JPWO2006106774A1 - スペクトル拡散型レーダ装置 - Google Patents

Abstract

スペクトル拡散型レーダ装置（１００）は、第１の発振信号と第２の発振信号と送信用ＰＮ符号とを組み合わせて、スペクトル拡散された拡散信号を生成し、拡散信号を探知用電波として放射する送信部（１０１）と、物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、送信用ＰＮ符号を時間遅延させた受信用ＰＮ符号と第１の発振信号とに基づいて、受信信号を逆拡散して中間周波数信号を生成する受信部（１０２）とを備える。

Description

本発明は、スペクトル拡散方式を利用したレーダ装置に関し、特に、安価で探知距離範囲の広い高性能なスペクトル拡散型レーダ装置に関する。

近年、自動車に搭載されるレーダ装置（以下、車載レーダ装置と呼称する。）に関する技術開発が活発化している。その一例として、スペクトル拡散方式を利用したレーダ装置（以下、スペクトル拡散型レーダ装置と呼称する。）等が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

車載レーダ装置は、衝突回避などの安全性向上、後退発車支援に代表される運転利便性向上などを目的とし、先行車両、後方障害物などの検出に利用される。このような目的において、自車以外の車両に搭載された同種のレーダ装置が発する電磁波による干渉など、不要電波の影響を抑える必要がある。

これに対して、スペクトル拡散型レーダ装置では、拡散に用いるＰＮ符号により送信電波が変調されるため、異なる符号で変調された電波、符号変調のない他方式のレーダ装置では受信機内で信号が抑圧される。また、送信電波は、ＰＮ符号により周波数拡散されるため、単位周波数あたりの電力を小さくすることができ、他の無線システムに与える影響を低くすることができる。そして、ＰＮ符号のチップ・レートと符号周期とを調整することで、距離分解能と最大探知距離との関係を自由に設定することができる。また、電磁波を連続的に送信することが出来るため、ピーク電力が大きくなるということがない。ただし、電波伝搬中に混入した不要電波は、逆拡散処理を施しても、周波数領域上、広帯域に拡散され、狭帯域の濾波器を用いて、不要な雑音や干渉信号を抑圧する。

さらに、スペクトル拡散型レーダ装置は、受信機の構成によって、ヘテロダイン方式とホモダイン方式とに分類される。

「ヘテロダイン方式」とは、送信波の周波数に対して一定の周波数だけ異なる周波数の信号と受信信号とを混合（乗算）することにより、中間周波数に周波数変換し、増幅、検波等の信号処理をする受信方式をいう。

「ホモダイン方式」とは、送信波の周波数と同じ周波数の信号と受信信号とを混合（乗算）することにより、直接ベースバンド信号を得る受信方式をいう。

しかしながら、上記従来の技術においては、ヘテロダイン方式を利用したスペクトル拡散型レーダ装置においては、送信側と受信側との夫々に、フェーズロックループによる周波数安定化装置が必要となり、装置を低価格化することが困難という問題がある。これは、送信側および受信側の局部発振器の発振周波数を高精度に制御し、送信側および受信側の局部発振器の周波数差にあたる中間周波数を濾波器の通過帯域に対して十分安定化する必要があるためである。しかし、以下に述べるホモダイン方式特有の問題が発生しないという特徴がある。

一方、ホモダイン方式を利用したレーダ装置においては、半導体素子の特性ばらつきや周囲温度の変動による直流オフセット等が存在し、直流増幅器が必要となり、レーダ装置の探知可能距離範囲を広く取るために、受信機のダイナミックレンジを大きくするにあたり大きな障害になるという問題がある。これは、送信側と受信側とで共通の局部発振器を用いることで、発振器に要求される周波数安定度を緩和することができるが、受信機の検波出力には直流成分が含まれるためである。

このような課題を解決する方法として、ＰＮ符号にデータ符号を埋め込む手法が考案されており（例えば、特許文献２参照。）、送信側と受信側とで共通の局部発振器を用いつつ、受信機で直流オフセットの問題が発生しないという特徴を有している。
特開平７−１２９３０号公報 特開平１０−５４８７４号公報

しかしながら、ＰＮ符号にデータ符号を埋め込み、データ符号が埋め込まれたＰＮ符号を使用して搬送波信号を拡散変調すると、拡散変調して得られる変調信号に、受信性能に悪影響を及ぼすスプリアス信号が多数発生するという課題がある。これは、データ符号には、基本周波数と、その高調波とが多数含まれる。これにより、ＰＮ符号単独で搬送波信号を拡散変調した場合と比べて、ＰＮ符号に含まれる高調波の数とデータ符号に含まれる高調波の数の積に相当する非常に多数の周波数成分が変調信号に含まれることになる。このとき、ＰＮ符号自体の周波数成分のそれぞれに対して、多数の高調波成分を有するデータ符号により変調が施される。

そして、これらの周波数成分のいずれかが、受信機内部で使用される中間周波数帯内に含まれると、送信部から周波数成分が漏洩し、受信信号と干渉する。ここで、送信部からの信号漏洩が非常に僅かな量であったとしても、反射物体から反射される探知用電波の強度は、物体までの距離に応じて、非常に大きなダイナミックレンジを有しており、特に遠方にある物体からの非常に微弱な反射波を受信する上で障害となる場合がある。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、送信側と受信側とで共通の局部発振器を利用しつつ、直流増幅器を必要としない回路構成であって、さらに、受信動作の障害となるスプリアス信号の発生を抑制し、安価で探知距離範囲の広い高性能なスペクトル拡散型レーダ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係わるスペクトル拡散型レーダ装置は、（ａ）第１の発振信号と第２の発振信号と第１の擬似雑音符号とを組み合わせて、スペクトル拡散された拡散信号を生成し、前記拡散信号を探知用電波として放射する送信回路と、（ｂ）物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、前記第１の擬似雑音符号を時間遅延させた第２の擬似雑音符号と前記第１の発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散して中間周波数信号を生成する受信回路とを備えることを特徴とする。

これによって、送信側と受信側で共通の発振信号を利用することで、発振器に要求される周波数安定度を緩和することができ、特に、フェーズロックループなどの高精度な周波数安定化機能を省略することができる。また、信号処理が施される信号に、直流成分を含まないため、特に、直流増幅器を省略することができる。さらに、直流成分が含まれないから、直流増幅器を用いることなく、直流オフセットの影響を受けずに、比較的容易に広いダイナミックレンジを保ちつつ信号を増幅することができる。

なお、本発明は、スペクトル拡散型レーダ装置として実現されるだけではなく、スペクトル拡散された電波を使用した探知方法（以下、スペクトル拡散型探知方法と呼称する。）等として実現されるとしてもよい。

本発明に係わるスペクトル拡散型レーダ装置によれば、送信側と受信側とで共通の局部発振器を利用しつつ、直流増幅器を必要としない回路構成で、安価で探知距離範囲の広い高性能なレーダ装置を提供することができる。

また、従来の技術においては、送信側において、データ源から供給されるデータ（ビット列）と、送信用ＰＮ符号との間で排他的論理和がとられる。そして、排他的論理和がとられて得られた符号を、局部発振器から供給される発振信号を使用して変調するので、変調して得られた符号に対して、スペクトルの各周波数の上下に、ビット列による多数のスペクトルが生じる。これにより、スペクトル数が非常に多くなるので、平衡変調器、増幅器などによる非線形性の影響によって、多数のスペクトル同士の相互変調が生じる。これによって、受信側における逆拡散処理において、遅延ＰＮ符号との相関特性が劣化し、受信出力のピーク対ノイズの比が劣化する。すなわち、反射が強い物体に弱い物体がマスクされ、物体検出能力が落ちる。

これに対して、本発明に係わるスペクトル拡散型レーダ装置によれば、データ源の代わりに局部発振器が使用されるので、送信部から探知用電波として放射される信号については、スペクトル数が少ないので、相互変調の影響を受けにくく、受信動作の障害となるスプリアス信号の発生を抑制することができる。

図１は、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置を車載レーダ装置とした場合を示す図である。 図２は、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成を示す図である。 図３は、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。 図４Ａは、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置における二周波の送信信号を示す図である。 図４Ｂは、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置における二周波の送信信号を変調した変調信号を示す図である。 図４Ｃは、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置における受信信号を示す図である。 図４Ｄは、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置における受信信号を変調した変調信号を示す図である。 図４Ｅは、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置における二周波の信号とＰＮ符号との関係を示す図である。 図５は、実施の形態２におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成を示す図である。 図６は、実施の形態２におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。 図７は、実施の形態３におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。 図８Ａは、実施の形態４におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。 図８Ｂは、実施の形態４におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成の変形例を示す図である。 図９Ａは、その他の実施の形態における送信部の回路構成を示す図である。 図９Ｂは、その他の実施の形態における送信部の回路構成を示す図である。 図１０は、その他の実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。

符号の説明

１００ スペクトル拡散型レーダ装置
１０１、１０１ａ、１０１ｂ 送信部
１０２ 受信部
１０３ 送信用ＰＮ符号発生部
１０４ 受信用ＰＮ符号発生部
１０５ 信号処理部
１０６ 制御部
１１１、１１１ａ、１１１ｂ 局部発振器
１１２、１１２ａ、１１２ｂ 局部発振器
１１３、１１３ａ、１１３ｂ 平衡変調器
１１４、１１４ａ、１１４ｂ 平衡変調器
１１５ 帯域通過型濾波器
１１６ 減衰器
１１７ 送信用空中線
１２１ 受信用空中線
１２２ 帯域通過型濾波器
１２３ 低雑音増幅器
１２４ 平衡変調器
１２５ 直交復調器
１２５ａ 移相器
１２５ｂ 平衡変調器
１２５ｃ 平衡変調器
１２６ 帯域通過型濾波器
１２７ 増幅器
１２８ 帯域通過型濾波器
１２９ 増幅器
２００ スペクトル拡散型レーダ装置
２０２ 受信部
２０５ 信号処理部
２０６ 制御部
２２５ 直交復調器
２２５ａ 移相器
２２５ｂ 平衡変調器
２２６ 帯域通過型濾波器
２２７ 増幅器
３００、３００ａ スペクトル拡散型レーダ装置
３０１ 送信部
３０６ａ 制御部
３０７ ランダム信号発生部
３１１ 局部発振器
４００ａ、４００ｂ スペクトル拡散型レーダ装置
４０１ａ、４０１ｂ 送信部
４０８ａ、４０８ｂ 繰り返し符号発生器
４０９ａ、４０９ｂ 排他的論理和演算器
４１２ａ、４１２ｂ 平衡変調器
４１３ａ 増幅器

（実施の形態１）
以下、本発明に係わる実施の形態１について図面を参照しながら説明する。

本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置は、下記（ａ）〜（ｊ）に示される特徴を備える。

（ａ）（ａ１）第１の発振信号と第２の発振信号と第１の擬似雑音符号とを組み合わせて、スペクトル拡散された拡散信号を生成し、拡散信号を探知用電波として放射する送信回路と、（ａ２）物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、第１の擬似雑音符号を時間遅延させた第２の擬似雑音符号と第１の発振信号とに基づいて、受信信号を逆拡散して中間周波数信号を生成する受信回路とを備える。

（ｂ）受信回路は、さらに、（ｂ１）受信信号の位相を第２の擬似雑音符号に基づいて変調して変調信号を生成する平衡変調器と、（ｂ２）変調信号の同相信号と直交信号とを中間周波数信号として出力する直交復調器とを備える。

（ｃ）直交復調器は、さらに、（ｃ１）第１の発振信号に対して移相量が９０度異なる第３の発振信号を生成する移相器と、（ｃ２）変調信号と第１の発振信号とを混合して同相信号を生成する第１の平衡変調器と、（ｃ３）変調信号と第３の発振信号とを混合して直交信号を生成する第２の平衡変調器とを備える。

（ｄ）受信回路は、さらに、（ｄ１）直交復調器から同相信号が入力され、同相信号の周波数成分のうち、第２の発振信号のクロック周波数を中心周波数とする帯域を通過する第１の帯域通過型濾波器と、（ｄ２）直交復調器から直交信号が入力され、直交信号の周波数成分のうち、第２の発振信号のクロック周波数を中心周波数とする帯域を通過する第２の帯域通過型濾波器と、（ｄ３）第１の帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、第１の帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する第１の増幅器と、（ｄ４）第２の帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、第２の帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する第２の増幅器とを備える。

（ｅ）送信回路は、第１の発振信号と第２の発振信号とを混合して中間信号を生成し、中間信号の位相を第１の擬似雑音符号に基づいて変調して拡散信号を生成する。

（ｆ）送信回路は、さらに、（ｆ１）第１の発振信号を生成する第１の局部発振器と、（ｆ２）第２の発振信号を生成する第２の局部発振器と、（ｆ３）第１の発振信号と第２の発振信号とを混合して中間信号を生成する第１の平衡変調器と、（ｆ４）中間信号の位相を第１の擬似雑音符号に基づいて変調して拡散信号を生成する第２の平衡変調器とを備える。

（ｇ）スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、同相信号、および直交信号に基づいて、受信信号の強度を算出し、強度と基準値とを照合し、物体の存在を判定する信号処理回路を備える。

（ｈ）信号処理回路は、さらに、同相信号、および直交信号に基づいて、第２の擬似雑音符号を生成するにあたり第１の擬似雑音符号に対して遅延させた時間を特定し、時間から物体との距離を算出する。

（ｉ）信号処理回路は、さらに、第２の発振信号、同相信号、および直交信号に基づいて、受信信号の位相を算出し、位相の時間変化から物体との相対速度を算出する。

（ｊ）スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、（ｊ１）第１の擬似雑音符号としてＭ系列符号を生成する第１の擬似雑音符号発生回路と、（ｊ２）第２の擬似雑音符号としてＭ系列符号を生成する第２の擬似雑音符号発生回路とを備える。

具体的には、第１の発振信号と第２の発振信号とを混合して中間信号を生成し、中間信号の位相を送信用ＰＮ符号に基づいて変調して拡散信号を生成し、拡散信号を探知用電波として放射する。そして、物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、受信信号の位相を受信用ＰＮ符号に基づいて変調して変調信号を生成し、変調信号と第１の発振信号とに基づいて、変調信号の同相信号と直交信号とを生成し、同相信号、および直交信号に基づいて、物体を探知する。

例えば、図１に示されるように、スペクトル拡散型レーダ装置は、車両１１のフロントとテールとに備え、先行車両１２、障害物１３等の物体に対して、探知用電波を放射し、物体により反射された探知用電波を受信し、受信した探知用電波に基づいて、障害物の有無、距離、相対速度を算出する。

以上の点を踏まえて本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置について説明する。

先ず、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成について説明する。

図２に示されるように、一例として、スペクトル拡散型レーダ装置１００は、送信部１０１、受信部１０２、送信用ＰＮ符号発生部１０３、受信用ＰＮ符号発生部１０４、信号処理部１０５、制御部１０６等を備える。

送信部１０１は、先行車両、障害物等の物体に対して、探知用電波を放射する。

受信部１０２は、物体により反射された探知用電波を受信する。

送信用ＰＮ符号発生部１０３は、制御部１０６から供給されるタイミング信号に基づいて、ＰＮ符号を生成し、生成したＰＮ符号を送信部１０１に供給する。

受信用ＰＮ符号発生部１０４は、制御部１０６から供給されるタイミング信号に基づいて、送信用ＰＮ符号発生部１０３が生成するＰＮ符号を時間遅延させたＰＮ符号を生成し、生成したＰＮ符号を受信部１０２に供給する。

信号処理部１０５は、送信用ＰＮ符号発生部１０３に対する受信用ＰＮ符号発生部１０４の符号遅延時間τ、送信部１０１から供給される基準信号、および受信部１０２から出力される信号に基づいて、障害物の有無、距離、相対速度を算出する。

制御部１０６は、送信用ＰＮ符号発生部１０３と受信用ＰＮ符号発生部１０４とにタイミング信号を供給する。ここでは、一例として、２．５［Ｇｂｐｓ］のタイミング信号を供給する。

「ＰＮ符号」とは、２値の擬似雑音信号をいう。ここでは、一例として、ＰＮ符号としてよく知られているＭ系列符号を用いることとする。そして、送信用ＰＮ符号発生部１０３および受信用ＰＮ符号発生部１０４は、夫々、１１段の線形帰還シフトレジスタを備え、繰り返し周期２０４７のＰＮ符号を生成し供給する。

続いて、実施の形態１における送信部について説明する。

図３に示されるように、送信部１０１は、さらに、局部発振器１１１、局部発振器１１２、平衡変調器１１３、平衡変調器１１４、帯域通過型濾波器１１５、減衰器１１６、送信用空中線１１７等を備える。

局部発振器１１１は、搬送波としてマイクロ波帯、又はミリ波帯の発振信号を生成し、生成した信号を平衡変調器１１３、受信部１０２に供給する。ここでは、一例として、２４［ＧＨｚ］の発振信号を生成する。

局部発振器１１２は、基準信号を生成し、生成した基準信号を平衡変調器１１３、信号処理部１０５に供給する。ここでは、一例として、４５５［ｋＨｚ］の基準信号を生成する。

なお、基準信号のクロック周波数は、受信信号の相関特性を向上させるために、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号の周期の周波数の整数分の１の周波数であることが好ましい。

平衡変調器１１３は、局部発振器１１１から供給される発振信号と、局部発振器１１２から供給される基準信号とを混合（乗算）し、図４Ａで示される変調信号を出力する。このとき、局部発振器１１１から供給される発振信号の周波数をｆ_ｃとし、局部発振器１１２から供給される基準信号のクロック周波数をｆ_１とすると、出力される信号の主な成分は、周波数ｆ_ｃ−ｆ_１の信号と周波数ｆ_ｃ＋ｆ_１の信号の二周波となる。

平衡変調器１１４は、平衡変調器１１３から出力される変調信号の位相を、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号に基づいて変調し、図４Ｂで示される変調信号を出力する。このとき、平衡変調器１１４は、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号を利用し、平衡変調器１１３から出力される信号に対して拡散処理を施す。具体的には、平衡変調器１１３においてアップコンバートされた信号を、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号に基づいて、位相反転を行い、平衡変調器１１３から出力される信号に対して、ＢＰＳＫ変調器のように位相変調を行い、広帯域にスペクトル拡散された信号を出力する。

帯域通過型濾波器１１５は、平衡変調器１１４から出力される変調信号、すなわち、拡散処理が施された信号のうち、不要な成分を取り除くために、必要に応じて挿入される。

減衰器１１６は、電波法令上の規制により空中線電力を制限しなければならない場合において、必要に応じて挿入される。

送信用空中線１１７は、帯域通過型濾波器１１５、減衰器１１６等を介して平衡変調器１１４から出力された変調信号を探知用電波として放射するアンテナである。

続いて、実施の形態１における受信部について説明する。

図３に示されるように、受信部１０２は、さらに、受信用空中線１２１、帯域通過型濾波器１２２、低雑音増幅器１２３、平衡変調器１２４、直交復調器１２５、帯域通過型濾波器１２６，１２８、増幅器１２７，１２９等を備える。

受信用空中線１２１は、物体に反射された探知用電波を受信信号（例えば、図４Ｃ参照。）として受信するアンテナである。

帯域通過型濾波器１２２は、受信用空中線１２１を介して受信した受信信号のうち、レーダ動作に寄与しない周波数成分をもった干渉電波や雑音を除去するために、必要に応じて挿入される。ここでは、受信用空中線１２１と低雑音増幅器１２３との間に挿入されている。

低雑音増幅器１２３は、信号対雑音比を良好に保つために、必要に応じて挿入されている。ここでは、帯域通過型濾波器１２２と平衡変調器１２４との間に挿入されている。

平衡変調器１２４は、受信用空中線１２１を介して受信して帯域通過型濾波器１２２、低雑音増幅器１２３等を介して出力される信号の位相を、受信用ＰＮ符号発生部１０４から供給されるＰＮ符号に基づいて変調し、図４Ｄで示される変調信号を出力する。このとき、送信用ＰＮ符号発生部１０３に対する受信用ＰＮ符号発生部１０４の符号遅延時間τが、探知目標物までの距離に相当する遅延時間と等しい場合には、受信した探知用電波に含まれるＰＮ符号と受信用ＰＮ符号発生部１０４から供給されるＰＮ符号との位相が一致し、広帯域にスペクトル拡散されている信号が逆拡散されて復元され、周波数がｆ_ｃ−ｆ_１である信号とｆ_ｃ＋ｆ_１である信号とを出力する。一方、探知目標物までの距離に相当する遅延時間と異なっている場合には、出力信号は、広帯域にスペクトル拡散されたままとなる。そして、周波数がｆ_ｃ−ｆ_１である信号成分とｆ_ｃ＋ｆ_１である信号成分との強度は、遅延時間が一致する場合と比べて、ＰＮ符号の自己相関特性により決定される量だけ減衰される。

ここで、ＰＮ符号としてよく知られたＭ系列符号を用いれば、自己相関は、ＰＮ符号の位相が一致する場合にのみピークをもつため、制御部１０６によって、ＰＮ符号の遅延時間を逐次変化させながら平衡変調器１２４の出力をモニタし、周波数がｆ_ｃ−ｆ_１である信号と、ｆ_ｃ＋ｆ_１である信号とが現れたときの遅延時間から、信号処理部１０５は、障害物の有無とその距離を算出することができる。

ここでは、図４Ｅに示されるように、ＰＮ符号の周波数ｆ_ｐが基準信号のクロック周波数ｆ_１よりも大きいとすることが望ましい。これは、ＰＮ符号の周波数ｆ_ｐが基準信号のクロック周波数ｆ_１よりも小さければ、発振信号の周波数ｆ_ｃを中心にして二つの変調信号に分かれる。このため、電磁波放射に関する法規制などの規格に適合させるにあたって、通常、それら二つの変調信号の一方を選択するための帯域通過型濾波器が必要になる。結果、変調信号の電力の少なくとも半分が失われることになる。これに対して、ＰＮ符号の周波数ｆ_ｐが基準信号のクロック周波数ｆ_１よりも大きくすることで、変調信号が分かれることを防ぐ。そして、変調信号の電力を全て有効に活用することができる。また、変調信号の一方を選択するための帯域通過型濾波器を不要とすることができる。

直交復調器１２５は、送信部１０１から供給される周波数ｆ_ｃの信号を使用し、平衡変調器１２４から出力される変調信号、すなわち、逆拡散処理が施された信号を、中間周波数の同相信号と直交信号とに変換する。

帯域通過型濾波器１２６、１２８は、不要な干渉信号を除去して、ｆ_１±ｆ_ｄの周波数成分のみを通過させる。このとき、直交復調器１２５の出力信号として必要な周波数成分は、スペクトル拡散型レーダ装置と探知目標物との相対速度に対応するドップラーシフトｆ_ｄだけ、局部発振器１１２の発振周波数ｆ_１から周波数偏移を受けた周波数ｆ_１±ｆ_ｄである。

増幅器１２７は、帯域通過型濾波器１２６から出力された信号を増幅して信号処理部１０５へ出力する。

増幅器１２９は、帯域通過型濾波器１２８から出力された信号を増幅して信号処理部１０５へ出力する。

なお、平衡変調器１２４の出力には、障害物の反射係数と距離に応じて非常に広いダイナミックレンジの信号が生成されることに留意しなければならない。例えば、探知用電波の周波数として、準ミリ波帯の２４［ＧＨｚ］帯を採用し、送受信の空中線にそれぞれ１５［ｄＢｉ］の利得を有するものを用いる場合において、２０［ｍ］遠方の自転車など、レーダ断面積として−５［ｄＢｓｍ］程度の反射能率を有する目標物を検出する場合の受信電力と、ごく至近距離にある物体や、金属板など電波反射能率が大きい物体からの反射により、送信電力が損失を受けることなく受信機に入力される場合の受信電力を考慮すると、１００［ｄＢ］程度のダイナミックレンジが必要となる。

これに対して、増幅器１２７、１２９に対数増幅器を用いれば、信号処理部１０５の入力ダイナミックレンジを飛躍的に緩和することができる。そして、１００［ｄＢ］程度のダイナミックレンジに渡る受信信号であっても、比較的容易に信号処理部１０５で取り扱うことができる。この場合において、対数増幅器として、（ａ）入力信号の強度の対数に比例する信号と、（ｂ）入力信号を振幅制限して増幅した信号とを出力することができるものを用いることで、受信信号の強度Ａと位相φの両方の情報を損なうことなく信号処理部１０５に伝達することができる。結果、障害物との距離および相対速度を計測することができる。

続いて、実施の形態１における直交復調器について説明する。

直交復調器１２５は、さらに、移相器１２５ａ、平衡変調器１２５ｂ、１２５ｃを備える。

移相器１２５ａは、局部発振器１１１から周波数ｆ_ｃの信号が供給され、供給された信号と９０度位相が異なる信号を出力する。

平衡変調器１２５ｂは、平衡変調器１２４から出力された信号と、局部発振器１１１から供給される周波数ｆ_ｃの信号を混合（乗算）して出力する。

平衡変調器１２５ｃは、平衡変調器１２４から出力された信号と、移相器１２５ａから出力される信号とを混合（乗算）して出力する。

ここで、平衡変調器１２４の出力信号をＲ（ｔ）とし、平衡変調器１２５ｂの出力信号をＩ（ｔ）とし、平衡変調器１２５ｃの出力信号をＱ（ｔ）とし、Ｒ（ｔ）は送信部の平衡変調器１１３から出力され、局部発振器１１１から供給される発振信号と、局部発振器１１２から供給される基準信号とを混合（乗算）した信号が周波数拡散され、障害物まで往復伝播してから逆拡散により復元される過程で、衡変調器１１３の出力信号がτだけ遅延した信号であることに留意すると、それぞれ、数式（１）〜数式（３）で表される。

ここで、φ_ｃは、搬送波の位相を表しており、Δφ_ｃ＝−２πｆ_ｃτは伝播遅延による搬送波の位相回転を表している。また、φ_１は基準信号の位相を表しており、Δφ_１＝−２πｆ_１τは伝播遅延による基準信号の位相回転を表している。

さらに、Ｉ（ｔ）の周波数成分のうち、帯域通過型濾波器１１６を通過して出力される信号をＩ’（ｔ）とし、Ｑ（ｔ）の周波数成分のうち、帯域通過型濾波器１１８を通過して出力される信号をＱ’（ｔ）とすると、それぞれ、数式（４）、数式（５）で表される。

ここで、数式（４）および数式（５）で表されるＩ’（ｔ）とＱ’（ｔ）の信号強度をＡＩ，ＡＱとすると、ＡＩは、数式（６）で表され、ＡＱは、数式（７）で表される。そして、ＡＩとＡＱとを用いることによって、受信信号の信号強度Ａは、数式（８）のように算出することができる。また、位相φ_ｃ＋Δφ_ｃはＩ’（ｔ）を振幅制限した信号と基準信号との積の直流成分として得ることができる数式（１１）で表されるＩ”と、Ｑ’（ｔ）を振幅制限した信号と基準信号との積の直流成分として得ることができる数式（１２）で表されるＱ”を用いて、数式（９）、数式（１０）から求めることができる。

これにより、障害物の存在は、信号強度Ａを基準値と照合することで判定することができ、相対速度は、ドップラー効果により生じる位相φ_ｃ＋Δφ_ｃの時間変化から計測することができる。

なお、相対速度の計測が必要ない場合には、受信信号の位相φ_ｃ＋Δφ_ｃを知るために、振幅制限して増幅した信号を省略し、スペクトル拡散型レーダ装置１００の構成を簡単化することもできる。

なお、受信信号強度の情報の一部が損なわれることを許容できる場合には、同相信号、および直交信号のいずれかを省略し、スペクトル拡散型レーダ装置１００の構成をさらに簡単化することができる。この場合には、信号伝播による受信信号の位相回転量Δφ_ｃの値により、本来の受信信号強度Ａが数式（６）、又は数式（７）のように減衰されることになる。

なお、減衰器１１６の代わりに電力増幅器を用い、大きな空中線電力を得るようしてもよい。

ここで、本発明のスペクトル拡散型レーダ装置は、ＰＮ符号にデータ符号を埋め込んだ符号を用いて、単一周波数の搬送波信号に拡散変調を施した信号を送信信号として用いる従来技術によるレーダ装置に比べ、送受信器間での信号干渉特性に優れているという特徴がある。すなわち、一般にスペクトル拡散された変調信号には多数の周波数成分が含まれており、これらの周波数成分が送信器から受信機へ漏洩し、受信機内部で受信信号と干渉することが考えられるが、本方式では送信機内で、平衡変調器１１３から出力される変調信号の主な周波数成分は周波数ｆ_ｃ−ｆ_１の信号と周波数ｆ_ｃ＋ｆ_１の２周波であるので、平衡変調器１１４から出力されるスペクトル拡散された信号に含まれる周波数成分は、単一周波数の搬送波信号に対してＰＮ符号で周波数拡散した信号に含まれる周波数成分の数の２倍にとどまっており、かつ、周波数成分は全て２周波信号を中心として、ＰＮ符号自体に含まれる周波数成分で変調することにより発生する側波帯に分布しており、ＰＮ符号の符号レートをＲ_ｃとすると、主な周波数成分はｆ_ｃ±（Ｒ_ｃ＋ｆ_１）の範囲内に留まり、受信機内部の中間周波数ｆ_１はｆ_ｃ−（Ｒ_ｃ＋ｆ_１）で与えられる周波数よりも十分低い周波数とすることが出来るので、信号干渉を抑制することができる。

これに対して、ＰＮ符号にデータ符号を埋め込んだ符号を用いる従来技術では、受信機内部の中間周波数はデータ符号の基本周波数と一致させる必要があるが、ＰＮ符号にデータ符号を埋め込んだ符号の周波数成分自体がデータ符号の基本周波数を含んだ周波数領域に分布するため、信号干渉による受信性能の劣化が顕著となる。

以上、説明したように実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置１００によれば、直交復調器１２５に供給される搬送波と、探知用電波として送信される搬送波とを、共通の局部発振器を使用して生成していることで、発振器に要求される周波数安定度を緩和することができ、特に、フェーズロックループなどの高精度な周波数安定化機能を省略することができる。また、帯域通過型濾波器１１５，１１６から出力される信号は、数式（４）、数式（５）として表され、直流成分を含まないため、特に、直流増幅器を省略することができる。さらに、信号には直流成分が含まれないから、直流増幅器を用いることなく、直流オフセットの影響を受けずに、比較的容易に広いダイナミックレンジを保ちつつ信号を増幅することができる。これから、送信側と受信側で共通の局部発振器を利用しつつ、フェーズロックループ、直流増幅器等を必要としない回路構成であり、安価で探知距離範囲の広い高性能なレーダ装置を提供することができる。

（実施の形態２）
次に、本発明に係わる実施の形態２について図面を参照しながら説明する。

本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置は、下記（ａ）、（ｂ）に示される特徴を備える。

（ａ）直交復調器は、さらに、（ａ１）第１の発振信号と第１の発振信号に対して移相量が９０度異なる第３の発振信号とを逐次的に出力する移相器と、（ａ２）変調信号と移相器から出力される信号とを混合して同相信号と直交信号とを逐次的に生成する平衡変調器とを備える。

（ｂ）受信回路は、さらに、（ｂ１）直交復調器から同相信号と直交信号とが逐次的に入力され、同相信号と直交信号との周波数成分のうち、第２の発振信号のクロック周波数を中心周波数とする帯域を通過する帯域通過型濾波器と、（ｂ２）帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する増幅器とを備える。

具体的には、制御器から直交復調器へ逐次的に供給される位相量切替信号に基づいて、同相と直交位相とのいずれかの位相の信号が逐次的に切り替わって直交復調器から出力される。

以上の点を踏まえて本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置について説明する。なお、実施の形態１の構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

先ず、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成について説明する。

図５に示されるように、スペクトル拡散型レーダ装置２００は、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置１００（例えば、図２参照。）と比べて、下記（１）〜（３）の点が異なる。

（１）受信部１０２の代わりに受信部２０２を備える。

（２）信号処理部１０５の代わりに信号処理部２０５を備える。

信号処理部２０５は、送信用ＰＮ符号発生部１０３に対する受信用ＰＮ符号発生部１０４の符号遅延時間τ、および入力される信号に基づいて、障害物の有無、距離、相対速度を算出する。

（３）制御部１０６の代わりに制御部２０６を備える。

制御部２０６は、直交復調器２２５から出力される信号を、Ｉ’（ｔ）とＱ’（ｔ）との信号を逐次的に交互に切り替える制御信号を直交復調器２２５と信号処理部２０５に供給する。

なお、信号処理部２０５は、制御部２０６から直交復調器２２５へ供給される制御信号に応じて、数式（４）で表される信号、および数式（５）で表される信号のいずれかが入力される。また、信号処理部２０５にも移相量を切り替える制御信号（以下、移相量切替信号と呼称する。）が入力される。

続いて、実施の形態２における受信部の構成について説明する。

図６に示されるように、受信部２０２は、受信部１０２と比べて、下記（１）〜（３）の点が異なる。

（１）直交復調器１２５の代わりに直交復調器２２５を備える。

直交復調器２２５は、移相器２２５ａ、平衡変調器２２５ｂ等を備える。

移相器２２５ａは、移相量を切り替える機能を有する。具体的には、制御部２０６から供給される移相量切替信号に基づいて、送信部１０１から供給される発振周波数ｆ_ｃの信号を、同相と直交位相とのいずれかの位相に切り替えて出力する。

平衡変調器２２５ｂは、平衡変調器１２４から出力された信号、すなわち、逆拡散処理が施された信号と、移相器２２５ａから出力される信号とを混合（乗算）して出力する。このとき、制御部２０６から移相器２２５ａへ供給される移相量切替信号に基づいて、同相と直交位相とのいずれかの位相で同期検波した信号を出力する。具体的には、同相の信号が移相器２２５ａから出力された場合には、数式（２）で表される信号を出力する。一方、局部発振器１１１から供給される信号と９０度位相が異なる信号が移相器２２５ａから出力された場合には、数式（３）で表される信号を出力する。

（２）帯域通過型濾波器１２６、１２８の代わりに帯域通過型濾波器２２６を備える。

帯域通過型濾波器２２６は、不要な干渉信号を除去してｆ_１±ｆ_ｄの周波数成分のみを通過させる。

（３）増幅器１２７、１２９の代わりに増幅器２２７を備える。

増幅器２２７は、帯域通過型濾波器２２６から出力された信号を増幅して信号処理部２０５へ出力する。

これにより、二つ要した帯域通過型濾波器を一つに省略することができる。

以上、説明したように実施の形態２におけるスペクトル拡散型レーダ装置によれば、同相と直交位相とのいずれかの位相の信号を逐次的に切り替えるため、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置と同程度の信号品質を得ようとすると、２倍程度の時間が必要となる。また、高速で移動する障害物に対しては、同相信号と直交信号とを逐次切り替えている間に、位置が移動することにより、正確な信号が得られない場合がある。しかし、許容できる場合、例えば、簡易的な用途に利用する場合には、直交復調器と信号処理器との間の信号伝達路を１系統にすることができ、構成を簡単化することができる。

（実施の形態３）
次に、本発明に係わる実施の形態３について図面を参照しながら説明する。

本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置は、下記（ａ）に示される特徴を備える。

（ａ）スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、第１の発振信号の周波数をランダムに変化させるランダム信号を発生させるランダム信号発生回路を備える。

以上の点を踏まえて本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置について説明する。なお、実施の形態１の構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

先ず、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成について説明する。

図７に示されるように、スペクトル拡散型レーダ装置３００は、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置１００（例えば、図３参照。）と比べて、下記（１）、（２）の点が異なる。

（１）送信部１０１の代わりに送信部３０１を備える。

送信部３０１は、局部発振器１１１の代わりに局部発振器３１１を備える。

局部発振器３１１は、ランダム信号発生部３０７から供給されるランダム信号に応じて、周波数を離散的または連続的に変化させながら発振信号を生成する。ここでは、一例として、帯域通過型濾波器１２６、１２８の通過帯域を基準にして発振信号の周波数を変化させる。

例えば、ランダム信号が供給されていない場合において、局部発振器３１１から供給される発振信号の周波数をｆ_１とする。一方、ランダム信号が供給されている場合において、局部発振器３１１から供給される発振信号の周波数をｆ_１±Δｆ_ｒとする。ここで、変位Δｆ_ｒは、ランダム信号に追随して変化する周波数である。また、局部発振器１１２から供給される基準信号のクロック周波数をｆ_２とする。帯域通過型濾波器１２６、１２８の通過帯域の上限周波数をｆ_ｂｈとし、下限周波数をｆ_ｂｌとする。この場合において、“Δｆ_ｒ＞ｆ_ｂｈ−ｆ_２”かつ“Δｆ_ｒ＞ｆ_２−ｆ_ｂｌ”の条件を満たす範囲で変位Δｆｒを変化させる。なお、ドップラーシフトｆ_ｄを考慮する場合は、“Δｆ_ｒ＞ｆ_ｂｈ−ｆ_２＋ｆ_ｄ”かつ“Δｆ_ｒ＞ｆ_２−ｆ_ｂｌ＋ｆ_ｄ”の条件を満たす範囲で変位Δｆｒを変化させる。

（２）新たにランダム信号発生部３０７を備える。

ランダム信号発生部３０７は、ランダム信号を生成し、生成したランダム信号を局部発振器３１１に供給する。

ここで、受信用空中線１２１を介して、所望の反射波が受信されると、周波数ｆ１＋ｆ２と周波数ｆ１−ｆ２との変調信号が平衡変調器１２４から出力され、妨害波が受信されると、周波数ｆ１＋ｆ２の妨害信号が平衡変調器１２４からリークされる場合を例に説明する。

この場合において、発振信号が平衡変調器１２５ｂ、１２５ｃにも供給されるので、ランダム信号に追随して周波数が変化する変調信号は、平衡変調器１２５ｂ、１２５ｃにおいて、支障なく復調される。一方、周波数が一定の妨害信号は、平衡変調器１２５ｂ、１２５ｃにおいて、帯域通過型濾波器１２６、１２８で取り除かれる信号に復調される。

これにより、ランダム信号発生部３０７がなければ、変調信号の周波数が固定されるので、妨害信号と変調信号とを区別することができない。一方、ランダム信号発生部３０７があれば、妨害信号の周波数がランダム信号に追随して変化しない限り、妨害信号と変調信号とを区別することができる。

以上、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置３００によれば、似たような周波数であっても、妨害波の影響によって平衡変調器１２４からリークされる妨害信号と、所望の反射波によって平衡変調器１２４から出力される変調信号とを区別することができる。

（実施の形態４）
次に、本発明に係わる実施の形態４について図面を参照しながら説明する。

本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置は、下記（ａ）、（ｂ）に示される特徴を備える。

（ａ）第１の発振信号を第１の擬似雑音符号で変調して、スペクトル拡散された拡散信号を探知用電波として放射し、物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、第２の擬似雑音符号と第１の発振信号とに基づいて、受信信号を逆拡散して復調信号を生成するスペクトル拡散型レーダ装置であって、（ａ１）所定の周波数で符号を発生させることで繰り返し符号を生成する繰り返し符号発生回路と、（ａ２）第１の擬似雑音符号を時間遅延させた擬似雑音符号と繰り返し符号との間で排他的論理和演算を行って得られた結果を第２の擬似雑音符号として出力する排他的論理和演算回路とを備える。

（ｂ）繰り返し符号発生回路と排他的論理和演算回路とが同一の半導体集積回路に集積されている。

以上の点を踏まえて本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置について説明する。なお、実施の形態１の構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

先ず、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成について説明する。

図８Ａに示されるように、スペクトル拡散型レーダ装置４００ａは、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置１００（例えば、図３参照。）と比べて、下記（１）〜（３）の点が異なる。

（１）送信部１０１の代わりに送信部４０１ａを備える。

送信部４０１ａは、局部発振器１１２、平衡変調器１１３、平衡変調器１１４の代わりに、平衡変調器４１２ａ、増幅器４１３ａを備える。

このとき、平衡変調器４１２ａは、局部発振器１１１から供給される発振信号（例えば、２４［ＧＨｚ］。）の位相を、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号に基づいて変調し、変調して得られた変調信号を出力する。増幅器４１３ａは、平衡変調器４１２ａから出力される変調信号を増幅し、増幅して得られた信号を出力する。そして、増幅器４１３ａから出力された信号が、帯域通過型濾波器１１５、減衰器１１６、送信用空中線１１７を介して、探知用電波として放射される。

（２）新たに繰り返し符号発生器４０８ａを備える。

繰り返し符号発生器４０８ａは、１，０，１，０，・・・のように、繰り返し符号を生成し、生成した繰り返し符号を排他的論理和演算器４０９ａに供給する。ここでは、一例として、４５５［ｋＨｚ］で繰り返し符号を生成する。

なお、繰り返し符号のクロック周波数の１／２の周波数は、受信信号の相関特性を向上させるために、第１の擬似雑音符号の周期の周波数の整数分の１の周波数であることが好ましい。ここで、繰り返し符号のクロック周波数の１／２の周波数は、繰り返し符号が「１，０，１，０・・・」であった場合は、その矩形波の周波数そのものを意味する。

（３）新たに排他的論理和演算器４０９ａを備える。

排他的論理和演算器４０９ａは、受信用ＰＮ符号発生部１０４から供給されるＰＮ符号と、繰り返し符号発生器４０８ａから供給される繰り返し符号との間で排他的論理和をとり、排他的論理和をとって得られた符号を受信部１０２の平衡変調器１２４へ出力する。

なお、ここでは、一例として、繰り返し符号発生器４０８ａと排他的論理和演算器４０９ａとが同一の半導体集積回路に集積されているとする。そして、その半導体集積回路の外部へ、排他的論理和演算器４０９ａから出力される符号が出力されても、繰り返し符号発生器４０８ａから供給される繰り返し符号は出力されない。これによって、繰り返し符号がプリント基板上に流出しない限り、繰り返し符号の周波数またはその高調波を帯域通過型濾波器１２６、１２８で選択して増幅器１２７、１２９で増幅するときに、繰り返し符号発生器４０８ａからリークされる信号によって、直交復調器１２５を通過した非常に微弱な信号に影響を与えることを防止することができる。

また、図８Ｂに示されるように、繰り返し符号発生器４０８ｂと排他的論理和演算器４０９ｂとが同一の半導体集積回路に集積されて送信側に備わるとしてもよい。このとき、送信部４０１ｂは、局部発振器１１２、平衡変調器１１３、平衡変調器１１４の代わりに、平衡変調器４１２ｂを備える。さらに、平衡変調器４１２ｂは、局部発振器１１１から供給される発振信号（例えば、２４［ＧＨｚ］。）の位相を、排他的論理和演算器４０９ｂから出力される符号に基づいて変調し、変調して得られた変調信号を出力する。そして、平衡変調器４１２ａから出力された信号が、帯域通過型濾波器１１５、減衰器１１６、送信用空中線１１７を介して、探知用電波として放射される。これによって、繰り返し符号がプリント基板上に流出しない限り、繰り返し符号発生器４０８ｂからリークされる信号によって、受信部１０２に与える影響を抑止することができる。

しかし、繰り返し符号発生器４０８ｂ、排他的論理和演算器４０９ｂを送信側よりも受信側に備える方が、スプリアスの影響が少ないという利点がある。これは、送信側で純粋に正弦波の単一スペクトラムを拡散しただけで変調信号が生成される。結果、その変調信号に含まれているスペクトル数が少なく、受信側のアンプなどで相互変調するときにスプリアスの発生が少ない。従って、自己相関特性の劣化や、スプリアスによる受信信号の妨害などが少ないという利点がある。

以上、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置４００ａによれば、送信部４０１ａにおいて、搬送波と送信用ＰＮ符号とが直接変調される。変調されて得られた信号が送信用空中線１１７などを介して、探知用電波として放射される。そして、受信部１０２において、送信用ＰＮ符号を遅延させた受信用ＰＮ符号と繰り返し符号との間で排他的論理和をとって得られた信号を使用して平衡変調器１２４で逆拡散される。

例えば、従来の技術においては、送信側において、データ源から供給されるデータ（ビット列）と、送信用ＰＮ符号との間で排他的論理和がとられる。そして、排他的論理和がとられて得られた符号を、局部発振器から供給される発振信号を使用して変調するので、変調して得られた符号に対して、スペクトルの各周波数の上下に、ビット列による多数のスペクトルが生じる。これにより、スペクトル数が非常に多くなるので、平衡変調器４１２ａ、増幅器４１３ａ、低雑音増幅器１２３などによる非線形性の影響によって、多数のスペクトル同士の相互変調が生じる。これによって、受信側における逆拡散処理において、遅延ＰＮ符号との相関特性が劣化し、受信出力のピーク対ノイズの比が劣化する。すなわち、反射が強い物体に弱い物体がマスクされ、物体検出能力が落ちる。

これに対して、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置４００ａによれば、送信部４０１ａから探知用電波として放射される信号については、スペクトル数が少ないので、相互変調の影響を受けにくい。

（その他）
なお、送信回路は、第２の発振信号の位相を第１の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成し、中間信号と第１の発振信号とを混合して拡散信号を生成するとしてもよい。

このとき、（ａ）送信回路は、さらに、（ｂ）第１の発振信号を生成する第１の局部発振器と、（ｃ）第２の発振信号を生成する第２の局部発振器と、（ｄ）第２の発振信号の位相を第１の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成する第１の平衡変調器と、（ｅ）中間信号と第１の発振信号とを混合して拡散信号を生成する第２の平衡変調器とを備える。

例えば、図９Ａに示されるように、送信部１０１の代わりに、送信部１０１ａを備えるとしてもよい。ここで、送信部１０１ａは、局部発振器１１１、平衡変調器１１３、平衡変調器１１４の代わりに、局部発振器１１１ａ、局部発振器１１２ａ、平衡変調器１１３ａ、平衡変調器１１４ａを備える。このとき、平衡変調器１１３ａは、局部発振器１１２ａから供給される基準信号（例えば、４５５［ｋＨｚ］。）の位相を、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号に基づいて変調し、変調して得られた変調信号を出力する。平衡変調器１１４ａは、局部発振器１１１ａから供給される発振信号（例えば、２４［ＧＨｚ］。）と、平衡変調器１１３ａから出力される変調信号とを混合（乗算）し、混合して得られた信号を出力する。そして、平衡変調器１１４ａから出力された信号が、帯域通過型濾波器１１５、減衰器１１６、送信用空中線１１７などを介して、探知用電波として放射される。

なお、送信回路は、第１の発振信号の位相を第１の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成し、中間信号と第２の発振信号とを混合して拡散信号を生成するとしてもよい。

このとき、送信回路は、さらに、（ａ）第１の発振信号を生成する第１の局部発振器と、（ｂ）第２の発振信号を生成する第２の局部発振器と、（ｃ）第１の発振信号の位相を第１の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成する第１の平衡変調器と、（ｄ）中間信号と第２の発振信号とを混合して拡散信号を生成する第２の平衡変調器とを備える。

例えば、図９Ｂに示されるように、送信部１０１の代わりに、送信部１０１ｂを備えるとしてもよい。ここで、送信部１０１ｂは、局部発振器１１１、局部発振器１１２、平衡変調器１１３、平衡変調器１１４の代わりに、局部発振器１１１ｂ、局部発振器１１２ｂ、平衡変調器１１３ｂ、平衡変調器１１４ｂを備える。

このとき、平衡変調器１１３ｂは、局部発振器１１１ｂから供給される発振信号（例えば、２４［ＧＨｚ］。）の位相を、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号に基づいて変調し、変調して得られた変調信号を出力する。平衡変調器１１４ｂは、局部発振器１１２ｂから供給される基準信号（例えば、４５５［ｋＨｚ］。）と、平衡変調器１１３ｂから出力される変調信号とを混合（乗算）し、混合して得られた信号を出力する。そして、平衡変調器１１４ｂから出力された信号が、帯域通過型濾波器１１５、減衰器１１６、送信用空中線１１７などを介して、探知用電波として放射される。

なお、図１０に示されるように、ランダム信号発生部３０７の代わりに、制御部３０６ａから局部発振器３１１に供給される制御信号に応じて、局部発振器３１１から供給される発振信号の周波数を変化させるとしてもよい。

なお、局部発振器１１１は、シングルエンド信号で発振信号を供給するとしてもよいし、差動信号で発振信号を供給するとしてもよい。

本発明は、安価で高性能なレーダ装置等として、利用することができる。

本発明は、スペクトル拡散方式を利用したレーダ装置に関し、特に、安価で探知距離範囲の広い高性能なスペクトル拡散型レーダ装置に関する。

近年、自動車に搭載されるレーダ装置（以下、車載レーダ装置と呼称する。）に関する技術開発が活発化している。その一例として、スペクトル拡散方式を利用したレーダ装置（以下、スペクトル拡散型レーダ装置と呼称する。）等が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

車載レーダ装置は、衝突回避などの安全性向上、後退発車支援に代表される運転利便性向上などを目的とし、先行車両、後方障害物などの検出に利用される。このような目的において、自車以外の車両に搭載された同種のレーダ装置が発する電磁波による干渉など、不要電波の影響を抑える必要がある。

これに対して、スペクトル拡散型レーダ装置では、拡散に用いるＰＮ符号により送信電波が変調されるため、異なる符号で変調された電波、符号変調のない他方式のレーダ装置では受信機内で信号が抑圧される。また、送信電波は、ＰＮ符号により周波数拡散されるため、単位周波数あたりの電力を小さくすることができ、他の無線システムに与える影響を低くすることができる。そして、ＰＮ符号のチップ・レートと符号周期とを調整することで、距離分解能と最大探知距離との関係を自由に設定することができる。また、電磁波を連続的に送信することが出来るため、ピーク電力が大きくなるということがない。ただし、電波伝搬中に混入した不要電波は、逆拡散処理を施しても、周波数領域上、広帯域に拡散され、狭帯域の濾波器を用いて、不要な雑音や干渉信号を抑圧する。

さらに、スペクトル拡散型レーダ装置は、受信機の構成によって、ヘテロダイン方式とホモダイン方式とに分類される。

「ヘテロダイン方式」とは、送信波の周波数に対して一定の周波数だけ異なる周波数の信号と受信信号とを混合（乗算）することにより、中間周波数に周波数変換し、増幅、検波等の信号処理をする受信方式をいう。

「ホモダイン方式」とは、送信波の周波数と同じ周波数の信号と受信信号とを混合（乗算）することにより、直接ベースバンド信号を得る受信方式をいう。

しかしながら、上記従来の技術においては、ヘテロダイン方式を利用したスペクトル拡散型レーダ装置においては、送信側と受信側との夫々に、フェーズロックループによる周波数安定化装置が必要となり、装置を低価格化することが困難という問題がある。これは、送信側および受信側の局部発振器の発振周波数を高精度に制御し、送信側および受信側の局部発振器の周波数差にあたる中間周波数を濾波器の通過帯域に対して十分安定化する必要があるためである。しかし、以下に述べるホモダイン方式特有の問題が発生しないという特徴がある。

一方、ホモダイン方式を利用したレーダ装置においては、半導体素子の特性ばらつきや周囲温度の変動による直流オフセット等が存在し、直流増幅器が必要となり、レーダ装置の探知可能距離範囲を広く取るために、受信機のダイナミックレンジを大きくするにあたり大きな障害になるという問題がある。これは、送信側と受信側とで共通の局部発振器を用いることで、発振器に要求される周波数安定度を緩和することができるが、受信機の検波出力には直流成分が含まれるためである。

このような課題を解決する方法として、ＰＮ符号にデータ符号を埋め込む手法が考案されており（例えば、特許文献２参照。）、送信側と受信側とで共通の局部発振器を用いつつ、受信機で直流オフセットの問題が発生しないという特徴を有している。
特開平７−１２９３０号公報 特開平１０−５４８７４号公報

しかしながら、ＰＮ符号にデータ符号を埋め込み、データ符号が埋め込まれたＰＮ符号を使用して搬送波信号を拡散変調すると、拡散変調して得られる変調信号に、受信性能に悪影響を及ぼすスプリアス信号が多数発生するという課題がある。これは、データ符号には、基本周波数と、その高調波とが多数含まれる。これにより、ＰＮ符号単独で搬送波信号を拡散変調した場合と比べて、ＰＮ符号に含まれる高調波の数とデータ符号に含まれる高調波の数の積に相当する非常に多数の周波数成分が変調信号に含まれることになる。このとき、ＰＮ符号自体の周波数成分のそれぞれに対して、多数の高調波成分を有するデータ符号により変調が施される。

そして、これらの周波数成分のいずれかが、受信機内部で使用される中間周波数帯内に含まれると、送信部から周波数成分が漏洩し、受信信号と干渉する。ここで、送信部からの信号漏洩が非常に僅かな量であったとしても、反射物体から反射される探知用電波の強度は、物体までの距離に応じて、非常に大きなダイナミックレンジを有しており、特に遠方にある物体からの非常に微弱な反射波を受信する上で障害となる場合がある。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、送信側と受信側とで共通の局部発振器を利用しつつ、直流増幅器を必要としない回路構成であって、さらに、受信動作の障害となるスプリアス信号の発生を抑制し、安価で探知距離範囲の広い高性能なスペクトル拡散型レーダ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係わるスペクトル拡散型レーダ装置は、（ａ）第１の発振信号と第２の発振信号と第１の擬似雑音符号とを組み合わせて、スペクトル拡散された拡散信号を生成し、前記拡散信号を探知用電波として放射する送信回路と、（ｂ）物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、前記第１の擬似雑音符号を時間遅延させた第２の擬似雑音符号と前記第１の発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散して中間周波数信号を生成する受信回路とを備え、（ｃ）前記第１の擬似雑音符号の周波数が前記第２の発振信号の周波数よりも大きいことを特徴とする。

これによって、送信側と受信側で共通の発振信号を利用することで、発振器に要求される周波数安定度を緩和することができ、特に、フェーズロックループなどの高精度な周波数安定化機能を省略することができる。また、信号処理が施される信号に、直流成分を含まないため、特に、直流増幅器を省略することができる。さらに、直流成分が含まれないから、直流増幅器を用いることなく、直流オフセットの影響を受けずに、比較的容易に広いダイナミックレンジを保ちつつ信号を増幅することができる。

なお、本発明は、スペクトル拡散型レーダ装置として実現されるだけではなく、スペクトル拡散された電波を使用した探知方法（以下、スペクトル拡散型探知方法と呼称する。）等として実現されるとしてもよい。

本発明に係わるスペクトル拡散型レーダ装置によれば、送信側と受信側とで共通の局部発振器を利用しつつ、直流増幅器を必要としない回路構成で、安価で探知距離範囲の広い高性能なレーダ装置を提供することができる。

また、従来の技術においては、送信側において、データ源から供給されるデータ（ビット列）と、送信用ＰＮ符号との間で排他的論理和がとられる。そして、排他的論理和がとられて得られた符号を、局部発振器から供給される発振信号を使用して変調するので、変調して得られた符号に対して、スペクトルの各周波数の上下に、ビット列による多数のスペクトルが生じる。これにより、スペクトル数が非常に多くなるので、平衡変調器、増幅器などによる非線形性の影響によって、多数のスペクトル同士の相互変調が生じる。これによって、受信側における逆拡散処理において、遅延ＰＮ符号との相関特性が劣化し、受信出力のピーク対ノイズの比が劣化する。すなわち、反射が強い物体に弱い物体がマスクされ、物体検出能力が落ちる。

これに対して、本発明に係わるスペクトル拡散型レーダ装置によれば、データ源の代わりに局部発振器が使用されるので、送信部から探知用電波として放射される信号については、スペクトル数が少ないので、相互変調の影響を受けにくく、受信動作の障害となるスプリアス信号の発生を抑制することができる。

（実施の形態１）
以下、本発明に係わる実施の形態１について図面を参照しながら説明する。

本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置は、下記（ａ）〜（ｊ）に示される特徴を備える。

（ａ）（ａ１）第１の発振信号と第２の発振信号と第１の擬似雑音符号とを組み合わせて、スペクトル拡散された拡散信号を生成し、拡散信号を探知用電波として放射する送信回路と、（ａ２）物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、第１の擬似雑音符号を時間遅延させた第２の擬似雑音符号と第１の発振信号とに基づいて、受信信号を逆拡散して中間周波数信号を生成する受信回路とを備え、（ａ３）第１の擬似雑音符号の周波数が第２の発振信号の周波数よりも大きい。

（ｂ）受信回路は、さらに、（ｂ１）受信信号の位相を第２の擬似雑音符号に基づいて変調して変調信号を生成する平衡変調器と、（ｂ２）変調信号の同相信号と直交信号とを中間周波数信号として出力する直交復調器とを備える。

（ｃ）直交復調器は、さらに、（ｃ１）第１の発振信号に対して移相量が９０度異なる第３の発振信号を生成する移相器と、（ｃ２）変調信号と第１の発振信号とを混合して同相信号を生成する第１の平衡変調器と、（ｃ３）変調信号と第３の発振信号とを混合して直交信号を生成する第２の平衡変調器とを備える。

（ｄ）受信回路は、さらに、（ｄ１）直交復調器から同相信号が入力され、同相信号の周波数成分のうち、第２の発振信号の周波数を中心周波数とする帯域を通過する第１の帯域通過型濾波器と、（ｄ２）直交復調器から直交信号が入力され、直交信号の周波数成分のうち、第２の発振信号の周波数を中心周波数とする帯域を通過する第２の帯域通過型濾波器と、（ｄ３）第１の帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、第１の帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する第１の増幅器と、（ｄ４）第２の帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、第２の帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する第２の増幅器とを備える。

（ｅ）送信回路は、第１の発振信号と第２の発振信号とを混合して中間信号を生成し、中間信号の位相を第１の擬似雑音符号に基づいて変調して拡散信号を生成する。

（ｆ）送信回路は、さらに、（ｆ１）第１の発振信号を生成する第１の局部発振器と、（ｆ２）第２の発振信号を生成する第２の局部発振器と、（ｆ３）第１の発振信号と第２の発振信号とを混合して中間信号を生成する第１の平衡変調器と、（ｆ４）中間信号の位相を第１の擬似雑音符号に基づいて変調して拡散信号を生成する第２の平衡変調器とを備える。

（ｇ）スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、同相信号、および直交信号に基づいて、受信信号の強度を算出し、強度と基準値とを照合し、物体の存在を判定する信号処理回路を備える。

（ｈ）信号処理回路は、さらに、同相信号、および直交信号に基づいて、第２の擬似雑音符号を生成するにあたり第１の擬似雑音符号に対して遅延させた時間を特定し、時間から物体との距離を算出する。

（ｉ）信号処理回路は、さらに、第２の発振信号、同相信号、および直交信号に基づいて、受信信号の位相を算出し、位相の時間変化から物体との相対速度を算出する。

（ｊ）スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、（ｊ１）第１の擬似雑音符号としてＭ系列符号を生成する第１の擬似雑音符号発生回路と、（ｊ２）第２の擬似雑音符号としてＭ系列符号を生成する第２の擬似雑音符号発生回路とを備える。

具体的には、第１の発振信号と第２の発振信号とを混合して中間信号を生成し、中間信号の位相を送信用ＰＮ符号に基づいて変調して拡散信号を生成し、拡散信号を探知用電波として放射する。そして、物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、受信信号の位相を受信用ＰＮ符号に基づいて変調して変調信号を生成し、変調信号と第１の発振信号とに基づいて、変調信号の同相信号と直交信号とを生成し、同相信号、および直交信号に基づいて、物体を探知する。

例えば、図１に示されるように、スペクトル拡散型レーダ装置は、車両１１のフロントとテールとに備え、先行車両１２、障害物１３等の物体に対して、探知用電波を放射し、物体により反射された探知用電波を受信し、受信した探知用電波に基づいて、障害物の有無、距離、相対速度を算出する。

以上の点を踏まえて本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置について説明する。

先ず、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成について説明する。

図２に示されるように、一例として、スペクトル拡散型レーダ装置１００は、送信部１０１、受信部１０２、送信用ＰＮ符号発生部１０３、受信用ＰＮ符号発生部１０４、信号処理部１０５、制御部１０６等を備える。

送信部１０１は、先行車両、障害物等の物体に対して、探知用電波を放射する。

受信部１０２は、物体により反射された探知用電波を受信する。

送信用ＰＮ符号発生部１０３は、制御部１０６から供給されるタイミング信号に基づいて、ＰＮ符号を生成し、生成したＰＮ符号を送信部１０１に供給する。

受信用ＰＮ符号発生部１０４は、制御部１０６から供給されるタイミング信号に基づいて、送信用ＰＮ符号発生部１０３が生成するＰＮ符号を時間遅延させたＰＮ符号を生成し、生成したＰＮ符号を受信部１０２に供給する。

信号処理部１０５は、送信用ＰＮ符号発生部１０３に対する受信用ＰＮ符号発生部１０４の符号遅延時間τ、送信部１０１から供給される基準信号、および受信部１０２から出力される信号に基づいて、障害物の有無、距離、相対速度を算出する。

制御部１０６は、送信用ＰＮ符号発生部１０３と受信用ＰＮ符号発生部１０４とにタイミング信号を供給する。ここでは、一例として、２．５［Ｇｂｐｓ］のタイミング信号を供給する。

「ＰＮ符号」とは、２値の擬似雑音信号をいう。ここでは、一例として、ＰＮ符号としてよく知られているＭ系列符号を用いることとする。そして、送信用ＰＮ符号発生部１０３および受信用ＰＮ符号発生部１０４は、夫々、１１段の線形帰還シフトレジスタを備え、繰り返し周期２０４７のＰＮ符号を生成し供給する。

続いて、実施の形態１における送信部について説明する。

図３に示されるように、送信部１０１は、さらに、局部発振器１１１、局部発振器１１２、平衡変調器１１３、平衡変調器１１４、帯域通過型濾波器１１５、減衰器１１６、送信用空中線１１７等を備える。

局部発振器１１１は、搬送波としてマイクロ波帯、又はミリ波帯の発振信号を生成し、生成した信号を平衡変調器１１３、受信部１０２に供給する。ここでは、一例として、２４［ＧＨｚ］の発振信号を生成する。

局部発振器１１２は、基準信号を生成し、生成した基準信号を平衡変調器１１３、信号処理部１０５に供給する。ここでは、一例として、４５５［ｋＨｚ］の基準信号を生成する。

なお、基準信号の周波数は、受信信号の相関特性を向上させるために、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号の周期の周波数の整数分の１の周波数であることが好ましい。

平衡変調器１１３は、局部発振器１１１から供給される発振信号と、局部発振器１１２から供給される基準信号とを混合（乗算）し、図４Ａで示される変調信号を出力する。このとき、局部発振器１１１から供給される発振信号の周波数をｆ_cとし、局部発振器１１２から供給される基準信号の周波数をｆ₁とすると、出力される信号の主な成分は、周波数ｆ_c−ｆ₁の信号と周波数ｆ_c＋ｆ₁の信号の二周波となる。

平衡変調器１１４は、平衡変調器１１３から出力される変調信号の位相を、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号に基づいて変調し、図４Ｂで示される変調信号を出力する。このとき、平衡変調器１１４は、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号を利用し、平衡変調器１１３から出力される信号に対して拡散処理を施す。具体的には、平衡変調器１１３においてアップコンバートされた信号を、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号に基づいて、位相反転を行い、平衡変調器１１３から出力される信号に対して、ＢＰＳＫ変調器のように位相変調を行い、広帯域にスペクトル拡散された信号を出力する。

帯域通過型濾波器１１５は、平衡変調器１１４から出力される変調信号、すなわち、拡散処理が施された信号のうち、不要な成分を取り除くために、必要に応じて挿入される。

減衰器１１６は、電波法令上の規制により空中線電力を制限しなければならない場合において、必要に応じて挿入される。

送信用空中線１１７は、帯域通過型濾波器１１５、減衰器１１６等を介して平衡変調器１１４から出力された変調信号を探知用電波として放射するアンテナである。

続いて、実施の形態１における受信部について説明する。

図３に示されるように、受信部１０２は、さらに、受信用空中線１２１、帯域通過型濾波器１２２、低雑音増幅器１２３、平衡変調器１２４、直交復調器１２５、帯域通過型濾波器１２６，１２８、増幅器１２７，１２９等を備える。

受信用空中線１２１は、物体に反射された探知用電波を受信信号（例えば、図４Ｃ参照。）として受信するアンテナである。

帯域通過型濾波器１２２は、受信用空中線１２１を介して受信した受信信号のうち、レーダ動作に寄与しない周波数成分をもった干渉電波や雑音を除去するために、必要に応じて挿入される。ここでは、受信用空中線１２１と低雑音増幅器１２３との間に挿入されている。

低雑音増幅器１２３は、信号対雑音比を良好に保つために、必要に応じて挿入されている。ここでは、帯域通過型濾波器１２２と平衡変調器１２４との間に挿入されている。

平衡変調器１２４は、受信用空中線１２１を介して受信して帯域通過型濾波器１２２、低雑音増幅器１２３等を介して出力される信号の位相を、受信用ＰＮ符号発生部１０４から供給されるＰＮ符号に基づいて変調し、図４Ｄで示される変調信号を出力する。このとき、送信用ＰＮ符号発生部１０３に対する受信用ＰＮ符号発生部１０４の符号遅延時間τが、探知目標物までの距離に相当する遅延時間と等しい場合には、受信した探知用電波に含まれるＰＮ符号と受信用ＰＮ符号発生部１０４から供給されるＰＮ符号との位相が一致し、広帯域にスペクトル拡散されている信号が逆拡散されて復元され、周波数がｆ_c−ｆ₁である信号とｆ_c＋ｆ₁である信号とを出力する。一方、探知目標物までの距離に相当する遅延時間と異なっている場合には、出力信号は、広帯域にスペクトル拡散されたままとなる。そして、周波数がｆ_c−ｆ₁である信号成分とｆ_c＋ｆ₁である信号成分との強度は、遅延時間が一致する場合と比べて、ＰＮ符号の自己相関特性により決定される量だけ減衰される。

ここで、ＰＮ符号としてよく知られたＭ系列符号を用いれば、自己相関は、ＰＮ符号の位相が一致する場合にのみピークをもつため、制御部１０６によって、ＰＮ符号の遅延時間を逐次変化させながら平衡変調器１２４の出力をモニタし、周波数がｆ_c−ｆ₁である信号と、ｆ_c＋ｆ₁である信号とが現れたときの遅延時間から、信号処理部１０５は、障害物の有無とその距離を算出することができる。

ここでは、図４Ｅに示されるように、ＰＮ符号の周波数ｆ_pが基準信号の周波数ｆ₁よりも大きいとすることが望ましい。これは、ＰＮ符号の周波数ｆ_pが基準信号の周波数ｆ₁よりも小さければ、発振信号の周波数ｆ_cを中心にして二つの変調信号に分かれる。このため、電磁波放射に関する法規制などの規格に適合させるにあたって、通常、それら二つの変調信号の一方を選択するための帯域通過型濾波器が必要になる。結果、変調信号の電力の少なくとも半分が失われることになる。これに対して、ＰＮ符号の周波数ｆ_pが基準信号の周波数ｆ₁よりも大きくすることで、変調信号が分かれることを防ぐ。そして、変調信号の電力を全て有効に活用することができる。また、変調信号の一方を選択するための帯域通過型濾波器を不要とすることができる。

直交復調器１２５は、送信部１０１から供給される周波数ｆ_cの信号を使用し、平衡変調器１２４から出力される変調信号、すなわち、逆拡散処理が施された信号を、中間周波数の同相信号と直交信号とに変換する。

帯域通過型濾波器１２６、１２８は、不要な干渉信号を除去して、ｆ₁±ｆ_dの周波数成分のみを通過させる。このとき、直交復調器１２５の出力信号として必要な周波数成分は、スペクトル拡散型レーダ装置と探知目標物との相対速度に対応するドップラーシフトｆ_dだけ、局部発振器１１２の発振周波数ｆ₁から周波数偏移を受けた周波数ｆ₁±ｆ_dである。

増幅器１２７は、帯域通過型濾波器１２６から出力された信号を増幅して信号処理部１０５へ出力する。

増幅器１２９は、帯域通過型濾波器１２８から出力された信号を増幅して信号処理部１０５へ出力する。

なお、平衡変調器１２４の出力には、障害物の反射係数と距離に応じて非常に広いダイナミックレンジの信号が生成されることに留意しなければならない。例えば、探知用電波の周波数として、準ミリ波帯の２４［ＧＨｚ］帯を採用し、送受信の空中線にそれぞれ１５［ｄＢｉ］の利得を有するものを用いる場合において、２０［ｍ］遠方の自転車など、レーダ断面積として−５[ｄＢｓｍ]程度の反射能率を有する目標物を検出する場合の受信電力と、ごく至近距離にある物体や、金属板など電波反射能率が大きい物体からの反射により、送信電力が損失を受けることなく受信機に入力される場合の受信電力を考慮すると、１００［ｄＢ］程度のダイナミックレンジが必要となる。

これに対して、増幅器１２７、１２９に対数増幅器を用いれば、信号処理部１０５の入力ダイナミックレンジを飛躍的に緩和することができる。そして、１００［ｄＢ］程度のダイナミックレンジに渡る受信信号であっても、比較的容易に信号処理部１０５で取り扱うことができる。この場合において、対数増幅器として、（ａ）入力信号の強度の対数に比例する信号と、（ｂ）入力信号を振幅制限して増幅した信号とを出力することができるものを用いることで、受信信号の強度Ａと位相φの両方の情報を損なうことなく信号処理部１０５に伝達することができる。結果、障害物との距離および相対速度を計測することができる。

続いて、実施の形態１における直交復調器について説明する。

直交復調器１２５は、さらに、移相器１２５ａ、平衡変調器１２５ｂ、１２５ｃを備える。

移相器１２５ａは、局部発振器１１１から周波数ｆ_cの信号が供給され、供給された信号と９０度位相が異なる信号を出力する。

平衡変調器１２５ｂは、平衡変調器１２４から出力された信号と、局部発振器１１１から供給される周波数ｆ_cの信号を混合（乗算）して出力する。

平衡変調器１２５ｃは、平衡変調器１２４から出力された信号と、移相器１２５ａから出力される信号とを混合（乗算）して出力する。

ここで、平衡変調器１２４の出力信号をＲ（ｔ）とし、平衡変調器１２５ｂの出力信号をＩ（ｔ）とし、平衡変調器１２５ｃの出力信号をＱ（ｔ）とし、Ｒ（ｔ）は送信部の平衡変調器１１３から出力され、局部発振器１１１から供給される発振信号と、局部発振器１１２から供給される基準信号とを混合（乗算）した信号が周波数拡散され、障害物まで往復伝播してから逆拡散により復元される過程で、平衡変調器１１３の出力信号がτだけ遅延した信号であることに留意すると、それぞれ、（数１）〜（数３）で表される。

ここで、φ_cは、搬送波の位相を表しており、Δφ_c＝−２πｆ_cτは伝播遅延による搬送波の位相回転を表している。また、φ₁は基準信号の位相を表しており、Δφ₁＝−２πｆ₁τは伝播遅延による基準信号の位相回転を表している。

さらに、Ｉ（ｔ）の周波数成分のうち、帯域通過型濾波器１２６を通過して出力される信号をＩ'（ｔ）とし、Ｑ（ｔ）の周波数成分のうち、帯域通過型濾波器１２８を通過して出力される信号をＱ'（ｔ）とすると、それぞれ、（数４）、（数５）で表される。

ここで、（数４）および（数５）で表されるＩ'（ｔ）とＱ'（ｔ）の信号強度をＡＩ，ＡＱとすると、ＡＩは、（数６）で表され、ＡＱは、（数７）で表される。そして、ＡＩとＡＱとを用いることによって、受信信号の信号強度Ａは、（数８）のように算出することができる。また、位相φ_c＋Δφ_cはＩ'（ｔ）を振幅制限した信号と基準信号との積の直流成分として得ることができる（数１１）で表されるＩ”と、Ｑ'（ｔ）を振幅制限した信号と基準信号との積の直流成分として得ることができる（数１２）で表されるＱ”を用いて、（数９）、（数１０）から求めることができる。

これにより、障害物の存在は、信号強度Ａを基準値と照合することで判定することができ、相対速度は、ドップラー効果により生じる位相φ_c＋Δφ_cの時間変化から計測することができる。

なお、相対速度の計測が必要ない場合には、受信信号の位相φ_c＋Δφ_cを知るために、振幅制限して増幅した信号を省略し、スペクトル拡散型レーダ装置１００の構成を簡単化することもできる。

なお、受信信号強度の情報の一部が損なわれることを許容できる場合には、同相信号、および直交信号のいずれかを省略し、スペクトル拡散型レーダ装置１００の構成をさらに簡単化することができる。この場合には、信号伝播による受信信号の位相回転量Δφ_cの値により、本来の受信信号強度Ａが（数６）、又は（数７）のように減衰されることになる。

なお、減衰器１１６の代わりに電力増幅器を用い、大きな空中線電力を得るようしてもよい。

ここで、本発明のスペクトル拡散型レーダ装置は、ＰＮ符号にデータ符号を埋め込んだ符号を用いて、単一周波数の搬送波信号に拡散変調を施した信号を送信信号として用いる従来技術によるレーダ装置に比べ、送受信器間での信号干渉特性に優れているという特徴がある。すなわち、一般にスペクトル拡散された変調信号には多数の周波数成分が含まれており、これらの周波数成分が送信器から受信機へ漏洩し、受信機内部で受信信号と干渉することが考えられるが、本方式では送信機内で、平衡変調器１１３から出力される変調信号の主な周波数成分は周波数ｆ_c−ｆ₁の信号と周波数ｆ_c＋ｆ₁の２周波であるので、平衡変調器１１４から出力されるスペクトル拡散された信号に含まれる周波数成分は、単一周波数の搬送波信号に対してＰＮ符号で周波数拡散した信号に含まれる周波数成分の数の２倍にとどまっており、かつ、周波数成分は全て２周波信号を中心として、ＰＮ符号自体に含まれる周波数成分で変調することにより発生する側波帯に分布しており、ＰＮ符号の符号レートをＲ_cとすると、主な周波数成分はｆ_c±（Ｒ_c＋ｆ₁）の範囲内に留まり、受信機内部の中間周波数ｆ₁はｆ_c−（Ｒ_c＋ｆ₁）で与えられる周波数よりも十分低い周波数とすることが出来るので、信号干渉を抑制することができる。

これに対して、ＰＮ符号にデータ符号を埋め込んだ符号を用いる従来技術では、受信機内部の中間周波数はデータ符号の基本周波数と一致させる必要があるが、ＰＮ符号にデータ符号を埋め込んだ符号の周波数成分自体がデータ符号の基本周波数を含んだ周波数領域に分布するため、信号干渉による受信性能の劣化が顕著となる。

以上、説明したように実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置１００によれば、直交復調器１２５に供給される搬送波と、探知用電波として送信される搬送波とを、共通の局部発振器を使用して生成していることで、発振器に要求される周波数安定度を緩和することができ、特に、フェーズロックループなどの高精度な周波数安定化機能を省略することができる。また、帯域通過型濾波器１２６，１２８から出力される信号は、（数４）、（数５）として表され、直流成分を含まないため、特に、直流増幅器を省略することができる。さらに、信号には直流成分が含まれないから、直流増幅器を用いることなく、直流オフセットの影響を受けずに、比較的容易に広いダイナミックレンジを保ちつつ信号を増幅することができる。これから、送信側と受信側で共通の局部発振器を利用しつつ、フェーズロックループ、直流増幅器等を必要としない回路構成であり、安価で探知距離範囲の広い高性能なレーダ装置を提供することができる。

（実施の形態２）
次に、本発明に係わる実施の形態２について図面を参照しながら説明する。

本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置は、下記（ａ）、（ｂ）に示される特徴を備える。

（ａ）直交復調器は、さらに、（ａ１）第１の発振信号と第１の発振信号に対して移相量が９０度異なる第３の発振信号とを逐次的に出力する移相器と、（ａ２）変調信号と移相器から出力される信号とを混合して同相信号と直交信号とを逐次的に生成する平衡変調器とを備える。

（ｂ）受信回路は、さらに、（ｂ１）直交復調器から同相信号と直交信号とが逐次的に入力され、同相信号と直交信号との周波数成分のうち、第２の発振信号の周波数を中心周波数とする帯域を通過する帯域通過型濾波器と、（ｂ２）帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する増幅器とを備える。

具体的には、制御器から直交復調器へ逐次的に供給される位相量切替信号に基づいて、同相と直交位相とのいずれかの位相の信号が逐次的に切り替わって直交復調器から出力される。

以上の点を踏まえて本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置について説明する。なお、実施の形態１の構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

先ず、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成について説明する。

図５に示されるように、スペクトル拡散型レーダ装置２００は、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置１００（例えば、図２参照。）と比べて、下記（１）〜（３）の点が異なる。

（１）受信部１０２の代わりに受信部２０２を備える。

（２）信号処理部１０５の代わりに信号処理部２０５を備える。

信号処理部２０５は、送信用ＰＮ符号発生部１０３に対する受信用ＰＮ符号発生部１０４の符号遅延時間τ、および入力される信号に基づいて、障害物の有無、距離、相対速度を算出する。

（３）制御部１０６の代わりに制御部２０６を備える。

制御部２０６は、直交復調器２２５から出力される信号を、Ｉ'（ｔ）とＱ'（ｔ）との信号を逐次的に交互に切り替える制御信号を直交復調器２２５と信号処理部２０５に供給する。

なお、信号処理部２０５は、制御部２０６から直交復調器２２５へ供給される制御信号に応じて、（数４）で表される信号、および（数５）で表される信号のいずれかが入力される。また、信号処理部２０５にも移相量を切り替える制御信号（以下、移相量切替信号と呼称する。）が入力される。

続いて、実施の形態２における受信部の構成について説明する。

図６に示されるように、受信部２０２は、受信部１０２と比べて、下記（１）〜（３）の点が異なる。

（１）直交復調器１２５の代わりに直交復調器２２５を備える。

直交復調器２２５は、移相器２２５ａ、平衡変調器２２５ｂ等を備える。

移相器２２５ａは、移相量を切り替える機能を有する。具体的には、制御部２０６から供給される移相量切替信号に基づいて、送信部１０１から供給される発振周波数ｆ_cの信号を、同相と直交位相とのいずれかの位相に切り替えて出力する。

平衡変調器２２５ｂは、平衡変調器１２４から出力された信号、すなわち、逆拡散処理が施された信号と、移相器２２５ａから出力される信号とを混合（乗算）して出力する。このとき、制御部２０６から移相器２２５ａへ供給される移相量切替信号に基づいて、同相と直交位相とのいずれかの位相で同期検波した信号を出力する。具体的には、同相の信号が移相器２２５ａから出力された場合には、（数２）で表される信号を出力する。一方、局部発振器１１１から供給される信号と９０度位相が異なる信号が移相器２２５ａから出力された場合には、（数３）で表される信号を出力する。

（２）帯域通過型濾波器１２６、１２８の代わりに帯域通過型濾波器２２６を備える。

帯域通過型濾波器２２６は、不要な干渉信号を除去してｆ₁±ｆ_dの周波数成分のみを通過させる。

（３）増幅器１２７、１２９の代わりに増幅器２２７を備える。

増幅器２２７は、帯域通過型濾波器２２６から出力された信号を増幅して信号処理部２０５へ出力する。

これにより、二つ要した帯域通過型濾波器を一つに省略することができる。

以上、説明したように実施の形態２におけるスペクトル拡散型レーダ装置によれば、同相と直交位相とのいずれかの位相の信号を逐次的に切り替えるため、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置と同程度の信号品質を得ようとすると、２倍程度の時間が必要となる。また、高速で移動する障害物に対しては、同相信号と直交信号とを逐次切り替えている間に、位置が移動することにより、正確な信号が得られない場合がある。しかし、許容できる場合、例えば、簡易的な用途に利用する場合には、直交復調器と信号処理器との間の信号伝達路を１系統にすることができ、構成を簡単化することができる。

（実施の形態３）
次に、本発明に係わる実施の形態３について図面を参照しながら説明する。

本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置は、下記（ａ）に示される特徴を備える。

（ａ）スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、第１の発振信号の周波数をランダムに変化させるランダム信号を発生させるランダム信号発生回路を備える。

以上の点を踏まえて本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置について説明する。なお、実施の形態１の構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

先ず、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成について説明する。

図７に示されるように、スペクトル拡散型レーダ装置３００は、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置１００（例えば、図３参照。）と比べて、下記（１）、（２）の点が異なる。

（１）送信部１０１の代わりに送信部３０１を備える。

送信部３０１は、局部発振器１１１の代わりに局部発振器３１１を備える。

局部発振器３１１は、ランダム信号発生部３０７から供給されるランダム信号に応じて、周波数を離散的または連続的に変化させながら発振信号を生成する。ここでは、一例として、帯域通過型濾波器１２６、１２８の通過帯域を基準にして発振信号の周波数を変化させる。

例えば、ランダム信号が供給されていない場合において、局部発振器３１１から供給される発振信号の周波数をｆ₁とする。一方、ランダム信号が供給されている場合において、局部発振器３１１から供給される発振信号の周波数をｆ₁±Δｆ_rとする。ここで、変位Δｆ_rは、ランダム信号に追随して変化する周波数である。また、局部発振器１１２から供給される基準信号の周波数をｆ₂とする。帯域通過型濾波器１２６、１２８の通過帯域の上限周波数をｆ_bhとし、下限周波数をｆ_blとする。この場合において、“Δｆ_r＞ｆ_bh−ｆ₂”かつ“Δｆ_r＞ｆ₂−ｆ_bl”の条件を満たす範囲で変位Δｆｒを変化させる。なお、ドップラーシフトｆ_dを考慮する場合は、“Δｆ_r＞ｆ_bh−ｆ₂＋ｆ_d”かつ“Δｆ_r＞ｆ₂−ｆ_bl＋ｆ_d”の条件を満たす範囲で変位Δｆｒを変化させる。

（２）新たにランダム信号発生部３０７を備える。

ランダム信号発生部３０７は、ランダム信号を生成し、生成したランダム信号を局部発振器３１１に供給する。

ここで、受信用空中線１２１を介して、所望の反射波が受信されると、周波数ｆ _１ ＋ｆ _２ と周波数ｆ _１ −ｆ _２ との変調信号が平衡変調器１２４から出力され、妨害波が受信されると、周波数ｆ _１ ＋ｆ _２ の妨害信号が平衡変調器１２４からリークされる場合を例に説明する。

この場合において、発振信号が平衡変調器１２５ｂ、１２５ｃにも供給されるので、ランダム信号に追随して周波数が変化する変調信号は、平衡変調器１２５ｂ、１２５ｃにおいて、支障なく復調される。一方、周波数が一定の妨害信号は、平衡変調器１２５ｂ、１２５ｃにおいて、帯域通過型濾波器１２６、１２８で取り除かれる信号に復調される。

これにより、ランダム信号発生部３０７がなければ、変調信号の周波数が固定されるので、妨害信号と変調信号とを区別することができない。一方、ランダム信号発生部３０７があれば、妨害信号の周波数がランダム信号に追随して変化しない限り、妨害信号と変調信号とを区別することができる。

以上、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置３００によれば、似たような周波数であっても、妨害波の影響によって平衡変調器１２４からリークされる妨害信号と、所望の反射波によって平衡変調器１２４から出力される変調信号とを区別することができる。

（実施の形態４）
次に、本発明に係わる実施の形態４について図面を参照しながら説明する。

本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置は、下記（ａ）、（ｂ）に示される特徴を備える。

（ａ）第１の発振信号を第１の擬似雑音符号で変調して、スペクトル拡散された拡散信号を探知用電波として放射し、物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、第２の擬似雑音符号と第１の発振信号とに基づいて、受信信号を逆拡散して復調信号を生成するスペクトル拡散型レーダ装置であって、（ａ１）所定の周波数で符号を発生させることで繰り返し符号を生成する繰り返し符号発生回路と、（ａ２）第１の擬似雑音符号を時間遅延させた擬似雑音符号と繰り返し符号との間で排他的論理和演算を行って得られた結果を第２の擬似雑音符号として出力する排他的論理和演算回路とを備える。

（ｂ）繰り返し符号発生回路と排他的論理和演算回路とが同一の半導体集積回路に集積されている。

以上の点を踏まえて本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置について説明する。なお、実施の形態１の構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

先ず、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成について説明する。

図８Ａに示されるように、スペクトル拡散型レーダ装置４００ａは、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置１００（例えば、図３参照。）と比べて、下記（１）〜（３）の点が異なる。

（１）送信部１０１の代わりに送信部４０１ａを備える。

送信部４０１ａは、局部発振器１１２、平衡変調器１１３、平衡変調器１１４の代わりに、平衡変調器４１２ａ、増幅器４１３ａを備える。

このとき、平衡変調器４１２ａは、局部発振器１１１から供給される発振信号（例えば、２４［ＧＨｚ］。）の位相を、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号に基づいて変調し、変調して得られた変調信号を出力する。増幅器４１３ａは、平衡変調器４１２ａから出力される変調信号を増幅し、増幅して得られた信号を出力する。そして、増幅器４１３ａから出力された信号が、帯域通過型濾波器１１５、減衰器１１６、送信用空中線１１７を介して、探知用電波として放射される。

（２）新たに繰り返し符号発生器４０８ａを備える。

繰り返し符号発生器４０８ａは、１，０，１，０，・・・のように、繰り返し符号を生成し、生成した繰り返し符号を排他的論理和演算器４０９ａに供給する。ここでは、一例として、４５５［ｋＨｚ］で繰り返し符号を生成する。

なお、繰り返し符号のクロック周波数の１／２の周波数は、受信信号の相関特性を向上させるために、第１の擬似雑音符号の周期の周波数の整数分の１の周波数であることが好ましい。ここで、繰り返し符号のクロック周波数の１／２の周波数は、繰り返し符号が「１，０，１，０・・・」であった場合は、その矩形波の周波数そのものを意味する。

（３）新たに排他的論理和演算器４０９ａを備える。

排他的論理和演算器４０９ａは、受信用ＰＮ符号発生部１０４から供給されるＰＮ符号と、繰り返し符号発生器４０８ａから供給される繰り返し符号との間で排他的論理和をとり、排他的論理和をとって得られた符号を受信部１０２の平衡変調器１２４へ出力する。

なお、ここでは、一例として、繰り返し符号発生器４０８ａと排他的論理和演算器４０９ａとが同一の半導体集積回路に集積されているとする。そして、その半導体集積回路の外部へ、排他的論理和演算器４０９ａから出力される符号が出力されても、繰り返し符号発生器４０８ａから供給される繰り返し符号は出力されない。これによって、繰り返し符号がプリント基板上に流出しない限り、繰り返し符号の周波数またはその高調波を帯域通過型濾波器１２６、１２８で選択して増幅器１２７、１２９で増幅するときに、繰り返し符号発生器４０８ａからリークされる信号によって、直交復調器１２５を通過した非常に微弱な信号に影響を与えることを防止することができる。

また、図８Ｂに示されるように、繰り返し符号発生器４０８ｂと排他的論理和演算器４０９ｂとが同一の半導体集積回路に集積されて送信側に備わるとしてもよい。このとき、送信部４０１ｂは、局部発振器１１２、平衡変調器１１３、平衡変調器１１４の代わりに、平衡変調器４１２ｂを備える。さらに、平衡変調器４１２ｂは、局部発振器１１１から供給される発振信号（例えば、２４［ＧＨｚ］。）の位相を、排他的論理和演算器４０９ｂから出力される符号に基づいて変調し、変調して得られた変調信号を出力する。そして、平衡変調器４１２ａから出力された信号が、帯域通過型濾波器１１５、減衰器１１６、送信用空中線１１７を介して、探知用電波として放射される。これによって、繰り返し符号がプリント基板上に流出しない限り、繰り返し符号発生器４０８ｂからリークされる信号によって、受信部１０２に与える影響を抑止することができる。

しかし、繰り返し符号発生器４０８ｂ、排他的論理和演算器４０９ｂを送信側よりも受信側に備える方が、スプリアスの影響が少ないという利点がある。これは、送信側で純粋に正弦波の単一スペクトラムを拡散しただけで変調信号が生成される。結果、その変調信号に含まれているスペクトル数が少なく、受信側のアンプなどで相互変調するときにスプリアスの発生が少ない。従って、自己相関特性の劣化や、スプリアスによる受信信号の妨害などが少ないという利点がある。

以上、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置４００ａによれば、送信部４０１ａにおいて、搬送波と送信用ＰＮ符号とが直接変調される。変調されて得られた信号が送信用空中線１１７などを介して、探知用電波として放射される。そして、受信部１０２において、送信用ＰＮ符号を遅延させた受信用ＰＮ符号と繰り返し符号との間で排他的論理和をとって得られた信号を使用して平衡変調器１２４で逆拡散される。

例えば、従来の技術においては、送信側において、データ源から供給されるデータ（ビット列）と、送信用ＰＮ符号との間で排他的論理和がとられる。そして、排他的論理和がとられて得られた符号を、局部発振器から供給される発振信号を使用して変調するので、変調して得られた符号に対して、スペクトルの各周波数の上下に、ビット列による多数のスペクトルが生じる。これにより、スペクトル数が非常に多くなるので、平衡変調器４１２ａ、増幅器４１３ａ、低雑音増幅器１２３などによる非線形性の影響によって、多数のスペクトル同士の相互変調が生じる。これによって、受信側における逆拡散処理において、遅延ＰＮ符号との相関特性が劣化し、受信出力のピーク対ノイズの比が劣化する。すなわち、反射が強い物体に弱い物体がマスクされ、物体検出能力が落ちる。

これに対して、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置４００ａによれば、送信部４０１ａから探知用電波として放射される信号については、スペクトル数が少ないので、相互変調の影響を受けにくい。

（その他）
なお、送信回路は、第２の発振信号の位相を第１の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成し、中間信号と第１の発振信号とを混合して拡散信号を生成するとしてもよい。

このとき、（ａ）送信回路は、さらに、（ｂ）第１の発振信号を生成する第１の局部発振器と、（ｃ）第２の発振信号を生成する第２の局部発振器と、（ｄ）第２の発振信号の位相を第１の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成する第１の平衡変調器と、（ｅ）中間信号と第１の発振信号とを混合して拡散信号を生成する第２の平衡変調器とを備える。

例えば、図９Ａに示されるように、送信部１０１の代わりに、送信部１０１ａを備えるとしてもよい。ここで、送信部１０１ａは、局部発振器１１１、平衡変調器１１３、平衡変調器１１４の代わりに、局部発振器１１１ａ、局部発振器１１２ａ、平衡変調器１１３ａ、平衡変調器１１４ａを備える。このとき、平衡変調器１１３ａは、局部発振器１１２ａから供給される基準信号（例えば、４５５［ｋＨｚ］。）の位相を、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号に基づいて変調し、変調して得られた変調信号を出力する。平衡変調器１１４ａは、局部発振器１１１ａから供給される発振信号（例えば、２４［ＧＨｚ］。）と、平衡変調器１１３ａから出力される変調信号とを混合（乗算）し、混合して得られた信号を出力する。そして、平衡変調器１１４ａから出力された信号が、帯域通過型濾波器１１５、減衰器１１６、送信用空中線１１７などを介して、探知用電波として放射される。

なお、送信回路は、第１の発振信号の位相を第１の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成し、中間信号と第２の発振信号とを混合して拡散信号を生成するとしてもよい。

このとき、送信回路は、さらに、（ａ）第１の発振信号を生成する第１の局部発振器と、（ｂ）第２の発振信号を生成する第２の局部発振器と、（ｃ）第１の発振信号の位相を第１の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成する第１の平衡変調器と、（ｄ）中間信号と第２の発振信号とを混合して拡散信号を生成する第２の平衡変調器とを備える。

例えば、図９Ｂに示されるように、送信部１０１の代わりに、送信部１０１ｂを備えるとしてもよい。ここで、送信部１０１ｂは、局部発振器１１１、局部発振器１１２、平衡変調器１１３、平衡変調器１１４の代わりに、局部発振器１１１ｂ、局部発振器１１２ｂ、平衡変調器１１３ｂ、平衡変調器１１４ｂを備える。

このとき、平衡変調器１１３ｂは、局部発振器１１１ｂから供給される発振信号（例えば、２４［ＧＨｚ］。）の位相を、送信用ＰＮ符号発生部１０３から供給されるＰＮ符号に基づいて変調し、変調して得られた変調信号を出力する。平衡変調器１１４ｂは、局部発振器１１２ｂから供給される基準信号（例えば、４５５［ｋＨｚ］。）と、平衡変調器１１３ｂから出力される変調信号とを混合（乗算）し、混合して得られた信号を出力する。そして、平衡変調器１１４ｂから出力された信号が、帯域通過型濾波器１１５、減衰器１１６、送信用空中線１１７などを介して、探知用電波として放射される。

なお、図１０に示されるように、ランダム信号発生部３０７の代わりに、制御部３０６ａから局部発振器３１１に供給される制御信号に応じて、局部発振器３１１から供給される発振信号の周波数を変化させるとしてもよい。

なお、局部発振器１１１は、シングルエンド信号で発振信号を供給するとしてもよいし、差動信号で発振信号を供給するとしてもよい。

本発明は、安価で高性能なレーダ装置等として、利用することができる。

図１は、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置を車載レーダ装置とした場合を示す図である。 図２は、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成を示す図である。 図３は、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。 図４Ａは、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置における二周波の送信信号を示す図である。 図４Ｂは、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置における二周波の送信信号を変調した変調信号を示す図である。 図４Ｃは、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置における受信信号を示す図である。 図４Ｄは、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置における受信信号を変調した変調信号を示す図である。 図４Ｅは、実施の形態１におけるスペクトル拡散型レーダ装置における二周波の信号とＰＮ符号との関係を示す図である。 図５は、実施の形態２におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成を示す図である。 図６は、実施の形態２におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。 図７は、実施の形態３におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。 図８Ａは、実施の形態４におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。 図８Ｂは、実施の形態４におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成の変形例を示す図である。 図９Ａは、その他の実施の形態における送信部の回路構成を示す図である。 図９Ｂは、その他の実施の形態における送信部の回路構成を示す図である。 図１０は、その他の実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。

符号の説明

１００ スペクトル拡散型レーダ装置
１０１、１０１ａ、１０１ｂ 送信部
１０２ 受信部
１０３ 送信用ＰＮ符号発生部
１０４ 受信用ＰＮ符号発生部
１０５ 信号処理部
１０６ 制御部
１１１、１１１ａ、１１１ｂ 局部発振器
１１２、１１２ａ、１１２ｂ 局部発振器
１１３、１１３ａ、１１３ｂ 平衡変調器
１１４、１１４ａ、１１４ｂ 平衡変調器
１１５ 帯域通過型濾波器
１１６ 減衰器
１１７ 送信用空中線
１２１ 受信用空中線
１２２ 帯域通過型濾波器
１２３ 低雑音増幅器
１２４ 平衡変調器
１２５ 直交復調器
１２５ａ 移相器
１２５ｂ 平衡変調器
１２５ｃ 平衡変調器
１２６ 帯域通過型濾波器
１２７ 増幅器
１２８ 帯域通過型濾波器
１２９ 増幅器
２００ スペクトル拡散型レーダ装置
２０２ 受信部
２０５ 信号処理部
２０６ 制御部
２２５ 直交復調器
２２５ａ 移相器
２２５ｂ 平衡変調器
２２６ 帯域通過型濾波器
２２７ 増幅器
３００、３００ａ スペクトル拡散型レーダ装置
３０１ 送信部
３０６ａ 制御部
３０７ ランダム信号発生部
３１１ 局部発振器
４００ａ、４００ｂ スペクトル拡散型レーダ装置
４０１ａ、４０１ｂ 送信部
４０８ａ、４０８ｂ 繰り返し符号発生器
４０９ａ、４０９ｂ 排他的論理和演算器
４１２ａ、４１２ｂ 平衡変調器
４１３ａ 増幅器

Claims (23)

1. 第１の発振信号と第２の発振信号と第１の擬似雑音符号とを組み合わせて、スペクトル拡散された拡散信号を生成し、前記拡散信号を探知用電波として放射する送信回路と、
   物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、前記第１の擬似雑音符号を時間遅延させた第２の擬似雑音符号と前記第１の発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散して中間周波数信号を生成する受信回路と
   を備えることを特徴とするスペクトル拡散型レーダ装置。
2. 前記受信回路は、さらに、
   前記受信信号の位相を前記第２の擬似雑音符号に基づいて変調して前記変調信号を生成する平衡変調器と、
   前記変調信号の同相信号と直交信号とを前記中間周波数信号として出力する直交復調器と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
3. 前記直交復調器は、さらに、
   前記第１の発振信号に対して移相量が９０度異なる第３の発振信号を生成する移相器と、
   前記変調信号と前記第１の発振信号とを混合して前記同相信号を生成する第１の平衡変調器と、
   前記変調信号と前記第３の発振信号とを混合して前記直交信号を生成する第２の平衡変調器と
   を備えることを特徴とする請求項２に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
4. 前記受信回路は、さらに、
   前記直交復調器から前記同相信号が入力され、前記同相信号の周波数成分のうち、前記第２の発振信号のクロック周波数を中心周波数とする帯域を通過する第１の帯域通過型濾波器と、
   前記直交復調器から前記直交信号が入力され、前記直交信号の周波数成分のうち、前記第２の発振信号のクロック周波数を中心周波数とする帯域を通過する第２の帯域通過型濾波器と、
   前記第１の帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、前記第１の帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する第１の増幅器と、
   前記第２の帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、前記第２の帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する第２の増幅器と
   を備えることを特徴とする請求項２に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
5. 前記直交復調器は、さらに、
   前記第１の発振信号と前記第１の発振信号に対して移相量が９０度異なる第３の発振信号とを逐次的に出力する移相器と、
   前記変調信号と移相器から出力される信号とを混合して同相信号と直交信号とを逐次的に生成する平衡変調器と
   を備えることを特徴とする請求項２に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
6. 前記受信回路は、さらに、
   前記直交復調器から前記同相信号と前記直交信号とが逐次的に入力され、前記同相信号と前記直交信号との周波数成分のうち、前記第２の発振信号のクロック周波数を中心周波数とする帯域を通過する帯域通過型濾波器と、
   前記帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、前記帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する増幅器と
   を備えることを特徴とする請求項２に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
7. 前記送信回路は、前記第１の発振信号と前記第２の発振信号とを混合して中間信号を生成し、前記中間信号の位相を前記第１の擬似雑音符号に基づいて変調して前記拡散信号を生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
8. 前記送信回路は、さらに、
   前記第１の発振信号を生成する第１の局部発振器と、
   前記第２の発振信号を生成する第２の局部発振器と、
   前記第１の発振信号と前記第２の発振信号とを混合して前記中間信号を生成する第１の平衡変調器と、
   前記中間信号の位相を前記第１の擬似雑音符号に基づいて変調して前記拡散信号を生成する第２の平衡変調器と
   を備えることを特徴とする請求項７に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
9. 前記送信回路は、第２の発振信号の位相を前記第１の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成し、前記中間信号と前記第１の発振信号とを混合して前記拡散信号を生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
10. 前記送信回路は、さらに、
    前記第１の発振信号を生成する第１の局部発振器と、
    前記第２の発振信号を生成する第２の局部発振器と、
    前記第２の発振信号の位相を前記第１の擬似雑音符号に基づいて変調して前記中間信号を生成する第１の平衡変調器と、
    前記中間信号と前記第１の発振信号とを混合して前記拡散信号を生成する第２の平衡変調器と
    を備えることを特徴とする請求項９に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
11. 前記送信回路は、前記第１の発振信号の位相を前記第１の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成し、前記中間信号と前記第２の発振信号とを混合して前記拡散信号を生成する
    ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
12. 前記送信回路は、さらに、
    前記第１の発振信号を生成する第１の局部発振器と、
    前記第２の発振信号を生成する第２の局部発振器と、
    前記第１の発振信号の位相を前記第１の擬似雑音符号に基づいて変調して前記中間信号を生成する第１の平衡変調器と、
    前記中間信号と前記第２の発振信号とを混合して前記拡散信号を生成する第２の平衡変調器と
    を備えることを特徴とする請求項１１に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
13. 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、前記同相信号、および前記直交信号に基づいて、前記受信信号の強度を算出し、前記強度と基準値とを照合し、前記物体の存在を判定する信号処理回路
    を備えることを特徴とする請求項２に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
14. 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、前記同相信号、および前記直交信号に基づいて、前記第２の擬似雑音符号を生成するにあたり前記第１の擬似雑音符号に対して遅延させた時間を特定し、前記時間から前記物体との距離を算出する信号処理回路
    を備えることを特徴とする請求項２に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
15. 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、前記第２の発振信号、前記同相信号、および前記直交信号に基づいて、前記受信信号の位相を算出し、前記位相の時間変化から前記物体との相対速度を算出する信号処理回路
    を備えることを特徴とする請求項２に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
16. 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、
    前記第１の擬似雑音符号としてＭ系列符号を生成する第１の擬似雑音符号発生回路と、
    前記第２の擬似雑音符号としてＭ系列符号を生成する第２の擬似雑音符号発生回路と
    を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
17. 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、前記第１の発振信号の周波数をランダムに変化させるランダム信号を発生させるランダム信号発生回路
    を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
18. 前記第１の擬似雑音符号の周波数よりも前記第２の発振信号のクロック周波数の方が大きい
    ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
19. 前記第２の発振信号のクロック周波数は、前記第１の擬似雑音符号の周期の周波数の整数分の１の周波数である
    ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
20. 第１の発振信号を第１の擬似雑音符号で変調して、スペクトル拡散された拡散信号を探知用電波として放射し、物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、第２の擬似雑音符号と前記第１の発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散して復調信号を生成するスペクトル拡散型レーダ装置であって、
    所定の周波数で符号を発生させることで繰り返し符号を生成する繰り返し符号発生回路と、
    前記第１の擬似雑音符号を時間遅延させた擬似雑音符号と前記繰り返し符号との間で排他的論理和演算を行って得られた結果を前記第２の擬似雑音符号として出力する排他的論理和演算回路と
    を備えることを特徴とするスペクトル拡散型レーダ装置。
21. 前記繰り返し符号発生回路と前記排他的論理和演算回路とが同一の半導体集積回路に集積されている
    ことを特徴とする請求項２０に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
22. 前記繰り返し符号のクロック周波数の１／２の周波数は、前記第１の擬似雑音符号の周期の周波数の整数分の１の周波数である
    ことを特徴とする請求項２０に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
23. 第１の発振信号と第２の発振信号と第１の擬似雑音符号とを組み合わせて、スペクトル拡散された拡散信号を生成し、前記拡散信号を探知用電波として放射する送信ステップと、
    物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、前記第１の擬似雑音符号を時間遅延させた第２の擬似雑音符号と前記第１の発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散して中間周波数信号を生成する受信ステップと
    を備えることを特徴とするスペクトル拡散型探知方法。

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