JP3565812B2 - 車載用レーダ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は車載用レーダ装置に関し、特に、自車両に搭載されて、自車両と目標物体との間の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種のレーダ装置としては、従来より、図６に示すような装置が知られている。図６において、１０１は目標物体に対して放射するための電磁波を出力する発振器、１０２は上記電磁波の電力を分配し、後述する送信ＯＮ／ＯＦＦ用スイッチ１０３と受信ミクサ１０９の両方に供給する分割手段として動作するパワーデバイダ、１０３はパワーデバイダ１０２により送信用に分配された電磁波をパルス変調するための送信ＯＮ／ＯＦＦ用スイッチ、１０４はパルス変調された上記電磁波を空間に放射する送信アンテナ、１０５はレドーム、１０６は目標物体、１０７は目標物体で反射された電磁波を受信するための受信アンテナ、１０８はパワーデバイダ１０２によりＬＯ用に分配された電磁波と目標物体１０６からの反射電磁波とをミキシングする受信ミクサ、１０９はカットオフ周波数がパルス時間幅の逆数となるフィルタ、１１０は反射電磁波の受信電力に応じてゲインを調整できるアンプ、１１１はＡＤ変換器、１１２はＡＤ変換器１１１により入力されたデータに基づいて目標物体１０６までの距離及び目標物体１０６の相対速度を演算する信号処理回路である。
【０００３】
次に、上記のように構成された従来装置の動作について説明する。まずはじめに、電磁波の送信動作について説明する。まず、発振器１０１から例えば送信周波数ｆｔｘ＝２４．１２５ＧＨｚの周波数の電磁波が出力される。その電磁波はパワーデバイダ１０２を通過し、送信ＯＮ／ＯＦＦ用スイッチ１０３によりパルス変調される。パルス変調された電磁波は、送信アンテナ１０４からレドーム１０５を通過し空間に放射される。パルス変調は、パルス時間幅Ｔｐ例えば１００ｎｓ（距離１５ｍ相当）の間だけ、スイッチ１０３を閉じて送信をＯＮにし、それ以外は送信をＯＦＦにする。パルス繰り返し周期は例えば１μｓ（距離１５０ｍ相当）とする。
【０００４】
次に、電磁波の受信動作を説明する。上述したようにアンテナ１０４からレドーム５を通過して空間に出力された電磁波は、距離Ｒに存在する目標物体１０６で反射され、図７のように距離Ｒに依存する遅延時間Δｔをもって再びレドーム１０５を通過し、受信アンテナ１０７に入力される。また、目標物体１０６が相対速度を持つとき、受信電磁波周波数は送信電磁波周波数ｆｔｘに対してｆｂだけドップラシフトされる。受信アンテナ１０７で入力された電磁波は、受信ミクサ１０８でパワーデバイダ１０２からのＬＯ用電磁波とミキシングされ、図９に示すドップラシフトｆｂに対応したビート信号を出力する。得られたビート信号はフィルタ１０９を通過し、アンプ１１０により増幅されてＡＤコンバータ１１１に入力される。
【０００５】
次に、ＡＤコンバータ１１１に入力されたデータから信号処理回路１１２が目標物体１０６の距離及び相対速度を演算する方法を述べる。
【０００６】
例えば距離分解能１ｍを得るために距離ゲート幅（図７のｔｇ）を６．６ｎｓとする。したがって距離ゲートでのサンプリングは１５０ＭＨｚである。
【０００７】
また、例えば速度分解能１ｋｍ／ｈを得たいとすると、送信周波数ｆｔｘ＝２４．１２５ＧＨｚより、ドップラー周波数の分解能Δｆは
【０００８】
【数１】
【０００９】
となり、２２．４ｍｓの計測時間が必要となる。ここで例えば最大計測距離を１５０ｍとした場合、パルス繰り返し周期は１μｓとなるので、速度分解能１ｋｍ／ｈを得るには上記装置においてビート信号を図８のように距離ゲート毎にパルス２２４００発分を取得し、そのすべてのデータを距離ゲート毎にＦＦＴすると、図９のように、ある距離ゲートでドップラシフトｆｂが出力される。図８の場合では距離ゲート５と６でドップラシフトｆｂが観測される。
【００１０】
ここで、距離、相対速度は下記式（２）、（３）で計算できる。
【００１１】
【数２】
【００１２】
ここで、Ｔｇは距離ゲート時間幅、ｎは距離ゲート番号、Ｃは光速、ｆｂはビート周波数、ｆ０は送信周波数（２４．１２５ＧＨｚ）である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の車載用レーダ装置は以上のように動作して目標物体及び相対速度を検出するように構成されているが、しかしながら、実際には、図１０に示すように、送信時に送信波が直接受信されてしまう（以降、回りこみとする。）という現象が起こる。この回り込みという現象は、主に、１つのアンテナを送信用と受信用とに共用して用いるために、回路内での漏れ込みや、レドーム１０５や車両のバンパーなどで送信波が極近距離で反射する事等により生じてしまうものである。
【００１４】
図６の従来装置では、回り込み現象の発生を低く抑えるために、送信アンテナ１０４と受信アンテナ１０７とを設けた、送受別アンテナを採用している。しかしながら、実際には、レドーム１０５での反射波を完全に除去することはできないうえ、回り込み波は車両などの目標物体１０６よりも極めて大きいので、検波電圧が大きすぎて、アンプ１１０が飽和してしまうという問題点があった。また、アンプ１１０で飽和しないようにアンプ１１０の利得を下げると、遠方の目標物体を検出できなくなるなどの問題点があった。
【００１５】
この発明はかかる問題点を解決するためになされたものであり、送信電磁波の受信手段への回り込みの影響を抑えることが可能な車載用レーダ装置を得ることを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この発明は、送信電磁波及び受信電磁波に基づいて目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、電磁波を発生する発振手段と、前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、受信用電磁波を出力する受信用発振手段と、前記受信手段により受信された電磁波と前記受信用発振手段から出力される受信用電磁波とをミキシングし、ビート信号を出力する検波手段と、前記ビート信号に基づいて、前記受信手段により受信された電磁波と前記受信用発振手段から出力される電磁波との位相差を出力する送受信波位相差検出手段と、前記位相差検出手段から出力される位相差の値が０になるように前記受信用発振手段の受信用電磁波の周波数を制御することにより、前記目標物体以外からのビート信号をキャンセルするキャンセル手段と、前記検波手段から出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を演算する信号処理手段とを備えた車載用レーダ装置である。
【００１７】
また、この発明は、送信電磁波及び受信電磁波に基づいて目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、電磁波を発生する発振手段と、前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、前記受信手段により受信された前記電磁波をＩＱ検波して、Ｉチャンネル及びＱチャンネルからビート信号を出力するＩＱ検波手段と、前記ＩＱ検波手段のＩチャンネル及びＱチャンネルから出力された両ビート信号を乗算して、送受信波の位相差に応じた電圧値を出力する乗算手段と、前記乗算手段から出力される電圧値に応じて電磁波の周波数を変えながら前記ＩＱ検波手段にＬＯ用電磁波を出力する電圧制御発振手段と、前記ＩＱ検波手段のＱチャンネルから出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を求める信号処理手段とを備えた車載用レーダ装置である。
【００１８】
また、送信電磁波及び受信電磁波に基づいて、目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、電磁波を発生する発振手段と、前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、所定周波数の電磁波を出力するＩＦ信号用発振手段と、前記受信手段により受信された前記電磁波と前記ＩＦ信号用発振手段から出力された前記電磁波とをミキシングして、ＩＦ信号を出力する初段ミキシング手段と、前記初段ミキシング手段のＩＦ信号をＩＱ検波して、Ｉチャンネル及びＱチャンネルからビート信号を出力するＩＱ検波手段と、前記ＩＱ検波手段のＩチャンネル及びＱチャンネルから出力される両ビート信号を乗算し、送受信波の位相差に応じた電圧値を出力する乗算手段と、前記乗算手段から出力される電圧値に応じて電磁波の周波数を変えながら前記ＩＱ検波手段にＬＯ用電磁波を出力する電圧制御発振手段と、前記ＩＱ検波手段のＱチャンネルから出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を求める信号処理手段とを備えた車載用レーダ装置である。
【００１９】
また、前記電圧制御発振手段と前記ＩＱ検波手段との間に設けられ、前記ＬＯ用電磁波の周波数の位相をπ／２だけ遅延させるための遅延手段をさらに備えている。
【００２０】
また、前記受信手段と前記ＩＱ検波手段との間に設けられ、前記受信手段により受信された前記電磁波の周波数の位相をπ／２だけ遅延させるための遅延手段をさらに備えている。
【００２１】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図１について説明する。図１は、この発明の実施の形態１による車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。まず、送信系から説明する。図１において、１は例えば送信周波数ｆｔｘ＝２４．１２５ＧＨｚの電磁波を発生する発振器である。２は発振器１の電磁波をＰＳＫ変調するための信号を出力する変調器である。３は発振器１の電磁波を変調器２の出力に応じてＰＳＫ変調するためのミクサである。４はミクサ３でＰＳＫ変調された電磁波を空間に放射する送信アンテナである。
【００２２】
送信系の動作について説明する。発振器１により出力された電磁波は、変調器２からの信号に基づいてミクサ３によりＰＳＫ変調される。ミクサ３の出力では変調器２のパルス出力に応じて発振器１の電磁波の位相が１８０°変化する。送信アンテナ４はミクサ３でＰＳＫ変調された電磁波を空間に放射する。放射された電磁波はレドーム５を通過し、距離Ｒ及び相対速度Ｖの目標物体６で反射する。
【００２３】
次に受信系を説明する。７は、送信アンテナ４により放射され、目標物体または他の物体で反射された電磁波を受信する受信アンテナである。８は、受信アンテナ７により受信された電磁波と後述するＬＯ発振器（受信用発振手段）から出力される電磁波とをミキシングし、ビート信号を出力する検波手段であり、本実施の形態においては、受信アンテナ７により受信された電磁波をＩＱ検波して、Ｉチャンネル及びＱチャンネルからビート信号を出力するＩＱ検波手段であるミクサから構成されている。ミクサ８内には、図のように、Ｉチャンネル用ミクサ８１、Ｑチャンネル用ミクサ８２、及び、π／２位相だけ位相を遅らせるπ／２遅延回路８３が設けられている。９は、ミクサ８から出力される両ビート信号に基づいて、受信アンテナ７により受信された電磁波とＬＯ発振器１０から出力される電磁波との位相差を出力する送受信波位相差検出手段であり、本実施の形態においては、ミクサ８のＩチャンネル及びＱチャンネルから出力された両ビート信号を乗算して、送受信波の位相差に応じた電圧値を出力する乗算器から構成されている。１０は、受信用電磁波を発振する受信用発振手段であるとともに、乗算器９により求められる位相差の値が０になるように、出力する電磁波の周波数を制御することにより、目標物体以外からのビート信号をキャンセルするキャンセル手段であり、本実施の形態においては、乗算器９から出力される電圧値に応じて電磁波の周波数を変えながらミクサ８にＬＯ用電磁波を出力するＬＯ発振器から構成されている。１１はＩＱ検波用ミクサ８のＱチャンネル用ミクサ８２の出力をフィルタするフィルタ、１２はフィルタ１１でフィルタされた信号を増幅するアンプ、１３は増幅された信号をＡ／ＤするＡ／Ｄ変換器、１４はＡ／Ｄデータを信号処理し、目標物体６の距離Ｒ及び相対速度Ｖを演算する信号処理器である。
【００２４】
受信系の動作について説明する。反射した電磁波はレドーム５を通過し、受信アンテナ７に入力される。同時に送信波がレドーム５で反射され、受信アンテナ７に入力される（回りこみ）。受信アンテナ７により受信された電磁波は、ミクサ８によりＩＱ検波される。ＩＱ検波された両ビート信号は乗算器９により乗算されて、ＬＯ発振器１０に入力される。ＬＯ発振器１０の出力は２方向に電力を分配し、一方は、ＩＱ検波用ミクサ８のＩチャンネル用ミクサ８１のＬＯ入力に供給されている。もう一方は、π／２だけ位相を遅らせるπ／２遅延回路８３を経由してＩＱ検波用ミクサ８のＱチャンネル用ミクサ８２のＬＯ入力に供給されている。ＩＱ検波用ミクサ８のＱチャンネル用ミクサ８２からの出力が、フィルタ１１によりフィルタされ、アンプ１２に入力されて増幅される。増幅された当該信号は、Ａ／Ｄ変換器１３によりＡ／Ｄ変換され、信号処理器１４において、当該Ａ／Ｄ変換されたデータに基づいて、目標物体６の距離Ｒ及び相対速度Ｖが演算される。
【００２５】
次に実施の形態１のレーダの動作を解析的に示す。送信波は０、πのＢＰＳＫ変調され、式（４）で示すことができる。ωは送信波の角周波数である。φ（ｔ）は位相変調成分で０あるいはπとなる。
【００２６】
【数３】
【００２７】
受信波はレドーム５で反射された成分と目標物体６で反射された成分を合計して式（５）で示すことができる。受信波の第１項は回り込み波、第２項は目標物体６での反射波である。ここでΔωは目標物体６の相対速度に対応するドップラシフト成分、送信波と回り込み波の位相差をθｐ１、送信波と反射波の位相差をθｐ２とする。
【００２８】
【数４】
【００２９】
ミクサ８でのＩチャンネル用ミクサ８１のＬＯには送信波と同じ周波数でＢＰＳＫ変調されていない成分である式（６）が入力される。ただし送信波とは線路長が異なるため送信波とＬＯ波の位相差をθｐ３とする。ここでＩチャンネルとはＩｎ−Ｐｈａｓｅ、ＱチャンネルとはＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅのことである。
【００３０】
【数５】
【００３１】
ミクサ８でのＱチャンネル用ミクサ８２のＬＯには送信波と同じ周波数でＢＰＳＫ変調されていない成分である式（７）が入力される。ただし送信波とは線路長が異なるため送信波とＬＯ波の位相差をθｐ３とする。
【００３２】
【数６】
【００３３】
次にＩチャンネル用ミクサ８１の出力は式（５）と式（６）の乗算で示され、式（８）となる。
【００３４】
【数７】
【００３５】
アップコンバート分はフィルタでカットされる。
【００３６】
【数８】
【００３７】
次にＱチャンネル用ミクサ８２の出力は式（５）と式（７）の乗算で示され、式（９）となる。
【００３８】
【数９】
【００３９】
アップコンバート分はフィルタでカットされる。
【００４０】
【数１０】
【００４１】
次に乗算器９の出力は、レドーム５の反射波の振幅Ａよりターゲット６の反射波の振幅Ｂは非常に小さいのでＡ＞＞Ｂの関係があるとして
【００４２】
【数１１】
【００４３】
φ（ｔ）は０かπなので
【００４４】
【数１２】
【００４５】
したがって、ＩＱ乗算後は回り込み波とＬＯ波の位相差電圧が出力され、その電圧でＶＣＯを制御するため、回り込み波とＬＯ波の位相が一致するよう動作する。よって
【００４６】
【数１３】
【００４７】
となる。これをＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ波式（９）に代入すると
【００４８】
【数１４】
【００４９】
よって、回り込み波の成分が消去される。またＩｎ−Ｐｈａｓｅ波式（８）に代入すると
【００５０】
【数１５】
【００５１】
よって、回り込み波の成分は最大値であるＡ／２となる。
【００５２】
上記を図２に示す。送信波の位相φ（ｔ）をある瞬間からπから０とし、所定のパルス時間幅Ｔｐ例えば１００ｎｓ（距離１５ｍ相当）だけ継続後、再び送信波の位相φ（ｔ）をπとする図を示している。上段はＩチャンネルミクサ８２の出力、下段はＱチャンネルミクサ８１の出力を示す。上段では位相φ（ｔ）をπから０とした瞬間に同時にレドームで反射された成分が受信系に入力されること（回り込み波）、及び回り込み波とＬＯ波の位相を一致するようＬＯ発振器を制御されているため、式（１３）より回り込み波の振幅が最大となる。次にターゲット６までの距離に依存する時間遅れΔｔを伴ってターゲット６の反射波がパルス時間幅Ｔｐだけ入力される。このため図２の上段のように回り込み波上にターゲットの反射波が重畳された形となる。しかしながら下段のＱチャンネル８１の出力は送信波の位相φ（ｔ）をπから０とした瞬間でも式（１２）より回り込み波の振幅が無いので、その影響を受けない。次にターゲット６までの距離に依存する時間遅れΔｔを伴ってターゲット６の反射波がパルス時間幅Ｔｐだけ入力される。このため図２の下段のようにターゲットの反射波のみが受信されたのと同等の形となる。したがって、送信開始からターゲットの反射波が受信されるまでの時間Δｔとドップラー周波数を従来例と同様に信号処理により得ることで、ターゲットの距離及び相対速度を得ることができる。
【００５３】
実施の形態１では、上記のような構成とすることで、レドームなどの回り込みの影響を最小にできるので、受信アンプ１２の利得を最大限大きくでき、近距離で回り込み波により飽和することなく、最大検知距離が大きくなり、レーダとしての性能が大幅に向上する。また、送信パルスに受信パルスが重なるような近距離でも正確にターゲットを検出することができる。また、送信系と受信系を完全に分離できるので、ＲＦ回路内での送受回り込みをほぼ無くすことができる。また、送受アンテナ間の距離を離すなど設計の自由度を向上させることができる。
【００５４】
実施の形態１では、図１に示すように、π／２遅延回路８３をＱチャンネルミクサ８２のＬＯ側に設置したが、この場合に限らず、図３に示すように、受信アンテナ７とＱチャンネル用ミクサ８２との間に設けて、ＲＦ側に設置するようにしても同様の効果がある。
【００５５】
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２を図４に示す。図４は、図１で示す実施の形態１の図１の受信系をヘテロダイン構成にしたものである。すなわち、図４に示すように、予め設定された所定の周波数の電磁波を出力するＩＦ信号用発振器と１５と、受信アンテナ７により受信された電磁波とＩＦ信号用発振器１５から出力される電磁波とをミキシングして、ＩＦ信号を出力する初段ミクサ１６とが追加されている。従って、本実施の形態においては、初段ミクサ１６から出力されるＩＦ信号がＩＱ検波用ミクサ８に入力されて、ＩＱ検波用ミクサ８は、当該ＩＦ信号をＩＱ検波する。他の構成及び動作については、上述の実施の形態１と同じであるため、ここでは説明を省略する。
【００５６】
本実施の形態より得られる効果は、実施の形態１の効果に加え、ヘテロダイン構成となったため、初段の高周波ミクサが２つから１つに減ることによりコストが低減できる。また、受信機アンテナ７のＮＦ（雑音指数）を低下させることができるため、目標物体６の検出性能が向上する。
【００５７】
実施の形態２では、図４に示すように、π／２遅延回路８３をＱチャンネルミクサ８２のＬＯ側に設置したが、その場合に限らず、図５に示すように、初段ミクサ１６とＱチャンネル用ミクサ８２との間に設けて、ＲＦ側に設置するようにしても同様の効果がある。
【００５８】
【発明の効果】
この発明は、送信電磁波及び受信電磁波に基づいて目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、電磁波を発生する発振手段と、前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、受信用電磁波を出力する受信用発振手段と、前記受信手段により受信された電磁波と前記受信用発振手段から出力される受信用電磁波とをミキシングし、ビート信号を出力する検波手段と、前記ビート信号に基づいて、前記受信手段により受信された電磁波と前記受信用発振手段から出力される電磁波との位相差を出力する送受信波位相差検出手段と、前記位相差検出手段から出力される位相差の値が０になるように前記受信用発振手段の受信用電磁波の周波数を制御することにより、前記目標物体以外からのビート信号をキャンセルするキャンセル手段と、前記検波手段から出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を演算する信号処理手段とを備えた車載用レーダ装置であるので、送信電磁波の受信手段への回り込みの影響を抑えることができるので、受信系が、近距離における回り込み波で飽和することが無く、最大検知距離が大きくなり、性能が向上した車載用レーダ装置が得られる。
【００５９】
また、この発明は、送信電磁波及び受信電磁波に基づいて目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、電磁波を発生する発振手段と、前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、前記受信手段により受信された前記電磁波をＩＱ検波して、Ｉチャンネル及びＱチャンネルからビート信号を出力するＩＱ検波手段と、前記ＩＱ検波手段のＩチャンネル及びＱチャンネルから出力された両ビート信号を乗算して、送受信波の位相差に応じた電圧値を出力する乗算手段と、前記乗算手段から出力される電圧値に応じて電磁波の周波数を変えながら前記ＩＱ検波手段にＬＯ用電磁波を出力する電圧制御発振手段と、前記ＩＱ検波手段のＱチャンネルから出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を求める信号処理手段とを備えた車載用レーダ装置であるので、送信電磁波の受信手段への回り込みの影響を抑えることができるので、受信系が、近距離における回り込み波で飽和することが無く、最大検知距離が大きくなり、性能が向上した車載用レーダ装置が得られる。
【００６０】
また、送信電磁波及び受信電磁波に基づいて、目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、電磁波を発生する発振手段と、前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、所定周波数の電磁波を出力するＩＦ信号用発振手段と、前記受信手段により受信された前記電磁波と前記ＩＦ信号用発振手段から出力された前記電磁波とをミキシングして、ＩＦ信号を出力する初段ミキシング手段と、前記初段ミキシング手段のＩＦ信号をＩＱ検波して、Ｉチャンネル及びＱチャンネルからビート信号を出力するＩＱ検波手段と、前記ＩＱ検波手段のＩチャンネル及びＱチャンネルから出力される両ビート信号を乗算し、送受信波の位相差に応じた電圧値を出力する乗算手段と、前記乗算手段から出力される電圧値に応じて電磁波の周波数を変えながら前記ＩＱ検波手段にＬＯ用電磁波を出力する電圧制御発振手段と、前記ＩＱ検波手段のＱチャンネルから出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を求める信号処理手段とを備えた車載用レーダ装置であるので、送信電磁波の受信手段への回り込みの影響を抑えることができるので、受信系が、近距離における回り込み波で飽和することが無く、最大検知距離が大きくなり、性能が向上した車載用レーダ装置が得られる。また、ヘテロダイン構成となったので初段の高周波ミクサの数が減り、コスト低減できる。また受信機のＮＦ（雑音指数）を低下させることができるため、ターゲットの検出性能が向上する。
【００６１】
また、前記電圧制御発振手段と前記ＩＱ検波手段との間に設けられ、前記ＬＯ用電磁波の周波数の位相をπ／２だけ遅延させるための遅延手段をさらに備え、ＩＱ検波手段のＲＦ側にπ／２の遅延回路を配置するようにしたので、回り込みによる影響を最小にすることができる。
【００６２】
また、前記受信手段と前記ＩＱ検波手段との間に設けられ、前記受信手段により受信された前記電磁波の周波数の位相をπ／２だけ遅延させるための遅延手段をさらに備え、ＩＱ検波手段のＬＯ側にπ／２の遅延回路を配置するようにしたので、回り込みによる影響を最小にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における車載用レーダ装置の構成を示したブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態１における車載用レーダ装置のパルス信号の受信を示した説明図である。
【図３】本発明の実施の形態１における車載用レーダ装置の変形例の構成を示したブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態２における車載用レーダ装置の構成を示したブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態２における車載用レーダ装置の変形例の構成を示したブロック図である。
【図６】従来の車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図７】従来の車載用レーダ装置の動作を示す説明図である。
【図８】従来の車載用レーダ装置の目標物体の検出方法を示す説明図である。
【図９】従来の車載用レーダ装置の目標物体の検出方法の一例であるＦＦＴ結果を示す説明図である。
【図１０】従来の車載用レーダ装置の動作特に近距離検出を示す説明図である。
【符号の説明】
１ 発振器、２ ＰＳＫ変調器、３ 送信ミクサ、４ 送信アンテナ、５ レドーム、６ 目標物体、７ 受信アンテナ、８ ＩＱ検波用ミクサ、９ 乗算器、１０ ＬＯ発振器、１１ フィルタ、１２ アンプ、１３ Ａ／Ｄ変換器、１４ 信号処理器、１５ ＩＦ信号用発振器、１６ 初段ミクサ、８１ Ｉチャンネル用ミクサ、８２ Ｑチャンネル用ミクサ、８３ π／２遅延回路、１０１ 発振器、１０２ パワーデバイダ、１０３ 送信ＯＮ／ＯＦＦ用スイッチ、１０４ 送信アンテナ、１０５ レドーム、１０６ 目標物体、１０７ 受信アンテナ、１０８ 受信ミクサ、１０９ フィルタ、１１０ アンプ、１１１ ＡＤ変換器、１１２ 信号処理回路。
【発明の属する技術分野】
この発明は車載用レーダ装置に関し、特に、自車両に搭載されて、自車両と目標物体との間の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種のレーダ装置としては、従来より、図６に示すような装置が知られている。図６において、１０１は目標物体に対して放射するための電磁波を出力する発振器、１０２は上記電磁波の電力を分配し、後述する送信ＯＮ／ＯＦＦ用スイッチ１０３と受信ミクサ１０９の両方に供給する分割手段として動作するパワーデバイダ、１０３はパワーデバイダ１０２により送信用に分配された電磁波をパルス変調するための送信ＯＮ／ＯＦＦ用スイッチ、１０４はパルス変調された上記電磁波を空間に放射する送信アンテナ、１０５はレドーム、１０６は目標物体、１０７は目標物体で反射された電磁波を受信するための受信アンテナ、１０８はパワーデバイダ１０２によりＬＯ用に分配された電磁波と目標物体１０６からの反射電磁波とをミキシングする受信ミクサ、１０９はカットオフ周波数がパルス時間幅の逆数となるフィルタ、１１０は反射電磁波の受信電力に応じてゲインを調整できるアンプ、１１１はＡＤ変換器、１１２はＡＤ変換器１１１により入力されたデータに基づいて目標物体１０６までの距離及び目標物体１０６の相対速度を演算する信号処理回路である。
【０００３】
次に、上記のように構成された従来装置の動作について説明する。まずはじめに、電磁波の送信動作について説明する。まず、発振器１０１から例えば送信周波数ｆｔｘ＝２４．１２５ＧＨｚの周波数の電磁波が出力される。その電磁波はパワーデバイダ１０２を通過し、送信ＯＮ／ＯＦＦ用スイッチ１０３によりパルス変調される。パルス変調された電磁波は、送信アンテナ１０４からレドーム１０５を通過し空間に放射される。パルス変調は、パルス時間幅Ｔｐ例えば１００ｎｓ（距離１５ｍ相当）の間だけ、スイッチ１０３を閉じて送信をＯＮにし、それ以外は送信をＯＦＦにする。パルス繰り返し周期は例えば１μｓ（距離１５０ｍ相当）とする。
【０００４】
次に、電磁波の受信動作を説明する。上述したようにアンテナ１０４からレドーム５を通過して空間に出力された電磁波は、距離Ｒに存在する目標物体１０６で反射され、図７のように距離Ｒに依存する遅延時間Δｔをもって再びレドーム１０５を通過し、受信アンテナ１０７に入力される。また、目標物体１０６が相対速度を持つとき、受信電磁波周波数は送信電磁波周波数ｆｔｘに対してｆｂだけドップラシフトされる。受信アンテナ１０７で入力された電磁波は、受信ミクサ１０８でパワーデバイダ１０２からのＬＯ用電磁波とミキシングされ、図９に示すドップラシフトｆｂに対応したビート信号を出力する。得られたビート信号はフィルタ１０９を通過し、アンプ１１０により増幅されてＡＤコンバータ１１１に入力される。
【０００５】
次に、ＡＤコンバータ１１１に入力されたデータから信号処理回路１１２が目標物体１０６の距離及び相対速度を演算する方法を述べる。
【０００６】
例えば距離分解能１ｍを得るために距離ゲート幅（図７のｔｇ）を６．６ｎｓとする。したがって距離ゲートでのサンプリングは１５０ＭＨｚである。
【０００７】
また、例えば速度分解能１ｋｍ／ｈを得たいとすると、送信周波数ｆｔｘ＝２４．１２５ＧＨｚより、ドップラー周波数の分解能Δｆは
【０００８】
【数１】
となり、２２．４ｍｓの計測時間が必要となる。ここで例えば最大計測距離を１５０ｍとした場合、パルス繰り返し周期は１μｓとなるので、速度分解能１ｋｍ／ｈを得るには上記装置においてビート信号を図８のように距離ゲート毎にパルス２２４００発分を取得し、そのすべてのデータを距離ゲート毎にＦＦＴすると、図９のように、ある距離ゲートでドップラシフトｆｂが出力される。図８の場合では距離ゲート５と６でドップラシフトｆｂが観測される。
【００１０】
ここで、距離、相対速度は下記式（２）、（３）で計算できる。
【００１１】
【数２】
ここで、Ｔｇは距離ゲート時間幅、ｎは距離ゲート番号、Ｃは光速、ｆｂはビート周波数、ｆ０は送信周波数（２４．１２５ＧＨｚ）である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の車載用レーダ装置は以上のように動作して目標物体及び相対速度を検出するように構成されているが、しかしながら、実際には、図１０に示すように、送信時に送信波が直接受信されてしまう（以降、回りこみとする。）という現象が起こる。この回り込みという現象は、主に、１つのアンテナを送信用と受信用とに共用して用いるために、回路内での漏れ込みや、レドーム１０５や車両のバンパーなどで送信波が極近距離で反射する事等により生じてしまうものである。
【００１４】
図６の従来装置では、回り込み現象の発生を低く抑えるために、送信アンテナ１０４と受信アンテナ１０７とを設けた、送受別アンテナを採用している。しかしながら、実際には、レドーム１０５での反射波を完全に除去することはできないうえ、回り込み波は車両などの目標物体１０６よりも極めて大きいので、検波電圧が大きすぎて、アンプ１１０が飽和してしまうという問題点があった。また、アンプ１１０で飽和しないようにアンプ１１０の利得を下げると、遠方の目標物体を検出できなくなるなどの問題点があった。
【００１５】
この発明はかかる問題点を解決するためになされたものであり、送信電磁波の受信手段への回り込みの影響を抑えることが可能な車載用レーダ装置を得ることを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この発明は、送信電磁波及び受信電磁波に基づいて目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、電磁波を発生する発振手段と、前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、受信用電磁波を出力する受信用発振手段と、前記受信手段により受信された電磁波と前記受信用発振手段から出力される受信用電磁波とをミキシングし、ビート信号を出力する検波手段と、前記ビート信号に基づいて、前記受信手段により受信された電磁波と前記受信用発振手段から出力される電磁波との位相差を出力する送受信波位相差検出手段と、前記位相差検出手段から出力される位相差の値が０になるように前記受信用発振手段の受信用電磁波の周波数を制御することにより、前記目標物体以外からのビート信号をキャンセルするキャンセル手段と、前記検波手段から出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を演算する信号処理手段とを備えた車載用レーダ装置である。
【００１７】
また、この発明は、送信電磁波及び受信電磁波に基づいて目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、電磁波を発生する発振手段と、前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、前記受信手段により受信された前記電磁波をＩＱ検波して、Ｉチャンネル及びＱチャンネルからビート信号を出力するＩＱ検波手段と、前記ＩＱ検波手段のＩチャンネル及びＱチャンネルから出力された両ビート信号を乗算して、送受信波の位相差に応じた電圧値を出力する乗算手段と、前記乗算手段から出力される電圧値に応じて電磁波の周波数を変えながら前記ＩＱ検波手段にＬＯ用電磁波を出力する電圧制御発振手段と、前記ＩＱ検波手段のＱチャンネルから出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を求める信号処理手段とを備えた車載用レーダ装置である。
【００１８】
また、送信電磁波及び受信電磁波に基づいて、目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、電磁波を発生する発振手段と、前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、所定周波数の電磁波を出力するＩＦ信号用発振手段と、前記受信手段により受信された前記電磁波と前記ＩＦ信号用発振手段から出力された前記電磁波とをミキシングして、ＩＦ信号を出力する初段ミキシング手段と、前記初段ミキシング手段のＩＦ信号をＩＱ検波して、Ｉチャンネル及びＱチャンネルからビート信号を出力するＩＱ検波手段と、前記ＩＱ検波手段のＩチャンネル及びＱチャンネルから出力される両ビート信号を乗算し、送受信波の位相差に応じた電圧値を出力する乗算手段と、前記乗算手段から出力される電圧値に応じて電磁波の周波数を変えながら前記ＩＱ検波手段にＬＯ用電磁波を出力する電圧制御発振手段と、前記ＩＱ検波手段のＱチャンネルから出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を求める信号処理手段とを備えた車載用レーダ装置である。
【００１９】
また、前記電圧制御発振手段と前記ＩＱ検波手段との間に設けられ、前記ＬＯ用電磁波の周波数の位相をπ／２だけ遅延させるための遅延手段をさらに備えている。
【００２０】
また、前記受信手段と前記ＩＱ検波手段との間に設けられ、前記受信手段により受信された前記電磁波の周波数の位相をπ／２だけ遅延させるための遅延手段をさらに備えている。
【００２１】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図１について説明する。図１は、この発明の実施の形態１による車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。まず、送信系から説明する。図１において、１は例えば送信周波数ｆｔｘ＝２４．１２５ＧＨｚの電磁波を発生する発振器である。２は発振器１の電磁波をＰＳＫ変調するための信号を出力する変調器である。３は発振器１の電磁波を変調器２の出力に応じてＰＳＫ変調するためのミクサである。４はミクサ３でＰＳＫ変調された電磁波を空間に放射する送信アンテナである。
【００２２】
送信系の動作について説明する。発振器１により出力された電磁波は、変調器２からの信号に基づいてミクサ３によりＰＳＫ変調される。ミクサ３の出力では変調器２のパルス出力に応じて発振器１の電磁波の位相が１８０°変化する。送信アンテナ４はミクサ３でＰＳＫ変調された電磁波を空間に放射する。放射された電磁波はレドーム５を通過し、距離Ｒ及び相対速度Ｖの目標物体６で反射する。
【００２３】
次に受信系を説明する。７は、送信アンテナ４により放射され、目標物体または他の物体で反射された電磁波を受信する受信アンテナである。８は、受信アンテナ７により受信された電磁波と後述するＬＯ発振器（受信用発振手段）から出力される電磁波とをミキシングし、ビート信号を出力する検波手段であり、本実施の形態においては、受信アンテナ７により受信された電磁波をＩＱ検波して、Ｉチャンネル及びＱチャンネルからビート信号を出力するＩＱ検波手段であるミクサから構成されている。ミクサ８内には、図のように、Ｉチャンネル用ミクサ８１、Ｑチャンネル用ミクサ８２、及び、π／２位相だけ位相を遅らせるπ／２遅延回路８３が設けられている。９は、ミクサ８から出力される両ビート信号に基づいて、受信アンテナ７により受信された電磁波とＬＯ発振器１０から出力される電磁波との位相差を出力する送受信波位相差検出手段であり、本実施の形態においては、ミクサ８のＩチャンネル及びＱチャンネルから出力された両ビート信号を乗算して、送受信波の位相差に応じた電圧値を出力する乗算器から構成されている。１０は、受信用電磁波を発振する受信用発振手段であるとともに、乗算器９により求められる位相差の値が０になるように、出力する電磁波の周波数を制御することにより、目標物体以外からのビート信号をキャンセルするキャンセル手段であり、本実施の形態においては、乗算器９から出力される電圧値に応じて電磁波の周波数を変えながらミクサ８にＬＯ用電磁波を出力するＬＯ発振器から構成されている。１１はＩＱ検波用ミクサ８のＱチャンネル用ミクサ８２の出力をフィルタするフィルタ、１２はフィルタ１１でフィルタされた信号を増幅するアンプ、１３は増幅された信号をＡ／ＤするＡ／Ｄ変換器、１４はＡ／Ｄデータを信号処理し、目標物体６の距離Ｒ及び相対速度Ｖを演算する信号処理器である。
【００２４】
受信系の動作について説明する。反射した電磁波はレドーム５を通過し、受信アンテナ７に入力される。同時に送信波がレドーム５で反射され、受信アンテナ７に入力される（回りこみ）。受信アンテナ７により受信された電磁波は、ミクサ８によりＩＱ検波される。ＩＱ検波された両ビート信号は乗算器９により乗算されて、ＬＯ発振器１０に入力される。ＬＯ発振器１０の出力は２方向に電力を分配し、一方は、ＩＱ検波用ミクサ８のＩチャンネル用ミクサ８１のＬＯ入力に供給されている。もう一方は、π／２だけ位相を遅らせるπ／２遅延回路８３を経由してＩＱ検波用ミクサ８のＱチャンネル用ミクサ８２のＬＯ入力に供給されている。ＩＱ検波用ミクサ８のＱチャンネル用ミクサ８２からの出力が、フィルタ１１によりフィルタされ、アンプ１２に入力されて増幅される。増幅された当該信号は、Ａ／Ｄ変換器１３によりＡ／Ｄ変換され、信号処理器１４において、当該Ａ／Ｄ変換されたデータに基づいて、目標物体６の距離Ｒ及び相対速度Ｖが演算される。
【００２５】
次に実施の形態１のレーダの動作を解析的に示す。送信波は０、πのＢＰＳＫ変調され、式（４）で示すことができる。ωは送信波の角周波数である。φ（ｔ）は位相変調成分で０あるいはπとなる。
【００２６】
【数３】
受信波はレドーム５で反射された成分と目標物体６で反射された成分を合計して式（５）で示すことができる。受信波の第１項は回り込み波、第２項は目標物体６での反射波である。ここでΔωは目標物体６の相対速度に対応するドップラシフト成分、送信波と回り込み波の位相差をθｐ１、送信波と反射波の位相差をθｐ２とする。
【００２８】
【数４】
ミクサ８でのＩチャンネル用ミクサ８１のＬＯには送信波と同じ周波数でＢＰＳＫ変調されていない成分である式（６）が入力される。ただし送信波とは線路長が異なるため送信波とＬＯ波の位相差をθｐ３とする。ここでＩチャンネルとはＩｎ−Ｐｈａｓｅ、ＱチャンネルとはＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅのことである。
【００３０】
【数５】
ミクサ８でのＱチャンネル用ミクサ８２のＬＯには送信波と同じ周波数でＢＰＳＫ変調されていない成分である式（７）が入力される。ただし送信波とは線路長が異なるため送信波とＬＯ波の位相差をθｐ３とする。
【００３２】
【数６】
次にＩチャンネル用ミクサ８１の出力は式（５）と式（６）の乗算で示され、式（８）となる。
【００３４】
【数７】
アップコンバート分はフィルタでカットされる。
【００３６】
【数８】
次にＱチャンネル用ミクサ８２の出力は式（５）と式（７）の乗算で示され、式（９）となる。
【００３８】
【数９】
アップコンバート分はフィルタでカットされる。
【００４０】
【数１０】
次に乗算器９の出力は、レドーム５の反射波の振幅Ａよりターゲット６の反射波の振幅Ｂは非常に小さいのでＡ＞＞Ｂの関係があるとして
【００４２】
【数１１】
φ（ｔ）は０かπなので
【００４４】
【数１２】
したがって、ＩＱ乗算後は回り込み波とＬＯ波の位相差電圧が出力され、その電圧でＶＣＯを制御するため、回り込み波とＬＯ波の位相が一致するよう動作する。よって
【００４６】
【数１３】
となる。これをＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ波式（９）に代入すると
【００４８】
【数１４】
よって、回り込み波の成分が消去される。またＩｎ−Ｐｈａｓｅ波式（８）に代入すると
【００５０】
【数１５】
よって、回り込み波の成分は最大値であるＡ／２となる。
【００５２】
上記を図２に示す。送信波の位相φ（ｔ）をある瞬間からπから０とし、所定のパルス時間幅Ｔｐ例えば１００ｎｓ（距離１５ｍ相当）だけ継続後、再び送信波の位相φ（ｔ）をπとする図を示している。上段はＩチャンネルミクサ８２の出力、下段はＱチャンネルミクサ８１の出力を示す。上段では位相φ（ｔ）をπから０とした瞬間に同時にレドームで反射された成分が受信系に入力されること（回り込み波）、及び回り込み波とＬＯ波の位相を一致するようＬＯ発振器を制御されているため、式（１３）より回り込み波の振幅が最大となる。次にターゲット６までの距離に依存する時間遅れΔｔを伴ってターゲット６の反射波がパルス時間幅Ｔｐだけ入力される。このため図２の上段のように回り込み波上にターゲットの反射波が重畳された形となる。しかしながら下段のＱチャンネル８１の出力は送信波の位相φ（ｔ）をπから０とした瞬間でも式（１２）より回り込み波の振幅が無いので、その影響を受けない。次にターゲット６までの距離に依存する時間遅れΔｔを伴ってターゲット６の反射波がパルス時間幅Ｔｐだけ入力される。このため図２の下段のようにターゲットの反射波のみが受信されたのと同等の形となる。したがって、送信開始からターゲットの反射波が受信されるまでの時間Δｔとドップラー周波数を従来例と同様に信号処理により得ることで、ターゲットの距離及び相対速度を得ることができる。
【００５３】
実施の形態１では、上記のような構成とすることで、レドームなどの回り込みの影響を最小にできるので、受信アンプ１２の利得を最大限大きくでき、近距離で回り込み波により飽和することなく、最大検知距離が大きくなり、レーダとしての性能が大幅に向上する。また、送信パルスに受信パルスが重なるような近距離でも正確にターゲットを検出することができる。また、送信系と受信系を完全に分離できるので、ＲＦ回路内での送受回り込みをほぼ無くすことができる。また、送受アンテナ間の距離を離すなど設計の自由度を向上させることができる。
【００５４】
実施の形態１では、図１に示すように、π／２遅延回路８３をＱチャンネルミクサ８２のＬＯ側に設置したが、この場合に限らず、図３に示すように、受信アンテナ７とＱチャンネル用ミクサ８２との間に設けて、ＲＦ側に設置するようにしても同様の効果がある。
【００５５】
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２を図４に示す。図４は、図１で示す実施の形態１の図１の受信系をヘテロダイン構成にしたものである。すなわち、図４に示すように、予め設定された所定の周波数の電磁波を出力するＩＦ信号用発振器と１５と、受信アンテナ７により受信された電磁波とＩＦ信号用発振器１５から出力される電磁波とをミキシングして、ＩＦ信号を出力する初段ミクサ１６とが追加されている。従って、本実施の形態においては、初段ミクサ１６から出力されるＩＦ信号がＩＱ検波用ミクサ８に入力されて、ＩＱ検波用ミクサ８は、当該ＩＦ信号をＩＱ検波する。他の構成及び動作については、上述の実施の形態１と同じであるため、ここでは説明を省略する。
【００５６】
本実施の形態より得られる効果は、実施の形態１の効果に加え、ヘテロダイン構成となったため、初段の高周波ミクサが２つから１つに減ることによりコストが低減できる。また、受信機アンテナ７のＮＦ（雑音指数）を低下させることができるため、目標物体６の検出性能が向上する。
【００５７】
実施の形態２では、図４に示すように、π／２遅延回路８３をＱチャンネルミクサ８２のＬＯ側に設置したが、その場合に限らず、図５に示すように、初段ミクサ１６とＱチャンネル用ミクサ８２との間に設けて、ＲＦ側に設置するようにしても同様の効果がある。
【００５８】
【発明の効果】
この発明は、送信電磁波及び受信電磁波に基づいて目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、電磁波を発生する発振手段と、前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、受信用電磁波を出力する受信用発振手段と、前記受信手段により受信された電磁波と前記受信用発振手段から出力される受信用電磁波とをミキシングし、ビート信号を出力する検波手段と、前記ビート信号に基づいて、前記受信手段により受信された電磁波と前記受信用発振手段から出力される電磁波との位相差を出力する送受信波位相差検出手段と、前記位相差検出手段から出力される位相差の値が０になるように前記受信用発振手段の受信用電磁波の周波数を制御することにより、前記目標物体以外からのビート信号をキャンセルするキャンセル手段と、前記検波手段から出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を演算する信号処理手段とを備えた車載用レーダ装置であるので、送信電磁波の受信手段への回り込みの影響を抑えることができるので、受信系が、近距離における回り込み波で飽和することが無く、最大検知距離が大きくなり、性能が向上した車載用レーダ装置が得られる。
【００５９】
また、この発明は、送信電磁波及び受信電磁波に基づいて目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、電磁波を発生する発振手段と、前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、前記受信手段により受信された前記電磁波をＩＱ検波して、Ｉチャンネル及びＱチャンネルからビート信号を出力するＩＱ検波手段と、前記ＩＱ検波手段のＩチャンネル及びＱチャンネルから出力された両ビート信号を乗算して、送受信波の位相差に応じた電圧値を出力する乗算手段と、前記乗算手段から出力される電圧値に応じて電磁波の周波数を変えながら前記ＩＱ検波手段にＬＯ用電磁波を出力する電圧制御発振手段と、前記ＩＱ検波手段のＱチャンネルから出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を求める信号処理手段とを備えた車載用レーダ装置であるので、送信電磁波の受信手段への回り込みの影響を抑えることができるので、受信系が、近距離における回り込み波で飽和することが無く、最大検知距離が大きくなり、性能が向上した車載用レーダ装置が得られる。
【００６０】
また、送信電磁波及び受信電磁波に基づいて、目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、電磁波を発生する発振手段と、前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、所定周波数の電磁波を出力するＩＦ信号用発振手段と、前記受信手段により受信された前記電磁波と前記ＩＦ信号用発振手段から出力された前記電磁波とをミキシングして、ＩＦ信号を出力する初段ミキシング手段と、前記初段ミキシング手段のＩＦ信号をＩＱ検波して、Ｉチャンネル及びＱチャンネルからビート信号を出力するＩＱ検波手段と、前記ＩＱ検波手段のＩチャンネル及びＱチャンネルから出力される両ビート信号を乗算し、送受信波の位相差に応じた電圧値を出力する乗算手段と、前記乗算手段から出力される電圧値に応じて電磁波の周波数を変えながら前記ＩＱ検波手段にＬＯ用電磁波を出力する電圧制御発振手段と、前記ＩＱ検波手段のＱチャンネルから出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を求める信号処理手段とを備えた車載用レーダ装置であるので、送信電磁波の受信手段への回り込みの影響を抑えることができるので、受信系が、近距離における回り込み波で飽和することが無く、最大検知距離が大きくなり、性能が向上した車載用レーダ装置が得られる。また、ヘテロダイン構成となったので初段の高周波ミクサの数が減り、コスト低減できる。また受信機のＮＦ（雑音指数）を低下させることができるため、ターゲットの検出性能が向上する。
【００６１】
また、前記電圧制御発振手段と前記ＩＱ検波手段との間に設けられ、前記ＬＯ用電磁波の周波数の位相をπ／２だけ遅延させるための遅延手段をさらに備え、ＩＱ検波手段のＲＦ側にπ／２の遅延回路を配置するようにしたので、回り込みによる影響を最小にすることができる。
【００６２】
また、前記受信手段と前記ＩＱ検波手段との間に設けられ、前記受信手段により受信された前記電磁波の周波数の位相をπ／２だけ遅延させるための遅延手段をさらに備え、ＩＱ検波手段のＬＯ側にπ／２の遅延回路を配置するようにしたので、回り込みによる影響を最小にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における車載用レーダ装置の構成を示したブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態１における車載用レーダ装置のパルス信号の受信を示した説明図である。
【図３】本発明の実施の形態１における車載用レーダ装置の変形例の構成を示したブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態２における車載用レーダ装置の構成を示したブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態２における車載用レーダ装置の変形例の構成を示したブロック図である。
【図６】従来の車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図７】従来の車載用レーダ装置の動作を示す説明図である。
【図８】従来の車載用レーダ装置の目標物体の検出方法を示す説明図である。
【図９】従来の車載用レーダ装置の目標物体の検出方法の一例であるＦＦＴ結果を示す説明図である。
【図１０】従来の車載用レーダ装置の動作特に近距離検出を示す説明図である。
【符号の説明】
１ 発振器、２ ＰＳＫ変調器、３ 送信ミクサ、４ 送信アンテナ、５ レドーム、６ 目標物体、７ 受信アンテナ、８ ＩＱ検波用ミクサ、９ 乗算器、１０ ＬＯ発振器、１１ フィルタ、１２ アンプ、１３ Ａ／Ｄ変換器、１４ 信号処理器、１５ ＩＦ信号用発振器、１６ 初段ミクサ、８１ Ｉチャンネル用ミクサ、８２ Ｑチャンネル用ミクサ、８３ π／２遅延回路、１０１ 発振器、１０２ パワーデバイダ、１０３ 送信ＯＮ／ＯＦＦ用スイッチ、１０４ 送信アンテナ、１０５ レドーム、１０６ 目標物体、１０７ 受信アンテナ、１０８ 受信ミクサ、１０９ フィルタ、１１０ アンプ、１１１ ＡＤ変換器、１１２ 信号処理回路。
Claims (5)
- 送信電磁波及び受信電磁波に基づいて目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、
電磁波を発生する発振手段と、
前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、
ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、
前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、
受信用電磁波を出力する受信用発振手段と、
前記受信手段により受信された電磁波と前記受信用発振手段から出力される受信用電磁波とをミキシングし、ビート信号を出力する検波手段と、
前記ビート信号に基づいて、前記受信手段により受信された電磁波と前記受信用発振手段から出力される電磁波との位相差を出力する送受信波位相差検出手段と、
前記位相差検出手段から出力される位相差の値が０になるように前記受信用発振手段の受信用電磁波の周波数を制御することにより、前記目標物体以外からのビート信号をキャンセルするキャンセル手段と、
前記検波手段から出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を演算する信号処理手段と
を備えたことを特徴とする車載用レーダ装置。 - 送信電磁波及び受信電磁波に基づいて目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、
電磁波を発生する発振手段と、
前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、
ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、
前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、
前記受信手段により受信された前記電磁波をＩＱ検波して、Ｉチャンネル及びＱチャンネルからビート信号を出力するＩＱ検波手段と、
前記ＩＱ検波手段のＩチャンネル及びＱチャンネルから出力された両ビート信号を乗算して、送受信波の位相差に応じた電圧値を出力する乗算手段と、
前記乗算手段から出力される電圧値に応じて電磁波の周波数を変えながら前記ＩＱ検波手段にＬＯ用電磁波を出力する電圧制御発振手段と、
前記ＩＱ検波手段のＱチャンネルから出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を求める信号処理手段と
を備えたことを特徴とする車載用レーダ装置。 - 送信電磁波及び受信電磁波に基づいて、目標物体の距離及び相対速度を測定するための車載用レーダ装置であって、
電磁波を発生する発振手段と、
前記発振手段で発生された前記電磁波をＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、
ＰＳＫ変調された前記電磁波を空間に放射する送信手段と、
前記送信手段により放射され、前記目標物体または他の物体で反射された前記電磁波を受信する受信手段と、
所定周波数の電磁波を出力するＩＦ信号用発振手段と、
前記受信手段により受信された前記電磁波と前記ＩＦ信号用発振手段から出力された前記電磁波とをミキシングして、ＩＦ信号を出力する初段ミキシング手段と、
前記初段ミキシング手段のＩＦ信号をＩＱ検波して、Ｉチャンネル及びＱチャンネルからビート信号を出力するＩＱ検波手段と、
前記ＩＱ検波手段のＩチャンネル及びＱチャンネルから出力される両ビート信号を乗算し、送受信波の位相差に応じた電圧値を出力する乗算手段と、
前記乗算手段から出力される電圧値に応じて電磁波の周波数を変えながら前記ＩＱ検波手段にＬＯ用電磁波を出力する電圧制御発振手段と、
前記ＩＱ検波手段のＱチャンネルから出力されるビート信号に基づいて、前記目標物体の距離及び相対速度を求める信号処理手段と
を備えたことを特徴とする車載用レーダ装置。 - 前記電圧制御発振手段と前記ＩＱ検波手段との間に設けられ、前記ＬＯ用電磁波の周波数の位相をπ／２だけ遅延させるための遅延手段
をさらに備えたことを特徴とする請求項２または３に記載の車載用レーダ装置。 - 前記受信手段と前記ＩＱ検波手段との間に設けられ、前記受信手段により受信された前記電磁波の周波数の位相をπ／２だけ遅延させるための遅延手段
をさらに備えたことを特徴とする請求項２または３に記載の車載用レーダ装置。
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