JPH11287853A

JPH11287853A - レーダ装置

Info

Publication number: JPH11287853A
Application number: JP10092014A
Authority: JP
Inventors: Kazuoki Matsugaya; 和沖松ケ谷; Masanobu Yukimatsu; 正伸行松
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1998-04-03
Filing date: 1998-04-03
Publication date: 1999-10-19
Also published as: US6097331A

Abstract

(57)【要約】【課題】高周波信号を大きく減衰させることなく、高
周波用ミキサでの低周波雑音の影響を除去でき、しかも
検出感度の向上が可能なレーダ装置の提供。【解決手段】電圧制御発振器１２にて生成されたミリ
波帯の高周波信号を、送信信号Ｓｓとローカル信号Ｌと
に電力分配する分配器１６と、送信アンテナ２２との間
に、変調強度調節器１９を介して正弦波発振器２０から
供給される変調信号Ｍｂに従って、送信信号Ｓｓを決め
られた変調指数ｍ（０＜ｍ＜１）にて振幅変調する振幅
変調器１８を備える。受信信号Ｓｒとローカル信号Ｌと
を高周波用ミキサ２６にて混合すると、受信信号Ｓｒに
付与されている変調信号Ｍｂの周波数成分（周波数Ｆ
ｓ）により、低周波ノイズの影響が小さい高調波成分
（周波数Ｆｓ±ｆｕ）を含んだビート信号が得られる。
また、変調指数ｍを１未満としているので、振幅変調器
１８でのインピーダンス変動も抑制できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、移動体の衝突防止
等に使用され、周波数変調されたレーダ波を送受信する
ことにより、目標物体との相対距離や相対速度に関する
情報を取り出すＦＭＣＷ方式のレーダ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年レーダ装置を自動車に搭載し、衝突
防止等の安全装置として応用する試みがなされている
が、車載用のレーダ装置としては、目標物の距離と相対
速度とを同時に検出可能であり、しかも構成が比較的簡
単で小型化・低価格化に適したＦＭＣＷ方式のレーダ装
置（以下、ＦＭＣＷレーダ装置とよぶ）が用いられてい
る。

【０００３】このＦＭＣＷレーダ装置では、図１２
（ａ）に実線で示すように、三角波状の変調信号により
周波数変調され、周波数が時間に対して直線的に漸次増
減する送信信号Ｓｓをレーダ波として送信し、目標物体
により反射されたレーダ波を受信する。この時、受信信
号Ｓｒは、図１２（ａ）に点線で示すように、レーダ波
が目標物体との間を往復するのに要する時間、即ち目標
物体までの距離に応じた時間Ｔｄだけ遅延し、レーダと
目標物体との相対速度に応じた周波数Ｆｄだけドップラ
シフトする。

【０００４】そして、このような受信信号Ｓｒと送信信
号Ｓｓとをミキサで混合することにより、図１２（ｂ）
に示すように、これら信号Ｓｒ，Ｓｓの差の周波数成分
であるビート信号Ｓｂを発生させ、送信信号Ｓｓの周波
数が増加する時のビート信号Ｓｂの周波数（以下、上り
変調時のビート周波数とよぶ）をｆｕ、送信信号Ｓｓの
周波数が減少する時のビート周波数（以下、下り変調時
のビート周波数とよぶ）をｆｄとして、目標物体との距
離Ｒ及び相対速度Ｖを、以下の（１）（２）式を用いて
算出するように構成されている。

【０００５】

【数１】

【０００６】

【数２】

【０００７】なお、ｃは電波伝搬速度、Ｔは送信信号を
変調する三角波の周期、△Ｆは送信信号の周波数変動
幅、Ｆｏは送信信号の中心周波数である。ここで、この
ようなＦＭＣＷレーダ装置を車載用レーダ装置として適
用するには、約１００〜２００ｍを最大距離として、そ
れ以下の範囲内にある目標物体を、少なくとも数ｍの距
離分解能で検出できるように構成する必要がある。な
お、ＦＭＣＷレーダ装置の距離分解能△Ｒは、（３）式
で表されることが知られている。

【０００８】

【数３】

【０００９】この（３）式から明かなように、数ｍの距
離分解能を得るためには、周波数変動幅△Ｆを、１００
ＭＨｚ程度に設定する必要があり、また、このような周
波数変動幅△Ｆを確保するためには、送信信号の中心周
波数Ｆｏを、ミリ波と呼ばれる周波数帯（数十ＧＨｚ〜
数百ＧＨｚ）に設定する必要がある。

【００１０】例えば、送信信号Ｓｓを△Ｆ＝１００ＭＨ
ｚ、Ｔ＝１ｍｓとした場合、目標物体との相対速度Ｖが
０（即ちｆｕ＝ｆｄ）で、目標物体との距離Ｒが１００
ｍの時には、検出されるビート周波数ｆｕ，ｆｄは、１
３３ＫＨｚとなる。そして、１００ｍ以内の距離に目標
物体がある場合には、１３３ＫＨｚ以下のビート信号Ｓ
ｂが検出され、また、相対速度Ｖが０ではない場合、相
対速度Ｖが０の時の周波数を中心にして、ドップラシフ
ト分だけ増減した周波数を有するビート信号Ｓｂが検出
されることになる。即ち、車載用レーダ装置として使用
する場合、数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚのビート信号を検出
できることが要求されるのである。

【００１１】ところがミリ波のような高周波帯の信号を
扱う高周波用ミキサでは、信号強度の揺らぎの周波数成
分からなるＡＭ−ＦＭ変換ノイズや、周波数に反比例し
た強度を有する１／ｆノイズがミキサの出力に重畳され
る。しかも、これらＡＭ−ＦＭ変換ノイズ及び１／ｆノ
イズ（以下、合わせて低周波ノイズとよぶ）の強度は、
ビート信号Ｓｂと同じ数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚの周波数
領域で比較的強いため、ビート信号Ｓｂの信号対雑音比
（以下、ＳＮ比という）を劣化させてしまうという問題
があった。

【００１２】これに対して、例えば特開平５−４０１６
９号公報には、図１３に示すように、高周波の送信信号
Ｓｓを生成する高周波発振器１１２と、高周波発振器１
１２が生成する送信信号Ｓｓの周波数を三角波状に直線
的に変調するための変調信号Ｓｍを生成する変調信号生
成回路１２６と、高周波発振器１１２からの送信信号Ｓ
ｓをレーダ波として送信する送信アンテナ１１６と、目
標物体に反射したレーダ波を受信する受信アンテナ１２
０と、受信アンテナ１２０からの受信信号Ｓｒに送信信
号Ｓｓを分配する分配器１１８からのローカル信号Ｌを
混合してビート信号Ｓｂを発生させる高周波用ミキサ１
２２とを備えた一般的な構成を有するＦＭＣＷレーダ装
置において、更に、ビート信号Ｓｂの２倍以上の周波数
を有するスイッチング信号を生成する第２の発振器１３
６と、このスイッチング信号により受信アンテナ１２０
からの受信信号Ｓｒを周期的にオン／オフするスイッチ
ング回路１３８と、高周波用ミキサ１２２にて、スイッ
チングされた受信信号にローカル信号Ｌが混合されるこ
とにより、スイッチング周波数に応じた周波数領域に発
生するビート信号の周波数成分を抽出するバンドパスフ
ィルタ１３２と、バンドパスフィルタ１３２にて抽出さ
れた周波数成分を、更に第２の発振器１３６からのスイ
ッチング信号をバンドパスフィルタ１４０によって整形
した信号と混合することによって、ビート信号を本来の
数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚの周波数帯に再変換する中間周
波用ミキサ１３４と、を備えたＦＭＣＷレーダ装置１１
０が開示されている。

【００１３】この装置１１０では、スイッチング信号の
周波数をＦｓ、ある時刻ｔにおける送信信号Ｓｓ（ロー
カル信号Ｌ）の周波数をＦｔとすると、同時刻ｔにおけ
る受信信号Ｓｒの周波数Ｆｒは、レーダ波が反射した目
標物体との距離及び相対速度に応じて決まるビート周波
数ｆｕ分だけ送信信号Ｓｓの周波数Ｆｔからシフトした
ものとなっている。

【００１４】そして、スイッチング回路１３８にてスイ
ッチングされた受信信号Ｓｒのスペクトラムは、図１４
（ａ）に示すように、周波数Ｆｒを中心周波数として、
この中心周波数から夫々周波数Ｆｓだけ離れた位置にサ
イドバンドを有するものとなる。

【００１５】このスイッチングされた受信信号Ｓｒは、
高周波用ミキサ１２２にて、ローカル信号Ｌと混合さ
れ、これら両信号Ｓｒ，Ｌの周波数差を成分とするビー
ト信号Ｓｂが生成される。図１４（ｂ）は、受信信号Ｓ
ｒ（実線）及びローカル信号Ｌ（点線）のスペクトラム
を重ねて表示したものであり、この図から明らかなよう
に、高周波用ミキサ１２２にて生成されるビート信号Ｓ
ｂのスペクトラムは、受信信号Ｓｒの中心周波数成分と
ローカル信号Ｌとの差の周波数（ビート周波数）である
ｆｕ（＝｜Ｆｒ−Ｆｔ｜），及び受信信号Ｓｒのサイド
バンド成分とローカル信号Ｌとの差の周波数であるＦｓ
±ｆｕに信号成分を持ち、図１５に示すようなものとな
る。以下では、ビート信号Ｓｂの信号成分のうち、ビー
ト周波数ｆｕのものを基本波成分とよび、それ以外の周
波数Ｆｓ±ｆｕのものを高調波成分とよぶ。

【００１６】つまり、この装置１１０では、スイッチン
グ信号の周波数を数ＭＨｚ程度に設定すれば、高周波用
ミキサ１２２が生成するビート信号Ｓｂの高調波成分
を、低周波ノイズの影響が小さい周波数領域（数ＭＨｚ
程度）に発生させることができ、しかも、この高調波成
分を本来の周波数帯に変換する中間周波用ミキサ１３４
は、ミリ波に比べ周波数が十分に低い信号を扱えばよ
く、高周波用ミキサ１２２に比べて、その出力に重畳さ
れる低周波ノイズが十分に小さいため、ビート信号Ｓｂ
のＳＮ比が改善されるのである。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】但し、スイッチング回
路１３８は、オン状態とオフ状態とで、入出力インピー
ダンスが大きく変動するため、このスイッチング回路１
３８に接続された高周波用ミキサ１２２の動作に悪影響
を与えてしまうことが知られている。例えば、この装置
では、高周波用ミキサ１２２は、通常、スイッチング回
路１３８がオン状態の時に入力インピーダンスが整合す
るように設定されるため、スイッチング回路１３８がオ
フ状態の時には、インピーダンスが不整合となって高周
波用ミキサ１２２の動作が不安定となり、場合によって
は発振してしまうことがある。

【００１８】このため、上記公報では、スイッチング回
路１３８でのインピーダンス変動が高周波用ミキサ１２
２に影響を与えることを防止するために、スイッチング
回路１３８と高周波用ミキサ１２２との間にアイソレー
タ（サーキュレータ）を接続したり、スイッチング回路
１３８としてアイソレータとしての機能を備えた低雑音
増幅器を用いたりする旨が開示されている。

【００１９】しかし、アイソレータは、高周波用ミキサ
１２２に入力する受信信号を減衰させてしまうため、当
該装置の検出感度が劣化してしまうという問題があっ
た。また、低雑音増幅器をアイソレータとして用いた場
合、アイソレータほど受信信号を減衰させることはない
が、遮蔽能力（アイソレーション効率）が充分ではな
く、スイッチング回路１３８でのインピーダンス変動に
よる高周波用ミキサ１２２への影響を充分に抑制するこ
とができないという問題があった。

【００２０】なお、上記公報には、高周波発振器１１２
と送信アンテナ１１６との間にスイッチング回路を挿入
する旨も開示されているが、この場合でも、スイッチン
グ回路でのインピーダンス変動による電圧制御発振器１
２２への影響を抑制するために、電圧制御発振器１２２
とスイッチング回路１３８との間にアイソレータを設け
る等しなければならないため、上述の受信アンテナ１２
０と高周波用ミキサ１２２との間にスイッチング回路１
３８を設けた場合と全く同様の問題があった。

【００２１】本発明は、上記問題点を解決するために、
高周波信号を大きく減衰させることなく、高周波用ミキ
サでの低周波雑音の影響を除去でき、しかも検出感度の
向上が可能なレーダ装置を提供する。

【００２２】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に各種検討を重ねる中で、上記従来装置１１０において
スイッチング回路１３８の代わりに振幅変調器を設け、
この振幅変調器での変調指数と、ビート信号の信号強度
との関係等をシミュレーションにより算出したところ、
図８〜図１１に示す結果が得られた。

【００２３】なお、変調指数とは、振幅変調後の信号の
振幅変動幅と、振幅変調前の信号の振幅との比を示す指
標であり、変調指数が１であれば、振幅変調後の信号の
振幅が最小の時に信号強度が０となり、いわゆるオンオ
フ制御を行っている場合に相当し、変調指数が０であれ
ば、振幅変調を行わない場合に相当する。

【００２４】具体的には、送信信号Ｓｓ（即ちローカル
信号Ｌ）の初期位相及び時刻ｔにおける瞬時的な周波数
をθｔ，Ｆｔ、受信信号Ｓｒの変調に用いる変調信号の
初期位相及び周波数をθｓ，Ｆｓ、レーダ波が送信され
てから目標物体に反射して受信されるまでの遅延時間を
ｔｄ、振幅変調器での変調指数をｍとして、高周波用ミ
キサに入力される受信信号Ｓｒ，及びローカル信号Ｌの
信号波形を、（４）（５）式を用いて表し、また、高周
波用ミキサが生成するビート信号Ｓｂを、（６）式に示
すように、受信信号Ｓｒとローカル信号Ｌとを乗算し、
更に１／ｆノイズ等の低周波ノイズＮｆを加算すること
で表し、これら各信号Ｓｒ，Ｌ，Ｓｂを、時系列的にコ
ンピュータ上で再現した。

【００２５】Ｓｒ(ｔ)＝Ar・{1+m・cos(2π・Fs・t+θs)}×cos{2π・Ft・(t-td)+θt} （４）Ｌ(ｔ)＝Al・cos(2π・Ft・t+θt) （５）Ｓｂ(ｔ)＝Ｓｒ(ｔ)・Ｌ(ｔ)＋Ｎｆ（６）なお、送信信号Ｓｓ（即ちローカル信号Ｌ）の周波数Ｆ
ｔは、中心周波数Ｆｏ＝５９．５ＧＨｚ，周波数変調幅
△Ｆ＝１００ＭＨｚ，変調周期Ｔ＝１ｍｓで三角波状に
変化するものとし（図１２参照）、また変調信号の変調
周波数はＦｓ＝１ＭＨｚとし、遅延時間ｔｄは目標物体
が５０ｍ先にあるものとして設定した。また、Ａｒは受
信信号Ｓｒの信号強度、Ａｌはローカル信号Ｌの信号強
度である。

【００２６】そして、（６）式に基づいて得られるビー
ト信号Ｓｂの信号波形を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を
用いて周波数分析することにより、そのスペクトラムを
図８に示すように求めた。但し、図８において、（ａ）
は変調指数ｍ＝１．０の場合、（ｂ）は変調指数ｍ＝
０．１の場合である。

【００２７】更に、このスペクトラムでピークを形成す
る一対の高調波成分のうち、一方（ここでは周波数Ｆｓ
＋ｆｕ）の信号強度を信号成分の強度，このピークを中
心にして±５ｋＨｚの範囲のノイズの平均値をノイズ成
分の強度，両者の比を信号対雑音比（以下、ＳＮ比とい
う）として、これら各値を、変調指数ｍのみ０．０５〜
１．０の間で適宜変化させながら算出した結果が図９で
ある。なお、周波数Ｆｓ−ｆｕの高調波成分について、
ＳＮ比の計算を行った場合でも、図９とほぼ同様の結果
が得られた。

【００２８】図９からは、変調指数ｍを小さくすると、
これに従って信号成分の強度も小さくなるが、これと共
にノイズ成分の強度も小さくなり、ＳＮ比は大きく変化
しない様子がわかる。即ち、本発明者らは、上記シミュ
レーションにより、ビート信号Ｓｂの高調波成分のＳＮ
比は、変調指数ｍによらず、ほぼ一定となる事実を見出
したのである。

【００２９】そこで、請求項１に記載のレーダ装置で
は、変調信号生成手段にて、目標物体との距離及び相対
速度に応じた周波数となるビート信号の周波数成分よ
り、周波数が２倍以上大きい変調信号を生成し、振幅変
調手段が、この変調信号により、送信信号，受信信号，
或いはローカル信号のうちいずれか一つを、０より大き
く１より小さい変調指数で振幅変調するように構成し
た。

【００３０】このように構成された本発明のレーダ装置
では、高周波信号生成手段が、時間に対して周波数が直
線的に変化するように変調された高周波信号を生成し、
この高周波信号は、レーダ波の送信に用いる送信信号、
及び信号処理に用いるローカル信号として使用される。

【００３１】そして、目標物体により反射されたレーダ
波の受信信号、又は送信信号、ローカル信号のうちいず
れか一つが、変調信号生成手段により振幅変調される。
このため、高周波用ミキサからは、従来装置と同様に、
基本波成分と高調波成分とを含んだビート信号が生成さ
れる。

【００３２】なお、受信信号を振幅変調する場合につい
ては、先に図１４を用いて説明したが、送信信号を振幅
変調する場合では、変調された送信信号のスペクトラム
は、周波数Ｆｔを中心周波数として、この中心周波数か
らそれぞれ周波数Ｆｓだけ離れた位置にサイドバンドを
有するものとなる。そして受信信号は、この振幅変調さ
れた送信信号を、ビート周波数ｆｕ分だけシフトさせた
ものとなるため、結局、高周波用ミキサにて混合される
受信信号とローカル信号は、図１４（ｂ）に示したもの
と全く同様となる。

【００３３】一方、ローカル信号を振幅変調する場合で
は、変調されたローカル信号のスペクトラムは、周波数
Ｆｔを中心周波数として、この中心周波数からそれぞれ
周波数Ｆｓだけ離れた位置にサイドバンドを有するもの
となる。また受信信号は、送信信号（ローカル信号の中
心周波数成分に等しい）からビート周波数ｆｕだけシフ
トしたものとなる。従って、図１４（ｂ）にて、実線を
ローカル信号、点線を受信信号として見ればよい。

【００３４】即ち、送信信号，受信信号，ローカル信号
のいずれを振幅変調した場合でも、高周波用ミキサが生
成するビート信号に高調波成分（Ｆｓ±ｆｕ）を発生さ
せることができるのである。なお、変調信号の周波数Ｆ
ｓは、ビート信号の基本波成分の周波数ｆｕの２倍以上
に設定されているので、高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆ
ｕ）は、基本波成分（周波数ｆｕ）と重なり合ってしま
うことがなく確実に分離できる。

【００３５】従って、本発明のレーダ装置によれば、ビ
ート信号の信号成分のうち、低周波ノイズの影響が少な
くＳＮ比の優れた高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ）を用
いてビート周波数ｆｕを精度よく検出できるため、目標
物体との距離や相対速度を精度よく求めることができ
る。

【００３６】しかも、本発明のレーダ装置では、振幅変
調手段は、送信信号，受信信号，ローカル信号の変調
を、０より大きく１より小さい変調指数で行っているの
で、送信信号や受信信号をスイッチング回路でオンオフ
制御（変調指数が１の場合に相当）する従来装置に比べ
て、オフ時の電力抑制量が小さくなり、インピーダンス
変動が抑制される。つまり、振幅変調手段に接続された
他の回路に悪影響が及ぶことがないため、アイソレータ
（サーキュレータ）を用いることなく装置を構成するこ
とができる。

【００３７】その結果、本発明のレーダ装置によれば、
いわゆるＭＭＩＣ（モノリシック・マイクロ波・集積回
路）にて構成することが容易であるだけでなく、アイソ
レータの挿入に伴う損失がなく、変調指数を小さくする
ことにより、振幅変調手段での損失も低く抑えることが
できるため、当該装置の検出感度を向上させることがで
き、ひいては検知距離を増大させることができる。

【００３８】次に、請求項２に記載のレーダ装置は、高
周波用ミキサが生成するビート信号から変調信号の周波
数近傍に発生する高調波成分以外の信号成分を除去する
バンドパスフィルタ、又は該高調波成分を増幅する狭帯
域増幅器のうち、少なくともいずれか一方を設けたこと
を特徴とする。

【００３９】このように構成された本発明のレーダ装置
によれば、高周波用ミキサが生成するビート信号の信号
成分のうち、低周波ノイズの影響の小さい高調波成分
（周波数Ｆｓ±ｆｕ）のみが抽出され、その他の不用な
信号成分や高周波用ミキサで重畳される低周波ノイズ
が、除去されるか又は相対的に小さくなるため、ビート
信号のＳＮ比を更に向上させることができる。

【００４０】また、特に、ビート信号の周波数分析にＦ
ＦＴを用いる場合、不要な高次の高調波成分が存在する
と、目標物体以外の周波数にノイズが発生する現象が生
じるが、このようなバンドパスフィルタや狭帯域増幅器
を設けることにより、これを防止することができ、ビー
ト信号を用いて行うＦＦＴ処理の信頼性を向上させるこ
とができる。

【００４１】なお、本発明のレーダ装置には、請求項３
に記載のように、高周波用ミキサが生成するビート信号
の高調波成分に基づいて、目標物体との距離又は相対速
度のうち少なくともいずれか一方を求める演算手段が、
一体に設けられていてもよい。

【００４２】ところで、ビート信号の基本波成分の周波
数ｆｕは、高々２００ＫＨｚ程度であり、一方、変調信
号の周波数Ｆｓは、低周波ノイズの影響を十分に小さく
するため、１ＭＨｚ〜１０ＭＨｚ程度に設定する必要が
ある。このため、ビート信号の高調波成分の周波数Ｆｓ
±ｆｕは、ほぼ変調信号の周波数領域に等しくなる。こ
のビート信号の高調波成分を、ＦＦＴにより信号処理す
る場合、高精度の計算が必要であり、ＦＦＴの構成が複
雑となったり、処理時間が増大してしまうことがある。

【００４３】そこで、請求項４に記載のレーダ装置で
は、中間周波用ミキサが、高周波用ミキサからのビート
信号に、変調信号生成手段が生成する変調信号を混合
し、該混合された信号の周波数差を成分とする第２ビー
ト信号を生成するように構成した。

【００４４】このように構成された本発明のレーダ装置
では、中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号のス
ペクトラムは、高周波用ミキサが生成するビート信号の
スペクトラム（図１５参照）を、周期変調成分の周波数
Ｆｓが０Ｈｚとなるようにシフトさせた後、マイナス側
に位置するスペクトラムを周波数０Ｈｚを軸としてプラ
ス側に折り返したものとなり、即ち、ビート信号の高調
波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ）が、第２ビート信号の基本
波成分（周波数ｆｕ）に変換される。この時、低周波ノ
イズも、同様に折り返されることになるため、第２ビー
ト信号の基本波成分は低周波ノイズが低減されたものと
なる。

【００４５】従って、本発明のレーダ装置を用いれば、
第２ビート信号の基本波成分（数十ＫＨｚ〜数百ｋＨ
ｚ）を用いて、目標物体との距離や相対速度を求める演
算を行えばよいため、例えばＦＦＴ等を行う演算手段の
構成を簡略化や、演算手段での処理時間の短縮を図るこ
とができる。

【００４６】なお、中間周波用ミキサは、低周波ノイズ
の影響が十分に小さくなる領域（高々数十ＭＨｚ程度）
の信号を扱えばよいため、中間周波用ミキサの出力に重
畳される低周波ノイズは、ミリ波を扱う高周波用ミキサ
に比べて無視できるほどに小さく、従って、中間周波用
ミキサを付加することにより、ビート信号のＳＮ比をほ
とんど劣化させることがない。

【００４７】次に請求項５に記載のレーダ装置は、中間
周波用ミキサが生成する第２ビート信号から基本波成分
以外の信号成分を除去するローパスフィルタ、又は該基
本波成分を増幅する低周波増幅器のうち、少なくともい
ずれか一方を設けたことを特徴とする。

【００４８】このように構成された本発明のレーダ装置
によれば、中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号
の信号成分のうち、ＳＮ比の優れた基本波成分（周波数
ｆｕ）のみが抽出され、その他の不要な信号成分が、除
去されるか又は相対的に小さくなるため、請求項２に記
載された発明の効果と同様に、第２ビート信号のＳＮ比
を更に向上させることができると共に、この第２ビート
信号を用いて行うＦＦＴ処理の信頼性を向上させること
ができる。

【００４９】そして、このように中間周波用ミキサを設
けたレーダ装置には、請求項６に記載のように、中間周
波用ミキサが生成する第２ビート信号の基本波成分に基
づいて目標物体との距離又は相対速度のうち、少なくと
もいずれか一方を求める演算手段が一体に設けられてい
てもよい。

【００５０】ところで、図９に示されたシミュレーショ
ン結果では、変調指数が０．１以上の時に確実にＳＮ比
がほぼ一定に保たれている。従って、請求項７に記載の
ように、変調信号が単一周波数成分からなり、しかも高
周波用ミキサが生成するビート信号を用いて目標物体と
の距離や相対速度を求める場合には、振幅変調手段での
変調指数を０．１以上に設定することが望ましい。

【００５１】ここで、中間周波用ミキサを設けた場合に
ついても、図９の場合と同様に、シミュレーションを行
ったところ、図１０及び図１１に示すような結果が得ら
れた。但し、図１０では、高周波用ミキサと中間周波用
ミキサとの間にバンドパスフィルタを設け、また、図１
１では中間周波用ミキサの後にローパスフィルタを設け
ている。

【００５２】具体的には、前者では、（６）式にて得ら
れるビート信号Ｓｂから、変調信号の周波数Ｆｓ（＝１
ＭＨｚ）を中心周波数として、帯域幅２００ＭＨｚの範
囲の信号のみを抽出することにより、バンドパスフィル
タを再現し、この抽出した信号と変調信号（ cos(2π・F
s・t+θs)）とを乗算することにより、中間周波用ミキサ
を再現した。

【００５３】また、後者では、（６）式にて得られるビ
ート信号Ｓｂと、変調信号（ cos(2π・Fs・t+θs)）とを
乗算することにより、中間周波用ミキサを再現し、その
結果から、０〜１００ＫＨｚの範囲の信号のみ抽出する
ことにより、ローパスフィルタを再現した。

【００５４】そして、これらにより得られた信号を、Ｆ
ＦＴを用いて周波数分析することにより、図９に示す結
果を求めた時と同様に、信号成分の強度，ノイズ成分の
強度，ＳＮ比を算出した。その結果、図１０及び図１１
に示すように、変調指数が０．２以上の時に確実にＳＮ
比がほぼ一定に保たれていることがわかる。従って、請
求項８に記載のように、変調信号が単一周波数成分から
なり、しかも中間周波用ミキサが生成する第２ビート信
号を用いて目標物体との距離や相対速度を求める場合に
は、振幅変調手段での変調指数を０．２以上に設定する
ことが望ましい。

【００５５】更に、変調指数は小さいほど、振幅変調手
段でのインピーダンス変動が小さくなるめ、このインピ
ーダンス変動による他回路への影響を十分に抑制するに
は、請求項９に記載のように、振幅変調手段での変調指
数は、０．５以下であることが望ましい。

【００５６】ところで、変調手段は、請求項１０に記載
のように、変調信号に応じて信号増幅率が変化する可変
増幅器により構成してもよいし、また請求項１１に記載
のように、変調信号に応じて信号減衰率が変化する可変
減衰器により構成してもよい。

【００５７】特に、変調手段として可変増幅器を用いる
場合、従来より送信信号，受信信号，ローカル信号の増
幅に用いられていた増幅器に、その増幅率を変化させる
機構を付加するだけで容易に構成することができるま
た、変調手段として可変減衰器を用いる場合、より簡易
な構成とすることができるため、ＭＭＩＣ化する際に好
適である。

【００５８】

【発明の実施の形態】以下に本発明の実施例を図面と共
に説明する。［第１実施例］図１は、第１実施例の障害物検出用レー
ダ装置の全体構成を表すブロック図である。

【００５９】図１に示すように、本実施例のレーダ装置
１０は、ミリ波帯の高周波信号を生成する電圧制御発振
器１２と、電圧制御発振器１２が生成する高周波信号の
周波数を直線的に変調するための三角波状の変調信号Ｍ
ａを生成する三角波発生器１４と、電圧制御発振器１２
にて生成された高周波信号を電力分配して、送信信号Ｓ
ｓ及びローカル信号Ｌを生成する分配器１６と、正弦波
の変調信号Ｍｂを生成する正弦波発振器２０と、正弦波
発振器２０が生成する変調信号Ｍｂの強度（振幅）を調
節する変調強度調節器１９と、この強度調節された変調
信号Ｍｂに従って、分配器１６からの送信信号Ｓｓを振
幅変調する振幅変調器１８と、振幅変調器１８にて振幅
変調された送信信号Ｓｓをレーダ波として放射する送信
アンテナ２２と、レーダ波を受信する受信アンテナ２４
と、受信アンテナ２４からの受信信号Ｓｒに、分配器１
６からのローカル信号Ｌを混合し、両信号Ｓｒ，Ｌの差
の周波数成分であるビート信号Ｓｂを生成する高周波用
ミキサ２６と、高周波用ミキサ２６からのビート信号Ｓ
ｂに基づいて、レーダ波を反射した目標物体との距離、
及び相対速度を検出する信号処理部２８とを備えてい
る。

【００６０】なお、信号処理部２８は、ＣＰＵ，ＲＯ
Ｍ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心
に構成され、ビート信号Ｓｂをデジタル値に変換するＡ
／Ｄ変換器、Ａ／Ｄ変換器を介して取り込んだデータに
対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を実行する演算
処理装置等を備えている。

【００６１】ここで振幅変調器１８は、図２に示すよう
に、ソース接地された高周波用トランジスタ３０と、一
端がトランジスタ３０のゲート、他端が直流阻止用コン
デンサＣ１を介して信号入力端子Ｔｉに接続された伝送
線３２ａ及び一端が伝送線３２ａのコンデンサＣ１側端
に接続され、他端がコンデンサＣ２を介して接地された
スタブ３２ｂからなる入力整合回路３２と、一端がトラ
ンジスタ３０のドレイン、他端が直流阻止用コンデンサ
Ｃ３を介して信号出力端子Ｔｏに接続された伝送線３４
ａ、及び一端が伝送線３２ａのコンデンサＣ３側端に接
続され、他端がコンデンサＣ４を介して接地されたスタ
ブ３４ｂからなる出力整合回路３４とを備えている。

【００６２】更に、入力整合回路３２を構成するスタブ
３４ｂのコンデンサＣ２側端には、反転入力端子が増幅
率制御端子Ｔｃに接続されると共に、非反転入力端子に
基準電源Ｄｆが接続され、増幅率制御端子Ｔｃへの印加
電圧に応じた大きさのバイアス電圧をトランジスタ３０
のゲートに印加するオペアンプＯＰが接続され、また、
出力整合回路を構成するスタブ３４ｂのコンデンサＣ４
側端には、トランジスタ３０のドレインにバイアス電圧
を供給するバイアス電源Ｄｂが接続されている。

【００６３】この振幅変調器１８では、信号入力端子Ｔ
ｉに、分配器１６からの送信信号Ｓｓが印加され、増幅
率制御端子Ｔｃに、変調強度調節器１９を介して正弦波
発振器２０からの変調信号Ｍｂが印加され、信号出力端
子Ｔｏからの出力が送信アンテナ２２に供給される。そ
して、増幅率制御端子Ｔｃに印加される変調信号Ｍｂに
応じて、トランジスタ３０のゲートに印加されるバイア
ス電圧が変化し、その結果、トランジスタ３０の信号増
幅率が変化する。このため、信号入力端子Ｔｉから入力
された送信信号Ｓｓは、トランジスタ３０にて変調信号
Ｍｂに応じた振幅に変調されて、信号出力端子Ｔｏから
出力されることになる。

【００６４】なお、変調強度調節器１９は、変調信号Ｍ
ｂの強度を調節することにより、振幅変調器１８での変
調指数ｍが０＜ｍ＜１．０（望ましくは０．１≦ｍ≦
０．５）となるよう設定され、本実施例ではｍ＝０．５
に設定されている。ここで本実施例では、電圧制御発振
器１２及び三角波発生器１４が高周波信号生成手段に相
当し、正弦波発振器２０が変調信号生成手段、変調強度
調節器１９及び振幅変調器１８が振幅変調手段、信号処
理部２８が演算手段に相当する。

【００６５】このように構成された本実施例のレーダ装
置１０では、電圧制御発振器１２が、三角波発生器１４
から入力される変調信号Ｍａに従って三角波状に周波数
変調された高周波信号を生成し、分配器１６がこの高周
波信号を電力分配して、送信信号Ｓｓとローカル信号Ｌ
とを生成する。このうち、送信信号Ｓｓは、振幅変調器
１８にて、正弦波発振器２０が生成した変調信号Ｍｂに
従って振幅変調された後、送信アンテナ２２に供給さ
れ、レーダ波として放射される。

【００６６】また、送信アンテナ２２から放射され、目
標物体に反射して戻ってきたレーダ波を受信アンテナ２
４が受信すると、高周波用ミキサ２６が、この受信アン
テナ２４からの受信信号Ｓｒと、分配器１６からのロー
カル信号Ｌとを混合することにより、目標物体との距離
及び相対速度に応じた周波数ｆｕの基本波成分、及び変
調信号Ｍｂの変調周波数Ｆｓに応じた周波数Ｆｓ±ｆｕ
の高調波成分を有するビート信号Ｓｂを生成する。

【００６７】そして信号処理部２８は、このビート信号
Ｓｂを、送信信号Ｓｓの上り変調時、及び下り変調時の
夫々について、Ａ／Ｄ変換して取り込み、高速フーリエ
変換を施して、ビート信号Ｓｂのスペクトラムを求め、
そのスペクトラムから各変調時毎に高調波成分の周波数
Ｆｓ±ｆｕ，Ｆｓ±ｆｄを抽出し、更に、これら周波数
Ｆｓ±ｆｕ，Ｆｓ±ｆｄから求めた各変調時のビート周
波数ｆｕ，ｆｄに基づき、上述の（１）（２）式を用い
て、目標物体との距離Ｒや相対速度Ｖを算出する処理を
実行する。

【００６８】以上説明したように、本実施例のレーダ装
置１０においては、送信信号Ｓｓを変調信号Ｍｂにて振
幅変調して、送信信号Ｓｓに周波数Ｆｔ±Ｆｓのサイド
バンドを発生させることにより、このサイドバンドを有
する受信信号Ｓｒとローカル信号Ｌとを混合する高周波
用ミキサ２６が、基本波成分（周波数ｆｕ）だけでな
く、高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ）も含んだビート信
号Ｓｂを生成するようにされている。

【００６９】このため、変調信号Ｍｂの周波数Ｆｓを、
低周波ノイズの影響が十分に小さくなる数ＭＨｚ〜数十
ＭＨｚ程度に設定すれば、ビート信号の高調波成分は、
低周波ノイズの影響を殆ど受けることがなく、ビート信
号の基本波成分に比べてＳＮ比の良好な信号成分とする
ことができる。

【００７０】従って、本実施例のレーダ装置１０によれ
ば、信号処理部２８は、このＳＮ比の優れた高調波成分
を用いて演算処理を行うことができるため、ビート周波
数ｆｕ，ｆｄを精度よく検出することができ、延いて
は、目標物体との距離や相対速度を精度よく求めること
ができる。

【００７１】また、本実施例では、振幅変調器１８での
変調指数ｍが、０．５となるように設定されているの
で、信号を断続制御（変調指数ｍ＝１に相当）する従来
装置のスイッチング回路に比べて、変調される信号の振
幅が半分となり、振幅変調器１８でのインピーダンス変
動が小さく抑えられる。このため、サーキュレータやア
イソレータ等、高価で挿入損失の大きい機器を用いるこ
となく装置を構成することができるだけでなく、振幅変
調器１８での損失も低減されるため、当該装置の検出感
度を向上させることができ、ひいては検知距離を増大さ
せることができる。

【００７２】なお、本実施例では、振幅変調器１８にお
いてトランジスタ３０の増幅率を、ゲートのバイアス電
圧を変動させることにより変化させているが、ドレイン
のバイアス電圧を変化させることにより変化させてもよ
い。また、本実施例では、振幅変調器１８を、変調信号
Ｍｂに応じて信号増幅率が変化する可変増幅器を用いて
構成したが、変調信号Ｍｂに応じて信号減衰率が変化す
る可変減衰器を用いて構成してもよい。

【００７３】この場合、振幅変調器１８ａは、図３に示
すように、トランジスタ３０を省略して、入力整合回路
３２を構成する伝送線３２ａと出力整合回路３４を構成
する伝送線３４ａとを直結し、この接続点にスタブ３６
を介してカソードが接地されたダイオード３８を接続す
ると共に、バイアス電源Ｄｂ及びコンデンサＣ４を省略
して、出力整合回路３４を構成するスタブ３４ｂをオー
プンスタブとすることにより構成できる。このように構
成された振幅変調器１８ａでは、増幅率制御端子Ｔｃに
印加される変調信号Ｍｂに応じて、ダイオード３８に印
加されるバイアス電圧が変化し、その結果、ダイオード
３８でのミリ波の透過率が変化し、即ち信号入力端子Ｔ
ｉから信号出力端子Ｔｏへ信号が透過する割合（即ち減
衰率）が変化する。このため、信号入力端子Ｔｉから入
力された送信信号Ｓｓは、トランジスタ３０にて変調信
号Ｍｂに応じた振幅に変調されて、信号出力端子Ｔｏか
ら出力されることになる。

【００７４】また、上記実施例では、高周波信号を発生
する電圧制御発振器１２と、この高周波信号を周波数変
調するための変調信号Ｍａを生成する三角波発生器１４
とを別体に形成しているが、これらを一体のモジュール
として構成してもよい。この場合、モジュールから、送
信信号Ｓｓとローカル信号Ｌとが別々に出力されるよう
に構成して、分配器１６を省略してもよい。［第２実施例］次に第２実施例について説明する。

【００７５】図４は、本実施例のレーダ装置１０ａの全
体構成を表すブロック図である。本実施例のレーダ装置
１０ａは、図４に示すように、振幅変調器１８を、分配
器１６と送信アンテナ２２との間ではなく、受信アンテ
ナ２４と高周波用ミキサ２６との間に設け、受信信号Ｓ
ｒを振幅変調するようにした以外は、第１実施例のレー
ダ装置１０と全く同様に構成されている。

【００７６】このように構成された本実施例のレーダ装
置１０ａでは、分配器１６から供給される送信信号Ｓｓ
は、そのまま送信アンテナ２２からレーダ波として放射
され、受信アンテナ２４からの受信信号Ｓｒが、振幅変
調器１８にて、変調指数ｍが０＜ｍ＜１（好ましくは
０．１≦ｍ≦０．５）となるように振幅変調される。こ
れにより、受信信号Ｓｒには、周波数Ｆｒ±Ｆｓのサイ
ドバンドが発生することになる。

【００７７】そして、この振幅変調された受信信号Ｓｒ
を、高周波用ミキサ２６にて、分配器１６からのローカ
ル信号Ｌと混合することにより、基本波成分（周波数ｆ
ｕ）及び高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ）を有するビー
ト信号Ｓｂが生成される。このように、本実施例のレー
ダ装置１０ａによれば、ＳＮ比の優れた高調波成分を有
するビート信号Ｓｂを発生させていると共に、１．０未
満の変調指数ｍにて受信信号Ｓｒの振幅変調を行ってい
るので、第１実施例のレーダ装置１０と全く同様の効果
を得ることができる。［第３実施例］次に第３実施例について説明する。

【００７８】図５は、本実施例のレーダ装置１０ｂの全
体構成を表すブロック図である。本実施例のレーダ装置
１０ａは、図５に示すように、振幅変調器１８を、分配
器１６と送信アンテナ２２との間ではなく、分配器１６
と高周波用ミキサ２６との間に設け、ローカル信号Ｌを
振幅変調するようにした以外は、第１実施例のレーダ装
置１０と全く同様に構成されている。

【００７９】このように構成された本実施例のレーダ装
置１０ｂでは、分配器１６から供給される送信信号Ｓｓ
は、そのまま送信アンテナ２２からレーダ波として放射
され、また受信アンテナ２４からの受信信号Ｓｒも、そ
のまま高周波用ミキサ２６に供給される。但し、分配器
１６から供給されるローカル信号が、振幅変調器１８に
て、変調指数ｍが０＜ｍ＜１（好ましくは０．１≦ｍ≦
０．５）となるように振幅変調される。これにより、ロ
ーカル信号Ｌには、周波数Ｆｔ±Ｆｓのサイドバンドが
発生することになる。

【００８０】そして、この振幅変調されたローカル信号
Ｌを、高周波用ミキサ２６にて、受信アンテナ２４から
の受信信号Ｓｒと混合することにより、基本波成分（周
波数ｆｕ）及び高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ）を有す
るビート信号Ｓｂが生成される。

【００８１】このように、本実施例のレーダ装置１０ｂ
によれば、ＳＮ比の優れた高調波成分を有するビート信
号Ｓｂを発生させていると共に、１．０未満の変調指数
ｍにてローカル信号Ｌの振幅変調を行っているので、第
１実施例のレーダ装置１０ａと全く同様の効果を得るこ
とができる。［第４実施例］次に第４実施例について説明する。

【００８２】図６は、本実施例のレーダ装置１０ｃの全
体構成を表すブロック図である。本実施例のレーダ装置
１０ｃは、図６に示すように、第３実施例のレーダ装置
１０ｂに加えて、高周波用ミキサ２６が生成するビート
信号Ｓｂから所定の通過帯域内にある高調波成分のみを
抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４０と、このＢ
ＰＦ４０を通過した高調波成分に、正弦波発振器２０か
らの変調信号Ｍｂを混合して第２ビート信号Ｓb2を生成
する中間周波用ミキサ４２とを備えている。

【００８３】なお、ＢＰＦ４０の通過帯域は、変調信号
Ｍｂの周波数Ｆｓを中心周波数とし、検出可能とするビ
ート周波数の最大値の２倍以上の帯域幅を有するように
設定されている。また、変調強度調節器１９により変調
信号Ｓｂの強度は、振幅変調器１８での変調指数ｍが０
＜ｍ＜１．０（好ましくは０．２≦ｍ≦０．５）となる
ように設定されている。

【００８４】このように構成された本実施例のレーダ装
置１０ｃでは、ビート信号Ｓｂの信号成分のうち、高調
波成分（周波数がＦｓ±ｆｕ）のみがＢＰＦ４０を通過
し、中間周波用ミキサ４２にて、変調信号Ｍｂ（周波数
Ｆｓ）と混合される。その結果、ビート信号Ｓｂの高調
波成分が、中間周波用ミキサ４２が出力する第２ビート
信号Ｓb2の基本波成分（周波数ｆｕ）に変換される。

【００８５】このため、本実施例のレーダ装置１０ｃに
よれば、信号処理部２８では、基本波成分（周波数ｆ
ｕ）を用いて演算処理を行えばよく、ＦＦＴ等を用いて
周波数分析を行う場合に、ＦＦＴの構成を簡略化できる
と共に、処理時間を短縮できる。

【００８６】また、ＢＰＦ４０により、中間周波用ミキ
サ４２に入力されるビート信号Ｓｂは、不要な信号成分
や高周波用ミキサ２６で重畳される低周波ノイズが除去
されたものとなり、しかも、中間周波用ミキサ４２が扱
う周波数は、高々数十ＭＨｚ程度でり、中間周波用ミキ
サ４２にて重畳される低周波ノイズは十分に小さいた
め、信号処理部２８に入力される第２ビート信号Ｓb2
は、第１〜第３実施例と比較して、よりＳＮ比の優れた
ものとなる（図１０参照）。

【００８７】従って、本実施例のレーダ装置１０ｃによ
れば、この第２ビート信号Ｓb2により、目標物体との距
離や相対速度を、より精度よく検出することができる。
なお、本実施例では、高周波用ミキサ２６と中間周波用
ミキサ４２との間にバンドパスフィルタ４０を設けた
が、これを省略した構成としてもよい。

【００８８】また、バンドパスフィルタ４０の代わり
に、ビート信号Ｓｂの高調波成分を増幅する狭帯域増幅
器を用いてもよい。［第５実施例］次に第５実施例について説明する。

【００８９】図７は、本実施例のレーダ装置１０ｄの全
体構成を表すブロック図である。本実施例のレーダ装置
１０ｄは、図７に示すように、第４実施例のレーダ装置
１０ｃにおいて、高周波用ミキサ２６と中間周波用ミキ
サ４２との間にＢＰＦ４０を設ける代わりに、中間周波
用ミキサ４２と信号処理部２８との間に、中間周波用ミ
キサ４２が生成する第２ビート信号Ｓb2から基本波成分
（周波数ｆｕ）を抽出するローパスフィルタ（ＬＰＦ）
４４を設けた以外は、第４実施例のレーダ装置１０ｃと
全く同様に構成されている。

【００９０】このように構成された本実施例のレーダ装
置１０ｄでは、高周波用ミキサ２６にて生成されたビー
ト信号Ｓｂは、中間周波用ミキサ４２にて、変調信号Ｍ
ｂ（周波数Ｆｓ）と混合される。その結果、ビート信号
Ｓｂの高調波成分が、中間周波用ミキサ４２が出力する
第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換され、一方、ビ
ート信号Ｓｂの基本波成分は、第２ビート信号Ｓb2の高
調波成分に変換され、これと共に高周波用ミキサ２６に
て重畳された低周波ノイズは、第２ビート信号Ｓb2の高
調波成分近傍に変換される。

【００９１】そして、このように変換された第２ビート
信号Ｓb2のうち、基本波成分（周波数ｆｕ）のみがＬＰ
Ｆ４４を通過し信号処理部２８に供給される。このた
め、本実施例のレーダ装置１０ｃによれば、第４実施例
のレーダ装置１０ｃと同様に、信号処理部２８では、基
本波成分（周波数ｆｕ）を用いて演算処理を行えばよ
く、ＦＦＴ等を用いて周波数分析を行う場合に、ＦＦＴ
の構成を簡略化できると共に、処理時間を短縮できる。

【００９２】また、ＬＰＦ４４により、信号処理部２８
に入力される第２ビート信号Ｓb2は、不要な信号成分や
高周波用ミキサ２６で重畳される低周波ノイズが除去さ
れたものとなり、しかも、中間周波用ミキサ４２が扱う
周波数は、高々数十ＭＨｚ程度であり、中間周波用ミキ
サ４２にて重畳される低周波ノイズは十分に小さいた
め、信号処理部２８に入力される第２ビート信号Ｓb2
は、第１〜第３実施例と比較して、よりＳＮ比の優れた
ものとなる（図１１参照）。

【００９３】従って、本実施例のレーダ装置１０ｄによ
れば、第４実施例のレーダ装置１０ｃと同様に、この第
２ビート信号Ｓb2により、目標物体との距離や相対速度
をより精度よく検出することができる。なお、本実施例
では、第２ビート信号Ｓb2から基本波成分を抽出するの
にＬＰＦ４４を用いたが、ビート信号Ｓb2の基本波成分
を増幅する低周波増幅器を用いてもよい。

【００９４】また、上記第４及び第５実施例では、ＢＰ
Ｆ４０又はＬＰＦ４４のうち、いずれか一方のみを用い
たが、両方を同時に用いてもよい。更に、上記第４及び
第５実施例では、振幅変調器１８にてローカル信号Ｌを
変調するように構成したが、第１又は第２実施例のよう
に、送信信号Ｓｓ又は受信信号Ｓｒを変調するように構
成してもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１実施例のレーダ装置の構成を表すブロッ
ク図である。

【図２】振幅変調器の構成を表す回路図である。

【図３】振幅変調器の他の構成を表す回路図である。

【図４】第２実施例のレーダ装置の構成を表すブロッ
ク図である。

【図５】第３実施例のレーダ装置の構成を表すブロッ
ク図である。

【図６】第４実施例のレーダ装置の構成を表すブロッ
ク図である。

【図７】第５実施例のレーダ装置の構成を表すブロッ
ク図である。

【図８】シミュレーションにより得られたビート信号
のスペクトラムを表すグラフである。

【図９】ビート信号のＳＮ比を求めたシミュレーショ
ン結果を表すグラフである。

【図１０】第２ビート信号のＳＮ比を求めたシミュレ
ーション結果を表すグラフである。

【図１１】第２ビート信号のＳＮ比を求めたシミュレ
ーション結果を表すグラフである。

【図１２】ＦＭＣＷレーダ装置の動作原理を表す説明
図である。

【図１３】従来のＦＭＣＷレーダ装置の構成を表すブ
ロック図である。

【図１４】各信号に含まれる信号成分を表す説明図で
ある。

【図１５】ビート信号のスペクトラムの概略を表す説
明図である。

【符号の説明】

１０，１０ａ〜１０ｄ…レーダ装置１２…電圧制御
発振器１４…三角波発生器１６…分配器１８，１８ａ
…振幅変調器２０…正弦波発振器２２…送信アンテナ２４…
受信アンテナ２６…高周波用ミキサ２８…信号処理部３０…
トランジスタ３２…入力整合回路３２ａ，３４ａ…伝送線３
８…ダイオード３２ｂ，３４ｂ，３６…スタブ３４…出力整合回路４０…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４２…中間周
波用ミキサ４４…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）Ｃ１〜Ｃ４…コ
ンデンサＤｂ…バイアス電源Ｄｆ…基準電源ＯＰ…オペ
アンプＴｃ…増幅率制御端子Ｔｉ…信号入力端子Ｔｏ
…信号出力端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】レーダ波の送信に用いる送信信号、及び
信号処理に用いるローカル信号とするために、時間に対
して周波数が直線的に変化するように変調された高周波
信号を生成する高周波信号生成手段と、目標物体により反射された上記レーダ波の受信信号に、
上記ローカル信号を混合し、該混合された各信号の周波
数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサ
と、を備えたレーダ装置において、上記目標物体との距離及び相対速度に応じた周波数とな
る上記ビート信号の基本波成分より、周波数が２倍以上
大きい変調信号を生成する変調信号生成手段と、該変調信号生成手段からの変調信号により、上記送信信
号，受信信号，或いはローカル信号のうちいずれか一つ
を、０より大きく１より小さい変調指数で振幅変調する
振幅変調手段と、を設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】請求項１に記載のレーダ装置において、上記高周波用ミキサが生成するビート信号から上記変調
信号の周波数近傍に発生する高調波成分以外の信号成分
を除去するバンドパスフィルタ、又は該高調波成分を増
幅する狭帯域増幅器のうち、少なくともいずれか一方を
設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】請求項１または請求項２に記載のレーダ
装置において、上記高周波用ミキサが生成するビート信号の高調波成分
に基づいて、目標物体との距離又は相対速度のうち、少
なくともいずれか一方を求める演算手段を設けたことを
特徴とするレーダ装置。
【請求項４】請求項１または請求項２に記載のレーダ
装置において、上記高周波用ミキサからのビート信号に、上記変調信号
生成手段からの変調信号を混合し、該混合された信号の
周波数差を成分とする第２ビート信号を生成する中間周
波用ミキサを設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項５】請求項４に記載のレーダ装置において、上記中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号から上
記基本波成分以外の信号成分を除去するローパスフィル
タ、又は該基本波成分を増幅する低周波増幅器のうち、
少なくともいずれか一方を設けたことを特徴とするレー
ダ装置。
【請求項６】請求項４または請求項５に記載のレーダ
装置において、上記中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号の基本
波成分に基づいて、目標物体との距離又は相対速度のう
ち、少なくともいずれか一方を求める演算手段を設けた
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項７】請求項１ないし請求項３のいずれかに記
載のレーダ装置において、上記変調信号生成手段が生成する変調信号は、単一周波
数成分からなり、上記振幅変調手段での変調指数が０．１以上であること
を特徴とするレーダ装置。
【請求項８】請求項４ないし請求項６のいずれかに記
載のレーダ装置において、上記変調信号生成手段が生成する変調信号は、単一周波
数成分からなり、上記振幅変調手段での変調指数が０．２以上であること
を特徴とするレーダ装置。
【請求項９】請求項７または請求項８に記載のレーダ
装置において、上記振幅変調手段での変調指数が０．５以下であること
を特徴とするレーダ装置。
【請求項１０】請求項１ないし請求項９のいずれかに
記載のレーダ装置において、上記変調手段は、上記変調信号に応じて信号増幅率が変
化する可変増幅器からなることを特徴とするレーダ装
置。
【請求項１１】請求項１ないし請求項９のいずれかに
記載のレーダ装置において、上記変調手段は、上記変調信号に応じて信号減衰率が変
化する可変減衰器からなることを特徴とするレーダ装
置。