Dopplertorwerte sind nicht gleich gewichtet.
Damit das Radarsystem robust hinsichtlich Störungen von anderen Radarsystemen ist, werden vorzugsweise und insbesondere analog zu den in den Schriften WO 2008/040341 A1 , DE 10 2009 016 480 A1 und EP 2 629 113 B1 genannten Ansätze Parameter der Modulation variiert, z. B.:
- mittlerer Abstand der Frequenzrampen von Zyklus zu Zyklus (erlaubt wie oben ausgeführt zusätzlich auch das einfache Lösen von Geschwindigkeitsmehrdeutigkeiten);
- Modulationsbandbreite Bs und/oder Bch (Betrag und/oder Vorzeichen) von Zyklus zu Zyklus;
- zeitlicher Abstand To(k) der Frequenzrampen nach Bez. (19) und (20) durch zusätzliche Überlagerung eines über k variierenden zufälligen oder pseudozufälligen mittelwertfreien Anteils typischerweise im Bereich bis zu wenigen Mikrosekunden; für relativ bewegte Objekte weist die Empfangsphase dann einen über die Frequenzrampen leicht variierenden Anteil auf, der aber noch so klein ist, dass die dadurch generierten Effekte nach der DFT (Rauschen und Pegelreduktion der Leistungsspitze) vernachlässigbar sind;
- Frequenzlage Fc(k) der Frequenzrampen (also ihre Mittenfrequenz) nach Bez. (4) durch zusätzliche Überlagerung eines über k variierenden zufälligen oder pseudozufälligen mittelwertfreien Anteils; diese Variation der Frequenzlage kann auch dadurch realisiert werden, dass immer die gleichen Frequenzrampen benutzt werden, aber der Zeitpunkt, ab dem die Abtastwerte des Empfangssignales gewonnen werden, variiert wird; die dadurch entstehende Phasenvariation der Empfangssignale, welche proportional zum Entfernungstor ist, kann durch entsprechende generelle Phasenkorrektur nach der ersten eindimensionalen DFT kompensiert werden;
- Phasenlage der einzelnen Sendesignale durch einen zusätzlichen Phasenmodulator in den Sendemitteln, wobei die Phasenlage über die Frequenzrampen zufällig oder pseudozufällig variiert wird, was auf Empfangsseite vorzugsweise in den digitalen Signalverarbeitungsmittel wieder zu kompensieren ist.
Im betrachteten Radarsystem nach Fig. 1 gibt es M=4 Empfangsantennen und zugehörige Empfangskanäle m=0, ... ,M-1 . Nach der zweidimensionalen DFT wird vorzugsweise in jedem Enfernungs-Dopplertor (j,l) eine digitale Strahlformung z. B. auch wieder in Form einer DFT bzw. FFT berechnet; es wird also eine dreidimensionale Fou- riertransformation durchgeführt. Leistungsspitzen werden dann im dreidimensionalen Spektrum bestimmt. Der Azimutwinkel eine Objekts ergibt sich aus der Position seiner Leistungsspitze in der dritten Dimension, die aus der Dimension m der Empfangskanäle entstanden ist; Entfernung und Relativgeschwindigkeit ergeben sich gemäß den obigen Zusammenhängen aus den anderen beiden Dimensionen. Um für die Winkelbildung mehr Kanäle zur Verfügung zu haben, werden vorzugsweise nicht nur mehrere Empfangsantennen benutzt, sondern auch mehrere Sendeantennen, wobei die Signale aller Kombinationen von Sende- und Empfangsantennen ausgewertet werden, um möglichst viele virtuelle Empfangskanäle zu realisieren. Wenn alle oder einige der Sende- und/oder Empfangsantennen nicht gleichzeitig betrieben werden, dann werden mehrere vorzugsweise gleichartige Folgen von Frequenzrampen der oben beschriebenen Art ineinander geschachtelt.
Zusammenfassend erlaubt das hier beispielhaft vorgestellte Verfahren eine Entfernungsmessung mit hoher Genauigkeit und Trennfähigkeit durch Nutzung einer hohen Modulationsbandbreite, ohne dass es zum einen zur Minderung der Mess- und Detektionsqualität bei relative bewegten Objekten kommt und ohne dass zum anderen eine hohe Rechenleistung in den digitalen Signalverarbeitungsmitteln benötigt wird (letzteres ist bei konventionellen Verfahren mit hoher Modulationsbandbreite der Fall). Dass nur eine moderate Rechenleistung erforderlich ist, kommt zum einen daher, dass für die Berechnung die diskrete Fouriertransformation in ihrer schnellen Realisierung als FFT benutzt werden kann, und dass zum anderen die Dimension der mehrdimensionalen FFT geringer ist als bei konventionellen Verfahren mit hoher Entfernungsauflösung und -messgenauigkeit, da die Entfernungsmessung teilweise in die Dimension verschoben wird, in welcher auch die Relativgeschwindigkeit gemessen wird. Dabei wird ausgenutzt, dass bei Kfz-Radarsystemen zur Umgebungserfassung hohe Entfernungstrennfähigkeit hauptsächlich für Ziele mit gleicher radialer Relativgeschwindigkeit benötigt wird. Entsprechende Beispiele für Radarsysteme zur Umfelderfassung des eigenen Fahrzeuges sind ein vorausliegendes Stauende, ein stehendes Fahrzeug unter einer Brücke oder neben einer Leitplanke, die stationäre Umgebung der Straße (Leitplane, Bäume, Gebäude, ... ) und die Längen- und Breitenmessung von anderen Fahrzeugen (die normalerwiese jeweils zahlreiche Reflektionspunkte aufweisen). Eine gute Entfernungstrennfähigkeit ist auch deshalb wichtig, weil die Winkeltrennfähigkeit von Radarsystemen durch die im Allgemeinen große Stahlbreite (bedingt durch die limitierte Baugröße) vergleichsweise schlecht ist, was z. B. dazu führen kann, dass Reflektionen von der rechten und linken Leiplanke nicht getrennt werden können und derart verschmelzen, dass der gemessene Winkel auf der eigenen Fahrbahn liegt und dadurch fälschlicherweise ein stehendes Hindernis (z. B. stehendes Fahrzeug) vermutet wird.
Ferner sei erwähnt, dass für Szenarien von vielen Zielen mit leicht unterschiedlichen Relativgeschwindigkeiten und Entfernungen das Verfahren nur teilweise seine Vorzüge ausspielen kann, da eben die Gesamtzahl an Erfassungstoren, also Entfernungs- Dopplertoren durch die Modulationsbreitenerhöhung über die lineare Frequenzlagenänderung der Frequenzrampen nicht erhöht wird. Für die oben beschriebenen Fahrerassistenzfunktionen sind solche Szenarien aber im Allgemeinen wenig relevant.
Abschließende Bemerkung
Es sei bemerkt, dass sich die anhand des obigen Anwendungsbeispiels dargestellten erfindungsgemäßen Überlegungen und Ausführungen auf allgemeine Bemessungen und Parameterauslegungen übertragen lassen, d. h., sie können auch auf andere Zahlenwerte angewendet werden. Deshalb sind in Formeln und Figuren auch allgemeine Parameter angegeben.

Claims

Ansprüche
1 . Verfahren für ein Radarsystem zur Umgebungserfassung mit Sendemitteln zur Abstrahlung von Sendesignalen, welche eine Folge von zumindest näherungsweise gleichen Einzelsignalen beinhalten, dadurch gekennzeichnet, dass über die Folge der Einzelsignale deren Frequenzlage, insbesondere gekennzeichnet durch deren Mittenfrequenz, und deren zeitlicher Abstand, jeweils abgesehen von einem optionalen variierenden und zumindest näherungsweise mittelwertfreien Anteil, zumindest näherungsweise linear geändert werden, wobei der Betrag der relativen Änderung des zeitlichen Abstands zumindest näherungsweise doppelt so groß wie der Betrag der relativen Änderung der Frequenzlage ist und die Vorzeichen dieser Änderungen entgegengesetzt sind.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , bei welchem der Frequenzlage, dem zeitlichen Abstand und/oder der Phasenlage der Einzelsignale ein zufälliger oder pseudozufälliger Anteil überlagert wird.
3. Verfahren nach einem der obigen Ansprüche für ein Radarsystem, bei welchem die Frequenz der Einzelsignale linear moduliert ist und die Steigung der Frequenzmodulation für alle Einzelsignale zumindest näherungsweise gleich ist, wobei die einzelnen Sendesignale im Folgenden als Frequenzrampen bezeichnet werden.
4. Verfahren nach Anspruch 3, bei welchem während K Frequenzrampen, im Folgenden mit k=0, ... , K-1 nummeriert, jeweils I digitale Empfangswerte, im Folgenden mit i=0, ... ,l-1 nummeriert, insbesondere jeweils für mehrere Empfangskanäle, akquiriert werden und über die jeweils I K Empfangswerte eine zweidimensionale diskrete Fouriertransformation, insbesondere nicht vollständig und mit Hilfe von eindimensionalen schnellen Fouriertransformationen, durchgeführt wird, wobei im Folgenden die aus der Empfangswertindex-Dimension i nach Transformation entstehende Dimension als Entfernungstore j =0, ... , J-1 und die aus der Frequenzrampen- Dimension entstehende Dimension als Dopplertore l=0, ... , L-1 bezeichnet werden.
5. Verfahren nach Anspruch 4, bei welchem die lineare Änderung der Frequenzlage und des zeitlichen Abstandes der einzelnen Frequenzrampen dazu führen, dass die Empfangssignale von an Objekten reflektierten Sendesignalen nach der
23 zweidimensionalen diskreten Fouriertransformation auch dann zu scharfen Leistungsspitzen führen, wenn sich die Objekte auf das Radarsystem zu- oder von ihm wegbewegen, also eine relative radiale Bewegungskomponente haben. Verfahren nach einem der obigen Ansprüche 4 und 5, bei welchem die lineare Änderung der Frequenzlage der Frequenzrampen dadurch berücksichtigt wird, dass für die Bestimmung der radialen Relativgeschwindigkeit eines Objektes die Position seiner Leistungsspitzen nach der zweidimensionalen diskreten Fouriertransformation in der Dopplertor-Dimension I um einen von der Entfernungstor-Dimension j linear abhängigen Anteil korrigiert wird, wobei sich der Linearitätsfaktor aus dem Quotienten aus Änderung der Frequenzlage über die Frequenzrampen hinweg und Änderung der Frequenz innerhalb des Empfangszeitraums während der einzelnen Frequenzrampen ergibt und die Position der Leistungsspitze, vorzugsweise durch Interpolation, bestimmt wird, wodurch sich hier für die Entfernungstor-Dimension j und/oder die Dopplertor-Dimension I im Allgemeinen nichtganzzahlige Werte ergeben. Verfahren nach einem der obigen Ansprüche 4 und 5, bei welchem die lineare Änderung der Frequenzlage der einzelnen Frequenzrampen dadurch berücksichtigt wird, dass nach einer eindimensionalen diskreten Fouriertransformation über die I Empfangswerte pro Frequenzrampe k=0, ... , K-1 die Phasen der in der Entfernungs- tor-Dimension j resultierenden Werte jeweils um einen bzgl. dem Produkt 2rr j k/K proportionalen Phasenanteil korrigiert werden, wobei sich der Proportionalitätsfaktor aus dem Quotienten aus Änderung der Frequenzlage über die Frequenzrampen hinweg und Änderung der Frequenz innerhalb des Empfangszeitraums während der einzelnen Frequenzrampen ergibt und die Korrektur vorzugsweise durch Multiplikation mit einem komplexen Zeiger der Länge 1 und entsprechender Phase realisiert wird. Verfahren nach einem der obigen Ansprüche, bei welchem die Folge von K einzelnen Sendesignalen zyklisch wiederholt und dabei die Steigung der linearen Frequenzlageänderung über die einzelnen Sendesignale hinweg von Folge zu Folge zumindest in einer der Folgen variiert wird, insbesondere um die radiale Entfer- nungs- und/oder Relativgeschwindigkeitsmessgenauigkeit zu erhöhen und/oder hinsichtlich Störungen mit anderen Radarsystemen robuster zu sein. Verfahren nach Anspruch 8, bei welchem die einzelnen Sendesignale Frequenzrampen darstellen und zwei Zyklen mit inverser Steigung für eine genaue radiale Entfernungs- und/oder Relativgeschwindigkeitsmessung eines Objekts benutzt werden, wobei von seinen sich in den zwei Zyklen ergebenden Positionen der Leistungsspitze nach der zweidimensionalen diskreten Fouriertransformation nur im Wesentlichen die Summe und die Differenz in Dopplertor-Dimension genutzt werden, aber nicht die Entfernungstor-Dimension. Verfahren nach einem der obigen Ansprüche, bei welchem die Folge von K einzelnen Frequenzrampen zyklisch wiederholt und dabei die Steigung der Frequenzrampen selber von Folge zu Folge zumindest in einer der Folgen variiert wird, insbesondere um hinsichtlich Störungen mit anderen Radarsystemen robuster zu sein. Verfahren nach einem der obigen Ansprüche, bei welchem die Folge von K einzelnen Sendesignalen zyklisch wiederholt und ihr mittlerer zeitlicher Abstand von Folge zu Folge zumindest in einer der Folgen variiert wird, insbesondere um Mehrdeutigkeiten in der Bestimmung der radialen Relativgeschwindigkeit aufzulösen und/oder hinsichtlich Störungen mit anderen Radarsystemen robuster zu sein. Verfahren nach einem der obigen Ansprüche, bei welchem durch mehrere Sende- und/oder Empfangsantennen mehrere Empfangskanäle realisiert werden und es neben der zweidimensionalen diskreten Fouriertransformation über jeweils I K Empfangswerte eine digitale Strahlformung über Empfangskanäle bzw. zur Erzeugung von Empfangskanälen gibt. Radarsystem zur Umgebungserfassung mit Sendemitteln zur Abstrahlung von Sendesignalen, welche eine Folge von zumindest näherungsweise gleichen Einzelsignalen beinhalten, dadurch gekennzeichnet, dass über die Folge der Einzelsignale deren Frequenzlage, insbesondere gekennzeichnet durch deren Mittenfrequenz, und deren zeitlicher Abstand, jeweils abgesehen von einem optionalen variierenden und zumindest näherungsweise mittelwertfreien Anteil, zumindest näherungsweise linear geändert werden, wobei der Betrag der relativen Änderung des zeitlichen Abstands zumindest näherungsweise doppelt so groß wie der Betrag der relativen Änderung der Frequenzlage ist und die Vorzeichen dieser Änderungen entgegengesetzt sind.
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