JP2009098097A - 距離測定装置及び距離測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高い分解能を有し、正確な測定を実施できる距離測定装置を提供する。
【解決手段】距離測定装置は、時間遅延回路を利用した粗距離測定回路１８と、搬送波のベクトルの向きを測定して距離を計測する精密距離測定回路３１とを有し、これらの和が最終出力となる。粗距離測定装置１８は、測定スパンが長いが精度が低い。精密距離測定装置１８は、測定スパンが短いが精度が高い。これらの組み合わせにより、測定スパンが長く、高い分解能を有し、正確な測定を実施できる距離測定装置とすることができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、測定対象物までの距離を、正確に求めることができる距離測定装置及び距離測定方法に関するものである。

測定対象物までの距離を正確に測定する技術として、例えば、特公平６−１６０８０号公報に記載されたような技術がある。
特公平６−１６０８０号公報

しかしながら、特許文献１に記載される距離測定装置の分解能は、
(1)擬似ランダム信号のクロック周波数
(2)２つの擬似ランダム信号発生器を駆動するクロック周波数の差Δｆ
(3)基準信号から検出信号までの時間を計測するためのカウンタの周波数
で決まってしまい、限界があるという問題点がある。

(1)及び(2)に付いては、擬似ランダム信号のクロック周波数を上げれば分解能が向上し、又、Δｆを小さくすれば分解能が向上するが、擬似ランダム信号のクロック周波数を上げること、Δｆを小さくすることにも限界がある。

(3)については、相関波形の歪が影響し、実際にはカウンタ周波数が２ＭHzを超えると、それ以上の分解能の向上が望めないことが実験結果から分かっている。すなわち、相関波形は理想的には三角波となるが、実際には波形のピークが鋭角とならず、かつ、波形に歪を生じてしまう。この原因は
(a)帯域制限を行うローパスフィルタで波形が鈍ってしまい、相関波形のピークが鋭角とならない。

(b)スペクトラム拡散により周波数が広帯域に拡散しているため、使用する部品の周波数特性や群遅延特性の影響を受け、歪を発生させてしまう。

こと等である。相関波形の鈍りを改善するためには、ローパスフィルタのカットオフ周波数を波形が鈍らない程度に高くすればよいが、そうすると、信号に重畳されているノイズを除去することが難しくなり、その結果、Ｓ／Ｎ比の悪化につながる。又、スペクトラム拡散帯域の全てにおいて周波数特性が均一で且つ遅延のない高周波部品を作ることは非常に難しい。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、測定スパンが長くて高い分解能を有し、正確な測定を実施できる距離測定装置、及び距離測定方法を提供することを課題とする。

前記課題を解決するための第１の手段は、クロック周波数をｆ_１とする第１の擬似ランダム信号を発生する手段と、前記第１の擬似ランダム信号と同一パターンで、前記クロック周波数ｆ_１より、わずかな周波数だけ低いｆ_２をクロック周波数とする第２の擬似ランダム信号を発生する手段と、前記第１の擬似ランダム信号と前記第２の擬似ランダム信号とを乗算する第１の乗算器と、マイクロ波の搬送波を発生する手段と、前記第１の擬似ランダム信号により前記搬送波を位相変調する手段と、前記位相変調された搬送波を電磁波として対象物に向けて送信する手段と、前記対象物から反射された電磁波を受信して受信信号を取得する手段と、前記取得した受信信号と前記第２の擬似ランダムとを乗算する第２の乗算器と、前記搬送波の一部を入力し、互いに位相が直交する２成分であるＩ信号とＱ信号とを出力するハイブリッド結合器と、前記第２の乗算器の出力信号から２つに分配された一方の信号Ｒ_１と前記Ｉ信号とを乗算する第３の乗算器と、前記第２の乗算器の出力信号から２つに分配された他方の信号Ｒ_２と前記Ｑ信号とを乗算する第４の乗算器と、前記第１の乗算器の出力信号を低域濾波処理する第１のローパスフィルタと、前記第３の乗算器の出力信号を低域濾波処理する第２のローパスフィルタと、前記第４の乗算器の出力信号を低域濾波処理する第３のローパスフィルタと、前記第２及び第３のローパスフィルタの出力信号をそれぞれ個別に２乗演算する第１及び第２の２乗器と、前記第１及び第２の２乗器の出力信号を加算する加算器と、前記第１のローパスフィルタの出力信号の最大振幅値を検出した時に第１のパルスを発生する手段と、前記加算器の出力信号の最大振幅値を検出した時に第２のパルスを発生する手段と、前記第１のパルスの発生時刻から前記第２のパルスの発生時刻までの時間を測定する手段と、前記測定した時間の１／２と、前記電磁波の伝播速度とを乗算してその積を第１の演算値とし、前記クロック周波数ｆ_１からクロック周波数ｆ_２を減算した差の周波数を、前記クロック周波数ｆ_１で除算してその商を第２の演算値とし、前記第１の演算値と前記第２の演算値とを乗算してその積である第３の演算値を、前記対象物までの距離として得る粗距離測定部分と、前記第２のローパスフィルタの出力をＩ’、前記第３のローパスフィルタの出力をＱ’とするとき、位相差θ＝tan⁻（Ｑ’／Ｉ’）を求める位相差演算器と、前記搬送波の波長をλとするとき、精密距離＝θλ／２πとして求める精密距離測定部を有することを特徴とする距離測定装置である。

前記課題を解決するための第２の手段は、前記第１の手段である距離測定装置の、前記祖距離測定部で測定された距離を粗初期値とし、前記精密距離測定部で測定された距離を精密初期値とし、それらの和を初期値とするとき、前記粗初期値と、前記精密距離測定部で測定された距離と前記精密初期値の差分の和を出力測定値とすることを特徴とする距離測定方法である。

前記課題を解決するための第３の手段は、前記第１の手段の距離測定装置の、前記粗距離測定部で測定された距離を粗初期値とし、前記精密距離測定部で測定された距離を精密初期値とし、それらの和を初期値とするとき、第１回目の測定においては、前記粗初期値と、前記精密距離測定部で測定された距離と前記精密初期値の差分の和を出力測定値とし、第２回目の測定においては、そのとき測定された精密距離測定部の出力と、前回測定された精密距離測定部の出力との差分を取り、この差分を前回測定値に加算することにより、今回の測定値を求めることを特徴とする距離測定方法である。

前記課題を解決するための第４の手段は、前記第１の手段である距離測定装置の精密距離測定部に代えて、前記第２のローパスフィルタの出力をＩ’、前記第３のローパスフィルタの出力をＱ’とするとき、位相差θ＝tan⁻（Ｑ’／Ｉ’）を求める位相差演算器と、前記搬送波の波長をλとするとき、精密距離＝（θλ＋２ｎπ）／２π（ｎは整数）として求める精密距離測定部を用いた距離測定装置を使用し、複数の精密距離測定値を得るようにし、前記祖距離測定部で測定された距離を粗初期値とするとき、前記粗初期値と前記複数の精密距離測定値の和のうち、そのときの前記粗距離測定装置の出力に一番近い値を最終測定値とすることを特徴とする距離測定方法である。

前記課題を解決するための第５の手段は、予め距離Ｌ_０の分かった標準測定板までの距離を前記第２の手段から第４の手段のいずれかの距離測定方法で測定し、その値を標準初期値Ｌ’とし、その後、測定対象物まで距離を前記標準初期値を測定した距離測定方法で測定してその値をＬとするとき、
（Ｌ_０＋Ｌ−Ｌ’）
の値を出力測定値とすることを特徴とする距離測定方法である。

本発明によれば、測定スパンが長くて高い分解能を有し、正確な測定を実施できる距離測定装置、及び距離測定方法を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態の例を、図を用いて説明するが、それに先立ち、本発明の実施の形態の１例である距離測定装置に使用される粗距離測定部の原理の説明を行う。

第１の擬似ランダム信号の繰り返し周波数をｆ_１、第２の擬似ランダム信号の繰り返し周波数をｆ_２とし、各々擬似ランダム信号のパターンは同一とする。ここでｆ_１＞ｆ_２とする。

送信される第１の擬似ランダム信号と第２の擬似ランダム信号との相関をとって得られる基準信号が最大値となる周期をＴ_Ｂとすると、このＴ_Ｂ間に含まれる第１の擬似ランダム信号と第２の擬似ランダム信号の波数の差がちょうど１周期の波数Ｎになる。
即ち、Ｔ_Ｂ・ｆ_１＝Ｔ_Ｂ・ｆ_２＋Ｎ上記を整理するとＴ_Ｂは次の(1)式で与えられる。
Ｔ_Ｂ ＝Ｎ／（ｆ_１−ｆ_２）……(1)
即ち２つのクロック周波数の差が小さいほど、基準信号が最大値となる周期Ｔ_Ｂは大きくなる。

次に、第１の擬似ランダム信号で位相変調された搬送波が送信され、対象物で反射し、再び受信されるまでの伝播時間をτとし、この受信信号を第２の擬似ランダム信号で復調し、コヒーレント検波して得られる対象物検出信号のパルス状信号が発生する時刻を、基準信号のパルス状信号発生時刻から計測した時間差をＴ_Ｄとすると、Ｔ_Ｄ間に発生する第２の擬似ランダム信号の波数は、Ｔ_Ｄ間に発生する第１の擬似ランダム信号の波数より、τ時間に発生する第１の擬似ランダム信号の波数だけ少ないので、次式が成立する。
Ｔ_Ｄ・ｆ_２＝Ｔ_Ｄ・ｆ_１−τ・ｆ_１
上式を整理するとＴ_Ｄは次の(2)式で与えられる。
Ｔ_Ｄ＝τ・ｆ_１／（ｆ_１ −ｆ_２）……(2)

即ち、伝播時間τは、ｆ_１ ／（ｆ_１−ｆ_２）倍だけ時間的に拡大され、あるいは低速化されたＴ_Ｄ として計測される。この計測時間の拡大されることにより、本発明は本質的に短距離測定に適した距離測定装置であるといえる。

ここで伝播時間τは、伝播速度をｖ、対象物までの距離をｘとするとτ＝２ｘ／ｖであるから(2) 式により次の(3) 式を得る。
ｘ＝（ｆ_１−ｆ_２）・ｖ・Ｔ_Ｄ／（２ｆ_１）……(3)
(3)式により時間差Ｔ_Ｄを計測することにより、距離ｘを計測することができる。

図１は、本発明の実施の形態の１例である距離測定装置の概要を示す図である。図１において、１，２はクロック発生器、３，４は擬次ランダム信号（ＰＮ符号）発生器、５〜９はそれぞれ乗算器（ミキサ）で例えばダブルバランスドミキサにより構成される。ここで乗算器６は搬送波の位相変調手段として使用され、乗算器５及び７はそれぞれ第１及び第２の相関演算手段の前半の処理器として使用され、乗算器８及び９は直交検波手段の前半の処理器として使用される。

10〜12はそれぞれローパスフィルタであり、ローパスフィルタ10は第１の相関演算の後半に必要な積分要素として使用され、ローパスフィルタ11及び12は第２の相関演算の後半に必要な積分要素として使用される。従って第１の相関演算手段は乗算器５及びローパスフィルタ10により構成され、第２の相関演算手段は乗算器７並びにローパスフィルタ11及び12により構成される。13，14は分配器、15，16は２乗器、17は加算器であり、前記２乗器15及び16と加算器17は直交検波手段の後半の処理器として使用される。従って直交検波手段は乗算器８及び９、２乗算器15及び16、並びに加算器17により構成される。

18は時間計測器であり、内部に２つの最大値検出部と時間計測部を含む。前記２つの最大値検出部は、それぞれ入力信号の最大振幅値を検出した時に出力パルスを発生し、時間計測部は前記２つの出力パルス間の時間を計測する。19は搬送波発振器、20はハイブリッド結合器、21は送信器、22は受信器、23は送信アンテナ、24は受信アンテナ、25はターゲット、26は距離演算手段（粗距離演算手段）であり、例えばマイクロプロセッサ等により構成される。

図２は図１の動作を説明するための波形図である。図３は７ビットのＭ系列信号発生器の構成図であり、33は７段構成のシフトレジスタ、34は排他的論理和回路である。

図２及び図３を参照しながら図１の動作を説明する。擬似ランダム信号発生器３，４は例えばＭ系列信号発生器が使用できる。図３は７ビットのＭ系列信号発生器の構成を示しており、例えばＥＣＬ（エミッタ・カップル・ロジック）素子による７段構成のシフトレジスタと排他的論理和回路33により構成される。Ｍ系列信号は符号の"１"（正電圧の＋Ｅが対応する）と"０"（負電圧の−Ｅが対応する）の組み合せによる周期性循環信号であり、本例の７ビットの場合２^７ −１＝127個(127チップともいう)の信号を発生すると１周期が完了し、この周期を繰り返した循環信号を発生する。

擬似ランダム信号発生器３，４は同一回路で構成されるため、両者の出力信号は全く同一パターンの信号となる。周波数はそれぞれｆ_１、ｆ_２である。但し供給されるクロック周波数がわずかに異なるためその１周期もわずかに異っている。また擬似ランダム信号としてはＭ系列信号以外にも、ゴールド系列信号、ＪＰＬ系列信号を使用することができる。

クロック発生器１，２は共に水晶発振子を内蔵し、十分周波数の安定したクロック信号を発生するが、本発明においては、クロック発生器１の発生する周波数ｆ_１に対して、クロック発生器２の発生する周波数ｆ_２は、前記周波数ｆ_１より、ｆ_１の1/1000〜1/10000程度以下のわずかな周波数だけ低くなるように設定されている。

本実施の形態ではクロック発生器１の発生周波数ｆ_１は100.004 MHz、クロック発生器２の発生周波数ｆ_２は99.996MHz とし、その周波数差はｆ_１−ｆ_２＝８kHzをｆ_１の約1/12500としている。クロック発生器１及び２からそれぞれ出力されるクロック信号ｆ_１及びｆ_２は、それぞれ擬似ランダム信号発生器３及び４に供給される。擬似ランダム信号発生器３及び４は、駆動用クロック信号の周波数差によりそれぞれの１周期がわずかに異なるが同一パターンのＭ系列信号Ｍ_１及びＭ_２を出力する。

いま２つのＭ系列信号Ｍ_１及びＭ_２の周期を求めるとＭ_１の周期＝127×1/100.004MHz1269.9492ns、Ｍ_２の周期＝127×1/99.996MHz1270.0508nsとなる。即ち２つのＭ系列信号Ｍ_１及びＭ_２は約1270ns（10^−９秒）の周期を有すが、両者の周期には約0.1nsの時間差がある。それ故この２つのＭ系列信号Ｍ_１及びＭ_２を循環して発生させ、ある時刻ｔ_ａで２つのＭ系列信号のパターンが一致したとすると、１周期の時間経過毎に0.1nsのずれが両信号間に生じ、100周期後には10nsのずれが両信号間に生ずる。

ここでＭ系列信号は１周期1270nsに127個の信号を発生するので、１信号の発生時間は10nsである。従って２つのＭ系列信号Ｍ_１及びＭ_２間に１０ｎｓのずれが生ずるということは、Ｍ系列信号が１個分ずれたことに相当する。擬似ランダム信号発生器３の出力Ｍ_１は乗算器５及び６に、また擬似ランダム信号発生器４の出力Ｍ_２は乗算器５及び７にそれぞれ供給される。

搬送波発生器19は例えば周波数約10GHz のマイクロ波を発振し、その出力信号は分配器13により分配され、乗算器６及びハイブリッド結合器20に供給される。乗算器６は例えばダブルバランスドミキサにより構成され、分配器13より入力される周波数約10GHz の搬送波と擬似ランダム信号発生器３より入力されるＭ系列信号Ｍ₁ との乗算を行い、搬送波を位相変調したスペクトル拡散信号を出力し送信器21へ供給する。送信器21は入力されたスペクトル拡散信号を電力増幅し、送信アンテナ23を介して電磁波に変換しターゲット25に向けて放射する。ここで周波数10GHz の電磁波の空中での波長は３cmであり、例えば製鉄用炉内の粉塵の大きさ（直径）に比べて十分に大きいので、粉塵等の影響を受けにくい。また送信アンテナ23及び受信アンテナ24は例えばホーンアンテナを用い、指向性を鋭く絞ることにより測定対象物以外からの反射電力を可及的に小さくしている。またアンテナゲインは例えばいずれも約20dB程度である。送信アンテナ23からターゲット25に向けて放射された電磁波は、ターゲット25で反射され受信アンテナ24を介して電気信号に変換され受信器22へ入力される。受信器22へ入力信号が供給されるタイミングは、当然送信アンテナ23から電磁波が放射されたタイミングから電磁波がターゲット25までの距離を往復し受信アンテナ24に到達するまでの電磁波の伝播時間だけ遅延している。受信器22は入力信号を増幅し乗算器７へ供給する。

一方第１の相関演算手段の前半の処理器である乗算器５に擬似ランダム信号発生器３及び４からそれぞれ入力されたＭ系列信号Ｍ_１及びＭ_２は乗算され、その乗算器の時系列信号は、第１の相関演算手段の後半の処理器であるローパスフィルタ10へ供給される。図２の（ア）はこのローパスフィルタ10への入力信号、即ち乗算器５の乗算値である時系列信号を示した波形であり、乗算器５へ入力される２つの擬似ランダム信号の位相が一致している場合は＋Ｅの出力電圧が継続するが、両信号の位相が一致していない場合は＋Ｅと−Ｅの出力電圧がランダムに発生する。

ローパスフィルタ10〜12は周波数の帯域制限を行うことにより、相関演算処理の後半の積分処理を行い、２つの時系列信号を逐次乗算した乗算値を積分した信号として、両信号の位相が一致している場合には、図２の（イ）に示されるような三角状信号を出力する。また両信号の位相が不一致の場合には出力は零となる。従ってローパスフィルタ10の出力には周期的に三角状信号が発生する。このパルス状信号は時刻の基準信号として時間計測器18へ供給される。この基準信号の周期Ｔ_Ｂは前述の(1) 式により演算すると、本例の場合は擬似ランダム信号を７ビットのＭ系列信号Ｍ_１及びＭ_２としたので、１周期の波数Ｎは２^７−１＝127であり、ｆ_１＝100.004MHZ 、ｆ_２＝99.996MHZ であるので、Ｔ_Ｂ＝15.875msとなる。この基準信号とその周期Ｔ_Ｂは、図２の（エ）に示される。

また第２の相関演算手段の前半の処理器である乗算器７へは受信器２２からの受信信号と擬似ランダム信号発生器４からのＭ系列信号Ｍ_２が入力され、両信号の乗算が行なわれる。この乗算器７の乗算結果は、第１のＭ系列信号Ｍ_１により送信用搬送波が位相変調される受信信号の被変調位相と、第２のＭ系列信号Ｍ_２の位相が一致している場合は位相の揃った搬送波信号とし出力され、受信信号の被変調位相とＭ系列信号Ｍ_２の位相が異なるときには位相のランダムな搬送波として出力される分配器14へ供給される。分配器14は入力信号を２つに分配し、その分配出力Ｒ_１及びＲ_２をそれぞれ直交検波手段の前半の処理器である乗算器８及び９へ供給する。分配器13より送信用搬送波の一部が供給されたハイブリッド結合器20は、入力信号に対して同相成分の（位相０度の）信号Ｉと直角成分の（位相90度の）信号Ｑとを出力し、それぞれ乗算器８及び９へ供給する。乗算器８はハイブリッド結合器20より入力する信号Ｉ（即ち搬送波発振器19の出力と同相の信号）と分配器14より入力する前記信号Ｒ_１との乗算を行い、同様に乗算器９は入力する信号Ｑ（即ち搬送波発振器19の出力と90度位相の異なる信号）と前記信号Ｒ_２との乗算を行い、それぞれ受信信号中の位相０度成分（Ｉ・Ｒ_１）と位相90度成分（Ｑ・Ｒ_２）とを抽出し、該抽出信号Ｉ・Ｒ_１及びＱ・Ｒ_２をそれぞれ直交検波手段の前半の処理済み信号として、ローパスフィルタ11及び12へ供給する。

ローパスフィルタ11及び12は、第２の相関演算手段の後半の積分処理機能を有し、前記信号Ｉ・Ｒ₁ 及びＱ・Ｒ₂ をそれぞれ低域濾波処理をすることにより積分動作を行う。

ここで乗算器８及び９へ分配器14を介して入力される信号Ｒ_１とＲ_２は、乗算器７による相関演算の前半の処理済み信号、即ち受信した搬送波から第２の擬似ランダム信号とのコヒーレント性が検出された信号であり、この信号Ｒ_１とＲ_２に対して、さらに基準搬送波とのコヒーレント性を検出するため、乗算器８及び９において、基準搬送波の同相成分の信号Ｉと直角成分の信号Ｑとの乗算をそれぞれ行なうものである。

次に乗算器８及び９の出力波形及びローパスフィルタ11及び12の出力波形について説明する。即ち乗算器７の出力より分配器14を介して乗算器８に入力される前記信号Ｒ_１とハイブリッド結合器20より乗算器８に入力される前記信号Ｉの位相器20より乗算器８に入力される前記信号Ｉの位相が一致したとき、同様に乗算器９に入力される前記信号Ｒ_２と信号Ｑの位相が一致したとき、乗算器８及び９の出力信号はそれぞれ一定極性のパルス信号（電圧＋Ｅのパルス信号）となり、この信号を積分したローパスフィルタ11及び12の出力には大きな正電圧が得られる。

また前記信号Ｒ_１と信号Ｉの位相の不一致のとき、及び前記信号Ｒ_２と信号Ｑの位相の不一致のとき、乗算器８及び９の出力信号は、それぞれランダムに変化する正負両極性のパルス信号（即ち電圧＋Ｅと−Ｅのパルス信号）となり、この信号を積分したローパスフィルタ11及び12の出力は零となる。ローパスフィルタ11及び12により上記の如く積分処理された位相０度成分と位相90度成分の信号は、それぞれ直交検波手段の後半の最初の演算器である、２乗器15及び16に供給される。２乗器15及び16はそれぞれ入力信号の振巾を２乗演算し、その演算結果の出力信号を加算器17に供給する。加算器17は両入力信号を加算して図２の（ウ）に示されるようなパルス状検出力信号を出力し、時間計測器18に供給する。いまこの検出信号の最大値発生時刻をｔ_ｂとする。

このように相関演算手段である乗算器７及びローパスフィルタ11,12 と、直交検波手段である乗算器８，９、２乗器15，16及び加算器17とが入り組んだ方式は、構成が多少複雑であるが、高感度の対象物検出信号を得ることができる。またＭ系列信号のような疑似ランダム信号の相関出力を得るようにしているので雑音の影響を低減し信号を強調するため、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）の高い計測システムを実現することができる。勿論搬送波の検波方式としては、クリスタルを用いた検波方式があり、感度は低下するが、構成が単純化されるので、仕様及びコストによりこの方式を採用することもできる。

時間計測器18に内蔵される２つの最大値検出部27、28は、それぞれローパスフィルタ10から入力される基準信号の最大振幅値を検出した時刻ｔ_ａに第１ パルスを発生し、加算器17から入力される検出信号の最大振幅値を検出した時刻ｔ_ｂに第２のパルスを発生する。そして時間計測器18内の時間計測部は前記第１のパルスの発生時刻ｔ_ａと第２のパルスの発生時刻ｔ_ｂとの間の時間Ｔ_Ｄを測定する。

前記最大値検出部27、28は、例えば入力電圧値をクロック信号により逐次サンプルホールドして、現在のクロック信号によるサンプル値とクロック信号の１つ前のサンプル値とを電圧比度器により逐次比較して、入力信号の時間に対する増加状態から減少状態に反転する時刻を検出することにより、入力信号の最大値発生時刻を検出することができる。前記時間Ｔ_Ｄは図２（エ）に示される基準信号の最大値発生時刻ｔ_ａと（ウ）に示される検出信号の最大値発生時刻ｔ_ｂとの間の時間として示される。その時間Ｔ_Ｄは前述の(2) 式に示されるように実際に電破波が送信及び送信アンテナ23及び24とターゲット25の間の距離を往復する伝播時間τのｆ_１／（ｆ_１−ｆ_２）倍だけ時間的に拡大されて得られる。本例の場合ｆ_１＝100,004MHz，ｆ_２＝99,996MHzであるので、12,500倍に時間が拡大され(4)式が得られる。
Ｔ_Ｄ＝12,500・τ (4)
また(4) 式の時間Ｔ_Ｄは前記基準信号の周期Ｔ_Ｂごとに得られる。

この時間計測器18により測定された時間Ｔ_Ｄは距離演算手段32へ供給される。距離演算手段32は、例えばマイクロプロセッサ等により構成され、前記(3) 式による演算を行い、対象物までの距離ｘを算出する。

即ち前記測定された時間Ｔ_Ｄの1/2と前記電磁波の伝播速度ｖとを乗算してその積Ｔ_Ｄ・ｖ／２を第１の演算値とし、クロック周波数ｆ_１からクロック周波数ｆ_２を減算した差の周波数を前記クロック周波数ｆ_１で除算してその商（ｆ_１−ｆ_２）／ｆ_１を第２の演算値とし、前記第１の演算値と前記第２の演算値とを乗算してその積である第３の演算値を前記対象物までの距離ｘ（粗測定距離）として得る。

前記距離演算手段32により、例えば測定された時間Ｔ_Ｄが254 μｓの場合には、距離ｘは３メートル、Ｔ_Ｄが2540μｓの場合には、距離ｘは30メートルを算出することができる。

このように本発明は計測時間がきわめて大きく拡大されているので、対象物の距離を短距離から精度良く計測することが可能である。

以上が、本発明における粗距離測定の原理の概要であるが、ほとんどが特許文献１からの引用であり、且つ、引用されていない部分も、特許文献１に記載されて公知となっているので、これ以上の説明を省略する。

粗距離測定器の測定レンジは長いが、その精度は、前述のような理由により±５mm程度に制限されてしまう。この問題を解決するために、本実施の形態においては、精密距離測定部が設けられている。

すなわち、搬送波の周波数をｆ_０、速度をｖとするとき、ターゲット25の位置までの距離をｘとすると、
マイクロ波のベクトルの位相θは、
θ＝ｘ・ｆ_ｏ／ｗπ ……(5)
となる。よって、θを測定すれば、ｘを測定することができる。

θの測定は、以下のようにして行う。すなわち、ローパスフィルタ11の出力は、搬送波と同相信号であるＩと同じ位相の信号であり、ローパスフィルタ12の出力は、搬送波と直交する成分の信号Ｑと同じ位相の信号である。

ローパスフィルタ11の出力を監視し、ｆ_１／｛（ｆ_１−ｆ_２）・ｆ_０｝時間中で最大となる信号をＩ’とする。同様、同じ時間帯でローパスフィルタ12の出力を監視し、最大となる信号をＱ’とする。すると、反射波の位相θは、
θ＝tan^−１（Ｑ’／Ｉ’）で得られる。なお、単にＱ’／Ｉ’の逆正接を計算するだけでは、０〜180°の信号しか得られないが、Ｑ’とＩ’の符号をも考慮することにより、０〜360°の信号を得ることができることは周知の事実である。図１に示す逆正接演算装置30においてtan^−１（Ｑ’／Ｉ’）の計算を行っている。そして、位相検出器31で、Ｑ’とＩ’の符号をも考慮して位相θの算出を行っている。このような、θ＝tan^−１（Ｑ’／Ｉ’）の演算は、マイクロプロセッサにより行うことができる。

このようにして算出された距離ｘは絶対的距離でなく、相対的距離である。よって、ターゲット25の位置が変化した場合においては、それぞれθを求めることにより、Δθを得て、
Δθ＝Δｘ・ｆ_ｏ／ｗπ ……(6)
に代入することにより、ターゲット25の位置変化を知ることができる。なお、(6)式におけるΔθの符号の付け方については問題があり、後に詳説する。

この方法は、１つの搬送ベクトルの角度を測っているので、
(a)帯域制限を行うローパスフィルタで波形が鈍ってしまい、相関波形のピークが鋭角とならない。

(b)スペクトラム拡散により周波数が広帯域に拡散しているため、使用する部品の周波数特性や群遅延特性の影響を受け、歪を発生させてしまう。

等の影響を受けにくいという長所を有する。しかしながら、測定スパンが搬送波の波長に限定されてしまうという短所を有するので、粗距離測定器と組み合わせて使用される。この計算を距離演算手段32で行う。

測定方法としては、例えば以下のようなものがある。

第１の方法は、
(1) 前述の方法で、ターゲット25までの距離を粗距離測定器で求める。又、同時に、精密距離測定器により、θを測っておく。このときの粗距離測定器、又は、粗距離測定器と精密距離測定器により測定された相対距離θ_０の和を基準距離とする。このとき測定されたθを基準角度として０°にとり、以下のθの測定においては、この基準角度との差をθとするようにしてもよい。この場合は、基準距離は、粗距離測定器で測定された値となる。このような方式も、請求項２の発明において、精密初期値を０としたものに相当し、本発明の範囲に含まれるものである、
(2) 以後は、θのみの測定を行い、（θ−θ_０）によりΔθを求める。そして、(6)式により、Δｘを求め、これを前述の基準距離に加算することにより、ターゲット25までの距離とする。

このようにしてθ_０を基準にして±180度のθの測定を行うことができ、結局搬送波の波長と同じ測定レンジを得ることができる。なお、（θ−θ_０）を求めて、それからΔｘを求める代わりに、(5) 式を使用し、θ_０からｘ_０を、θからｘを求め、その差分をΔｘとしても、以上の方法と等価である。

第２の方法は、
(1)基準距離の決定は第１の方法と同じとし、続く第１回目の測定も第１の方法と同じとする。

(2) 第２回目の測定以降は、今回測定されたθであるθ_ｎと、前回測定されたθ_ｎ−１との差分を取り、この差分をΔθとして(6) 式に代入して今回の値と前回の値の距離の差分を求め、この差分を前回測定値に加算することにより、今回の測定値を求める。

方法である。なお、θ_ｎとθ_ｎ−１との差分から、距離の差分を求める代わりに、θ_ｎから精密距離ｘ_ｎ、θ_ｎ−１から精密距離ｘ_ｎ−１を求め、ｘ_ｎとｘ_ｎ−１との差分から今回の値と前回の値の距離の差分を求めるようにしても、以上の方法と等価である。この方法によれば、測定レンジが搬送波の波長に限定されなくなる。

しかしながら、Δθの値が検出されたとき、これが、角度が増加してΔθとなったのが、角度が（２πーΔθ）だけ減少して−180°を通過するとき＋180度に代わり、その結果、Δθとなったのかが分からないことである。これを避けるためには、サンプリング間隔中で、θの変化が180°を超えないようなもののみの距離を測定するようにし、観察されたΔθがθ≦180°のとき、ターゲット25がアンテナに近づく方向に移動しているとし、観察されたΔθがθ≧180°のとき、ターゲット25がアンテナから遠ざかる方向に移動しているとして、(6)式のΔＸの符号を計算するようにすればよい。

また、θ_ｎとθ_ｎ−１の差分を求める場合に、例えばθ_ｎ−１が＋170°であり、θ_ｎがさらに20°増加すると、＋180°を超え、θ_ｎ＝−170°と判定されてしまう。このような不都合を避けるためには、θ_ｎ−１が＋170°であっても、それを０°として読み、それを基準にしてθ_ｎの値を求めるようにすればよい。このようにすると、上記の場合、（θ_ｎ−θ_ｎ−１）の値は、20°と正しく計算される。すなわち、θ_ｎとθ_ｎ−１の差分を求める場合には、θ_ｎ−１＝０°としてこれを基準点とし、これを基準としてθ_ｎの値を求める。

第３の方法は、
(1) 第１の方法の(1)と同様の方法で、基準距離を求める。

(2) 精密距離測定装置で、θ＝ｘ・ｆ_ｏ／ｗπ±２ｎπ（ｎは整数）として、(5)式に代入して複数の距離を求める。

(3) 基準距離を求めたときの粗距離測定装置の出力と、(2)で求めた複数の距離を、それぞれ加算し、複数の距離を求める。

(4) (3)で求められた複数の距離のうち、そのときの粗距離測定装置の値に最も近いものを採用し、求める距離とする。

このようにすると、測定間隔の間に、反射波の位相が360°以上回転した場合でも、25までの距離を求めることができ、且つ、測定範囲が搬送波の波長範囲に限定されないというメリットがある。

以上のような測定方法は、そもそも粗距離測定装置の測定値が絶対値でなく相対値であるために、絶対距離を求めることができない。この対策として、予め距離Ｌ_０の分かった標準測定板までの距離を本発明の実施の形態である距離測定方法で測定し、その値を標準初期値Ｌ’とし、その後、同じ距離測定方法で測定してその値をＬとするとき、
（Ｌ_０＋Ｌ−Ｌ’）
の値を出力測定値とするようじすればよい。

本発明の実施の形態の１例である距離測定装置の概要を示す図である。 図１に示す回路の動作を説明するための波形図である。 ７ビットのＭ系列信号発生器の構成図である。

符号の説明

１，２…クロック発生器、３，４…擬似ランダム信号（ＰＮ符号）発生器、５〜９…乗算器（ミキサ）、10〜12…ローパスフィルタ、13，14…分配器、15，16…２乗器、17…加算器、18…時間計測器、19…搬送波発振器、20…ハイブリッド結合器、21…送信器、22…受信器、23…送信アンテナ、24…受信アンテナ、25…ターゲット、27,28…最大値検出部、29…時間計測部、30…逆正接演算装置、31…位相検出器、32…距離演算手段、33…シフトレジスタ、34…排他的論理和回路

Claims (5)

1. クロック周波数をｆ_１とする第１の擬似ランダム信号を発生する手段と、前記第１の擬似ランダム信号と同一パターンで、前記クロック周波数ｆ_１より、わずかな周波数だけ低いｆ_２をクロック周波数とする第２の擬似ランダム信号を発生する手段と、前記第１の擬似ランダム信号と前記第２の擬似ランダム信号とを乗算する第１の乗算器と、マイクロ波の搬送波を発生する手段と、前記第１の擬似ランダム信号により前記搬送波を位相変調する手段と、前記位相変調された搬送波を電磁波として対象物に向けて送信する手段と、前記対象物から反射された電磁波を受信して受信信号を取得する手段と、前記取得した受信信号と前記第２の擬似ランダムとを乗算する第２の乗算器と、前記搬送波の一部を入力し、互いに位相が直交する２成分であるＩ信号とＱ信号とを出力するハイブリッド結合器と、前記第２の乗算器の出力信号から２つに分配された一方の信号Ｒ_１と前記Ｉ信号とを乗算する第３の乗算器と、前記第２の乗算器の出力信号から２つに分配された他方の信号Ｒ_２と前記Ｑ信号とを乗算する第４の乗算器と、前記第１の乗算器の出力信号を低域濾波処理する第１のローパスフィルタと、前記第３の乗算器の出力信号を低域濾波処理する第２のローパスフィルタと、前記第４の乗算器の出力信号を低域濾波処理する第３のローパスフィルタと、前記第２及び第３のローパスフィルタの出力信号をそれぞれ個別に２乗演算する第１及び第２の２乗器と、前記第１及び第２の２乗器の出力信号を加算する加算器と、前記第１のローパスフィルタの出力信号の最大振幅値を検出した時に第１のパルスを発生する手段と、前記加算器の出力信号の最大振幅値を検出した時に第２のパルスを発生する手段と、前記第１のパルスの発生時刻から前記第２のパルスの発生時刻までの時間を測定する手段と、前記測定した時間の１／２と、前記電磁波の伝播速度とを乗算してその積を第１の演算値とし、前記クロック周波数ｆ_１からクロック周波数ｆ_２を減算した差の周波数を、前記クロック周波数ｆ_１で除算してその商を第２の演算値とし、前記第１の演算値と前記第２の演算値とを乗算してその積である第３の演算値を、前記対象物までの距離として得る粗距離測定部と、
   前記第２のローパスフィルタの出力をＩ’、前記第３のローパスフィルタの出力をＱ’とするとき、位相差θ＝tan⁻（Ｑ’／Ｉ’）を求める位相差演算器と、前記搬送波の波長をλとするとき、精密距離＝θλ／２πとして求める精密距離測定部を有することを特徴とする距離測定装置。
2. 請求項１に記載の距離測定装置の、前記祖距離測定部で測定された距離を粗初期値とし、前記精密距離測定部で測定された距離を精密初期値とし、それらの和を初期値とするとき、前記粗初期値と、前記精密距離測定部で測定された距離と前記精密初期値の差分の和を出力測定値とすることを特徴とする距離測定方法。
3. 請求項１に記載の距離測定装置の、前記祖距離測定部で測定された距離を粗初期値とし、前記精密距離測定部で測定された距離を精密初期値とし、それらの和を初期値とするとき、第１回目の測定においては、前記粗初期値と、前記精密距離測定部で測定された距離と前記精密初期値の差分の和を出力測定値とし、第２回目の測定においては、そのとき測定された精密距離測定部の出力と、前回測定された精密距離測定部の出力との差分を取り、この差分を前回測定値に加算することにより、今回の測定値を求めることを特徴とする距離測定方法。
4. 請求項１に記載の距離測定装置の精密距離測定部に代えて、前記第２のローパスフィルタの出力をＩ’、前記第３のローパスフィルタの出力をＱ’とするとき、位相差θ＝tan⁻（Ｑ’／Ｉ’）を求める位相差演算器と、前記搬送波の波長をλとするとき、精密距離＝（θλ＋２ｎπ）／２π（ｎは整数）として求める精密距離測定部を用いた距離測定装置を使用し、複数の精密距離測定値を得るようにし、前記祖距離測定部で測定された距離を粗初期値とするとき、前記粗初期値と前記複数の精密距離測定値の和のうち、そのときの前記粗距離測定装置の出力に一番近い値を最終測定値とすることを特徴とする距離測定方法。
5. 予め距離Ｌ_０の分かった標準測定板までの距離を請求項２から請求項４のうちいずれか１項に記載の距離測定方法で測定し、その値を標準初期値Ｌ’とし、その後、測定対象物まで距離を前記標準初期値を測定した距離測定方法で測定してその値をＬとするとき、
   （Ｌ_０＋Ｌ−Ｌ’）の値を出力測定値とすることを特徴とする距離測定方法。

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