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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Detektion eines Ziels mittels einer Radaranlage, gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 1, insbesondere für sehr schnelle Ziele im höheren Machbereich (bis zu Mach 7).
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Zur Bestimmung der Entfernung und der Geschwindigkeit von einem Ziel wird in
US 5,808,580 ein mögliches Verfahren beschrieben, bei welchem eine Anzahl von mit einer Zeitdauer T beabstandete Pulse auf das Ziel gesendet werden. Jeder Puls beinhaltet eine Vielzahl von zusammenhängenden Unterpulsen mit jeweils unterschiedlicher Frequenz gegenüber den übrigen Unterpulsen in dem jeweiligen Puls. Außerdem ist die Anzahl der Unterpulse für jeden Puls unterschiedlich. Die empfangenen Signale werden anschließend mittels Korrelationsverfahren bezüglich Entfernung und Geschwindigkeit des Ziels ausgewertet.
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Es ist auch bekannt zur Detektion und Bestimmung der Geschwindigkeit von Zielen ein mechanisch drehendes Radar zu verwenden welches schnelle Ziele via Trackaufbau erkennt und dann zur Verifikation bzw. Vermessung der Ziele die Überwachung unterbricht. Nachteil ist zum einen, dass der Trackaufbau mehrere Scans dauert. Ferner kann bei Verifikation einer Bedrohung eine weitere Bedrohung nicht erkannt werden. Schließlich ist fraglich ist, ob aktuelle Radare überhaupt in der Lage sind, sehr schnelle Ziele im bodennahen Flug zu erkennen. Bodennah bedeutet, dass sich Ziel-Echo und Bodenecho überlagern und die Energie des Bodenechos höher ist als die Energie des Zieles.
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Ein Verfahren zur Bestimmung der Geschwindigkeit eines Ziels, welches auf dem Range-Doppler-Coupling basiert, ist aus Bo Liu et al.; „RANGE ALIGNMENT AND MOTION COMPENSATION FOR MISSILE-BORNE FREQUENCY STEPPED CHIRP RADAR"; Progress In Electromagnetics Research, Vol. 136, 523–542, 2013 bekannt. Dieses Verfahren verwendet komplexe und zeitaufwendige Methoden wie Range Alignment und Motion Compensation. Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren anzugeben, mit welchem die Detektion auch sich sehr schnell bewegender Ziele schnell und eindeutig bestimmt werden kann.
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Diese Aufgabe wird mit dem Verfahren gemäß den Merkmalen des geltenden Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.
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Bei dem vorgeschlagenen Verfahren wird mit einer Radaranlage ein LFM-Signal (LFM: Lineare Frequenz-Modulation), umfassend einem „up”-Signalanteil (der einem positiven Frequenzhub aufweist) und einem „down”-Signalanteil (der einen negativen Frequenzhub aufweist) bevorzugt unmittelbar nacheinander ausgesendet, so dass die Aussendung quasi als ein Code erfolgt. Nach Empfang des Echosignals (des ausgesendeten Sendepulses) wird anschließend eine Pulskompression (PK) dieses Echosignals durchgeführt. Das hierbei entstandene komprimierte Echosignal wird im vorgeschlagenen Verfahren weiter analysiert, wobei nach Bestimmung der Maxima des komprimierten Echosignals deren Abstand in Range (d. h. die Anzahl der zwischen den komprimierten Pulsen befindlichen Range-Gates) bestimmt wird. In diesem Zusammenhang ist anzumerken, dass dieser Range-Gate-Versatz der beiden auf den up- bzw. den down-Signalanteil zurückgehenden komprimierten Pulse eine Konsequenz des sogenannten Range-Doppler-Couplings ist, wie weiter unter noch erläutert werden wird. Aus dem Abstand der Maxima der komprimierten Pulse in Range wird die Dopplerfrequenz (d. h. die Frequenzverschiebung), welche durch die Bewegung des Ziels hervorgerufen wird, gemäß Gleichung 1 bestimmt: fD = B × tPK × ΔR/(2 × T) Gl. (1) wobei
- • f0 die Dopplerfrequenz,
- • B die Bandbreite des Sendesignals,
- • tPK die Abtastzeit des Echosignals bei der Pulskompression,
- • ΔR der Range-Gate-Versatz zwischen den Maxima des komprimierten Echosignals
- • T die Pulsdauer des Sendesignals sind.
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Als letzter Schritt wird die Geschwindigkeit vr des Ziels gemäß Gleichung 2 bestimmt: vr = λ × fD/2 Gl. (2) wobei
- • λ die Wellenlänge des verwendeten Sendesignals ist.
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Mit dem vorgeschlagenen Verfahren ist es möglich, bereits bei der ersten Detektion (ohne Dopplerfilter und ohne FFT) eines Ziels feststellen zu können, ob ein Ziel vorhanden ist und eine erste, zumindest grobe Geschwindigkeitsabschätzung des Ziels zu treffen. In anderen Worten, die Detektion wird bei nur einer Pulskompression erreicht, d. h. nach Durchführung nur einer Messung.
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Das vorgeschlagene Verfahren zeichnet sich auch dadurch aus, dass eine große Bandbreite der Zielgeschwindigkeit bestimmt werden kann. So ist es z. B. möglich, dass mit dem Verfahren bestimmt werden kann, ob das Ziel mit Mach 7 oder mit Unterschallgeschwindigkeit unterwegs ist. Wesentlich ist dabei, dass die Bestimmung/Detektion des Ziels, selbst bei extrem hohen Geschwindigkeiten, z. B. Mach 7, sofort und eindeutig erfolgen kann. Es ist insbesondere kein Entfalten aus kleineren Eindeutigkeitsbereichen notwendig.
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Ziele mit hoher Geschwindigkeit haben naturgemäß ein hohes Bedrohungspotential. Ein ganz wesentlicher Vorteil des vorgeschlagenen Verfahrens ist deshalb der deutliche Zeitgewinn, der durch die frühe und eindeutige Erkennung des schnellen Zieles erzielt werden kann. Dieser kann genutzt werden um geeignete Gegenmaßnahmen bzw. Schutzmaßnahmen zu ergreifen. Auch kann mit dem vorgeschlagenen Verfahren eine zweite oder weitere zeitversetzte Bedrohung erkannt werden, da die Überwachung trotz Verifikation nicht unterbrochen wird.
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Somit führt das Verfahren für den Anwender dabei zu einem enormen Informationsvorsprung, da er schnellstmöglich Kenntnis über mögliche Bedrohungen erhält.
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Mit dem vorgeschlagenen Verfahren wird der Effekt ausgenutzt, dass sehr schnelle Ziele bei der linearen Frequenzmodulation und Durchführung der Pulskompression einen geschwindigkeitsabhängigen Entfernungsmessfehler aufweisen. Dieser ist prinzipiell bei allen bewegten Zielen vorhanden und bei schnellen Zielen besonders ausgeprägt. Dieser Fehler, im Weiteren als Range-Doppler-Coupling bezeichnet, indiziert das schnelle Ziel als auch die richtige Entfernung.
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Bekanntermaßen ist die Machzahl M = v/c definiert durch das Verhältnis von Zielgeschwindigkeit v zu Schallgeschwindigkeit c im selben Medium. Die Schallgeschwindigkeit c in Luft bei einer Temperatur von ca. 23°C ist 345 m/s.
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Für das X-Band mit Wellenlänge λ = 3 cm ergibt sich für Mach 1 (d. h. bei einer Radialgeschwindigkeit von v = 345 m/s) eine Dopplerfrequenz fD = 2 v/λ = 23 kHz. Für Mach 7 ergibt dies eine Dopplerfrequenz von 161 kHz.
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Vor diesem Hintergrund kommen für das erfindungsgemäße Verfahren nur Signalformen in Frage, die eine sehr hohe Dopplerstabilität (insbesondere hinsichtlich des sogenannten Haupt- zu Nebenzipfel-Verhältnisses HNV; im Englischen als Main-lobe to range or time-sidelobes ratio) aufweisen. Die Lineare Frequenzmodulation (LFM) erfüllt diese Voraussetzung.
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Für die Lineare Frequenzmodulation ist die Eigenschaft des ”Range-Doppler-Couplings” (RDC) bekannt. Unter RDC versteht man den Rangeversatz des komprimierten Pulses bei entsprechender Dopplerfrequenz fD. Für die LFM ist der Rangeversatz ΔRDC gegenüber der Stelle des komprimierten Pulses für fD = 0 gegeben durch die Formel ΔRDC = T·fD/(tPK·B), wobei T die Pulsdauer, tPK die Abtastzeit für die Pulskompression und B die Bandbreite bzw. den Frequenzhub der LFM darstellt.
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Zur Detektion bzw. Geschwindigkeitsbestimmung schneller Ziele wird der Umstand genutzt, dass der Range-Doppler-Coupling-Versatz für die ”Up”-LFM (linear steigende Frequenz) und ”Down”-LFM (linear fallende Frequenz) gerade um ΔRDC – aber eben in gegensätzlicher Richtung – erfolgt. Somit ist der Abstand der komprimierten Pulse vom ”Up”- und ”Down”-Signal gerade 2·ΔRDC, woraus für die gesuchte Dopplerfrequenz fD folgt: fD = B·tPK·(RG2 – RG1)/(2·T) [Hz], wobei 2·ΔRDC = RG2 – RG1 und RG2 bzw. RG1 das Range-Gate sind, in dem der komprimierte Puls von ”Down”- bzw. ”Up”-LFM-Signal erscheint.
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Realisiert wird die ”Up”-/”Down”-Kombination für die Lineare Frequenzmodulation dadurch, dass ein Sendepuls bestehend aus einem ”Up”- und ”Down”-Anteil quasi in einem Code ausgesendet wird und die Verarbeitung des Empfangssignals mittels Pulskompression entsprechend dieser Kombination erfolgt. In der Folge besteht auch der PK-Filter aus dieser unmittelbaren Kombination ”up”-”down”-Codierung, allerdings als PK-Filter zeitinvertiert und konjugiert-komplex genommen gegenüber der Sende-Waveform.
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Alternativ zu einer Aneinanderreihung von Signalanteilen mit einem positiven Frequenzhub bzw. einem negativen Frequenzhub kann das frequenzmodulierte Sendesignal auch aus einem Signalanteil mit negativen Frequenzanstieg und einem nachfolgenden Signalanteil mit positivem Frequenzanstieg gebildet werden.
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Die Genauigkeit der Dopplermessung hängt von der Wahl der Parameter ab. Beispielsweise für T = 100 μs, B = 5 MHz und tPK = 20 ns wandert der komprimierte Puls für jedes kHz Dopplerfrequenz um ein Range-Gate.
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Vorteilhaft wird als Pulskompressionsfilter ein Hamming-gewichtetes, zeitinvertiertes und konjugiert komplexes Signal mit einem Zeitraster tPK verwendet. In einer Ausführungsform wird der Pulskompressionsfilter mit einer Hamming-Wichtung verwendet, der über beide Signalanteile hinweg gewählt wird. In einer besonders vorteilhaften Variante kann auch ein Pulskompressionsfilter mit zwei Hamming-Wichtungen verwendet werden, wobei einer dem up-Anteil des Sendepulses und einer dem down-Anteil des Sendepulses zugeordnet ist.
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Das erfindungsgemäße Verfahren ist auch für Situationen mit mehreren Zielen geeignet. Zusammengehörige Paare von komprimierten Pulsen werden durch ihre gleiche Intensität (Signalstärke) identifiziert.
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Das erfindungsgemäße Verfahren sowie weitere vorteilhafte Ausführungen werden anhand von 1–16 näher erläutert. Es zeigen:
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1 schematisch die erfindungsgemäßen Verfahrensschritte,
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2 beispielhaft den I-Kanal eines LFM-Signals,
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3 beispielhaft den Q-Kanal eines LFM-Signals,
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4 beispielhaft den Phasenverlauf eines LFM-Signals,
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5 beispielhaft den zeitlinearen Frequenzverlauf eines Up-Signals,
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6 beispielhaft die Betragsspektren eines LFM-Signals mit T·B = 10,
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7 beispielhaft die Betragsspektren eines LFM-Signals mit T·B = 50,
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8 beispielhaft die Betragsspektren eines LFM-Signals mit T·B = 100,
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9 beispielhaft die Betragsspektren eines LFM-Signals mit T·B = 1000,
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10 beispielhaft die Ambiguity-Betragsfunktion bei Pulskompression des LFM-Signals mit dem Pulskompression-Mismatch-Filter in 3D-Ansicht,
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11 beispielhaft die Ambiguity-Betragsfunktion aus 10 in 2D-Ansicht,
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12 beispielhaft das Pulskompression-Ergebnis (linear) einer Up-/Down-Kombinations-Signals bei fD = 0 kHz.
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13 beispielhaft das Pulskompression-Ergebnis (in dB) einer Up-/Down-Kombinations-Signals bei fD = 0 kHz.
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14 beispielhaft das Pulskompression-Ergebnis (linear) einer Up-/Down-Kombinations-Signals bei fD = 150 kHz.
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15 beispielhaft das Pulskompression-Ergebnis (in dB) einer Up-/Down-Kombinations-Signals bei fD = 150 kHz.
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16 beispielhafte Frequenzverläufe erfindungsgemäßer Sendepulse
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1 zeigt schematisch den Ablauf des vorgeschlagenen Verfahrens. In einem ersten Verfahrensschritt 1 wird ein erfindungsgemäßer linear frequenzmodellierter Sendepuls, der eine Kombination aus einem Anteil eines positiven und einen Anteil eines negativen Frequenzhubs aufweist, ausgesendet.
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In einem zweiten Verfahrensschritt 2 wird das Echosignal dieses erfindungsgemäßen Sendepulses empfangen. In einem dritten Verfahrensschritt 3 wird eine Pulskompression des Echosignals durchgeführt.
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Anschließend werden in einem vierten Verfahrensschritt 4 die Maxima im pulskomprimierten Echosignal bestimmt. In einem fünften Verfahrensschritt 5 wird der Abstand in Range zwischen den beiden ermittelten Maxima bestimmt, d. h. es wird der Abstand der Range-Gates, in denen die beiden komprimierten Pulse bei entsprechender Dopplerfrequenz erscheinen, genutzt.
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Im Folgenden sechsten Verfahrensschritt 6 wird die Dopplerfrequenz aus dem ermittelten Abstand in Range der Maxima bestimmt und in einem siebten Schritt 7 wird aus der verwendeten Signalwellenlänge und der ermittelten Dopplerfrequenz die Geschwindigkeit des Ziels bestimmt.
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Bei der Linearen Frequenzmodulation (LFM) steigt oder fällt innerhalb eines Rechteckpulses die Frequenz zeitlinear über die Dauer T des (unkomprimierten) Pulses um den positiven oder negativen Frequenzhub fHub, ausgehend von der Startfrequenz fa = fm – fHub/2, wobei fm als Mittenfrequenz den Frequenzwert nach dem halben Frequenzhub angibt. Der Frequenzverlauf des Linearen FM-Signals lässt sich somit ausdrücken durch Gleichung 3: f(t) = B / T × t + fa Gl. (3) wobei B die Bandbreite des LFM-Signals ist, definiert durch (Gleichung 4): B = |fHub| Gl. (4)
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B/T ist die (positive) Frequenzsteigung bei der LFM für ein sogenanntes ”up”-Signal. Fällt die Frequenz über die Zeit (”down”-Signal), so ist die Frequenzsteigung negativ, nämlich – B/T. Für das Zeit-Bandbreite-Produkt T·B des LFM-Signals gilt gemäß Gleichung 5: T × B = T × |fHub| = K Gl. (5) wobei K das Kompressionsverhältnis darstellt.
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Der Frequenz-Zeit-Verlauf eines Signals lässt sich in Abhängigkeit des Phasenverlaufs p(t) schreiben als (Gleichung 6): f(t) = 1 / 2π × dp(t) / dt Gl. (6)
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Aus Gleichung (3) und (6) folgt dann für den Phasenverlauf p(t) des LFM-Signals Gleichung (7): p(t) = π B / Tt2 + 2πfat mit t = 0, ..., T Gl. (7)
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Aus dem Phasenverlauf wiederum ergeben sich der Inphase-(I) und der Quadratur-(Q)Kanal (Gleichung 8) bzw. das komplexe Zeitsignal s(t) des LFM-Signals (Gleichung 9):
I(t) = cos{p(t)} und Q(t) = sin{p(t)} für t = 0, ..., T Gl. (8) -
2 zeigt den I-Kanal und 3 zeigt den Q-Kanal eines LFM-Signals, wobei es sich bei dem Signal um ein Up-Signal, also einen Puls mit positivem Frequenzhub, mit dem Zeit-Bandbreite-Produkt T·B = 100 im Videobereich (T = 25 μs; B = 4 MHz; fa = –2 MHz).
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Für dieses Signal sieht man den stetigen Phasenverlauf in 4 sowie den zeitlinearen Frequenzverlauf f(t) in 5 für ein Up-Signal (mit Bandbreite B = fHub) über die Pulsdauer T.
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Das Betragsspektrum von LFM-Signalen nähert sich mit steigendem Zeit-Bandbreite-Produkt K = T·B einem Rechteck an. Dies illustrieren die Bilder in 6–9. Sie zeigen die Betragsspektren von LFM-Pulsen in linearer Darstellung für K = 10 (6), 50 (7), 100 (8), 1000 (9) jeweils bei B = 4 MHz.
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Deutlich ist jeweils der Frequenzhub |fHub| als Bandbreite B zu erkennen. B zeigt sich beim Spektrum des LFM-Signals als die spektrale Breite in halber Höhe des Spektrums. Im Englischen wird häufig ein LFM-Puls als Chirp-Signal oder kurz Chirp bezeichnet.
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Im Weiteren wird die Pulskompression des LFM-Signals (bei der A/D-Wandler-Abtastzeit tPK = 1/B) mit dem Zeit-Bandbreite-Produkt T·B = 112 (i. e. T = 44,8 μs, B = 2,5 MHz und fa = –B/2) mit dem Hamming-gewichteten 112er Pulskompression-Mismatch-Filter betrachtet.
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10 zeigt beispielhaft die dreidimensionale Darstellung der Ambiguity-Betragsfunktion (ABF) für diese Pulskompression für einen Dopplerfrequenz-Bereich von fD = 0, ..., 250 kHz. Dieser Dopplerfrequenz-Bereich entspricht mit fDN = fD/B einem normierten Dopplerfrequenz-Bereich von fDN = 0, ..., 0,1. In 11 (ABF direkt von oben mit Grauschattierung der Amplituden-Höhenlinien) ist deutlich das Wandern des Maximums des komprimierten Pulses 600 beim LFM-Signal mit steigender Dopplerfrequenz zu erkennen. Das Maximum des komprimierten Pulses für fD = 0 erscheint bei Sample-Nummer 113, für fD = 250 kHz (fDN = 0,1) allerdings bei Sample-Nummer 102.
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Dieses Phänomen des „Wanderns” ist bekannt als Range-Doppler-Coupling. Das Maximum des komprimierten Pulses wandert um ΔRDC Abtastwerte (Range-Gates) bei einer Dopplerfrequenz f
D gegenüber dem Range-Gate, an der das Maximum des komprimierten Pulses für den Fall keiner Dopplerfrequenz erscheint. Das Range-Doppler-Coupling lässt sich für die Pulskompression des LFM-Signals mathematisch wie folgt darstellen (Gleichung 10):
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ΔRDC ist abhängig von der Pulsdauer T, von der Abtastzeit t
PK des Signals vor der Pulskompression, von der Dopplerfrequenz f
D und von der Bandbreite B des Signals. Aus obiger Definition für die normierte Dopplerfrequenz f
DN = f
D/B folgt Gleichung (11):
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T/tPK ist die Anzahl der Samplewerte des Signals. Somit folgt aus (11) ΔRDC = Anzahl der Signal-Samplewerte x normierte Dopplerfrequenz Gl. (12)
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Für den Fall, dass gilt tPK = 1/B, folgt aus Gleichung (10) ΔRDC = T × fD Gl. (13)
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In o. g. Beispiel ist T/tPK = 112. Bei fDN = 0,1 folgt ΔRDC = 11. Dieses Resultat der Verschiebung wird in 11 bestätigt.
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Allgemein betrachtet weist das Signal bzw. Echosignal eine echt komplexwertige Signalform mit Phase p(t) bei Belegung mit der Dopplerfrequenz f
D auf. Für das Up-Signal, also das Signal mit stetig steigender Frequenz f(t) gilt:
mit zugehörigerem Pulskompressions-Filter (in Gleichung 14 nicht berücksichtigt).
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Für das zugehörige Down-Signal, also das Signal mit stetig fallender Frequenz, gilt dann bei gleicher Dopplerfrequenzbelegung (Gleichung 15):
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Aus dem Down-Signal gemäß Gleichung (15) erhält man nach der Bildung des Konjugiert-Komplexen ein Up-Signal mit umgekehrtem Vorzeichen der Dopplerfrequenz:
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Ist h(t) der zum Up-Signal gehörige Pulskompressions-Filter, dann wird vorteilhaft h*(t) als der zum Down-Signal gehörige PK-Filter (* ist das Zeichen für zeitlich invertiert und konjugiert komplex) gewählt.
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Im Falle des Range-Doppler-Coupling gilt, dass der Rangeversatz des Up-Signals beim Doppler fD gerade der gleiche Versatz ist wie beim Down-Signal, nur in gegensätzlicher Richtung. In der Folge werden zwei komprimierte Pulse, einer herrührend vom Up-Signal, der andere vom Down-Signal, entstehen, deren Range-Gate-Abstand zur Dopplerbestimmung gemäß (Gleichung 10) genutzt werden kann. 12 bis 15 zeigen beispielhaft das Pulskompression-Ergebnis einer erfindungsgemäßen Up-/Downkombination des linear frequenzmodulierten Sendesignals bei unterschiedlichen Dopplerfrequenzen. Ausgangspunkt ist ein LFM-Signal bestehend aus einem „up”-chirp und direkt anschließendem „down”-chirp wie in 16 (Bildteil A) skizziert. In einer alternativen Ausführung wäre auch ein Signal wie in 16 (Bildteil B) anwendbar. Jeder der beiden Chirps hat eine Signaldauer von 100 μs. Die Signaldauer insgesamt ist also T = 200 μs, der Frequenzhub FHub = B = 5 MHz und die Abtastdauer für die Pulskompression ist tPK = 20 ns. Der zugehörige Pulskompressions-Filter ist vorteilhaft das Hamming-gewichtete, zeitinvertierte und konjugiert komplexe Signal mit Zeitraster tPK.
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Die 12 und 13 zeigen das PK-Resultat für die Dopplerfrequenz fD = 0 in linearer und logarithmierter Form, die Bilder 14 und 15 zeigen diese PK-Ergebnisse für die Dopplerfrequenz fD = 150 kHz. Die in den 12 und 13 erkennbaren relativ hohen PK-Nebenzipfel (geringes HNV) können aufgrund ihrer Homogenität CFAR-technisch gut maskiert werden.
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In den Bildern 14 und 15, PK-Resultat für fD = 150 kHz, sind zwei komprimierte Pulse gezeigt, welche um 300 Range-Gates differieren (komprimierter Puls bei Range-Gate 9848 und komprimierter Puls bei Range-Gate 10148, d. h. 10148 – 9848 = 300 = 2·150), sowie relativ hohe PK-Nebenzipfel (geringes HNV), die jedoch ebenso wie oben (fD = 0) aufgrund ihrer Homogenität CFAR-technisch gut zu maskieren sind.
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Im Folgenden wird erläutert, weshalb es bei fD = 0 nur zu einem komprimierten Puls kommt und weshalb bei fD = 150 kHz zwei komprimierten Pulse im Abstand von 300 Range-Gates erscheinen.
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Die Formel für den Range-Gate-Versatz ΔRDC beim LFM-Range-Doppler-Coupling war gegeben durch Gleichung (10):
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Im untersuchten Beispiel ist T = 100 μs (für jeden der beiden aufeinanderfolgenden Teilsignale), B = 5 MHz und tPK = 20 ns.
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Aus Gleichung (10) folgt für obiges Beispiel ΔRDC = fD [kHz]. Mit anderen Worten, jedes kHz an Dopplerfrequenz verschiebt den komprimierten Puls um genau ein Range-Gate.
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In den Bildern 14 und 15 sind für fD = 150 kHz die beiden komprimierten Pulse um 2·150 = 300 Range-Gates gegeneinander verschoben. Der ”Up”-Anteil ist um 150 Range-Gates verschoben und der ”Down”-Anteil ist um 150 Range-Gates, aber in umgekehrter Richtung, verschoben. Dies macht in Summe 300 Range-Gates.
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Sind RG1 und RG2 die beiden Range-Gates, in denen die komprimierten Pulse erscheinen, so gilt für die gesuchte Dopplerfrequenz, abgeleitet aus (Gleichung 10/16), folgende Beziehung: fD = B × tPK × |RG2 – RG1|/(2T) [Hz] Gl. (17)
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|RG2 – RG1| ist der Abstand ΔR = 2·ΔRDC in Range zwischen den Positionen der zwei komprimierten Echopulse von Up- und Down-Signal.
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Es wurde nur eine Pulskompression durchgeführt. Mit anderen Worten, es wurde nur eine Messung durchgeführt. In der Folge ist nicht bekannt, welcher der beiden komprimierten Pulse vom ”Up”-Signalanteil und welcher vom ”Down”-Signalanteil stammt.
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Aus dieser Tatsache folgt, dass mit Gleichung (17) nur der Betrag der Dopplerfrequenz ermittelt werden kann. Da nur eine Messung durchgeführt wurde, geht das Vorzeichen der Dopplerfrequenz verloren.
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Dies ist jedoch ausreichend, um eine frühzeitige Erkennung (sehr) schneller Ziele zu erreichen. Die Detektion erfolgt wie erläutert schon bei der ersten Detektion durch lediglich ein Pulskompressions-Resultat. Dies ist der große Vorteil des Verfahrens, der dem Anwender den notwendigen Informationsvorsprung zu anderen bekannten Verfahren liefert.
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Im oben beschriebenen Beispiel wurde für den PK-Filter eine Hamming-Wichtung über beide Signalanteile, up und down, hinweg gewählt. Wählt man für die up-down-LFM-Kombination stattdessen zwei unterschiedliche Hamming-Wichtungen, eine angewendet auf den up-Anteil des Pulses, die andere angewendet auf den down-Anteil des Pulses, kann man die Nebenzipfel im Bereich der komprimierter Pulse stark verringern. Daher wird in einer vorteilhaften Variante die Verwendung eines solchen PK-Filters mit doppelter Hamming-Wichtung vorgeschlagen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- Bo Liu et al.; „RANGE ALIGNMENT AND MOTION COMPENSATION FOR MISSILE-BORNE FREQUENCY STEPPED CHIRP RADAR”; Progress In Electromagnetics Research, Vol. 136, 523–542, 2013 [0004]
