DE102016214808A1

DE102016214808A1 - Radarsystem mit einem Frequenzzähler zur Analyse einer Frequenzmodulation

Info

Publication number: DE102016214808A1
Application number: DE102016214808.7A
Authority: DE
Inventors: Markus Wintermantel
Original assignee: Conti Temic Microelectronic GmbH
Current assignee: Continental Autonomous Mobility Germany GmbH
Priority date: 2015-11-16
Filing date: 2016-08-10
Publication date: 2017-05-18

Abstract

Radarsystem zur Umfelderfassung eines Kraftfahrzeugs und Realisierung einer Funktion zur Fahrerassistenz und/oder zu autonomen Fahrmanövern mit einem steuerbaren Oszillator zur Erzeugung einer Frequenzmodulation, Sendemitteln zur Abstrahlung einer Folge von K (K > 1) in der Frequenz modulierten Sendesignalen, die jeweils gleichen Sollfrequenzverlauf gegebenenfalls abgesehen von einer Variation der Frequenzlage, also insbesondere einer Variation der Anfangs- und damit gleichbedeutend der Mittenfrequenz haben, Empfangsmitteln zum Empfang von an Objekten reflektierten Sendesignalen, Mitteln zur Analyse des Istfrequenzverlaufs der Sendesignale mit einem Zähler für die Perioden eines Signals, welches gegenüber dem Sendesignal durch Frequenzteilung um den Faktor T >= 1 und/oder durch Mischung in der Frequenz heruntergesetzt ist, und Signalverarbeitungsmittel zur Auswertung des Zählers sowie zur Auswertung der empfangenen Signale, insbesondere zur Detektion von Objekten.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Radarsystem zum Einsatz für Fahrerassistenzsysteme im Kraftfahrzeug. Das Radarsystem besitzt erfindungsgemäß eine Anordnung und ein Verfahren zur Analyse seiner Frequenzmodulation basierend auf einem Frequenzzähler, dessen Werte über viele gleichartige Frequenzmodulationen aufakkumuliert werden.
Die Erfindung soll anhand des nachfolgenden Beispiels erläutert werden.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
In 1 ist die beispielhafte Ausführungsform eines Radarsystems dargestellt.
2 zeigt die Frequenz der Sende- und der Empfangssignale, welche aus sogenannten Frequenzrampen besteht, sowie die jeweils benutzten Antennenkombinationen bestehend aus Sende- und Empfangsantennen.
3 zeigt ein abgetastetes Signal bei Anwesenheit von zwei Objekten vor der ersten DFT (links) und nach der ersten DFT (rechts).
In 4 ist der über die Frequenzrampen rotierende komplexe Spektralwert im Entfernungstor 4, in welchem sich genau ein Objekt befindet, dargestellt.
5 zeigt schematisch das zweidimensionale komplexwertige Spektrum e(j, l, m) nach der zweiten DFT für eine Antennenkombination m.
6 zeigt die unterschiedlichen Weglängen zwischen den Einzelantennen und einem weit entfernten relativ zum Sensor ruhenden Objekt bei einem Azimutwinkel α_Az < 0.
7a zeigt eine Antennenanordnung mit einer Sende- und 8 Empfangsantennen, welche zur betrachteten Antennenanordnung nach 1 mit 2 Sende- und 4 Empfangsantennen äquivalent ist; in 7b sind für diese äquivalente Anordnung die unterschiedlichen Weglängen zwischen den Einzelantennen und einem weit entfernten relativ zum Sensor ruhenden Objekt dargestellt.
8a zeigt für die obigen Antennenanordnungen den über die Antennenkombinationen rotierenden komplexen Spektralwert im Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Tor (9, 0), in welchem sich genau ein Objekt (relativ zum Sensor ruhend) befindet; in
8b ist betragsmäßig das zugehörige Spektrum nach der dritten DFT dargestellt.
9 zeigt schematisch die Datenanordnung vor der dreidimensionalen DFT (links) und das dreidimensionale komplexwertige Spektrum w(j, l, n) danach (rechts).
10 zeigt einen Ausschnitt aus dem um den Faktor T = 4 heruntergeteilten Oszillatorsignal.
11 stellt den alle 25ns ausgelesenen Wert des Frequenzzählers über ein Sendesignal dar.
Ausführungsbeispiel
Betrachtet wird die beispielhafte Ausführung eines Radarsystems, welches in 1 grob dargestellt ist. Das Radarsystem besitzt 2 Sendeantenne TX0 und TX1 zur Abstrahlung von Sendesignalen und 4 Empfangsantennen RX0–RX3 zum Empfang von an Objekten reflektierten Sendesignalen; die Antennen sind auf einer ebenen Platine 1.1 in planarer Technologie als Patchantennen ausgeführt, wobei diese Platine bezüglich horizontaler und vertikaler Richtung im Fahrzeug wie im Bild dargestellt orientiert ist. Alle Antennen (Sende- und Empfangsantennen) haben in Elevation und Azimut dieselbe Strahlcharakteristik. Die 4 Empfangsantennen (und damit ihre Phasen-, also Abstrahlzentren) haben jeweils gleichen lateralen, d. h. horizontalen Abstand d = λ/2 = 6.2mm zueinander, wobei λ = c/24.15GHz = 12.4mm die mittlere Wellenlänge der abgestrahlten Signale ist; der horizontale Abstand der beiden Sendeantennen zueinander ist 4-mal so groß, beträgt also 4d = 2λ.
Über die Multiplexer 1.3 und 1.4 kann jeweils ein der beiden Sendeantennen und eine der 4 Empfangsantennen selektiert werden.
Die auf der jeweils selektierten Sendeantenne abgestrahlten Sendesignale werden aus dem Hochfrequenz-Oszillator 1.2 im 24GHz-Bereich gewonnen, welcher über eine Steuerspannung v_Steuer in seiner Frequenz verändert werden kann. Die Steuerspannung wird in den Steuermitteln 1.9 erzeugt, wobei diese Steuermittel z.B. einen Phasenregelkreis oder einen Digital-Analog-Wandler enthalten, welche so angesteuert werden, dass der Frequenzverlauf des Oszillators der gewünschten Frequenzmodulation zumindest näherungsweise entspricht. Zur Analyse der Oszillatorfrequenz wird diese im Schaltungsbock 1.11 heruntergesetzt (durch Teilung und/oder Mischung) und im Schaltungsblock 1.12 digitalisiert – weiter unten werden für die Digitalisierung zwei verschiedene Ansätze betrachtet, zum einen ein Analog/Digital-Wandler und zum anderen ein Zähler; die Auswertung dieser digitalen Information über das die Oszillatorfrequenz erfolgt in der digitalen Signalverarbeitungseinheit 1.10.
Die von der jeweils selektierten Empfangsantenne empfangenen Signale werden in dem reellwertigen Mischer 1.5 ebenfalls mit dem Signal des Oszillators 1.2 in den Niederfrequenzbereich heruntergemischt. Danach durchlaufen die Empfangssignale einen Bandpassfilter 1.6 mit der dargestellten Übertragungsfunktion, einen Verstärker 1.7 und einen Analog/Digital-Wandler 1.8; anschließend werden sie in der digitalen Signalverarbeitungseinheit 1.10 weiterverarbeitet.
Damit die Entfernung von Objekten gemessen werden kann, wird – wie in 2 dargestellt – die Frequenz des Hochfrequenz-Oszillators und damit der Sendesignale sehr schnell linear verändert (in 8µs um 187.5MHz); man spricht dabei von einer Frequenzrampe. Die Frequenzrampen werden periodisch wiederholt (alle 10µs); insgesamt gibt es 2048 Frequenzrampen, die alle gleichen Sollfrequenzverlauf haben. Über die Frequenzrampen werden die 8 Kombinationen aus den 2 Sende- und 4 Empfangsantennen in der Reihenfolge TX0/RX0, TX0/RX1, TX0/RX2, TX0/RX3, TX1/RX0, TX1/RX1, TX1/RX2 und TX1/RX3 periodisch wiederholt, wobei vor jeder Frequenzrampe die jeweils nächste Kombination selektiert wird. In 2 ist k die Laufvariable über die 2048/8 = 256 Frequenzrampen für jede Antennenkombination und m = 4·m_TX + m_RX die Laufvariable über die 8 Antennenkombinationen TXm_TX/RXm_RX.
Das Empfangssignal eines einzelnen punktförmigen Objekts ist nach Mischung und damit auch am A/D-Wandler für jede Frequenzrampe und und jede der 8 Antennenkombinationen eine sinusförmige Schwingung; dies kann man sich mit Hilfe von 2 wie folgt erklären: Hat das Objekt die radiale Relativgeschwindigkeit Null zum Radarsystem, so ist die Frequenzdifferenz Δf zwischen gesendetem Signal und empfangenem Signal konstant und dabei proportional zur Signallaufzeit Δt und damit proportional zur radialen Entfernung r = c·Δt/2, wobei c die Lichtgeschwindigkeit ist und der Faktor 1/2 berücksichtigt, dass sich die Laufzeit Δt auf das Hin- und Zurücklaufen der Welle bezieht; die Frequenzdifferenz Δf ergibt sich bei obiger Auslegung zu Δf = 2r/c·187.5MHz/8µs = r·156.250kHz/m. Da das empfangene Signal mit der Oszillator- und damit Sendefrequenz reellwertig gemischt wird, ergibt sich nach dem Mischer eine sinusförmige Schwingung mit der Frequenz Δf. Diese Frequenz liegt im MHz-Bereich und wird bei einer nichtverschwindenden radialen Relativgeschwindigkeit noch um die Dopplerfrequenz verschoben, welche aber nur im kHz-Bereich liegt und deshalb gegenüber dem Frequenzanteil durch die Objektentfernung näherungsweise vernachlässigbar ist. Gibt es mehrere Objekte, so ist das Empfangssignal eine Überlagerung mehrerer sinusförmiger Schwingungen unterschiedlicher Frequenz.
Während jeder Frequenzrampe wird das Empfangssignal am A/D-Wandler 256 mal jeweils im Abstand von 25ns (also mit 40 MHz) abgetastet (siehe 2), wobei die Abtastung immer beim selben Zeitpunkt relativ zum Start der Rampe beginnt. Wie aus 2 ersichtlich ist, macht eine Signalabtastung nur in dem Zeitbereich Sinn, wo Empfangssignale von Objekten im interessierenden Entfernungsbereich eintreffen – nach Rampenstart muss also wenigstens die zur maximal interessierenden Entfernung korrespondierende Laufzeit abgewartet werden (bei einer maximal interessierenden Entfernung von 150m entspricht dies 1µs); es sei bemerkt, dass hier und im Folgenden unter Entfernung immer die radiale Entfernung verstanden ist.
Dann wird über die 256 Abtastwerte jeder Frequenzrampe eine diskrete Fouriertransformation (DFT) in Form einer schnellen Fouriertransformation (FFT = Fast Fourier Transform) gebildet. Dadurch kann man Objekte in unterschiedlichen Entfernungen, welche zu unterschiedlichen Frequenzen führen, trennen (siehe 3; links Signal s(i, k, m) vor DFT bei Anwesenheit von zwei Objekten, rechts Betrag |e(j, k, m)| von Ergebnis der DFT; dabei ist k die Laufvariable über die Frequenzrampen pro Antennenkombination und m die Laufvariable über die die 8 Antennenkombinationen TXm_TX/RXm_RX). Jede der diskreten Frequenzstützstellen j der DFT korrespondiert zu einer Entfernung r und kann deshalb analog zu Pulsradaren auch als Entfernungstor bezeichnet werden; bei obiger Auslegung haben die Entfernungstore gerade einen Abstand und damit eine Breite ∆r von einem Meter (ergibt sich aus ∆r·156.250kHz/m = 1/(6.4µs)). In den Entfernungstoren, in welchen sich Objekte befinden, treten in der DFT Leistungsspitzen auf. Da die abgetasteten Empfangssignale reellwertig sind (dann in oberer Hälfte der DFT keine zusätzliche Information, da symmetrisch) und der obere Übergangsbereich des analogen Bandpassfilters 1.6 nach 1 eine Frequenzbandbreite von 8.75MHz hat (entspricht dem Bereich von 56 Frequenzstützstellen), können nur 100 der 256 diskreten Frequenzstützstellen weiterverarbeitet werden (es sei bemerkt, dass beliebig schmale Übergangsbereiche von Filtern nicht realisierbar sind). Das Filter 1.6 dämpft kleine Frequenzen und somit die Empfangssignale von nahen Objekten, um eine Übersteuerung des Verstärkers 1.7 und des A/D-Wandlers 1.8 zu vermeiden (die an den Antennen empfangenen Signale werden mit abnehmendem Objektabstand ja stärker).
Über die 256 Frequenzrampen (k = 0, 1, ..., 255) fallen in jeder der 8 Antennenkombinationen m (m = 0, 1, ..., 7) für jedes Entfernungstor j (also jede der 100 betrachteten Frequenzstützstellen) komplexe Spektralwerte e(j, k, m) an. Gibt es in der zu einem Entfernungstor korrespondierenden Entfernung genau ein Objekt, so rotiert der komplexe Spektralwert in diesem Entfernungstor j über die 256 Frequenzrampen jeder der 8 Antennenkombinationen m = 0, 1, ..., 7 mit der Dopplerfrequenz, da sich von Frequenzrampe zu Frequenzrampe die Entfernung (im mm-Bereich oder darunter) und damit die Phasenlage der zugehörigen Schwingung gleichförmig ändert (siehe 4; die dort dargestellte Phasenänderung von 45° pro Frequenzrampe korrespondiert zu einer Entfernungsabnahme des Objekts von λ/(8·2) = 0.78mm, wobei die Wellenlänge λ = c/24.15GHz = 12.4mm ist und der Faktor 2 im Nenner das Hin- und Zurücklaufen der Wellen berücksichtigt, woraus sich die radiale Relativgeschwindigkeit v_rel = 0.78mm/80µs = 35km/h ergibt; positives Vorzeichen der radialen Relativgeschwindigkeit ist als Annäherung definiert). Mehrere Objekte mit unterschiedlicher radialer Relativgeschwindigkeit im selben Entfernungstor werden dadurch getrennt, dass für jede Antennenkombination und jedes Entfernungstor über die in den 256 Frequenzrampen anfallenden komplexen Spektralwerte eine zweite DFT gerechnet wird. Jede diskrete Frequenzstützstelle l dieser zweiten DFT korrespondiert zu einem Satz von Dopplerfrequenzen (wegen der Abtastung der Dopplerfrequenz kann sie nur bis auf ein unbekanntes ganzzahliges Vielfaches ihrer Abstastfrequenz bestimmt werden) und somit einem Satz von radialer Relativgeschwindigkeiten v_rel von Objekten, so dass die diskreten Frequenzstützstellen der zweiten DFT als Relativgeschwindigkeitstore bezeichnet werden können; für die radiale Relativgeschwindigkeit wird ab hier zur sprachlichen Vereinfachung der Zusatz „radial“ weggelassen. Der Eindeutigkeitsbereich der Relativgeschwindigkeit ergibt sich aus 2·v_rel,EB·80 µs = 12.4mm zu v_rel,EB = 280km/h. Damit sind dem Relativgeschwindigkeitstor l die Relativgeschwindigkeiten v_rel = (l/256 + p)·280km/h zugeordnet, wobei p ganzzahlig ist.
Die zweite DFT dient nicht nur zur Ermittlung der Relativgeschwindigkeit, sondern sie erhöht durch ihre Integration auch die Detektionsempfindlichkeit – bei 256 Frequenzrampen etwa um 10·log₁₀(256) = 24dB.
Nach dieser zweiten DFT für die Relativgeschwindigkeiten ergibt sich für jede Antennenkombination m ein zweidimensionales komplexwertiges Spektrum v(j, l, m), wobei die einzelnen Zellen als Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Tore bezeichnet werden können und durch Objekte Leistungsspitzen am jeweils zugehörigen Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Tor auftreten (siehe 5).
Schließlich wird dann noch die Information aus den 8 Antennenkombinationen fusioniert. Die von den beiden Sendeantennen stammenden, an einem einzelnen punktförmigen Objekt reflektierten Wellen kommen an den 4 Empfangsantennen abhängig vom Azimutwinkel α_Az mit unterschiedlichen Phasenlagen zueinander an, da die Entfernungen zwischen Objekt und Sende- sowie Empfangsantennen leicht unterschiedlich sind. Dies wird nun näher erläutert, wobei das betrachtete Objekt zuerst relativ zum Sensor ruhen soll, d. h., es hat die Relativgeschwindigkeit Null. In 6 sind in vertikaler Projektion die Phasenzentren der Antennen sowie die Strahlengänge zu einem weit entfernten relativ zum Sensor ruhenden Objekt bei Azimutwinkel α_Az < 0 (positives α_Az bedeute rechts der Lotfläche zur Platinenebene) und Elevationswinkel α_El = 0 (in der horizontalen Lotfläche zur Platinenebene) dargestellt; das Objekt ist so weit entfernt, dass die Strahlengänge als parallel angenommen werden können, d. h., das Objekt befindet sich im Fernfeld der Antennenanordnung. Die Weglänge r(m) für die Antennenkombination m = 4·m_TX + m_RX von der Sendeantenne TXm_TX zum Objekt und zurück zur Empfangsantenne RXm_RX ergibt sich zu r(m) = 2·r_RP + sin(–α_Az)·(a + m_TX·4d + a + d/2 + m_RX·d) = 2·r_RP + sin(–α_Az)·(2a + d/2 + m·d), wobei r_RP die Weglänge von einem Referenzpunkt RP auf der Antennenplatine zum Objekt und a der horizontale Abstand zwischen Referenzpunkt und Sendeantenne TX0 ist. Aus dieser Beziehung sieht man, dass sich der Abstand linear mit der Nummer m der Antennenkombination verändert. Die Größe (2a + d/2 + m·d) stellt den horizontalen Abstand des sogenannten relativen Phasenzentrums der Antennenkombination m zum Referenzpunkt RP dar und ist die Summe aus horizontalem Abstand der zugehörigen Sende- und Empfangsantenne zum Referenzpunkt (das relative Phasenzentrum einer Kombination einer Sende- und einer Empfangsantenne ist hier definiert als Summe der beiden Vektoren von einem Referenzpunkt zu den Phasenzentren der Sende- und der Empfangsantenne).
Der Phasenunterschied φ(m)–φ(0) zwischen den Empfangswellen für die Antennenkombination m = 0, 1, ..., 7 und die Antennenkombination m = 0 ergibt sich auf Grund der unterschiedlichen Weglängen r(m) zu φ(m)–φ(0) = –2π/λ·[r(m) – r(0)] = –2π/λ·[2·r_RP + sin(–α_Az)·(2a + d/2 + m·d) – 2·r_RP – sin(–α_Az)·(2a + d/2 + 0·d)] = –2π/λ·sin(–α_Az)·d·m = 2π/λ·sin(α_Az)·d·m und verändert sich somit ebenfalls linear mit der Nummer m der Antennenkombination. Die Amplitude der auf den unterschiedlichen Antennenkombinationen empfangenen Signale ist konstant, da alle Antennen gleiche Strahlcharakteristik haben und der Abstand der Antennen zum weit entfernten Objekt für eine Pegelbetrachtung nur vernachlässigbar gering differiert.
Wie unmittelbar ersichtlich ist, ergeben sich für die in 7a dargestellte Antennenanordnung mit vertikaler Projektion nach 7b genau dieselben Beziehungen für die Weglänge r(m) und den Phasenunterschied φ(m)–φ(0) wie für die bisher betrachtete Anordnung nach 1; die Anordnung nach 7a hat nur eine Sendeantenne TX0 und 8 äquidistante Empfangsantennen RX0–RX7, wobei die Antennenkombination m = m_RX nun aus der Sendeantenne und der Empfangsantenne RXm_RX gebildet wird. Wegen identischer Einzelantennen und identischen Phasenbeziehungen der Antennenkombinationen zueinander sind beide Antennenanordnungen bezüglich der Winkelmessfähigkeit äquivalent. Die hier vorgestellte Anordnung nach 1 hat aber den Vorteil, dass sie fast nur die halbe horizontale Ausdehnung im Vergleich zur konventionellen Anordnung nach 7a aufweist, wodurch sich die Sensorgröße signifikant reduzieren lässt.
Die über die 8 Antennenkombinationen m linear zu- bzw. abnehmenden azimutwinkelabhängigen Phasenunterschiede φ(m)–φ(0) bleiben abgesehen von eventuellen konstanten und damit kompensierbaren Phasenverschiebungen (z.B. durch unterschiedliche Leitungslängen) bis nach der zweiten DFT erhalten; gibt es also in einem Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Tor (j, l) nur ein Objekt, so rotiert der dortige komplexe Spektralwert v(j, l, m) über die 8 Antennenkombinationen m = 0, 1, ..., 7 mit konstanter, vom Azimutwinkel abhängiger Drehgeschwindigkeit (siehe als Beispiel 8a). Deshalb kann man in jedem Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Tor eine digitale Strahlformung für die Azimutrichtung durchführen. Dazu bildet man Summen über die komplexen Werte zu den 8 Antennenkombinationen, welche jeweils mit einem Satz komplexer Faktoren mit linear sich ändernder Phase multipliziert werden; abhängig von der linearen Phasenänderung des jeweiligen Faktorensatzes resultieren Strahlungskeulen mit unterschiedlichen Strahlrichtungen. Die Strahlbreite dieser Strahlungskeulen ist deutlich geringer als diejenige der Einzelantennen. Die oben beschriebene Summation wird durch eine 16-Punkte-DFT realisiert, wobei die 8 Werte der 8 Antennenkombinationen durch 8 Nullen ergänzt werden. Die diskreten Frequenzwerte n = 0, 1, ..., 15 dieser DFT korrespondieren zu unterschiedlichen Phasendifferenzen Δφ = φ(m) – φ(m – 1) = 2π·n/16 zwischen benachbarten Antennenkombinationen und damit zu unterschiedlichen Azimutwinkeln α_Az = arcsin(Δφ·λ/(2πd)) = arcsin(n·λ/(16d)) und können deshalb als Winkeltore bezeichnet werden. In 8b ist betragsmäßig der Verlauf w(j, l, n) des Spektrums der dritten DFT für die Verhältnisse nach 8a dargestellt, welche sich auf ein punktförmiges Objekt unter dem Azimutwinkel α_Az = 14.5° beziehen (zum dargestellten Phasenunterschied zwischen benachbarten Antennenkombinationen von 45°, was π/4 entspricht, korrespondieren n = 2 und für d = λ/2 der Azimutwinkel α_Az = arcsin(π/4) = 14.5°). Die dritte DFT dient nicht nur zur Ermittlung des Azimutwinkels, sondern sie erhöht durch ihre Integration auch die Detektionsempfindlichkeit – bei 8 Antennenkombinationen etwa um 10·log₁₀(8) = 9dB.
Bisher wurde für die Bestimmung des Azimutwinkels angenommen, dass das Objekt die Relativgeschwindigkeit Null hat. Falls dies nicht der Fall ist, ändert sich die Phase zwischen den Empfangssignalen zu den beiden um jeweils 40µs zeitlich versetzt aktivierten Sendeantennen noch zusätzlich proportional zur im folgenden als konstant angenommen Relativgeschwindigkeit, da sich die Entfernung während diesem Zeitraum jeweils leicht ändert. Da jede dritte DFT zu einem Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Tor und damit zu einer bestimmten Relativgeschwindigkeit gehört, kann man die von der Relativgeschwindigkeit generierte lineare Phasenänderung über die 8 Antennenkombinationen entweder vor oder nach der dritten DFT kompensieren. Bei einer Kompensation vor der DFT muss man die Phase der komplexen Eingangswerte verschieben, bei Kompensation nach der DFT muss man die zu den Ausgangswerten gehörigen diskreten Frequenzwerte n verschieben. Auf Grund der oben erläuterten Mehrdeutigkeiten für die Relativgeschwindigkeit führt diese Kompensation zu unterschiedlichen Azimutwinkeln abhängig von der verwendeten Hypothese für die mehrdeutige Relativgeschwindigkeit.
Nach dieser dritten DFT für die Azimutwinkel (inkl. der Kompensation der von der Relativgeschwindigkeit generierten linearen Phasenänderung über die Antennenkombinationen) ergibt sich ein dreidimensionales komplexwertiges Spektrum w(j, l, n), wobei die einzelnen Zellen als Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Winkel-Tore bezeichnet werden können und durch Objekte Leistungsspitzen am jeweils zugehörigen Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Winkel-Tor auftreten (siehe 9; links Datenanordnung vor dreidimensionaler DFT, rechts danach).
Durch Bestimmung der Leistungsspitzen kann man also Objekte detektieren und ihre Maße Entfernung, Relativgeschwindigkeit (abgesehen von eventuellen Mehrdeutigkeiten, s.o.) und Azimutwinkel (zu jeder Mehrdeutigkeitshypothese der Relativgeschwindigkeit korrespondiert ein Wert, siehe 9) ermitteln. Da Leistungsspitzen bedingt durch die DFT-Fensterungen auch in benachbarten Zellen noch Pegel aufweisen, kann man die Objektmaße durch Interpolation in Abhängigkeit dieser Pegel noch wesentlich genauer als die Torbreiten bestimmen. Es sei bemerkt, dass die Fensterfunktionen der drei DFTs so gewählt werden, dass einerseits die Leistungsspitzen nicht zu breit werden (für eine genügende Objekttrennung), aber andererseits auch die Nebenkeulen der Fensterspektren nicht zu hoch werden (um auch schwach reflektierende Objekte in Anwesenheit stark reflektierender Objekte erkennen zu können). Aus der Höhe der Leistungsspitzen kann als viertes Objektmaß noch dessen Reflektionsquerschnitt geschätzt werden, welcher angibt, wie stark das Objekt die Radarwellen reflektiert. Bedingt durch das in jedem System vorhandene Rauschen (z.B. durch thermisches Rauschen) ergibt sich nach der dreidimensionalen DFT auch ohne empfangene Objektreflektionen ein gewisses Leistungsniveau; dieses Rauschniveau, welche durch statistische Effekte in gewissem Maße variiert, stellt die untere physikalische Grenze der Detektionsfähigkeit dar. Die Detektionsschwelle, oberhalb welcher aus Leistungsspitzen Objekte gebildet werden, wird etwa 12dB über das mittlere Rauschen gelegt.
Bisher wurden primär punktförmige Objekte (also weder in Breite, noch in Länge ausgedehnt) mit konstanter radialer Relativgeschwindigkeit und ohne laterale Bewegung betrachtet. Dann sind die Leistungsspitzen nach der dreidimensionalen Fouriertransformation „scharf“; ihre Form entspricht der dreidimensionalen diskreten Fouriertransformierten der Fensterfunktionen verschoben an die Position der drei Objektgrößen Geschwindigkeit, Entfernung und Winkel – bezogen auf jeweils eine der Dimensionen Geschwindigkeit, Entfernung und Winkel ist die Form der Leistungsspitzen die eindimensionale diskrete Fouriertransformierte der jeweiligen Fensterfunktion verschoben an die jeweilige Objektgröße. Objekte, für welche die obigen Bedingungen nicht gelten, weisen nach der dreidimensionalen Fouriertransformation „verschwommene“ Leistungsspitzen auf.
Die beschriebene Detektion von Objekten und die Bestimmung der zugehörigen Objektmaße stellen einen Messzyklus dar und liefern ein Momentanbild des Umfeldes; dies wird etwa alle 40ms zyklisch wiederholt. Zur Beurteilung der Umfeldsituation werden die Momentanbilder über aufeinanderfolgende Zyklen hinweg verfolgt, gefiltert und ausgewertet; Gründe dafür sind insbesondere:

• einige Größen können nicht direkt in einem Zyklus, sondern nur aus der Änderung über aufeinanderfolgenden Zyklen bestimmt werden (z. B. Längsbeschleunigung und Quergeschwindigkeit),
• die Bewegung von Objekten kann über mehrere Zyklen plausibilisiert werden, woraus eine robustere und sicherere Umfeldbeschreibung resultiert; so muss z. B. die sich über aufeinanderfolgende Zyklen ergebende Änderung der (radialen) Entfernung zur gemessenen (radialen) Relativgeschwindigkeit passen, was Redundanz und damit zusätzliche Sicherheit in der Umfeldbeschreibung ergibt,
• Verringerung von Messrauschen durch zeitliche Filterung über mehrere Zyklen.

Das Verfolgen und Filtern von Objektdetektionen über aufeinanderfolgende Zyklen wird auch als Tracking bezeichnet. Dabei werden für jedes Objekt aus den getrackten Objektmaßen des aktuellen Zyklus Werte für den nächsten Zyklus prädiziert. Diese Prädiktionen werden mit den im nächsten Zyklus als Momentaufnahme detektierten Objekte und deren Objektmaße verglichen, um diese passend einander zuzuordnen. Dann werden die zum selben Objekt gehörigen prädizierten und gemessenen Objektmaße fusioniert, woraus sich die aktuellen getrackten Objektmaße ergeben, welche somit über aufeinanderfolgende Zyklen gefilterte Werte darstellen. Falls bestimmte Objektmaße in einem Zyklus nicht eindeutig bestimmt werden können, sind beim Tracking die unterschiedlichen Hypothesen zu berücksichtigen. Aus den getrackten Objekten und den zugehörigen getrackten Objektmaßen wird die Umfeldsituation für die jeweilige Fahrerassistenzfunktion analysiert und interpretiert, um daraus die entsprechenden Aktionen abzuleiten.
Ob wurde erläutert, dass sich für punktförmige Objekte mit konstanter radialer Relativgeschwindigkeit und ohne laterale Bewegung nach der dreidimensionalen Fouriertransformation „scharf“ Leistungsspitzen ergeben, deren Form der dreidimensionalen diskreten Fouriertransformierten der Fensterfunktionen verschoben an die Position der drei Objektgrößen Geschwindigkeit, Entfernung und Winkel entsprichtbezogen auf jeweils eine der Dimensionen Geschwindigkeit, Entfernung und Winkel ist dabei die Form der Leistungsspitzen die eindimensionale diskrete Fouriertransformierte der jeweiligen Fensterfunktion verschoben an die jeweilige Objektgröße. Das gilt allerdings nur für eine ideale Schaltung, insbesondere für ideale Antennen und eine ideale Frequenzmodulation. In Realität wird eine Frequenzmodulation nie perfekt sein, z.B. bedingt durch physikalische Rauscheffekte wie thermisches Rauschen oder durch endliche Genauigkeit in digitalen Schaltkreisen und Digital-Analog-Übergängen bedingt durch Quantisierung (z.B. durch endliche Auflösung von Digital-Analog-Wandler zur direkten Erzeugung der Oszillator-Steuerspannung oder zur Regelvorgabe für einen Phasenregelkreis). Neben solchen „systematischen“ Fehlern durch nicht ideale Schaltungen kann es durch Ausfall bzw. Fehlfunktion einzelner Schaltungsteile noch zu deutlich größeren Fehlern in der Frequenzmodulation kommen.
Eine nicht perfekte Frequenzmodulation führt dazu, dass auch bei punktförmigen Objekten die Leistungsspitzen in der Dimension Entfernung und/oder der Dimension Geschwindigkeit verschwommen sind, was zu fehlerhaft gemessenen Objektgrößen, Verdeckung von kleineren Objekten durch größere Objekte und Erzeugung von Geisterobjekten führen kann. Dadurch könnte die mit dem Radarsystem implementierte Fahrerassistenzfunktion eine fehlerhafte Funktionsweise haben; bei einem Notbremsassistent könnte z.B. durch Geisterobjekte eine unberechtigte Notbremsung aktiviert werden, wodurch es zu einem Auffahrunfall eines nachfolgenden Fahrzeuges mit schwerwiegenden Folgen bis hin zu Todesfällen kommen könnte.
Deshalb ist es wichtig, dass die Güte der Frequenzmodulation permanent überwacht wird und auftretende Fehler entweder korrigiert werden oder die Fahrerassistenzfunktion gegebenenfalls deaktiviert wird.
Zur Überwachung der Frequenzmodulation soll im betrachteten Beispiel die in 1 dargestellt Schaltung benutzt werden. Die Signal, also die Frequenz des im 24GHz arbeitenden HF-Oszillators wird in den Mitteln zur Frequenzherabsetzung um den Faktor T = 4 heruntergeteilt. Für die Mittenfrequenz f = 24.15GHz der Rampen liegt sie dann bei f_T = 6,04MHz. Das heruntergeteilte Signal hat einen rechteckförmigen Verlauf (siehe 10). Die Digitalisierung in 1 wird über einen Frequenzzähler realisiert, also einen Zähler, welcher die Zahl der positiven Flanken und damit die Zahl der Perioden des heruntergeteilten Signals ab einem definierten Startzeitpunkt bestimmt – zum Startzeitpunkt ist der Zähler zu Null initialisiert und inkrementiert dann bei jeder positiven Flanke des heruntergeteilten Signals um den Wert 1. Der Zähler wird bei jeder Frequenzrampe k jeder Antennenkombination m gleichzeitig mit der Abtastung der Empfangssignale gestartet und seine Werte z(n, k, m), n = 0, 1, ... N – 1 mit N = 256, werden alle 25ns, also mit gleichem Takt wie die Abtastung der Empfangssignale ausgelesen; durch die Initialisierung des Zählers ist z(0, k, m) = 0. 11 zeigt den Verlauf z(n, k₀, m₀) für eine Frequenzrampe k₀ und eine Antennenkombination m₀. Gestrichelt dargestellt ist der erwartete Sollverlauf, welcher durch die lineare Frequenzmodulation einen Parabelausschnitt darstellt (Zählerstand ist proportional zu Signalphase, welche sich als Integral der lineare Signalfrequenz ergibt und damit einen quadratischen Anteil hat); es sei bemerkt, dass die Krümmung des Sollverlaufs im Bild übertrieben dargestellt ist. Die Punkte in 11 stellen die gemessenen Zählerwerte z(n, k₀, m₀) dar.
Die (in 11 übertrieben dargestellte) Abweichung vom Sollverlauf ergibt sich vor allem dadurch, dass der Zähler quasi auf eine ganze Zahl an Perioden rundet – er zählt ja nur die positiven Flanken des heruntergeteilten rechteckförmigen Signals. Liegen also zwischen dem Startzeitpunkt des Zählers und einem Auslesezeitpunkt n z.B. 1110.5 Perioden des heruntergeteilten Signals, dann wird der Zähler entweder den Wert 1110 oder 1111 haben, abhängig davon, ob der Startzeitpunkt mehr oder weniger als eine halbe Periode vor der ersten positiven Flanke im Messzeitraum gelegen hat. Der Fehler beträgt als plus oder minus eine halbe Periode, mit einer Wahrscheinlichkeit von jeweils 50%; die Standardabweichung ist dann auch eine halbe Periode. Liegen zwischen dem Startzeitpunkt des Zählers und einem Auslesezeitpunkt n nur 1110.25 Perioden, dann werden mit einer Wahrscheinlichkeit von 75% 1110 Perioden gemessen, mit einer Wahrscheinlichkeit von 25% 1111 Perioden; die Standardabweichung ergibt sich dann zu 0.43 Perioden. Liegen Startzeitpunkt und Auslesezweitpunkt gerade genau 1110 Perioden auseinander, wird immer der richtige Wert gemessen und die Standardabweichung ist 0. Der Fehler der Messung erstreckt sich also bis maximal plus oder minus eine Periode; über zufällige Frequenzen gesehen ist die Wahrscheinlichkeitsverteilung dreiecksförmig mit dem Maximum beim Fehler 0, so dass die Standardabweichung der 1/√6-te Teil einer Periode ist.
Aus dem Zählerwert z(n, k₀, m₀) kann man die mittlere Frequenz des heruntergeteilten Signals zwischen Zählerstart und betrachtetem jeweiligem Zeitpunkt (n·25ns nach Zählerstart) schätzen, indem man den Zählerwert durch die zugehörige Zeitspanne n·25ns dividiert; die Frequenz des Oszillators und damit die Sendefrequenz ist um den Faktor T = 4 (also den Teilerfaktor) höher. Der Fehler von maximal plus oder minus einer Periode korrespondiert dann zu einem Frequenzfehler von ±1/(n·25ns) bezogen auf das heruntergeteilte Signal und somit einem Frequenzfehler von ±4/(n·25ns) bezogen auf das Sendesignal. Diese Zusammenhänge gelten auch analog, wenn durch Differenz der Zählerwerte zwischen zwei verschiedenen Zeitpunkten (zu den Indices n₁ und n₂) die mittlere Frequenz zwischen diesen zwei Zeitpunkten bestimmt wird; der maximale Frequenzfehler bezogen auf das Sendesignal beträgt dann ±4/((n₂ – n₁)·25ns). Für zwei Zeitpunkte, welche z.B. um 250ns beabstandet sind, kommt man auf einen maximalen Fehler von 16MHz und die Standardabweichung beträgt 6.5MHz.
Für eine Analyse des Frequenzverlaufs innerhalb der Sendesignale ist dieser Fehler zu groß, da auch deutlich kleiner Abweichungen des Istverlaufs vom Sollverlauf zu inakzeptablen Fehlern in der Umfelderfassung führen könnten und damit unentdeckt bleiben würden.
Für ein Verschwimmen der Leistungsspitzen in der Dimension Entfernung ist etwa der mittlere Frequenzverlauffehler über alle Sendesignale maßgebend. Um diesen mittleren Fehler des Frequenzverlaufes zu bestimmen, werden die Zählerwerte z(n, k, m) über alle K = 256 Frequenzrampen (k = 0, 1, ..., K – 1) von alle 8 Antennenkombinationen (m = 0, 1, ..., 7) bei jedem n, n = 0, 1, ..., N – 1 aufakkumuliert, wodurch sich die Summen S(n) ergeben. Dazu wird das Feld S(n) initial zu Null gesetzt, und dann werden bei jeder der 2048 Frequenzrampe die jeweiligen Zählerwerte z(n, k, m) zum bisherigen Wert von S(n) addiert. Die mittlere Frequenz zwischen zwei Zeitpunkten zu den Indices n₁ und n₂, gemittelt über alle Frequenzrampen, ergibt sich zu (S(n₂) – S(n₁))/((n₂ – n₁)·25ns)·4/2048.
Da die Phase des heruntergeteilten Signals zum Start des Zählers im Allgemeinen über die Frequenzrampen variiert, variiert auch der oben beschriebene Fehler des Zählers (Fehler ist bedingt dadurch, dass er quasi nur ganzzahlige Perioden zählen kann). Bei näherungsweiser zufälliger Variation der Phase wird er mit den oben erläuterten Wahrscheinlichkeiten die jeweiligen beiden Werte annehmen und mit zunehmender Frequenzrampenzahl statistisch gesehen immer kleiner werden (die Quantisierungsfehler des Zählers mitteln sich quasi immer mehr heraus). Dadurch wird die Standardabweichung des Fehlers um den Faktor √2048 = 45 kleiner; für zwei Zeitpunkte, welche z.B. um 250ns beabstandet sind, kommt man dann auf eine Standardabweichung von 144kHz.
Mit dieser Messgenauigkeit kann man schon sehr gut die Linearität der Frequenzmodulation überprüfen. Durch Mittelung des so bestimmten Frequenzverlaufs oder Frequenzfehlers über mehrere Radarzyklen kann sich noch eine höhere Genauigkeit erzielen lassen.
Damit die Messgenauigkeit über die Verwendung vieler Frequenzrampen steigt, müssen die Phasen des heuntergeteilten Signals (und damit des Oszillatorsignals) beim jeweiligen Zäherlstart variieren. Falls Phasenrausch- oder andere Effekte dafür nicht ausreichend sind, kann man dies z.B. durch Variation eines oder mehrerer Parameter der Oszillatorfrequenz zwischen den eigentlichen Sendesignalen erzwingen; z.B. durch Variation des Zeitpunktes des Frequenzrücksprunges (d.h. Rampenende wird leicht variiert).
Für ein Verschwimmen der Leistungsspitzen in der Dimension Geschwindigkeit ist die Stabilität der Frequenzlage der Frequenzrampen maßgebend, also wie stark die Mittenfrequenz der Rampen variiert. Diese Mittenfrequenz bezogen auf das Sendesignal ergibt sich aus dem letzten Zählerwert z(N – 1, k, m) mit N – 1 = 255 zu 4·z(255, k, m)/(255·25ns). Um die Genauigkeit für eine Analyse der Frequenzstabilität über die Rampen zu erhöhen, kann man z.B. über 8 aufeinanderfolgende Frequenzrampen (zu den 8 Antennenkombinationen) mitteln. Oder man könnte einen Zähler aufsetzen, der jeweils bei der Rampe der ersten Antennenkombination gestartet und erst 8 Rampen später (also bei der letzten Antennenkombination) ausgelesen wird. Durch die viel längere Zählerzeit wird die Genauigkeit viel höher.
Wie aus den obigen Ableitungen ersichtlich ist, nimmt die Genauigkeit der Messung mit zunehmendem Teilerverhältnis T ab. Andererseits muss der Zähler umso schneller sein, je weniger die Frequenz heruntergeteilt ist – ein schneller Zähler ist schaltungstechnisch aber nur aufwändig zu implementieren und benötigt viel Leistungsaufnahme. Eine Frequenzmischung kann diese Problematik umgehen, da sie nicht Auswirkungen auf die Messgenauigkeit hat; allerdings ist eine Erzeugung eines zweiten Signals im 24GHz-Bereich aufwändig. Deshalb kann auch eine Kombination aus Teilung und Mischung implementiert werden. Dazu kann beispielsweise das Oszillatorsignal zuerst um Faktor 4 auf den Bereich von etwa 6.04GHz geteilt und dann mit einer Festfrequenz von 5.8GHz heruntergemischt werden, sodass der Zähler nur noch im Bereich von gut 200MHz arbeiten muss.
Ein weiterer Ansatz zur Reduzierung des Teilerfaktors T ist ein Zähler, welcher sowohl die positiven als auch die negativen Flanken des heruntergeteilten Signals zählt.

Claims

Radarsystem zur Umfelderfassung eines Kraftfahrzeugs und Realisierung einer Funktion zur Fahrerassistenz und/oder zu autonomen Fahrmanövern mit – einem steuerbaren Oszillator zur Erzeugung einer Frequenzmodulation, – Sendemitteln zur Abstrahlung einer Folge von K (K > 1) in der Frequenz modulierten Sendesignalen, die jeweils gleichen Sollfrequenzverlauf gegebenenfalls abgesehen von einer Variation der Frequenzlage, also insbesondere einer Variation der Anfangs- und damit gleichbedeutend der Mittenfrequenz haben, – Empfangsmitteln zum Empfang von an Objekten reflektierten Sendesignalen, – Mitteln zur Analyse des Istfrequenzverlaufs der Sendesignale mit einem Zähler für die Perioden eines Signals, welches gegenüber dem Sendesignal durch Frequenzteilung um den Faktor T >= 1 und/oder durch Mischung in der Frequenz heruntergesetzt ist, und – Signalverarbeitungsmittel zur Auswertung des Zählers sowie zur Auswertung der empfangenen Signale, insbesondere zur Detektion von Objekten, dadurch gekennzeichnet, dass a) zu einer genauen Bestimmung des Istverlaufs der Sendefrequenz innerhalb der Sendesignale oder seiner Abweichung vom Sollverlauf eine Mittelung über die K Sendesignale unter Benutzung der nachfolgenden Schritte sattfindet: – während den einzelnen Sendesignalen k = ,1, 2, ..., K wird jeweils zu N Zeitpunkten t(n), n = 1, 2, ..., N der jeweilige Zählerwert z(k, n) ausgelesen, wobei der Zähler für jedes dieser Sendesignale zum selben relativen Zeitpunkt t(0) mit Initialsierung zu Null gestartet und zu selben relativen Zeitpunkten t(n) ausgelesen wird, – für jedes n wird die Summe S(n) über die K Zählerwerte z(k, n), k = 1, 2, ..., K, gebildet, und der Initialwert S(0) wird zu Null gesetzt; unvorteilhafter wäre auch möglich, die Summe S(n) für unterschiedliche n über unterschiedliche Sendesignale k zu bilden und eine gegebenenfalls unterschiedliche Menge an benutzten Sendesignalen k durch entsprechend unterschiedliche Gewichtung der Summen zu berücksichtigen, wobei dann auch nur die benutzten Zählerwerte z(k, n) auszulesen wären, – für jedes n wird ein Quotient gebildet, der im Wesentlichen die Differenz S(n) – S(n – 1) von bezüglich dem Index n benachbarten Summenwerten dividiert durch die Differenz t(n) – t(n – 1) der zugehörigen Zeitpunkte beinhaltet, wobei diese Quotienten (S(n) – S(n – 1)) /(t(n) – t(n – 1)) multipliziert mit dem Teilerverhältnis T und dividiert mit der Zahl K der Sendesignale die gemessenen mittleren Sendefrequenzen zwischen den jeweiligen Zeitpunkten t(n) und t(n – 1) darstellen und so näherungsweise den über die Sendesignale gemittelten Istverlauf der Sendefrequenz innerhalb der Sendesignale repräsentieren, b) und/oder eine Bestimmung der Frequenzlage über die K Sendesignale hinweg oder ihrer Abweichung vom (z.B. konstanten) Sollverlauf z.B. bedingt durch Frequenzinstabilität oder Frequenzdrift unter Benutzung der nachfolgenden Schritte sattfindet: – für die einzelnen Sendesignale k = ,1, 2, ..., K wird jeweils der Zählerwert z(k, n) bei gleichem relativen Zeitpunkt t(n) = t(n_0) ausgelesen, wobei vorzugsweise das größte t(n) als t(n_0) gewählt wird und der Zähler für jedes Sendesignal zum selben relativen Zeitpunkt t(0) mit Initialsierung zu Null gestartet wird, – für jedes k wird Quotient zwischen diesem Zählerwert z(k, n0) und der Zeitdifferenz t(n_0) – t(0) zwischen zugehörigem Zeitpunkt t(n_0) und Zählerstartzeitpunkt t(0) gebildet, wobei diese Quotienten multipliziert mit dem Teilverhältnis T die für die jeweilige Sendesignal gemessene mittlere Sendefrequenz zwischen Zeitpunkten t(n_0) und t(0) darstellen und so näherungsweise den Verlauf der Frequenzlage über die K Sendesignale repräsentieren, c) und abhängig von einem so ermittelten Verlauf und/oder einer so ermittelten Abweichung und/oder eines daraus abgeleiteten Gütemaßes der Frequenzmodulation eine Korrektur in der Ansteuerung des Oszillators und/oder eine Korrektur in der Auswertung der empfangenen Signale und/oder eine Anpassung in der Ausprägung der Funktion zur Fahrerassistenz und/oder zu autonomen Fahrmanövern bis hin zu ihrer Deaktivierung durchgeführt werden.
Radarverfahren nach Anspruch 1, bei welchem ein Parameter der Frequenzmodulation der einzelnen Sendesignale, insbesondere die Frequenzlage und/oder ein Parameter der Frequenzverlaufs des Oszillators zwischen den Sendesignalen variiert wird, um über die einzelnen Sendesignale hinweg eine sich ändere Phasenlage des Oszillators beim Start des Zählers zu gewährleisten.
Verfahren für Radarsystem nach obigem Anspruch, bei welchem – die Frequenz der abgestrahlten Sendesignale linear moduliert wird, – die durch Reflektion der Sendesignale an Objekten empfangenen Signale durch Mischung mit einem Signal, dessen Frequenz der momentanen Sendefrequenz entspricht oder sich von ihr um einen konstanten Faktor unterscheidet, in den niederfrequenten Bereich überführt werden, – die niederfrequenten Empfangssignale in äquidistantem Raster NA-mal abgetastet werden und – über diese NA Abtastwerte eine erste Spektralanalyse insbesondere in Form einer diskreten Fouriertransformation gebildet wird, um damit insbesondere eine Entfernungsmessung der Objekte und eine Trennung zur gleichzeitigen Erfassung mehrerer Objekte realisieren zu können.
Verfahren für Radarsystem nach Anspruch 3, bei welchem – die Differenz zwischen unverzögertem und um die Zeit dt verzögertem gemessene Istfrequenzverlauf innerhalb der Sendesignale gebildet wird, – ein Signal berechnet wird, dessen Frequenzverlauf dieser Differenz entspricht, – über dieses Signal eine Spektralanalyse insbesondere in Form einer diskreten Fouriertransformation durchgeführt wird, welche ein Spektrum ergibt, und – das resultierende Spektrum oder sein Betrag direkt als Gütemaß der Frequenzmodulation verwendet wird und/oder – aus der Abweichung des Spektrums von dem bei dem Sollfrequenzverlauf erwarteten Spektrum eines Objekts in der zur Laufzeit dt korrespondierenden Entfernung R ein Gütemaß abgeleitet wird, wobei für beide Spektralanalysen dieselbe Fensterfunktion verwendet wird und die resultierenden Spektren für den Vergleich auf einen gleichen Pegel bezogen werden.
Verfahren für Radarsystem nach Anspruch 3, bei welchem über die die Differenz zwischen Ist- und Sollfrequenzverlauf eine Spektralanalyse insbesondere in Form einer diskreten Fouriertransformation durchgeführt wird und das resultierende Spektrum oder sein Betrag direkt oder nach Multiplikation mit einem Faktor als Gütemaß der Frequenzmodulation verwendet wird, wobei der Faktor proportional zu einer angenommen Objektentfernung sein kann oder eine Sinusfunktion enthalten kann, deren Argument proportional zur Objektentfernung und proportional zur jeweiligen Frequenzstützstelle der Spektralanalyse ist.
Verfahren für Radarsystem nach Anspruch 4 oder 5, bei welchem aus einem ermittelten Gütemaß abgeleitet wird, ob eine Detektion durch Abweichung des Istfrequenzverlaufs vom Sollfrequenzverlauf aus einem anderen detektierten Objekt entstanden sein könnte, und diese Detektion dann gegebenenfalls ganz verworfen oder als potentielle Scheindetektion gekennzeichnet wird.
Verfahren für Radarsystem nach Anspruch 3, bei welchem die mittlere Frequenzsteigung des Istfrequenzverlaufs oder ihre Abweichung von der Sollfrequenzsteigung bestimmt und für die Berechnung der Entfernung von Objekten verwendet werden.
Verfahren für Radarsystem nach Anspruch 3, bei welchem an Frequenzstützstellen der ersten Spektralanalyse jeweils eine zweite Spektralanalyse insbesondere unter Benutzung der diskreten Fouriertransformation durchgeführt wird, welche sich über die an der jeweiligen Frequenzstützstelle während der K Sendesignale anfallenden Werte erstreckt, um damit insbesondere eine Relativgeschwindigkeitsmessung der Objekte und eine Trennung zur gleichzeitigen Erfassung mehrerer Objekte realisieren zu können.
Verfahren für Radarsystem nach Anspruch 1 und 8, bei welchem – aus der bestimmten Istfrequenzlage über die K Sendesignale hinweg das erwartete Spektrum der zweiten Spektralanalyse eines Ziels in einer Entfernung R bestimmt wird, – das resultierende Spektrum oder sein Betrag direkt als Gütemaß verwendet werden und/oder – aus der Abweichung des Spektrums von dem bei (z.B. konstanter) Sollfrequenzlage erwarteten Spektrum eines Ziels in der Entfernung R ein Gütemaß abgeleitet wird, wobei für beide Spektralanalysen dieselbe Fensterfunktion verwendet wird und die resultierenden Spektren für den Vergleich auf einen gleichen Pegel bezogen werden.
Verfahren für Radarsystem nach Anspruch 9, bei welchem aus einem Gütemaß abgeleitet wird, ob eine Detektion durch Abweichung der Istfrequenzlage über die K Sendesignale hinweg von der Sollfrequenzlage aus einem anderen detektierten Objekt entstanden sein könnte, und diese Detektion dann gegebenenfalls ganz verworfen oder als potentielle Scheindetektion gekennzeichnet wird.
Verfahren für Radarsystem nach Anspruch 1 und 8, bei welchem über die Differenz zwischen Soll- und Istfrequenzlage eine Regression durchgeführt wird und die Parameter der Ausgleichsfunktion und/oder die Abweichung, insbesondere die Standardabweichung zwischen Istfrequenzverlauf und Ausgleichsfunktion als Gütemaß verwendet werden.
Verfahren für Radarsystem nach Anspruch 1 und 8, bei welchem eine Abweichung von Ist- zu Sollfrequenzlage direkt oder nach Durchführung einer Regression durch Multiplikation mit einem komplexen Einheitsvektor zwischen erster und zweiter Spektralanalyse korrigiert wird, wobei die Phase des komplexen Einheitsvektors proportional zu dieser Abweichung und proportional zur Frequenz der jeweiligen Frequenzstützstelle der ersten Spektralanalyse ist.
Radarverfahren, welches in einem Radarsystem gemäß den obigen Ansprüchen benutzt wird.