JP2009074856A - スペクトル拡散型レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】レーダ装置の感度の低下を防止する。
【解決手段】スペクトル拡散された拡散信号を送受信することで物体を探知するスペクトル拡散型レーダ装置であって、搬送波を発生させる搬送波発振器１０１と、第１擬似雑音符号を用いて前記搬送波を拡散させた拡散信号を送信する送信部１２０と、前記送信部１２０から送信され、物体に反射された前記拡散信号である反射波を受信し、前記第１擬似雑音符号の論理値を周期的に反転させた第２擬似雑音符号を遅延させた符号を用いて前記反射波を逆拡散することで、中間復調信号を生成する中間復調信号生成部１３０と、前記中間復調信号から特定の周波数成分を通過させる低域濾波器１４３ａと、前記低域濾波器１４３ａの出力信号を標本化する標本化器１４４ａとを備え、前記標本化器１４４ａは、前記反転の周期に同期して前記出力信号を標本化する。
【選択図】図２

Description

本発明は、スペクトル拡散方式を利用したレーダ装置に関し、特に、安価で探知距離範囲の広い高性能なスペクトル拡散型レーダ装置に関する。

近年、自動車に搭載されるレーダ装置（以下、車載レーダ装置と称する）に関する技術開発が活発化している。車載レーダ装置は、衝突回避などの安全性の向上、後退発車支援に代表される運転利便性の向上などを目的とし、先行車両、後方障害物などの検出に利用される。このような目的において、自車以外の車両に搭載された同種の車載レーダ装置が発する電磁波による干渉など、不要電波の影響を抑える必要がある。

これに対して、スペクトル拡散方式を利用したレーダ装置（以下、スペクトル拡散型レーダ装置と称する）等が提案されている（特許文献１）。

スペクトル拡散型レーダ装置では、送信電波は擬似雑音符号（以下、ＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ）符号と称する）によって拡散変調されており、受信機は送信電波を変調する際に用いたＰＮ符号と同じ符号を用いて逆拡散する。これにより、異なる符号で変調された電波、符号変調のない他方式のレーダ装置から放射される電波は受信機内で抑圧され、干渉が抑制される。また、送信電波は、ＰＮ符号により周波数拡散されるため、単位周波数あたりの電力を小さくすることができ、他の無線システムに与える影響を低くすることができる。そして、ＰＮ符号のチップレートと符号周期とを調整することで、距離分解能と最大探知距離との関係を自由に設定することができる。また、電波を連続的に送信することができるため、パルス方式のレーダ装置に比べてピーク電力が大きくなるということがない。これにより、高周波回路に要求される電力量を削減することができ、安価なレーダ装置を提供することができるという優れた特徴を有している。

スペクトル拡散型レーダ装置の具体的な構成として、送信側と受信側とで共通の局部発振器を用いることで高周波回路を簡単化し、かつ、ＰＮ符号の極性を適当な時間間隔で反転させたレーダ装置が示されている（特許文献２）。特許文献２に記載のレーダ装置の受信部は送信搬送波で受信信号を直接直交復調するよう構成されている。逆拡散に用いるＰＮ符号を適当な時間間隔で反転させることで、直交復調出力の符号の極性が適当な時間間隔で反転し、交流信号になることで、直流オフセットの影響を受けないように構成されている。したがって、このレーダ装置は、半導体素子の特性ばらつきや周囲温度の変動による直流オフセットの影響を受けない優れたレーダ装置である。

ＰＮ符号を反転させた場合のレーダ装置について、具体的にＰＮ符号としてＭ系列符号を用いて説明する。

Ｍ系列符号とは、論理値として「０」と「１」の２値を有するＰＮ符号であり、１周期中に含まれる１の個数は、必ず「０」の個数より一つだけ多い。また、Ｍ系列符号は図７に示すように優れた相関特性を有する。図７は７ビットを周期とするＭ系列符号の例とした相関特性を示す図である。１つのＭ系列符号に対して数ビットシフトさせたものとの相関をとると、図７に示すように、シフト量が０の場合にのみ相関値はピーク値７（ビット数に等しい）となり、それ以外の場合は−１となる。なお、相関値は２つの値が一致した個数から２つの値が異なった個数を減算した値である。相関値は、Ｍ系列符号の「０」を−１と変換し、積和をとることで算出される。

以上のように、あるＭ系列符号と、別のＭ系列符号とが一致したときのみ、大きな値が相関値として検出され、それ以外の場合において、相関値は非常に小さくなる。従来技術では、この相関特性を利用することで、物体との距離などを検出することができる。
特開平７−１２９３０号公報 特開平１０−５４８７４号公報

しかしながら、上記従来技術によれば、ＰＮ符号の相関特性により本来抑圧されるべき非相関信号であっても、ＰＮ符号が反転した瞬間に符号の連続性が失われるため、復調出力に過渡的なインパルス雑音が発生し、レーダ装置の感度が低下するという課題がある。以下では、より具体的に課題を説明する。

特許文献２に記載の技術では、直流オフセットの影響を抑えるために、ＰＮ符号を反転させている。図８に示すように、相関特性を得る場合の１周期にＭ系列符号が反転した瞬間を含む場合は、「０」の個数と「１」の個数との関係が崩れる場合がある。この場合、図７に示すような明確な相関関係は得られない。これにより、ＰＮ符号を用いて拡散された拡散信号を、反転したＰＮ符号を用いて逆拡散を行った場合、逆拡散及び直交復調後の信号に図９に示すようなインパルス雑音が発生する。図９に示すインパルス雑音は、ＰＮ符号が反転した瞬間に発生する。

図９に示す波形は、例えば、ＰＮ符号の周期が２０４７ｂｉｔ、チップレートが２５００Ｍｃｐｓであり、ＰＮ符号を反転させるための周波数が５０ｋＨｚである場合に、十分に広帯域な低域濾波器を通過させた場合の出力波形である。この例では、約１．２ＭＨｚ以上の成分は十分に抑圧することができる。そして、インパルス雑音を除いた部分には、ＰＮ符号の相関特性から決定される振幅成分が発生している。ＰＮ符号の反転・非反転に応じて、図９に示すように出力波形も反転する。そして、拡散信号を反射する物体がある場合は、その物体の反射強度、レーダ装置との距離などに応じた振幅を持つ反射波が現れる。

例えば図９に示すように、インパルス雑音と比較して大きな振幅を持つ第１の反射波が表れた場合は、レーダ装置では反射波を検出することが可能である。しかし、インパルス雑音と比較して小さな振幅を持つ第２の反射波の場合は、インパルス雑音の影響を受け、反射波を検出することが困難となる。

したがって、インパルス雑音の影響により、最大探知距離が低下するなどの、レーダ装置の感度が低下するという不具合が生じる。

そこで、本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、最大探知距離の低下などの、レーダ装置の感度の低下を防止するスペクトル拡散型レーダ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明のスペクトル拡散型レーダ装置は、スペクトル拡散された拡散信号を送受信することで物体を探知するスペクトル拡散型レーダ装置であって、搬送波を発生させる発振部と、第１擬似雑音符号の論理値を周期的に反転させた第２擬似雑音符号を出力する符号反転部と、前記第１擬似雑音符号及び前記第２擬似雑音符号の一方を用いて、前記搬送波を拡散させた拡散信号を送信する送信部と、前記送信部から送信され、物体に反射された前記拡散信号である反射波を受信し、前記第１擬似雑音符号及び前記第２擬似雑音符号の他方を遅延させた符号を用いて前記反射波を逆拡散することで、中間復調信号を生成する中間復調信号生成部と、前記中間復調信号から特定の周波数成分を通過させる濾波器と、前記濾波器の出力信号を標本化する標本化器とを備え、前記標本化器は、前記反転の周期に同期して前記出力信号を標本化する。

これにより、ＰＮ符号が反転する瞬間に発生するインパルス雑音を抑制し、インパルス雑音が極小になるタイミングで、濾波器の出力信号を標本化することにより、最大探知距離の低下などのレーダ装置の感度の低下を防止することができる。

また、前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、クロック信号を出力するクロック発生器と、前記クロック信号を２分周することで繰り返し符号を発生する分周器とを備え、前記符号反転部は、前記繰り返し符号の論理値に応じて前記第１擬似雑音符号を反転させることで、前記第２擬似雑音符号を出力し、前記標本化器は、前記クロック信号に同期して前記出力信号を標本化してもよい。

これにより、符号の反転の周期と標本化のサンプリング周期とを容易に同期させることができる。

また、前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、前記クロック信号を遅延させる遅延器を備え、前記遅延器は、前記濾波器による処理にかかる期間に、前記クロック信号を遅延させて前記標本化器に出力し、前記標本化器は、遅延した前記クロック信号に同期して前記出力信号を標本化してもよい。

これにより、標本化のサンプリングのタイミングをインパルス雑音の抑制されたタイミングに同期させることができる。

また、前記濾波器は、インパルス応答が時刻ｔ＝０で有限の値となり、かつ、前記クロック信号の周期の半分の期間をＴとした場合に±ｎＴ−Ｔ／１０＜ｔ＜±ｎＴ＋Ｔ／１０（ｎは自然数）を満たす時刻ｔにおいてインパルス応答の絶対値が極小となる特性を有してもよい。

これにより、インパルス雑音の発生した信号を簡単な構成のフィルタ処理を行うことで、インパルス雑音の影響を抑制することができる。

また前記濾波器は、前記クロック信号の周波数の２倍の周波数を標本化周波数とするナイキストフィルタ、又は、２乗余弦フィルタであってもよい。

また、前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、アナログ信号である前記中間復調信号を所定の標本化周波数でデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器を有し、前記濾波器は、有限インパルス応答デジタルフィルタであってもよい。

インパルス雑音の発生した信号をデジタル化することで、アナログフィルタより簡単な構成で実現することができる。

また、前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、前記標本化周波数の半分の周波数をカットオフ周波数とする低域濾波器を備え、前記アナログデジタル変換器は、前記低域濾波器を通過した中間復調信号をデジタル信号に変換してもよい。

これにより、アナログデジタル変換の実施時に生じる折り返し雑音を抑制することができる。

以上、本発明のスペクトル拡散型レーダ装置によれば、例えば、最大探知距離の低下などの、レーダ装置の感度の低下を防止するスペクトル拡散型レーダ装置を提供することができる。

本発明のスペクトル拡散型レーダ装置は、拡散又は逆拡散に用いるＰＮ符号の論理値を、適当な時間間隔で反転させることにより直流オフセットの影響を抑制し、かつ、論理値の反転時に発生するインパルス雑音の影響を抑制する装置である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
本実施の形態のスペクトル拡散型レーダ装置は、例えば、図１に示すように、車両１１のフロントとテールとに備えられ、探知用電波を出力する。そして、先行車両１２、障害物１３などの物体によって反射された探知用電波を受信し、受信した探知用電波を処理することにより、物体の有無、物体との距離及び相対速度などを算出する。

図２は、本実施の形態のスペクトル拡散型レーダ装置の構成を示す図である。
同図のスペクトル拡散型レーダ装置は、搬送波発振器１０１、送信用ＰＮ符号発生器１０２、受信用ＰＮ符号発生器１０３、制御部１０４、排他的論理和演算部１０５、繰り返し符号発生部１１０、送信部１２０、中間復調信号生成部１３０、反射信号生成部１４０及び信号処理部１５０を備える。

搬送波発振器１０１は、搬送波を発生する。搬送波の周波数は、例えば２６ＧＨｚである。

送信用ＰＮ符号発生器１０２は、送信部１２０において拡散用に用いられるＰＮ符号（以下、符号Ｍ１とする）を発生させる。ここでは、ＰＮ符号の一例として、Ｍ系列符号を用いる。

受信用ＰＮ符号発生器１０３は、中間復調信号生成部１３０において逆拡散用に用いられるＰＮ符号（以下、符号Ｍ２とする）を発生させる。なお、符号Ｍ２は、制御部１０４によって決定された遅延量だけ符号Ｍ１を遅延させた符号である。

本実施の形態では、送信用ＰＮ符号発生器１０２及び受信用ＰＮ符号発生器１０３は、それぞれ、１１段の線形帰還シフトレジスタを備え、繰り返し周期２０４７ビットのＭ系列符号を生成する。

制御部１０４は、上述の遅延量を決定し、受信用ＰＮ符号発生器１０３及び信号処理部１５０に出力する。

排他的論理和演算部１０５は、繰り返し符号発生部１１０により発生する繰り返し符号により、符号Ｍ２の論理値を反転させたＰＮ符号（以下、符号Ｍ３とする）を出力する。具体的には、繰り返し符号の論理値が「０」である期間では、符号Ｍ２の論理値を維持させ、繰り返し符号の論理値が「１」である期間では、符号Ｍ２の論理値を反転させる。

繰り返し符号発生部１１０は、論理値「０」と「１」との２値を繰り返す符号を発生させる。繰り返し符号発生部１１０は、クロック信号発生器１１１、１／２分周器１１２及び遅延器１１３を備える。

クロック信号発生器１１１は、例えば、図３（ａ）に示すような周波数が１００ｋＨｚのクロック信号（以下、信号Ｓ１とする）を発生する。

１／２分周器１１２は、入力された信号を２分周した信号を出力する。本実施の形態の例では、クロック信号発生器１１１により発生させた１００ｋＨｚのクロック信号を分周し、図３（ｂ）に示す５０ｋＨｚのクロック信号（以下、信号Ｓ２とする）を出力する。信号Ｓ２が前述した繰り返し符号を意味する。

遅延器１１３は、後述する直交復調器１３４の遅延時間及び反射信号生成部１４０の内部の処理に要する時間分だけ信号Ｓ１を遅延させる。反射信号生成部１４０の内部の処理とは、低域濾波器１４１ａ又は１４１ｂ、アナログデジタル変換器１４２ａ又は１４２ｂ及び低域濾波器１４３ａ又は１４３ｂによる処理である。

送信部１２０は、搬送波発振器１０１で発生させた搬送波を、符号Ｍ１を用いて拡散した拡散信号を探知用電波として送信する。送信部１２０は、平衡変調器１２１、帯域濾波器１２２及び送信アンテナ１２３を備える。

平衡変調器１２１は、符号Ｍ１を用いて搬送波を拡散する。
帯域濾波器１２２は、平衡変調器１２１によりスペクトル拡散された信号から不要な周波数成分を除去する。なお、帯域濾波器１２２による処理は、必要に応じて行えばよく、必ずしも行う必要はない。

送信アンテナ１２３は、帯域濾波器１２２から得られた拡散信号を探知用電波として送信する。

中間復調信号生成部１３０は、受信した探知用電波を逆拡散し、搬送波を基にして逆拡散された信号を直交復調することで、中間復調信号を生成する。中間復調信号生成部１３０は、受信アンテナ１３１、増幅器１３２、平衡変調器１３３及び直交復調器１３４を備える。

受信アンテナ１３１は、反射物体１６０により反射された探知用電波を受信する。
増幅器１３２は、受信アンテナ１３１により受信された受信信号を増幅する。

平衡変調器１３３は、符号Ｍ３を用いて、増幅された受信信号を逆拡散する。
直交復調器１３４は、搬送波発振器１０１で発生させた搬送波を基にして、逆拡散された信号を直交復調する。直交復調器１３４は、移相器１３５と、平衡変調器１３６ａ及び１３６ｂとを備える。

移相器１３５は、搬送波発振器１０１で発生させた搬送波を基にして、９０度の位相差を有する２つの信号を出力する。

平衡変調器１３６ａ及び１３６ｂは、移相器１３５から出力される２つの搬送波をそれぞれ用いて、逆拡散された受信信号を直交復調することで得られる中間復調信号を出力する。搬送波と同相の中間復調信号を同相信号、搬送波と９０度位相の異なる中間復調信号を直交信号とする。平衡変調器１３６ａから同相信号が出力され、平衡変調器１３６ｂから直交信号が出力される。同相信号または直交信号の一例を図３（ｃ）に示す。

反射信号生成部１４０は、中間復調信号を処理することで、インパルス雑音を除去した反射信号を生成する。反射信号生成部１４０は、低域濾波器１４１ａ、１４１ｂ、１４３ａ及び１４３ｂ、アナログデジタル変換器１４２ａ及び１４２ｂ、標本化器１４４ａ及び１４４ｂ、並びに乗算器１４５ａ及び１４５ｂを備える。

なお、低域濾波器１４１ｂは、低域濾波器１４１ａと同じ構成である。異なる点は、低域濾波器１４１ａには同相信号が入力され、低域濾波器１４１ｂには直交信号が入力されるという点である。同様に、アナログデジタル変換器１４２ｂ、低域濾波器１４３ｂ、標本化器１４４ｂ及び乗算器１４５ｂは、それぞれ、アナログデジタル変換器１４２ａ、低域濾波器１４３ａ、標本化器１４４ａ及び乗算器１４５ａと同じ構成である。したがって以下では、低域濾波器１４１ａ、アナログデジタル変換器１４２ａ、低域濾波器１４３ａ、標本化器１４４ａ及び乗算器１４５ａを中心に説明を行い、低域濾波器１４１ｂ、アナログデジタル変換器１４２ｂ、低域濾波器１４３ｂ、標本化器１４４ｂ及び乗算器１４５ｂについては説明を省略する。

低域濾波器１４１ａは、アナログデジタル変換の際に、折り返し雑音が生じないようにするためのアンチエイリアスフィルタである。アナログデジタル変換器１４２ａのサンプリング周波数がＦｓである場合に、低域濾波器１４１ａは、同相信号に含まれる１／２×Ｆｓ以上の周波数成分を抑圧する。

アナログデジタル変換器１４２ａは、低域濾波器１４１ａを通過した同相信号を、サンプリング周波数Ｆｓで数値データに変換する。

低域濾波器１４３ａは、デジタル化された同相信号に含まれるインパルス雑音を抑圧するためのフィルタである。低域濾波器１４３ａのインパルス応答の一例を図３（ｄ）に示す。信号Ｓ１の周期を２Ｔとした場合、時間０で有限の応答値を有する。さらに、ｎを自然数として、ｔ＝±ｎＴの時間点での応答値の絶対値が０となる。これは、例えば、標本化周波数１／Ｔの場合のナイキストフィルタの条件を満たす２乗余弦フィルタのインパルス応答である。

標本化器１４４ａは、低域濾波器１４３ａを通過した同相信号を、符号Ｍ２の反転の周期、すなわち信号Ｓ１の周期に同期してサンプリングすることで、インパルス雑音の影響が抑制された理想的な標本値を得る。

乗算器１４５ａは、得られた標本値に対して、１／２分周器１１２の出力である繰り返し符号を乗算する。これにより、交流化させていた反射信号から本来の反射信号を復元することができる。

信号処理部１５０は、反射信号生成部１４０で生成された反射信号を処理することで、反射物体までの距離や相対速度などを算出する。具体的には、反射信号をさらに帯域制限することで、不要な周波数成分を除去し、同相信号と直交信号との合成などの処理を行う。さらに、受信用ＰＮ符号発生器１０３に対して設定した遅延量などの情報を制御部１０４から受け取ることで、物体との距離や相対速度などを算出する。

次に、本実施の形態のスペクトル拡散型レーダ装置の動作について、特に物体からの反射波を受信後の動作について説明する。具体的には、中間復調信号生成部１３０及び反射信号生成部１４０の動作について説明する。

送信アンテナ１２３から出力された探知用電波は、反射物体１６０によって反射される。反射された反射波は、受信アンテナ１３１によって受信され、増幅器１３２により増幅され、平衡変調器１３３に出力される。平衡変調器１３３は、符号Ｍ３を用いて反射波を逆拡散する。図３（ｃ）は、上述したように、逆拡散された反射波を直交復調した信号の一例を示す図である。信号Ｓ２の論理値が反転した瞬間において、一時的に符号Ｍ３に含まれる「０」と「１」の個数のバランスが崩れることにより、インパルス雑音が発生する。

図３（ｃ）に示すように、インパルス雑音が発生していない部分には、本来のＰＮ符号の相関特性から決定される振幅成分が発生する。したがって、この振幅成分のみを抽出することで、より良い非所望波抑圧比を得ることができる。非所望波抑圧比とは、所望波の振幅に対する非所望波の振幅を示す比である。非所望波抑圧比が大きいほど、理想的なレーダ装置であることを示す。なお、所望波とは、その反射伝播遅延時間が、符号Ｍ１と符号Ｍ２との時間差に等しい探知用電波である。また、非所望波とは、その反射伝播遅延時間が、符号Ｍ１と符号Ｍ２との時間差に等しくない探知用電波である。

所望波は、ＰＮ符号の自己相関特性に従って強い相関出力を示す。このとき、ＰＮ符号の１周期のビット数をＮとすれば、非所望波の振幅は、所望波の振幅の１／Ｎとなる。つまり、２０×ｌｏｇＮ（ｄＢ）の非所望波抑圧比を得ることができる。本実施の形態では、Ｎ＝２０４７であるので、非所望波抑圧比は約６６ｄＢである。

より良い非所望波抑圧比を得るためには、インパルス雑音を抑圧する必要がある。このため、アナログデジタル変換器１４２ａから出力される同相信号を示す数値データに対して、図３（ｄ）に示すインパルス応答を持つ低域濾波器１４３ａによるフィルタ処理を行う。

これにより、信号Ｓ２の論理値が変化する時間点の直後に発生するインパルス雑音に対して、低域濾波器１４３ａのインパルス応答の絶対値の極小点を重ね合わせることができる。図３（ｅ）には、低域濾波器１４３ａの出力を示す。

標本化器１４４ａは、図３（ｅ）に示す出力波形を信号Ｓ１の周期毎にサンプリングする。このとき、遅延器１１３は、直交復調器１３４による直交復調処理から低域濾波器１４３ａによるインパルス雑音の抑圧処理までにかかる時間、信号Ｓ１を遅延させる。すなわち、図３（ｅ）において矢印で示すようなタイミングで低域濾波器１４３ａの出力波形をサンプリングする。これにより得られる標本値は図３（ｆ）のようになる。

乗算器１４５ａは、標本化器１４４ａによって得られた標本値に対して、信号Ｓ２を乗ずることで、交流化されていた反射信号を本来の信号に戻す。

以上のように、本実施の形態のスペクトル拡散型レーダ装置は、信号Ｓ２の反転時に、逆拡散された信号に発生するインパルス雑音を、低域濾波器１４３ａによって抑制する。さらに、標本化器１４４ａがインパルス雑音の影響が小さくなる時点でサンプリングすることで、インパルス雑音を抑圧することができる。

以上、本発明のスペクトル拡散型レーダ装置について実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、この実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものも本発明の範囲に含まれる。

例えば、低域濾波器１４３ａとして２乗余弦フィルタを用いてもよい。この場合の周波数特性は、図４に示すように信号Ｓ２の倍の周波数、すなわち１００ｋＨｚを遮断周波数とする低域通過特性となる。

これにより、信号Ｓ２と同じ周期で極性反転する中間復調信号に含まれる信号Ｓ２の基本周波数成分を損なうことなく通過させることができる。よって、非所望波による拡散信号、熱雑音、干渉波などの不要な信号により発生する高周波成分を抑圧することができる。

また、低域濾波器１４３ａとして図５（ａ）及び図５（ｂ）に示すように、信号Ｓ１の周期を２Ｔとした場合に、時刻ｔ＝±ｎＴの近傍において、インパルス応答の絶対値が極小又は０となるフィルタを用いてもよい。なお、時刻ｔ＝±ｎＴの近傍とは、±ｎＴ−Ｔ／１０＜ｔ＜±ｎＴ＋Ｔ／１０の範囲を示す。

また、本実施の形態では、繰り返し符号を用いて受信用ＰＮ符号の極性を反転させる構成としたが、繰り返し符号を用いて送信用ＰＮ符号の極性を反転させる構成としてもよい。図６は、送信用ＰＮ符号の極性を反転させる場合のスペクトル拡散型レーダ装置の構成を示す図である。同図のスペクトル拡散型レーダ装置は、図２のレーダ装置と比較して、排他的論理和演算部１０５の代わりに、排他的論理和演算部１７０が送信用ＰＮ符号発生器１０２と平衡変調器１２１との間に備えられる点が異なっている。

この場合も、反射信号生成部１４０の構成を本実施の形態と同じ構成とすることで、理想的な非所望波抑圧比を得ることができる。ただし、中間復調信号の極性が反転するタイミングが反射物体の距離に応じて変わるので、受信用ＰＮ符号発生器１０３に設定する遅延量に同期して遅延器１１３の遅延量を変化させることが好ましい。

また、本実施の形態では擬似雑音符号として、Ｍ系列のＰＮ符号を用いたが、Ｇｏｌｄ符号であってもよい。

また、本実施の形態では繰り返し符号として一定時間ごとに極性反転する符号を用いたが、符号に情報をもたせたデータ符号でもよい。この場合、１／２分周器１１２の代わりにクロック信号発生器１１１の１周期毎にデータ符号のビットを発生させるデータ発生器を用いればよい。

また、中間復調信号をアナログデジタル変換器１４２ａにより数値化し、低域濾波器１４３ａを有限インパルス応答デジタルフィルタとして構成することで、インパルス応答を容易に、かつ正確に図３（ｄ）、図５（ａ）及び図５（ｂ）など、上述した条件を満たすように構成することができる。

しかしながら、必ずしも中間復調信号を数値化して有限インパルス応答デジタルフィルタを用いる必要はなく、インパルス応答が上述したような条件さえ満たしておれば、アナログフィルタであっても理想的な非所望波抑圧比を得る効果をもたらすことができる。この場合、低域濾波器１４１ａ及びアナログデジタル変換器１４２ａは不用である。

なお、インパルス雑音の極性及び振幅は、繰り返し符号の極性が反転するタイミングが、ＰＮ符号の１周期中のどの位相に一致するかに依存する。これはＰＮ符号の極性反転時の前後の「０」の個数と「１」の個数との差がＰＮ符号の極性反転がＰＮ符号の１周期中のどの位相で発生するかにより異なるためである。ＰＮ符号の１周期の整数倍と、繰り返し符号の１周期が一致していない場合、図３（ｃ）のような規則正しい波形とはならない。ただし、そのような場合であっても、本発明の構成により、理想的な非所望波抑圧比を得る効果をもたらすことができる。

本発明は、安価で高性能なレーダ装置等として、特に車両などに備えられ、先行車両や後方の障害物などを検出する車載レーダ装置として利用することができる。

本実施の形態のスペクトル拡散型レーダ装置を備える車両の外観を模式的に示す図である。 本実施の形態のスペクトル拡散型レーダ装置の構成を示す図である。 （ａ）クロック信号発生器が発生するクロック信号を示す図である。（ｂ）クロック信号を２分周した信号を示す図である。（ｃ）インパルス雑音が発生した中間復調信号を示す図である。（ｄ）低域濾波器のインパルス応答の一例を示す図である。（ｅ）低域濾波器を通過した出力波形を示す図である。（ｆ）標本化器によってサンプリングされたことを示す図である。 低域濾波器に２乗余弦フィルタを用いた場合の周波数特性を示す図である。 （ａ）低域濾波器のインパルス応答の一例を示す図である。（ｂ）低域濾波器のインパルス応答の一例を示す図である。 送信側に排他的論理和演算部を備えた構成を示す図である。 Ｍ系列符号の相関関係を示す図である。 符号が反転したＭ系列符号の一例を示す図である。 インパルス雑音の一例を示す図である。

符号の説明

１１ 車両
１２ 先行車両
１３ 障害物
１０１ 搬送波発振器
１０２ 送信用ＰＮ符号発生器
１０３ 受信用ＰＮ符号発生器
１０４ 制御部
１０５、１７０ 排他的論理和演算部
１１０ 繰り返し符号発生部
１１１ クロック信号発生器
１１２ １／２分周器
１１３ 遅延器
１２０ 送信部
１２１、１３３、１３６ａ、１３６ｂ 平衡変調器
１２２ 帯域濾波器
１２３ 送信アンテナ
１３０ 中間復調信号生成部
１３１ 受信アンテナ
１３２ 増幅器
１３４ 直交復調器
１３５ 移相器
１４１ａ、１４１ｂ、１４３ａ、１４３ｂ 低域濾波器
１４２ａ、１４２ｂ アナログデジタル変換器
１４４ａ、１４４ｂ 標本化器
１４５ａ、１４５ｂ 乗算器
１５０ 信号処理部
１６０ 反射物体

Claims (10)

1. スペクトル拡散された拡散信号を送受信することで物体を探知するスペクトル拡散型レーダ装置であって、
   搬送波を発生させる発振部と、
   第１擬似雑音符号の論理値を周期的に反転させた第２擬似雑音符号を出力する符号反転部と、
   前記第１擬似雑音符号及び前記第２擬似雑音符号の一方を用いて、前記搬送波を拡散させた拡散信号を送信する送信部と、
   前記送信部から送信され、物体に反射された前記拡散信号である反射波を受信し、前記第１擬似雑音符号及び前記第２擬似雑音符号の他方を遅延させた符号を用いて前記反射波を逆拡散することで、中間復調信号を生成する中間復調信号生成部と、
   前記中間復調信号から特定の周波数成分を通過させる濾波器と、
   前記濾波器の出力信号を標本化する標本化器とを備え、
   前記標本化器は、
   前記反転の周期に同期して前記出力信号を標本化する
   ことを特徴とするスペクトル拡散型レーダ装置。
2. 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、
   クロック信号を出力するクロック発生器と、
   前記クロック信号を２分周することで繰り返し符号を発生する分周器とを備え、
   前記符号反転部は、
   前記繰り返し符号の論理値に応じて前記第１擬似雑音符号を反転させることで、前記第２擬似雑音符号を出力し、
   前記標本化器は、
   前記クロック信号に同期して前記出力信号を標本化する
   ことを特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
3. 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、
   前記クロック信号を遅延させる遅延器を備え、
   前記遅延器は、
   前記濾波器による処理にかかる期間に、前記クロック信号を遅延させて前記標本化器に出力し、
   前記標本化器は、
   遅延した前記クロック信号に同期して前記出力信号を標本化する
   ことを特徴とする請求項２記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
4. 前記濾波器は、インパルス応答が時刻ｔ＝０で有限の値となり、かつ、前記クロック信号の周期の半分の期間をＴとした場合に±ｎＴ−Ｔ／１０＜ｔ＜±ｎＴ＋Ｔ／１０（ｎは自然数）を満たす時刻ｔにおいてインパルス応答の絶対値が極小となる特性を有する
   ことを特徴とする請求項２又は３記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
5. 前記濾波器は、前記クロック信号の周波数の２倍の周波数を標本化周波数とするナイキストフィルタである
   ことを特徴とする請求項４記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
6. 前記濾波器は、２乗余弦フィルタである
   ことを特徴とする請求項５記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
7. 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、
   アナログ信号である前記中間復調信号を所定の標本化周波数でデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器を有し、
   前記濾波器は、有限インパルス応答デジタルフィルタである
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
8. 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、
   前記標本化周波数の半分の周波数をカットオフ周波数とする低域濾波器を備え、
   前記アナログデジタル変換器は、前記低域濾波器を通過した中間復調信号をデジタル信号に変換する
   ことを特徴とする請求項７記載のスペクトル拡散型レーダ装置。
9. 請求項１〜８のいずれか１項に記載のスペクトル拡散型レーダ装置を備える車両。
10. スペクトル拡散された拡散信号を送受信することで物体を探知するスペクトル拡散型レーダ装置を制御する制御方法であって、
    搬送波を発生させる発振ステップと、
    第１擬似雑音符号の論理値を周期的に反転させた第２擬似雑音符号を出力する符号反転ステップと、
    前記第１擬似雑音符号、及び、前記第２擬似雑音符号の一方を用いて、前記搬送波を拡散させた拡散信号を送信する送信ステップと、
    前記送信ステップにおいて送信され、物体に反射された前記拡散信号である反射波を受信し、前記第１擬似雑音符号、及び、前記第２擬似雑音符号の他方を遅延させた符号を用いて前記反射波を逆拡散することで、中間復調信号を生成する中間復調信号生成ステップと、
    前記中間復調信号から特定の周波数成分を通過させた出力信号を標本化する標本化ステップとを含み、
    前記標本化ステップでは、
    前記反転の周期に同期して前記出力信号を標本化する
    ことを特徴とする制御方法。

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