JPH10319113A

JPH10319113A - レーダ装置

Info

Publication number: JPH10319113A
Application number: JP13124297A
Authority: JP
Inventors: Masanobu Yukimatsu; 正伸行松; Yoriji Utsu; 順志宇津
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1997-05-21
Filing date: 1997-05-21
Publication date: 1998-12-04

Abstract

(57)【要約】【課題】簡易な構成にて低周波雑音の影響を除去可能
なレーダ装置の提供。【解決手段】電圧制御発振器１２からの信号Ｓｓを電
力分配して送信信号Ｓｆ及びローカル信号Ｌ１，Ｌ２を
生成する第１及び第２分配器１６，１８、送信信号Ｓｆ
の周波数を２倍にして送信アンテナ２２に供給する周波
数逓倍回路２０、受信アンテナ２４からの受信信号Ｓｒ
にローカル信号Ｌ１を混合する高周波用ミキサ２６にて
生成される第１検波信号Ｓ１から、これら信号Ｓｒ，Ｌ
１の差の周波数を有する信号成分Ｐ１を抽出するバンド
パスフィルタ２８，狭帯域増幅器３０、信号成分Ｐ１に
ローカル信号Ｌ２を混合してビート周波数ｆｕの信号成
分（ビート信号Ｓｂ）を生成する変換用ミキサ３２を備
える。高周波用ミキサ２６にて重畳される低周波ノイズ
は、その周波数が信号成分Ｐ１より十分に小さいので、
信号成分Ｐ１を抽出する際に確実に除去される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、移動体の衝突防止
等に使用され、周波数変調されたレーダ波を送受信する
ことにより、目標物体との相対距離や相対速度に関する
情報を取り出すＦＭＣＷ方式のレーダ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年レーダ装置を自動車に搭載し、衝突
防止等の安全装置として応用する試みがなされている
が、車載用のレーダ装置としては、目標物の距離と相対
速度とを同時に検出可能であり、しかも構成が比較的簡
単で小型化・低価格化に適したＦＭＣＷ方式のレーダ装
置（以下、ＦＭＣＷレーダ装置とよぶ）が用いられてい
る。

【０００３】このＦＭＣＷレーダ装置では、図９（ａ）
に実線で示すように、三角波状の変調信号により周波数
変調され、周波数が時間に対して直線的に漸次増減する
送信信号Ｓｓをレーダ波として送信し、目標物体により
反射されたレーダ波を受信する。この時、受信信号Ｓｒ
は、図９（ａ）に点線で示すように、レーダ波が目標物
体との間を往復するのに要する時間、即ち目標物体まで
の距離に応じた時間Ｔｄだけ遅延し、レーダと目標物体
との相対速度に応じた周波数Ｆｄだけドップラシフトす
る。

【０００４】そして、このような受信信号Ｓｒと送信信
号Ｓｓとをミキサで混合することにより、図９（ｂ）に
示すように、これら信号Ｓｒ，Ｓｓの差の周波数成分で
あるビート信号Ｓｂを発生させ、送信信号Ｓｓの周波数
が増加する時のビート信号Ｓｂの周波数（以下、上り変
調時のビート周波数とよぶ）をｆｕ、送信信号Ｓｓの周
波数が減少する時のビート周波数（以下、下り変調時の
ビート周波数とよぶ）をｆｄとして、目標物体との距離
Ｒ及び相対速度Ｖを、以下の（１）（２）式を用いて算
出するように構成されている。

【０００５】

【数１】

【０００６】

【数２】

【０００７】なお、ｃは電波伝搬速度、Ｔは送信信号を
変調する三角波の周期、△Ｆは送信信号の周波数変動
幅、Ｆｏは送信信号の中心周波数である。ここで、この
ようなＦＭＣＷレーダ装置を車載用レーダ装置として適
用するには、約１００〜２００ｍを最大距離として、そ
れ以下の範囲内にある目標物体を、少なくとも数ｍの距
離分解能で検出できるように構成する必要がある。な
お、ＦＭＣＷレーダ装置の距離分解能△Ｒは、（３）式
で表されることが知られている。

【０００８】

【数３】

【０００９】この（３）式から明かなように、数ｍの距
離分解能を得るためには、周波数変動幅△Ｆを、１００
ＭＨｚ程度に設定する必要があり、また、このような周
波数変動幅△Ｆを確保するためには、送信信号の中心周
波数Ｆｏを、ミリ波と呼ばれる周波数帯（数十ＧＨｚ〜
数百ＧＨｚ）に設定する必要がある。

【００１０】そして、例えば、送信信号Ｓｓを△Ｆ＝１
００ＭＨｚ、Ｔ＝１ｍｓとした場合、目標物体との相対
速度Ｖが０（即ちｆｕ＝ｆｄ）で、目標物体との距離Ｒ
が１００ｍの時には、検出されるビート周波数ｆｕ，ｆ
ｄは、１３３ＫＨｚとなる。そして、１００ｍ以内の距
離に目標物体がある場合には、１３３ＫＨｚ以下のビー
ト信号Ｓｂが検出され、また、相対速度Ｖが０ではない
場合、相対速度Ｖが０の時の周波数を中心にして、ドッ
プラシフト分だけ増減した周波数を有するビート信号Ｓ
ｂが検出されることになる。即ち、車載用レーダ装置と
して使用する場合、数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚのビート信
号を検出できることが要求されるのである。

【００１１】ところがミリ波のような高周波帯の信号を
扱う高周波用ミキサでは、信号強度の揺らぎの周波数成
分からなるＡＭ−ＦＭ変換ノイズや、周波数に反比例し
た強度を有する１／ｆノイズがミキサの出力に重畳され
る。しかも、これらＡＭ−ＦＭ変換ノイズ及び１／ｆノ
イズ（以下、合わせて低周波ノイズとよぶ）の強度は、
ビート信号Ｓｂと同じ数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚの周波数
領域で比較的強いため、ビート信号ＳｂのＳ／Ｎ比を劣
化させてしまうという問題があった。

【００１２】これに対して、例えば特開平５−４０１６
９号公報には、図１０に示すように、高周波の送信信号
Ｓｓを生成する高周波発振器１１２と、高周波発振器１
１２が生成する送信信号Ｓｓの周波数を三角波状に直線
的に変調するための変調信号Ｓｍを生成する変調信号生
成回路１２６と、高周波発振器１１２からの送信信号Ｓ
ｓをレーダ波として送信する送信アンテナ１１６と、目
標物体に反射したレーダ波を受信する受信アンテナ１２
０と、受信アンテナ１２０からの受信信号Ｓｒに送信信
号Ｓｓを分配する分配器１１８からのローカル信号Ｌを
混合する高周波用ミキサ１２２とを備えた一般的な構成
を有するＦＭＣＷレーダ装置において、更に、ビート信
号Ｓｂの２倍以上の周波数を有するスイッチング信号を
生成する第２の発振器１３６と、このスイッチング信号
により受信アンテナ１２０からの受信信号Ｓｒを周期的
にオン／オフするスイッチング回路１３８と、高周波用
ミキサ１２２にて、スイッチングされた受信信号にロー
カル信号Ｌが混合されることにより、スイッチング周波
数に応じた周波数領域に発生する信号Ｓ１の周波数成分
を抽出するバンドパスフィルタ１３２と、バンドパスフ
ィルタ１３２にて抽出された周波数成分を、更に第２の
発振器１３６からのスイッチング信号をバンドパスフィ
ルタ１４０によって整形した信号と混合することによっ
て、信号Ｓ１をビート信号Ｓｂ本来の周波数帯（数十Ｋ
Ｈｚ〜数百ＫＨｚ）に変換する中間周波用ミキサ１３４
と、を備えたＦＭＣＷレーダ装置１１０が開示されてい
る。

【００１３】この装置１１０では、スイッチング信号の
周波数を数ＭＨｚ程度に設定すれば、低周波ノイズの影
響が十分に小さくなる領域（数ＭＨｚ程度）に信号Ｓ１
の周波数成分を発生させることができ、また、中間周波
用ミキサ１３４は、高周波用ミキサ１２２が取り扱うミ
リ波に比べて周波数の低いビート信号やスイッチング信
号（いずれも数ＭＨｚ程度）を扱うので、その出力に重
畳される低周波ノイズは、高周波用ミキサ１２２に比べ
て十分に小さい。

【００１４】即ち、高周波用ミキサ１２２では、低周波
ノイズの影響が小さい周波数領域に信号Ｓ１を発生さ
せ、この信号Ｓ１の周波数成分を、低周波ノイズの少な
い中間周波用ミキサ１３４にてビート信号Ｓｂ本来の周
波数帯に変換しているので、低周波ノイズの影響を低減
でき、ビート信号ＳｂのＳＮ比が改善されるのである。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、この装置１１
０では、受信アンテナ１２０と高周波用ミキサ１２２と
の間、即ちミリ波帯の高周波信号である受信信号Ｓｒの
伝送経路にスイッチング回路１３８が挿入されているた
め、目標物体に反射して戻ってきた微弱なレーダ波の受
信信号Ｓｒを一層減衰させてしまい、その結果、検出感
度が劣化するという問題があった。

【００１６】なお、上記公報には、高周波発振器１１２
と送信アンテナ１１６との間に変調手段を挿入する旨も
開示されているが、このように送信波に変調をかける
と、送信されるレーダ波の送信帯域が広がり、即ち様々
な周波数に電力が分配されてしまうので、検出に必要な
周波数を有する信号成分の強度が低下し、その結果、受
信波に変調をかける場合と同様に、検出感度が劣化する
という問題があった。

【００１７】本発明は、上記問題点を解決するために、
簡易な構成にて低周波ノイズの影響を除去可能なレーダ
装置を提供することを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
になされた請求項１に記載のレーダ装置では、信号生成
手段が、時間に対して直線的に周波数が変化するように
変調された信号を生成し、信号分岐手段が、この信号を
電力分配して、送信信号及びローカル信号を生成する。

【００１９】そして、周波数逓倍手段が、送信信号を、
その周波数がｎ（但し、ｎ≧２の整数）倍となるように
変換した後、送信アンテナに供給することにより、送信
アンテナからレーダ波が放射される。このレーダ波は、
目標物体にて反射し受信アンテナにて受信される。この
時、受信アンテナから出力される受信信号は、レーダ波
が目標物体までの距離を往復することによる遅延と、目
標物体との相対速度に応じて発生する周波数のドップラ
シフトとによって決まるビート周波数ｆｕ（通常、送信
信号の上り変調時のビート周波数をｆｕ，下り変調時の
ビート周波数をｆｄで表すが、以下では、特に断わらな
い限りｆｕにて両ビート周波数を代表させるものとす
る。）だけ送信信号からシフトしたものとなる。

【００２０】この受信アンテナからの受信信号と信号分
岐手段からのローカル信号とを高周波用ミキサが混合
し、信号抽出手段が、高周波用ミキサの出力信号から、
受信信号とローカル信号との差の周波数近傍の信号成分
を抽出する。ところで、ローカル信号および受信信号の
ある時刻ｔにおける瞬時的な周波数を夫々Ｆｔ，Ｆｒと
すると、送信アンテナに供給される送信信号の周波数は
ｎ×Ｆｔで表され、つまり、検出すべきビート信号ｆｕ
は、（４）式にて表される。

【００２１】ｆｕ＝｜Ｆｒ−ｎ×Ｆｔ｜（４）また、高周波用ミキサにて生成され、信号抽出手段にて
抽出される信号成分は、図８に示すように、受信信号と
ローカル信号との差の周波数Ｆｒ−Ｆｔを有しており、
（５ａ）（５ｂ）式にて表される。

【００２２】Ｆｒ−Ｆｔ＝（ｎ−１）×Ｆｔ＋ｆｕ但し、Ｆｒ≧ｎＦｔ（５ａ）Ｆｒ−Ｆｔ＝（ｎ−１）×Ｆｔ−ｆｕ但し、Ｆｒ＜ｎＦｔ（５ｂ）なお、ローカル信号の周波数Ｆｔは、受信信号の周波数
Ｆｒ（数十ＧＨｚ）の約１／ｎであり、従って信号抽出
手段が抽出する信号成分の周波数Ｆｒ−Ｆｔは、最も小
さくなる場合（ｎ＝２）でも、受信信号の周波数Ｆｒの
約１／２である。つまり、この信号成分の周波数Ｆｒ−
Ｆｔは、低周波ノイズの強い周波数領域（数百ｋＨｚ以
下）より十分に大きいため、信号抽出手段では、高周波
用ミキサにて重畳された低周波ノイズを簡単かつ確実に
除去することができる。

【００２３】そして、信号変換手段は、信号抽出手段が
抽出した信号成分を、信号分岐手段からのローカル信号
に基づいて、周波数がｎ倍にされた送信信号と受信信号
との差の周波数成分を含んだビート信号に変換する。こ
の信号変換手段が処理する信号の周波数は、受信信号の
周波数Ｆｒの（ｎ−１）／ｎであり、受信信号の周波数
Ｆｒより確実に小さくなる。従って、高周波用ミキサ等
に用いられるような極めて高速に動作するＨＥＭＴ等、
低周波ノイズの大きい素子を用いることなく、より低周
波ノイズの少ない素子を用いて信号変換手段を構成する
ことができ、信号変換手段で発生する低周波ノイズを減
少させることができる。ところで、ｎが小さいほど信号
変換手段が処理すべき周波数が小さくなるのでｎ＝２の
場合が最もよい。

【００２４】なお図８は、上述の送信信号（周波数ｎ×
Ｆｔ）、受信信号（周波数Ｆｒ）、高周波用ミキサにて
生成され信号抽出手段にて抽出される信号（周波数Ｆｒ
−Ｆｔ）、及び信号変換手段にて変換された結果出力さ
れるビート信号（周波数ｆｕ）の関係を表すスペクトル
図である。

【００２５】このように、本発明のレーダ装置によれ
ば、送信信号の周波数（即ち受信信号の周波数）をロー
カル信号の周波数のｎ倍とし、高周波用ミキサが生成す
る信号が、低周波ノイズの影響が十分に小さい周波数領
域に信号成分を有するようにされているため、信号抽出
手段により低周波ノイズを確実に除去できる。

【００２６】また、この低周波ノイズが除去された信号
を、信号変換手段により、ビート周波数ｆｕの信号成分
を含むビート信号に変換しているので、低周波ノイズの
影響が十分に抑制されたＳＮ比の良好なビート信号を得
ることができる。従って、本発明のレーダ装置を用いれ
ば、このＳＮ比の優れたビート信号を用いて、ビート周
波数を精度よく検出することができるため、目標物体と
の距離や相対速度を精度よく求めることができる。

【００２７】しかも、本発明のレーダ装置によれば、信
号生成手段は、送信アンテナに供給する送信信号の１／
ｎの周波数を有する信号を生成すればよいので、送信信
号と同じ周波数の信号を生成する従来装置に比べて、信
号生成手段を簡単かつ安価に構成できる。

【００２８】また、本発明のレーダ装置では、従来装置
のように送信アンテナに供給する送信信号及び受信アン
テナからの受信信号を変調することがないので、送信波
の帯域が広がったり、受信信号を減衰させてしまうこと
がなく、検出感度を良好に維持することができる。

【００２９】なお、信号抽出手段としては、受信信号と
ローカル信号との差の周波数近傍以外の信号成分を除去
するバンドパスフィルタや、受信信号とローカル信号と
の差の周波数近傍の信号成分を増幅する狭帯域増幅器等
を用いることができ、いずれか一方だけでなく両方を同
時に用いてもよい。

【００３０】次に請求項２に記載のレーダ装置は、請求
項１に記載のレーダ装置において、信号変換手段が、信
号抽出手段が抽出する信号成分に、信号分岐手段からの
ローカル信号の周波数をｎ−１倍して混合するｎ−１次
のハーモニックミキサからなることを特徴とする。

【００３１】このように構成された本発明のレーダ装置
では、ｎ−１次のハーモニックミキサが、高周波用ミキ
サで生成され信号抽出手段にて抽出された信号成分（周
波数Ｆｒ−Ｆｔ）に、周波数がｎ−１倍されたローカル
信号（周波数（ｎ−１）×Ｆｔ）を混合する。これら混
合された信号の差の周波数成分がビート周波数ｆｕとな
ることは明かである。

【００３２】このように、本発明のレーダ装置によれ
ば、信号変換手段を単一のハーモニックミキサにて構成
できるため、当該レーダ装置の構成を簡易なものとする
ことができる。次に請求項３に記載のレーダ装置は、請
求項１に記載のレーダ装置において、信号変換手段が、
ローカル信号と前段のミキサからの出力信号とを混合す
るｎ−１個の変換用ミキサを備えることを特徴とする。

【００３３】このように構成された本発明のレーダ装置
では、ｉ（＝１〜ｎ−１）段目の変換用ミキサが、順
次、周波数｜Ｆｒ−（ｉ＋１）×Ｆｔ｜の信号成分を生
成する。つまり、最終段の変換用ミキサ（ｉ＝ｎ−１）
が生成する信号成分の周波数｜Ｆｒ−ｎ×Ｆｔ｜は、受
信信号の周波数Ｆｒと送信信号の周波数ｎ×Ｆｔとの
差、即ちビート周波数ｆｕとなるのである。

【００３４】このように本発明のレーダ装置によれば、
信号変換手段を単純なミキサにて構成することができ
る。次に、請求項４に記載のレーダ装置は、請求項３に
記載のレーダ装置において、変換用ミキサ毎に、該変換
用ミキサの出力信号から、該変換用ミキサの入力信号と
ローカル信号との差の周波数近傍の信号成分を抽出する
第２の信号抽出手段を設けたことを特徴とする。

【００３５】従って、本発明のレーダ装置によれば、よ
り確実に低周波ノイズを除去することができ、装置の検
出感度を向上させることができる。即ち、周波数逓倍手
段で送信信号の周波数が逓倍される倍数ｎを大きくする
と、変換用ミキサが比較的高い周波数の信号を扱わねば
ならないため、変換用ミキサの低周波ノイズが十分に低
減されない場合があるが、各変換用ミキサ毎に第２の信
号抽出手段を設ければ、比較的高い周波数の信号を扱う
変換用ミキサにて重畳される低周波ノイズも確実に除去
できるのである。

【００３６】なお、第２の信号抽出手段は、全ての変換
用ミキサに設けるのではなく、比較的高い周波数の信号
を扱う変換用ミキサにのみ設けてもよい。また、上述し
た請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のレーダ装
置は、請求項５に記載のように、ビート信号生成手段が
生成するビート信号に基づいて目標物体との距離及び相
対速度を求める演算手段が一体に設けられていてもよ
い。

【００３７】

【発明の実施の形態】以下に本発明の実施例を図面と共
に説明する。図１は、第１実施例の障害物検出用レーダ
装置１０の全体構成を表すブロック図であり、図２は、
このレーダ装置１０が装着された車両２を表す説明図で
ある。

【００３８】図２に示すように、本実施例のレーダ装置
１０は、前方に位置する他の車両Ｃ等の目標物体を検出
できるように、車両２の前面に取り付けられている。な
お、レーダ装置１０を取り付ける場所は、車両２の前面
に限らず側面や後面に取り付けて、後方や側方に位置す
る目標物体を検出できるようにしてもよい。

【００３９】そして、本実施例のレーダ装置１０は、図
１に示すように、変調信号Ｓｍを入力することにより発
振周波数を制御可能な電圧制御発振器１２と、時間に対
して直線的に周波数が増減するよう電圧制御発振器１２
に変調を行わせるための三角波（周期Ｔ）状の変調信号
Ｓｍを生成する三角波発振器１４と、電圧制御発振器１
２の出力信号Ｓｓを電力分配し、送信信号Ｓｆおよびロ
ーカル信号Ｌを生成する第１分配器１６と、ローカル信
号Ｌを更に２つの信号Ｌ１，Ｌ２に分岐する第２分配器
１８と、第１分配器１６からの送信信号Ｓｆの周波数を
２倍に逓倍する周波数逓倍回路２０と、周波数逓倍回路
２０にて周波数が２倍にされた送信信号Ｓ2fに従ってレ
ーダ波を放射する送信アンテナ２２と、レーダ波を受信
する受信アンテナ２４と、受信アンテナ２４からの受信
信号Ｓｒに、第２分配器１８からのローカル信号Ｌを混
合して第１検波信号Ｓ１を生成する高周波用ミキサ２６
と、高周波用ミキサ２６が生成する第１検波信号Ｓ１か
ら、受信信号Ｓｒ及びローカル信号Ｌの差の周波数近傍
以外の信号成分を除去するバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）２８と、ＢＰＦ２８の出力を増幅する狭帯域増幅器
３０と、狭帯域増幅器３０からの出力信号に、第２分配
器１８からのローカル信号を混合して第２検波信号Ｓ２
を生成する変換用ミキサ３２と、第２検波信号Ｓ２から
不用な高周波成分を除去して、ビート周波数ｆｕの信号
成分からなるビート信号Ｓ１を生成するローパスフィル
タ（ＬＰＦ）３４と、ビート信号Ｓｂに基づいて、目標
物体との距離、及び相対速度を検出する信号処理部３６
とを備えている。

【００４０】なお、信号処理部３６は、ＣＰＵ，ＲＯ
Ｍ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心
に構成され、ビート信号Ｓｂをデジタル値に変換してＣ
ＰＵに取り込むためのＡ／Ｄ変換器、Ａ／Ｄ変換器を介
して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）を高速に実行するための演算処理装置等を備えて
いる。

【００４１】このように構成された本実施例のレーダ装
置１０では、電圧制御発振器１２が、三角波発振器１４
からの変調信号Ｓｍに従って周波数変調された信号Ｓｓ
を生成し、第１分配器１６がこの信号を電力分配して送
信信号Ｓｆとローカル信号Ｌとを生成すると共に、第１
分配器１６からのローカル信号Ｌを第２分配器１８が更
にローカル信号Ｌ１，Ｌ２に２分割する。

【００４２】そして、周波数逓倍回路２０が、第１分配
器１６からの送信信号Ｓｆの周波数を２倍に逓倍して送
信アンテナ２２に供給し、送信アンテナ２２が、この周
波数が逓倍された送信信号Ｓ2fをレーダ波として放射す
る。ところで、電圧制御発振器１２が生成する信号Ｓｓ
の中心周波数Ｆ０／２の角速度をω（＝２π・Ｆ０／
２）とすると、信号Ｓｓは（６）式にて表わされる。

【００４３】Ｓｓ＝A・cos{ωt+Ｍ(t)} （６）但し、Ｍ(t)＝△ω・∫ｍ(t)ｄｔであり、△ωは電圧制
御発振器１２の単位電圧当りの角速度変化量、ｍ(t) は
変調信号Ｓｍの電圧値である。この信号Ｓｓを第１分配
器１６及び第２分配器１８にて電力分配してなるローカ
ル信号Ｌ１，Ｌ２は、信号Ｓｓとは振幅Ａ１（＜Ａ）の
値が異なるだけで（６）と同様の式にて表され、ある時
刻ｔにおける周波数をＦｔとすると瞬時的には（７）式
で表される。

【００４４】Ｌ１＝Ｌ２＝A1・cos{ωt+Ｍ(t)} ＝A1・cos{2π・Ft・t} （７）また、信号Ｓｓを電力分配し、更にその周波数を逓倍し
てなる送信信号Ｓ2fは、（８）式にて表され、その周波
数変化を表すグラフは、従来装置の送信信号と同様に、
図１８に実線で示すようなものとなる。また、（７）式
の周波数Ｆｔを用いて、瞬時的には（９）式にて表され
る。

【００４５】Ｓ2f＝A2・cos[2*{ωt+Ｍ(t)}] （８）＝A2・cos{2π・2Ft・t} （９）一方、送信アンテナ２４にて受信されるレーダ波の受信
信号Ｓｒは、（１０）式に示すように、レーダ波が目標
物体を往復するのに要する時間△ｔだけ前に送信された
送信信号Ｓ2fに、目標物体との速度差に応じたドップラ
シフトの影響αが重畳されたものであり、その周波数の
変化を表すグラフは、図１８に点線で示すようなものと
なる。なお、時刻ｔでの受信信号Ｓｒは、この時刻ｔで
の受信信号Ｓｒの周波数をＦｒとすると、瞬時的には
（１１）式にて表わされる。

【００４６】Ｓｒ＝A2・cos[2*{ω(t-△t)+Ｍ(t-△t)+α}] （１０）＝A2・cos{2π・Fr・t} （１１）そして、高周波用ミキサ２６が、受信アンテナ２４から
の受信信号Ｓｒと、第２分配器１８からのローカル信号
Ｌ１と混合すると、（１２）式に示すように、これら混
合された信号の自乗成分（Ｌ１＋Ｓｒ）² 及び高周波用
ミキサ２６の低周波ノイズＮ等を含んだ第１検波信号Ｓ
１が生成される。

【００４７】Ｓ１＝［Ｓｒ＋Ｌ１］²＋Ｎ（１２）＝［A2・cos{2π・Fr・t}＋A1・cos{2π・Ft・t}］²＋Ｎまた、ＢＰＦ２８及び狭帯域増幅器３０により第１検波
信号Ｓ１から抽出される信号成分Ｐ１は、ＢＰＦ２８及
び狭帯域増幅器３０による振幅の変化を無視すると（１
３）式にて表される。

【００４８】Ｐ１＝B1・cos{2π・(Fr-Ft)・t} （１３）（但し、B1＝A1・A2）更に、変換用ミキサ３２が、この抽出された信号成分Ｐ
１と第２分配器１８からのローカル信号Ｌ２とを混合す
ると、（１４）式に示すように、これら混合された信号
の自乗成分等を含んだ第２検波信号Ｓ２が生成される。

【００４９】Ｓ２＝［Ｐ１＋Ｌ２］² （１４）＝［B1・cos{2π・(Fr-Ft)・t}＋A1・cos{2π・Ft・t}］² この第２検波信号Ｓ２から不用な高域成分をＬＰＦ３４
により除去すると、（１５）式に示すビート周波数ｆｕ
（＝｜Ｆｒ−２・Ｆｔ｜）の信号成分が抽出され、この
信号成分がビート信号Ｓｂとして信号処理部３６に取り
込まれる。

【００５０】Ｓｂ＝B2・cos{2π・(Fr-2・Ft)・t} （１５）（但し、B2＝B1・A1）そして、信号処理部３６は、このビート信号Ｓｂを、送
信信号Ｓ2fの上り変調時、及び下り変調時の夫々につい
て、Ａ／Ｄ変換して取り込み、高速フーリエ変換を施し
て、ビート信号Ｓｂのスペクトラムを求め、そのスペク
トラムから上り変調時のビートｆｕ，及び下り変調時の
ビート周波数ｆｄを検出し、この検出したビート周波数
ｆｕ，ｆｄに基づき、上述の（１）（２）式を用いて、
目標物体との距離Ｒや相対速度Ｖを算出する処理を実行
する。

【００５１】なお、図３は、送信信号Ｓ2f、受信信号Ｓ
ｒ、ローカル信号Ｌ１，Ｌ２、第１検波信号Ｓ１から抽
出される信号成分Ｐ１、及び第２検波信号Ｓ２から抽出
されるビート信号Ｓｂの関係を表す説明図であり、
（ａ）は受信信号の周波数が送信信号の周波数以上の場
合（Ｆｒ≧２×Ｆｔ）、（ｂ）は受信信号の周波数が送
信信号の周波数より小さい場合（Ｆｒ＜２×Ｆｔ）を表
している。

【００５２】以上説明したように、本実施例のレーダ装
置１０においては、周波数が送信信号Ｓ2fにほぼ等しい
受信信号Ｓｒ（数十ＧＨｚ）に、周波数が送信信号Ｓ2f
の１／２であるローカル信号Ｌ１を混合することによ
り、周波数が受信信号Ｓｒの約１／２である信号成分Ｐ
１を含んだ第１検波信号Ｓ１を生成している。

【００５３】つまり、信号成分Ｐ１の周波数は、低周波
ノイズ（数百ＫＨｚ以下）より十分に大きく、その影響
を受けることがないので、信号成分Ｐ１はＳＮ比の良好
なものとなる。そして、更に本実施例では、このＳＮ比
の良好な信号成分Ｐ１を第１検波信号Ｓ１から抽出して
ローカル信号Ｌ２と混合することにより第２検波信号Ｓ
２を生成し、この第２検波信号Ｓ２からビート周波数ｆ
ｕの信号成分を抽出することによりビート信号Ｓｂを生
成している。

【００５４】従って、本実施例のレーダ装置１０によれ
ば、高周波用ミキサ２６にて重畳される低周波ノイズの
影響を受けないＳＮ比の優れたビート信号Ｓｂが得ら
れ、このＳＮ比の優れたビート信号Ｓｂに基づいて、信
号処理部３６では、ビート周波数ｆｕ，ｆｄを精度よく
検出でき、延いては目標物体との距離や相対速度を精度
よく求めることができる。

【００５５】また、本実施例のレーダ装置１０によれ
ば、電圧制御発振器１２が生成する信号Ｓｓの周波数を
２倍に逓倍したものを送信信号Ｓ2fとしているので、電
圧制御発振器１２は、実際にレーダ波として送出する送
信信号Ｓ2fの半分の周波数で発振できればよく、電圧制
御発振器１２の出力をそのまま送信信号とする場合に比
べて、電圧制御発振器１２を簡単かつ安価に構成でき
る。

【００５６】次に第２実施例について説明する。図４
は、本実施例のレーダ装置４０の全体構成を表すブロッ
ク図である。なお、第１実施例のレーダ装置１０と同じ
構成部分については、同じ符号を付しここでは、その説
明を省略する。

【００５７】図４に示すように、本実施例のレーダ装置
４０では、周波数逓倍回路４２が、送信信号Ｓｆの周波
数をｎ倍に逓倍すると共に、第２分配器４４が、ローカ
ル信号Ｌを電力分配して、ｎ個のローカル信号Ｌ１〜Ｌ
ｎを生成するように構成されている。

【００５８】また、第１実施例のレーダ装置１０におけ
る変換用ミキサ３２の代わりに、ｎ−１個の変換用ミキ
サＸ１〜Ｘn-1 、及び変換用ミキサＸi-1 （ｉ＝２〜ｎ
−１）が生成する第ｉ検波信号Ｓｉから信号成分Ｐｉを
抽出するｎ−２個のバンドパスフィルタＦi-1 （Ｆ１〜
Ｆn-2）からなる変換回路群４６が設けられている。な
お、変換用ミキサＸi-1 は、信号成分Ｐi-1 にローカル
信号Ｌｉを混合することにより第ｉ検波信号Ｓｉを生成
し、バンドパスフィルタＦi-1 は、第ｉ検波信号Ｓｉか
ら、信号成分Ｐi-1 とローカル信号Ｌｉとの差の周波数
近傍以外の信号成分を除去することにより信号成分Ｐｉ
を抽出するように構成されている。

【００５９】このように構成された本実施例のレーダ装
置４０では、ある時刻ｔにおけるローカル信号Ｌ１〜Ｌ
ｎの瞬時的な周波数をＦｔとすると、ローカル信号Ｌ１
〜Ｌｎは、第１実施例と同様に（７）式にて表され、ま
た、この時刻ｔにおける送信信号Ｓnfは（８ａ）式にて
表され、瞬時的には（９ａ）式にて表される。

【００６０】Ｓnf＝A2・cos[n*{ωt+Ｍ(t)}] （８ａ）＝A2・cos{2π・n・Ft・t} （９ａ）一方、送信アンテナ２４にて受信されるレーダ波の受信
信号Ｓｒは、第１実施例と同様に（１０）式にて表さ
れ、時刻ｔにおける周波数をＦｒとすると瞬時的には
（１１）式にて表される。

【００６１】そして、高周波用ミキサ２６が、受信アン
テナ２４からの受信信号Ｓｒと、第２分配器１８からの
ローカル信号Ｌ１とを混合すると、第１実施例と同様
に、（１２）式が得られ、更に、ＢＰＦ２８及び狭帯域
増幅器３０により、（１３）式に示す信号成分Ｐ１が抽
出される。

【００６２】なお、第１実施例では、信号成分Ｐ１の周
波数｜Ｆｒ−Ｆｔ｜が、受信信号Ｓｒの周波数Ｆｒの約
１／２であったのに対して、本実施例では周波数Ｆｒの
約（ｎ−１）／ｎ、即ち、ｎ＝３の時に約２／３、ｎ＝
４の時に約３／４となる。以後、変換回路群４６では、
変換用ミキサＸi-1 （ｉ＝２〜ｎ−１）が、信号成分Ｐ
ｉに、ローカル信号Ｌｉを混合して第ｉ検波信号Ｓｉを
生成し、バンドパスフィルタＦi-1 が、この第ｉ検波信
号Ｓｉから信号成分Ｐｉを順次抽出する。

【００６３】Ｐｉ＝Bi・cos{2π・(Fr-i・Ft)・t} （１３ａ）（但し、Bi＝Bi-1・A1，i=2〜n-1）そして、最終段の変換用ミキサＸn-1 が、信号成分Ｐn-
1 とローカル信号Ｌｎとを混合して、（１４ａ）式に示
すような、これら信号の自乗成分を含む第ｎ検波信号Ｓ
ｎを生成する。

【００６４】Ｓｎ＝［Ｐn-1＋Ｌｎ］² ＝［Bn-1・cos{2π・(Fr-(n-1)Ft)・t}＋A1・cos{2π・Ft・t}］² （１４ａ）この第ｎ検波信号ＳｎからＬＰＦ３４により不用な高域
成分を除去すると、（１５ａ）式に示すビート周波数ｆ
ｕ（＝｜Ｆｒ−ｎ×Ｆｔ｜）の信号成分が抽出され、こ
の信号成分がビート信号Ｓｂとして信号処理部３６に取
り込まれる。

【００６５】Ｓｂ＝Bn・cos{2π・(Fr-n・Ft)・t} （１５ａ）このビート信号Ｓｂを取り込んだ信号処理部３６は、第
１実施例と全く同様の処理を実行する。なお、図５は、
ｎ＝４とした場合の送信信号Ｓ4f，受信信号Ｓｒ，ロー
カル信号Ｌ１〜Ｌ４，第１〜第３検波信号Ｓ１〜Ｓ３か
ら抽出される信号成分Ｐ１〜Ｐ３，及び第４検波信号Ｓ
４から抽出されるビート信号Ｓｂの関係を表す説明図で
あり、（ａ）は受信信号の周波数が送信信号の周波数以
上の場合（Ｆｒ≧４×Ｆｔ）、（ｂ）は受信信号の周波
数が送信信号の周波数より小さい場合（Ｆｒ＜４×Ｆ
ｔ）を表している。

【００６６】以上説明したように、本実施例のレーダ装
置４０においては、高周波用ミキサ２６が、周波数が受
信信号の周波数Ｆｒの約（ｎ−１）／ｎとなる信号成分
Ｐ１を含んだ第１検波信号Ｓ１を生成するようにされて
いる。つまり、信号成分Ｐ１の周波数は、低周波ノイズ
より十分に大きくその影響を受けることがないので、信
号成分Ｐ１はＳＮ比の良好なものとなる。

【００６７】そして、変換回路群４６では、このＳＮ比
の良好な信号成分Ｐ１を第１検波信号Ｓ１から抽出し
て、この信号成分Ｐ１を初段の入力とし、前段で生成／
抽出された信号成分Ｐi-1 より、周波数がＦｔだけ小さ
い信号成分Ｐｉを順次生成／抽出することにより、最終
的にビート周波数ｆｕの信号成分を抽出するようにされ
ている。

【００６８】つまり、変換回路群４６では、段を経る毎
に扱う信号の周波数が低下するので、後段では、高速に
動作する素子、即ち低周波ノイズの大きい素子を用いる
ことなく変換用ミキサＸｉを構成することができ、換言
すれば、変換用ミキサＸｉにて重畳される低周波ノイズ
を低減することができる。

【００６９】なお、ビート周波数ｆｕの信号成分（ビー
ト信号Ｓｂ）を生成する最終段の変換用ミキサＸn-1 に
入力される信号成分Ｐn-1 の周波数は、ローカル信号Ｌ
の周波数Ｆｔ近傍、即ち送受信信号の周波数（数十ＧＨ
ｚ）の１／ｎ程度であるため、ｎが相当に大きくない限
り信号成分Ｐn-1 が低周波ノイズの領域に重なることが
ない。たとえ、変換用ミキサＸn-2 が生成する第（ｎ−
１）検波信号Ｓn-1 に低周波ノイズが重畳されていて
も、この低周波ノイズはバンドパスフィルタＦn-2 にて
確実に除去されるため、ＳＮ比の良好な信号成分Ｐn-1
が得られ、この信号成分Ｐn-1 に基づいて、ＳＮ比の良
好なビート信号Ｓｂが得られる。

【００７０】このように、本発明のレーダ装置４０によ
れば、第１実施例と同様に、高周波用ミキサ２６にて重
畳される低周波ノイズの影響を受けることのないＳＮ比
の優れたビート信号Ｓｂが得られるため、このＳＮ比の
優れたビート信号Ｓｂに基づいて、信号処理部３６で
は、ビート周波数ｆｕ，ｆｄを精度よく検出でき、延い
ては目標物体との距離や相対速度を精度よく求めること
ができる。

【００７１】また本実施例のレーダ装置４０によれば、
電圧制御発振器１２が生成する信号Ｓｓの周波数をｎ倍
に逓倍したものを送信信号Ｓnfとしているので、電圧制
御発振器１２は、実際にレーダ波として送出する送信信
号Ｓnfの周波数の１／ｎの周波数で発振できればよく、
電圧制御発振器１２をより簡単かつ安価に構成できる。

【００７２】なお、本実施例では、第ｉ検波信号Ｓｉ
（ｉ＝２〜ｎ−１）から信号成分Ｐｉを抽出するため
に、バンドパスフィルタＦi-1 を設けたが、このバンド
パスフィルタＦi-1 の代わりに、このバンドパスフィル
タＦi-1 が通過させるのと同じ周波数領域の信号成分を
増幅する狭帯域増幅器を設けてもよい。

【００７３】次に第３実施例について説明する。図５
は、本実施例のレーダ装置５０の全体構成を表すブロッ
ク図である。なお、第１又は第２実施例のレーダ装置１
０，４０と同じ構成部分については、同じ符号を付しこ
こでは、その説明を省略する。

【００７４】図５に示すように、本実施例のレーダ装置
５０は、周波数逓倍回路４２が第２実施例と同様に送信
信号Ｓｆの周波数をｎ倍に逓倍するように構成されてお
り、また、第１実施例における変換用ミキサ３２の代わ
りに、ｎ−１次のハーモニックミキサ５２が設けられて
いる。

【００７５】このように構成された本実施例のレーダ装
置５０では、狭帯域増幅器３０の出力、即ち信号成分Ｐ
１の抽出までは、第２実施例と全く同様に動作する。そ
して、ハーモニックミキサ５２が、信号成分Ｐ１と周波
数が（ｎ−１）倍にされたローカル信号Ｌ２´とを混合
して、（１４ｂ）式に示すような、これら信号の自乗成
分を含む第２検波信号Ｓ２を生成する。

【００７６】Ｓ２＝［Ｓ１＋Ｌ２´］² ＝［B1・cos{2π・(Fr-Ft)・t}＋A1・cos{2π・(n-1)Ft・t}］² （１４ｂ）この第２検波信号Ｓ２からＬＰＦ３４により不用な高域
成分を除去すると、（１５ｂ）式に示すビート周波数ｆ
ｕ（＝｜Ｆｒ−ｎ×Ｆｔ｜）の信号成分が抽出され、こ
の信号成分がビート信号Ｓｂとして信号処理部３６に取
り込まれる。

【００７７】Ｓｂ＝B2・cos{2π・(Fr-n・Ft)・t} （１５ｂ）（但し、B2＝B1・A1）このビート信号Ｓｂを取り込んだ信号処理部３６は、第
１実施例と全く同様の処理を実行する。

【００７８】なお、図７は、ｎ＝４とした場合の送信信
号Ｓ4f、受信信号Ｓｒ、ローカル信号Ｌ１，Ｌ２、第１
各検波信号Ｓ１から抽出される信号成分Ｐ１、及び第２
検波信号Ｓ４から抽出されるビート信号Ｓｂの関係を表
す説明図であり、（ａ）は受信信号の周波数が送信信号
の周波数以上の場合（Ｆｒ≧４×Ｆｔ）、（ｂ）は受信
信号の周波数が送信信号の周波数より小さい場合（Ｆｒ
＜４×Ｆｔ）を表している。

【００７９】以上説明したように、本実施例のレーダ装
置５０においては、高周波用ミキサ２６は、周波数が受
信信号の周波数Ｆｒの約（ｎ−１）／ｎとなる信号成分
Ｐ１を含んだ第１検波信号Ｓ１を生成するようにされて
いる。つまり、信号成分Ｐ１の周波数は、低周波ノイズ
より十分に大きくその影響を受けることがないので、信
号成分Ｐ１はＳＮ比の良好なものとなる。

【００８０】そして、本実施例では、第１検波信号Ｓ１
から抽出したこのＳＮ比の良好な信号成分Ｐ１とローカ
ル信号Ｌ２とに基づいて、ハーモニックミキサ５２にて
第２検波信号Ｓ２を生成し、この第２検波信号Ｓ２から
ビート周波数ｆｕの信号成分を抽出することによりビー
ト信号Ｓｂを生成している。

【００８１】従って、本実施例のレーダ装置１０によれ
ば、第１実施例と同様に、高周波用ミキサ２６にて重畳
される低周波ノイズの影響を受けることのないＳＮ比の
優れたビート信号Ｓｂが得られ、このＳＮ比の優れたビ
ート信号Ｓｂに基づいて、信号処理部３６では、ビート
周波数ｆｕ，ｆｄを精度よく検出でき、延いては目標物
体との距離や相対速度を精度よく求めることができる。
また本実施例のレーダ装置５０によれば、第２実施例と
同様に、電圧制御発振器１２が生成する信号Ｓｓの周波
数をｎ倍に逓倍したものを送信信号Ｓnfとしているの
で、電圧制御発振器１２は、実際にレーダ波として送出
する送信信号Ｓnfの周波数の１／ｎの周波数で発振でき
ればよく、電圧制御発振器１２をより簡単かつ安価に構
成できる。

【００８２】更に、本実施例のレーダ装置５０では、第
２実施例においてｎ−１個の変換用ミキサＸ１〜Ｘn-1
と、ｎ−２個のバンドパスフィルタＦ１〜Ｆn-2 とによ
り実現していた変換回路群４６の機能を、単一のハーモ
ニックミキサ５２にて実現しているので、当該レーダ装
置５０の回路構成を簡易化できる。

【００８３】以上、本発明の実施例について説明した
が、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、様
々な態様にて実施することができる。例えば、上記実施
例では、高周波用ミキサ２６が生成する第１検波信号Ｓ
１から信号成分Ｐ１を抽出するために、ＢＰＦ２８及び
狭帯域増幅器３０を設けているが、高周波用ミキサ２６
が出力する第１検波信号Ｓ１の信号レベルが十分に大き
い場合には、狭帯域増幅器３０を省略してもよい。

【００８４】また、狭帯域増幅器３０の増幅帯域幅が十
分に狭くて、信号成分Ｐ１のみが十分に増幅される場合
には、不用な信号成分が相対的に十分に小さくなるの
で、ＢＰＦ２８を省略してもよい。また更に、次段のミ
キサの入力により低周波成分を十分に除去できる場合
は、ＢＰＦ２８及び狭帯域増幅器３０をいずれも省略し
てもよい。即ち、通常、ミキサの入力は、低周波成分を
除去するように構成されているので、この入力にて低周
波ノイズの大きい周波数領域の信号成分を十分に除去で
きるのであれば、ＢＰＦ２８や狭帯域増幅器３０を省略
しても十分に使用できるのである。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１実施例のレーダ装置の概略構成図であ
る。

【図２】レーダ装置が取り付けられた車両を表す説明
図である。

【図３】第１実施例のレーダ装置において、受信信号
の周波数が変換される様子を表す説明図である。

【図４】第２実施例のレーダ装置の概略構成図であ
る。

【図５】第２実施例のレーダ装置において、受信信号
の周波数が変換される様子を表す説明図である。

【図６】第３実施例のレーダ装置の概略構成図であ
る。

【図７】第３実施例のレーダ装置において、受信信号
の周波数が変換される様子を表す説明図である。

【図８】本発明において、受信信号の周波数が変換さ
れる様子を表す説明図である。

【図９】ＦＭＣＷレーダ装置の動作原理を表す説明図
である。

【図１０】従来のＦＭＣＷレーダ装置の概略構成図で
ある。

【符号の説明】１０，４０，５０…レーダ装置１２…電圧制御
発振器１４…三角波発振器１６…第１分配器１
８，４４…第２分配器２０，４２…周波数逓倍回路２２…送信アン
テナ２４…受信アンテナ２６…高周波用ミキサ２８，Ｆ１〜Ｆn-2…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３０…狭帯域増幅器３２，Ｘ１〜Ｘn-1…変換用
ミキサ３４…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３６…信号処理
部４６…変換回路群５２…ハーモニックミキサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】時間に対して直線的に周波数が変化する
ように変調された信号を生成する信号生成手段と、該信号生成手段からの出力信号を電力分配して、送信信
号及びローカル信号を生成する信号分岐手段と、該信号分岐手段からの送信信号をレーダ波として送信す
る送信アンテナと、目標物体により反射された上記レーダ波を受信する受信
アンテナと、上記受信アンテナからの受信信号に上記信号分岐手段か
らのローカル信号を混合してビート信号を生成するビー
ト信号生成手段と、を備えたレーダ装置において、上記信号分岐手段からの送信信号を、該送信信号の周波
数がｎ（但し、ｎ≧２の整数）倍となるように変換して
送信アンテナに供給する周波数逓倍手段を設け、上記ビート信号生成手段は、上記受信アンテナからの受信信号に上記信号分岐手段か
らのローカル信号を混合する高周波用ミキサと、該高周波用ミキサの出力信号から上記受信信号と上記ロ
ーカル信号との差の周波数近傍の信号成分を抽出する信
号抽出手段と、該信号抽出手段が抽出した信号成分を、上記信号分岐手
段からのローカル信号に基づいて、周波数がｎ倍にされ
た送信信号と上記受信信号との差の周波数成分を含んだ
ビート信号に変換する信号変換手段と、を備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】請求項１に記載のレーダ装置において、上記信号変換手段は、上記信号抽出手段が抽出した信号
成分に、上記信号分岐手段からのローカル信号の周波数
をｎ−１倍して混合するｎ−１次のハーモニックミキサ
からなることを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】請求項１に記載のレーダ装置において、上記信号変換手段は、上記ローカル信号と前段のミキサ
からの出力信号とを混合するｎ−１個の変換用ミキサを
備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項４】請求項３に記載のレーダ装置において、上記変換用ミキサ毎に、該変換用ミキサの出力信号か
ら、該変換用ミキサの入力信号と上記ローカル信号との
差の周波数近傍の信号成分を抽出する第２の信号抽出手
段を設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項５】請求項１ないし請求項４のいずれかに記
載のレーダ装置において、上記ビート信号生成手段が生成するビート信号に基づい
て目標物体との距離及び相対速度を求める演算手段を設
けたことを特徴とするレーダ装置。