JPH01308985A

JPH01308985A - レーダ方式

Info

Publication number: JPH01308985A
Application number: JP63141232A
Authority: JP
Inventors: Shinichi Ito; 信一伊藤
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1988-06-07
Filing date: 1988-06-07
Publication date: 1989-12-13
Anticipated expiration: 2012-10-15
Also published as: JP2663520B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はレーダ方式、特にコヒアレント・パルス・レー
ダにおけるマルチプル・タイム・アラウンド目標信号の
距離不確定性の除去を図ったレーダ方式に関する。

〔従来の技術〕

レーダにおいて、目標検出能力の向上を図る目的や目標
の速度情報を取得する目的のために単位時間当りの送信
パルス波の数を増加させたレーダ方式があり、中又は高
パルス繰り返しくＭｅｄｉｕｍＰＲＦ／Ｈｉｇｈ　ＰＲ
Ｆ）レーダとして知られている。この種のレーダでは、
隣接する送信パルス間の時間が短かくなるため、送受パ
ルス間の時間に対し一意的に確定して定まる距離範囲が
狭くなるという欠点を有しており、この距離不確定性の
除去を図ることが要求されていた。

このためには、レーダ反射信号の存在する現スイープよ
り以前のスイープにさかのぼった距離範囲の確定が基本
的に必要である。

従来、この種の技術としては、２つの異なる送信パルス
繰り返し周波数のパルス列を時間的に連続して送信し、
各パルス列の送信パルス位置に対し受信パルス位置が２
つのパルス繰り返し周波数で一致した時点を判別するこ
とにより両パルスの時間差を一意的に決定し、（光速Ｘ
時間差／２）の式から目標の距離を算定している。この
内容に関しては、例えばＭ、１．５ｋｏｌｎｉｋ、ｅｄ
、ＲＡＤＡＲＨＡＮＤＢＯＯＫ。

ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ、Ｉｎｃ、、１９７０．ｐ、１
９−１３等に詳述されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述した従来の距離不確定性除去方式は、２つの異なる
パルス繰り返し周波数の送信パルス列を時間的に連続し
て送信し、各パルス列毎に目標信号の存在を判定するこ
とが必要であったため、パルス列の送信時間が２倍必要
であり、しかも積分効果は全パルス数の１／２に対して
しか得られないという欠点がある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のレーダ方式は、レーダ送信波の位相関係が連続
する送信パルス間で保持されるコヒアレント・パルス・
レーダにおいて、送信パルスごとに送信波位相を変化さ
せる手段と、現受信スィーブ期間又は現受信スイープ期
間より前の所定の受信スイープ期間に先行する送信パル
ス波の位相を基準位相として前記現受信スィーブ期間内
のレーダ受信パルス信号を位相検波する手段と、前記位
相検波手段から出力される受信パルス列に対するコヒア
レント積分処理手段と、前記受信パルス列の各パルス信
号に対し前記所定の受信スイープ期間と異なる受信スイ
ープ期間に先行する送信パルス波の位相と前記基準位相
との差違を補正する位相層補正後のと、前記位相補正後
の受信パルス列に対する；ヒアレント漬分処理手段とを
備えている。

〔実施例〕

次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。

第１図は本発明の一実施例を示す系統図である。

第１図においてコヒアレント発振器１により発生された
送信中間周波信号はパルス変調器２に導びかれ、送信制
御器４からの送信トリガー信号により変調を受けた後、
周波数変換器３に導びかれる。

一方、ローカル発振器５で発生されたローカル信号はス
イッチ６の端子７、又は移相器９を経て端子８に導びか
れ、送信制御器４による送信パルス毎の切替信号により
端子７又は端子８に交互に切り替えられスイッチ６から
出力される。前記ローカル信号は端子７に切り替えられ
た場合には位相遅延を受けない状態で、又端子８に切り
替えられた場合には移相器９によりΔφだけの位相遅延
を受けた状態で、周波数変換器３に導びかれる。周波数
変換器３は、前記送信中間周波信号と前記ローカル信号
を入力として、画周波数の和の周波数のパルス変調高周
波信号を出力する。前記高周波信号はこの後電力増幅器
１０で電力増幅され、送受切替器１１を経て空中線１２
へ導びかれ、レーダ送信パルスとして空間に放射される
。この時前記高周波信号は、高安定なコヒアレント発振
器１及びローカル発振器５の出力信号を種として作られ
るので、送信パルス間の位相関係が保存されたコヒアレ
ントな高周波信号となっている。

次に、レーダ目標からの反射波は受信高周波信号として
空中線１２を介して受信され、送受切替器１１により受
信側へ切り替えられて高周波増幅器１３へ導びかれ、増
幅された後、前記ローカル信号と共にミキサー１４に入
力される。ミキサー１４は受信高周波信号とローカル信
号の位相関係を保存したまま画周波数の差の周波数に等
しい受信中間周波信号を出力し、この受信中間周波数信
号は中間周波増幅器１５で増幅された後、前記コヒアレ
ント発振器１からの送信中間周波信号と共に位相検波器
１６に入力される。位相検波器１６は面入力信号の位相
差に応じて同相信号及び直交信号の２種の信号をそれぞ
れプラス又はマイナスの電圧であるバイポーラ・ビデオ
信号として出力する。位相検波器１６は、−例として第
２図の如く構成される。同図に於いて、入力信号はミキ
サー１８及び１９に分岐して入力され、一方コヒアレン
ト発振器１からの送信中間周波信号はミキサー１８には
直接、又ミキサー１９には移相器２０によりπ／２〔ラ
ジアン〕だけ位相遅延した信号としてそれぞれ入力され
る。この結果、ミキサー１８からは同相（１：Ｉｎｐｈ
ａｓｅ）信号が、又ミキサー１９からは直交位相（Ｑ：
Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｐｈａｓｅ）信号がそれぞれバ
イポーラビデオ信号として出力される。

次に、位相検波器１６からの２つの出力信号はそれぞれ
２分岐され、その一方は第１の出力信号として第１の積
分処理系へ、又他方は第２の出力信号として第２の積分
処理系へと導びかれる。

即ち、前記ミキサー１８．１９からの両ビデオ信号はま
ず第１の出力信号として積分処理器１７−１に入力され
る。積分処理器１７−１は引き続くあらかじめ定められ
た数のビデオ信号を蓄積した後、コヒアレント積分処理
を行ない積分後の信号を次の処理のため出力する。

次いで、前記ミキサー１８．１９からの両ビデオ信号は
、第２の出力信号として第２の出力信号として第２の積
分処理系の位相補正器３５へ入力される。位相補正器３
５は既知量である現受信スイープ期間の１回前の受信ス
ィーブ期間に先行する送信パルス波の位相と現受信スイ
ープに先行する送信パルス波の位相の差を送信タイミン
グ毎に切替え補正することによりセカンド・タイム・ア
ラウンド（Ｓｅｃｏｎｄ−Ｔｉｍｅ−Ａｒｏｕｎｄ）信
号に対し受信パルス列が同相となるように位相補正を行
ない、その出力信号を積分処理器１７−２へ入力する。

積分処理器１７−２は引き続くあらかじめ定められた数
のビデオ信号を蓄積した後、コヒアレント積分処理を行
ない積分後の信号を次の処理のため出力する。

次に第３図は、第１図の系統のレーダが送信する送信パ
ルス列ＰＩ、Ｐ２１・・・と受信パルス列（１）　ｓ　
、　。

Ｓ２．・・・、及び受信パルス列（２）Ｆ　ｏ　、　Ｆ
　１．・・・の時間的関係を示す図であり、時刻ｉ＋＋
　ｔ２・・・の送信パルスＰ　ＨＨＰ　２１・・・の目
標反射波が距離確定領域（Ｕｎａｍｂｉｇｕｏｕｓ　Ｒ
ａｎｇｅ）にある目標については受信パルス列（１）Ｓ
＋、Ｓｚ、・・・として、又距離不確定領域（Ａｍｂｉ
ｇｕｏｕｓ　Ｒａｎｇｅ）にある目標についてはセカン
ド・タイム・アラウンド信号としての受信パルス列（２
）　Ｆ　１．　Ｆ　２　、・・・としてそれぞれ受信さ
れることを示している。

今、第１図におけるスイッチ６が送信パルスＰ１及び受
信スィーブ期間Ｗ１に対応する時間ｔ１〜ｔ２では端子
７に接続され、送信パルスＰ２及び受信スィーブ期間Ｗ
２に対応する時間ｔ２〜ｔ３では端子８に接続され、以
後、パルス送信毎に交互に切り替わるものとすると、送
信パルスＰ１．Ｐｔに対応する電圧Ｖ＋、Ｖ２は複素表
示によりそれぞれＶ　Ｈ＝Ａ　ｅ　”ｔ＋＃）Ｖ　２　＝　Ａ　ｅ　”“ｔ＋“−Δφ）ここに、Ａ＝送信振幅 ω＝送信角周波数ｔ＝時刻 α＝送信波のある基準値に対する位相 Δφ＝移相器９の与える遅延位相で表わされ、以後送信パルスｐ　３１　Ｐ　４ｐ・・・
に対応する電圧Ｖ、、Ｖ、、・・・についてもＶ　１＝
　Ｖ　ｓ　＝・・・Ｖ　ｔ　”　Ｖ　４　＝・・・と同一の式で表わされる。

一方、受信パルス列（１）　Ｓ　ｒ　、　Ｓ　２　、　
Ｓ　ｓ　、・・・に対応する電圧ｘ、、Ｘ、、Ｘ、、・
・・については、レーダから目標までの往復距離に対応
する遅延位相なβとして、次式で表わされる。

Ｘ＋＝Ｘｓ＝”・＝Ｂｅ”””−” Ｘｚ＝Ｘ４＝１１．＝Ｂ　ｅｌ（＊ｔ＋ａ−Δφ−一）
ここに、Ｂ：受信振幅。

又、受信パルス列（２）　Ｆ　０．　Ｆ　２　、　Ｆ　
ｓ　、・・・に対応する’ＩＦ　ＥＥ　Ｙ　ｌ、Ｙ　２
　、　Ｙ　ｓ　、・・・については、レーダから目標ま
での往復距離に対応する遅延移相なγとして、次式で表
わされる。

ＹＩ＝Ｙｓ＝”＝Ｃｅ　Ｊ（“ｓｅａ　−ｙ）Ｙ　２　
＝　Ｙ　ｓ　＝　・＝　＝　ＣｅＪ　ｃａｎ　＊＋“−
Δφ−ｒ）ここに、Ｃ：受信振幅。

ここで、各送信パルスに対応する受信パルス列（１）及
び（２）の積分処理器１７−１への入力信号について考
える。受信パルスＳｔ、Ｓｓ・・・は、スイッチ６が端
子７に接続された状態のローカル信号（位相はＶ　ｒ　
ｐ　Ｖ　ｓ　ｐ・・・に同じ）によりミキサー１４にお
いて位相検波され、中間周波増幅の後位相検波器１６に
おいてコヒアレント発振器１からの中間周波信号により
再び位相検波される。この結果、第２図に示すミキサー
１８からの出力信号Ｘ、′。

Ｘ３′、・・・はＸｌとｖｌの式を参照することにより
、■信号として次式で表わされる。

Ｘ　Ｉ’　＝　Ｘ　ｓ　’　＝　Ｄ　ｃ　ｏ　ｓβただ
し、Ｄは各種損失・利得を考慮した相対振幅であり、又
位相については受信系の構成で決まる相対値については
省略した。又、ミキサー１９からの出力信号Ｘ１″、Ｘ
ｓ−・・は、コヒアレント発振器ｌからの中間周波信号
が移相器２０によりπ／２〔ラジアン〕の位相推移を受
けることから、Ｑ信号として次式で表わされる。

Ｘ１″”　Ｘ　ｓ″＝　Ｄ　ｓ　ｉ　ｎβ次に、受信パ
ルス５２ｐＳ４ｒ・・・は、スイッチ６が端子８に接続
された状態のローカル信号（位相はＶ　！　ｌ　Ｖ　４
１・・・に同じ）により位相検波されるので、Ｓｔ、Ｓ
３ｐ・・・の場合と同様にして、ミキサー１８及び１９
からの出力信号Ｘ２’＃Ｘ４’ｐ・・・及びＸ２″、Ｘ
４″・・・はそれぞれ次式で表わされる。

Ｘ　ｚ　’　＝　Ｘ　ｓ　’　＝　Ｄ　ｃ　ｏ　ｓβｘ
２″＝Ｘ　４″＝＝Ｄｃｏｓβ 上記（７）Ｉ及びＱ信号の組（ＸＩ’、Ｘｉ’）、（Ｘ
！’。

Ｘ、″）、・・・を積分処理１７−１に入力すれば、積
分に当り各信号について振幅、位相を保存した複素信号
ベクトルＸ？’、Ｘ￥’、ｘｓ’・・・を得ることが可
能となり、ベクトル電圧の同相加算によるコヒアレント
積分処理が実施できる。積分処理器１７−１への入力信
号をこの複素信号をベクトルにより書き表わすとＸ、’
、Ｘ２″、・・・及びＸ１″、Ｘ２″を参照して次式を
得る。

Ｘ？’＝Ｘ’ｉ’＝−＝Ｄ　ｅ　Ｉ＃Ｘ？’ｌＸ￥’、ｘｓ’、・・・は全て同相で複素的に
等しい大きさを有しており１．＋Ｊを位相の基準にして
Ｘｖ１とＸｖをベクトル図で描くと第４図（ａ）となる
。以後位相検波器１６からの出力信号を記述の簡略化の
ためこの複素ベクトル表記により書き表わす。

一方、受信パルスＦ、、　Ｆ’、、・・・は、受信パル
ス列（１）の場合とはローカル信号の切替が逆となって
いるので、積分処理器１７−１への複素人力信号Ｙ？’
、Ｙｉ”、・・・はＸｖ１＃Ｘ￥１．・・・の場合と同
様にして次式で表わされる。

Ｙ？””Ｙ？’＝’・’＝Ｅ　ｅ”’−Δφ）ただし、
Ｅは各種損失・利得を考慮した相対振幅であり、又位相
については受信系の構成で決まる相対値については省略
した。次に、受信パルスＦ２．Ｆ、、・・・についても
同様に積分処理器１７−１への入力信号Ｙ：’＝Ｙ？’
＝・・・は、次式で表わされる。

ｙｙ’＝ｙｘ’＝・−＝Ｅｅ　ｊ（ｒ＋Ａ”上記Ｙ’ｊ
”　＊　Ｙ３’　、・・・とＹ￥’、ｙｘ’、・・・の
式を見ると受信パルス毎に交互に±Δφだけ位相が変化
していることが分る。今、ｅＪｒを位相の基準としてＹ
？’ｌＹ￥１をベクトル図で描くと第４図（ｂ）となる
。第４図（ａ）　、　（ｂ）を参照すると積分処理器１
７−１においてコヒアレント積分処理を同相で行なう場
合、第４図（ａ）に対応する受信パルス列（１）では積
分結果はベクトル的に加算され、第４図（ｂ）に対応す
る受信パルス列（２）では積分結果はベクトル的に積み
上らず不要波であるセカンド・タイム・アラウンド信号
が抑圧される。

次に、第２の積分処理系での動作について示す。

位相補正器３５への入力信号は、積分処理器１７−１へ
の入力信号と全く同様であり、受信パルス列（１）に対
してＸ？’ｌ　ｘ？’、・・・であり、又受信パルス列
（２）に対してＹ？’、Ｙ？’、・・・である。これら
の信号に対し位相補正器３５は、受信スイープ期間Ｗ、
、Ｗ、、・・・では１回前の送信パルス波の位相と現送
信パルス波の位相（基準位相）との差違をｅ−ｆ“によ
り補正し、又、受信スィーブ期間Ｗ２゜Ｗ４１・・・で
は同様にして位相の差違をｅ１■により補正する。この
結果、積分処理器１７−２への入力信号は、受信パルス
列（１）に対してｘ７”、　ｘ７”。

ＸＹ”＃・・・と書き表わし、又受信パルス列（２）に
対してＹＹＺ　Ｙ￥”、　ＹＶ”、・・・と書き表わす
ものとすれば、次式で表わさｈる。

ＹＶ”＝Ｙ￥”＝ＹＹ”＝”’＝Ｅ　ｅ　”従って、積
分処理器１７−２への入力信号のベクトル的関係は積分
処理器１７−１への場合と丁度逆になり、積分処理器１
７−２においてコヒアレント積分処理を同相で行なう場
合、受信パルス列（２）では積分結果はベクトル的に加
算され、又受信パルス列（１）では積分結果はベクトル
的に積み上らない。この結果、セカンド・タイム・アラ
ウンド信号は積分により増大されるのに対し、この系で
の不要波である距離確定領域（Ｕｎａｍ　ｂｉｇｕｏｕ
ｓＲａｎｇｅ）の目標反射信号は抑圧される。従って、
第１の積分処理系からは距離確定領域にある目標信号が
、又第２の積分処理系からはセカンド・タイム・アラウ
ンド信号が出力されるので、処理対象とした全送信パル
スに対する積分処理を実施しつつ距離の不確定を除去す
ることが可能となり、等測的に距離確定領域を２倍に拡
大することが出来る。

以上説明した第１の実施例ではローカル信号の位相切替
周期を２として説明したが、次に切替周期を一般にＭと
した第２の実施例について第５図を参照して説明する。

第２の実施例は第１の実施例に対しさらに一般化を図っ
たものであり、四−カル信号の位相切替周期を一般にＭ
（正の整数）、積分処理系の数を一般にＮ（正の整数、
Ｎ５Ｍ）とした場合である。

この実施例では、送信時には送信パルス毎にスイッチ６
を端子３０−１から３０−Ｍまで順次切り替えることに
より送信パルス信号の位相を周期Ｍで変化させる。一方
、送信に引き続く受信スイープ期間ではスイッチ６を送
信時と同一の位置に保つことにより、先行する送信パル
スと同一の位相のローカル信号をミキサー１４へ入力す
る。

以下、積分処理器１７−１に至る受信系及び第１の積分
処理系の動作は第１の実施例と全く同様である。

第ｉ　　（ｉ＝２．・・・、Ｎ）番目の積分処理系にお
いては、位相補正器３５−１は現受信スイープ期間の（
ｉ−１）回前の受信スイープ期間のローカル信号の位相
と、現受信スィーブ期間の四−カル信号の位相との差違
を補正するよう働らき、パルス送信毎に位相補正量を切
替え補正する。この結果、第１の実施例における第２の
積分処理系の動作と同様に、位相補正器３５−１から積
分処理器１７−ｉに入力される複素ベクトル信号は、１
ｔｈ−ＴｉｌＱｅ−Ａｒｏｕｎｄ目標信号に対して同相
となり、その他のｊｔｈ−Ｔｉｍｅ−Ａｒｏｕｎｄ（ｊ
≠ｉ）目標信号に対しては同相とならない。この結果、
第１の受信系の積分処理器１７−１からは距離確定領域
（ＵｎａｍｂｉｇｕｏｕｓＲａｎｇｅ）の目標信号が、
又第２の受信系の積分処理器１７−２からはＳｅｃｏｎ
ｄ−Ｔｉｍｅ−Ａｒｏｕｎｄ目標信号が、又以降同様に
第１　（ｉ≦Ｎ）の受信系の積分処理器１７−１からは
ｉｔｈ−Ｔｉｍｅ−Ａｒｏｕｎｄ目標信号が得られ、レ
ーダ探知距離の不確定を大幅に除去することが可能とな
る。

上記第２の実施例の位相補正以降をデジタル的に処理す
る場合の一拡張実施例を第６図に示す。

位相検波器１６の出力信号はＡ／Ｄ変換器４０によりデ
ジタル信号に変換され、第１の積分処理系では直接積分
処理手段４２−１に信号が入力されてデジタル的に積分
演算処理が行なわれ、第２の積分処理系以降では位相層
補正後の４１−２〜４１−Ｎに信号が入力されデジタル
的に位相補正演算処理が行なわれた後、各対応する積分
処理手段において積分演算処理が行なわれる。

さらに、上記の実施例では積分処理系をＮ系並列に示し
たが、積分処理系の演算処理が十分高速度で行なえる場
合には、積分処理の時間的単位であるレンジ・ビンに対
応する時間内で、複数の積分処理系に対応する位相補正
及び積分処理演算を実施することにより、必要な系の数
を減らすことも可能である。

次に、第３の実施例について第７図を参照して・説明す
る。以上説明してきた第１及び２の実施例では複数の積
分処理手段のそれぞれが、各対応する次数のマルチプル
・タイム・アラウンド（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｔｉｍｅ−
Ａｒｏｕｎｄ）目標信号をコヒアレント積分して出力し
、不要波である他の次数のマルチプル・タイム・アラウ
ンド目標信号は抑圧して出力しない方式であったが、本
実施例では全ての積分処理手段４２−１〜４２−Ｎの出
力信号を大小比較処理手段５０に入力する。大小比較処
理手段５０は、レーダの同一時刻のレンジ・ビン毎に各
積分処理手段からの出力信号の大小比較を行ない、最大
の信号をレーダ反射波として選択した上マルチプル・タ
イム・アラウンド目標信号の次数を判定し、目標距離の
確定を行なう。

第８図は、第７図における積分処理系が３系統の場合に
ついて、積分処理手段４２−１．４２−２、及び４２−
３のそれぞれからの出力信号をレンジ・ビン毎の時系列
信号として示した図である。

ＲＢ、は積分処理手段４２−１からの出力信号を示し、
パルス繰り返し間隔から決まる距離確定領域内の目標信
号についてはコヒアレン）Ｗ分が行なわれている。又、
ＲＢ　を及びＲＢ　ｓはそｈぞれセカンド・タイム・ア
ラウンド目標信号及びサード・タイム・アラウンド目標
信号をコヒアレント積分する積分処理手段４２−２及び
４２−３からの時系列出力信号を示している。今、第１
の目標が距離確定領域に、第２の目標がセカンド・タイ
ム・アラウンド領域に、又第３の目標がサード・タイム
・アラウンド領域に存在するものとし、ＲＢｔにおける
目標信号をそれぞれり、、、Ｄ、、及びＤｏｌ。

ＲＢ　２においてはそれぞれＤＨ，ＤＦ２及びＤｏｚｅ
又ＲＢ、においてはそれぞれり、、、Ｄ、、及びｎｏｓ
とすると、３つの積分処理手段の出力信号の中で第１の
目標信号としてはＤＳＬが最も大きく、第２、第３の目
標信号としてはそれぞれＤｏ及びＩ）ａｓが最も大きな
値を示す。従って、第７図の大小比較処理手段５０にお
いて、各レンジ・ビン毎の出力信号の大小比較を行ない
最大振幅の信号を選択出力すると共に出力された積分処
理手段の番号を認識することによって、レーダ近傍から
サード・タイム・アラウンド領域に至る距離範囲におい
て目標距離の確定を行なうことができる。

以上述べてきた実施例のコヒアレント積分処理手段は、
位相検波後の複素信号ベクトルを加算するものとして説
明してきたが、移動目標に対する距離確定能力の向上を
図るためにパルス・ドップラ・フィルタ処理を採用する
こともできる。この内容に関しては、例えばＭ、　１．
５ｋｏｌｎｉｋ、ｅｄ、ＲＡＤＡＲｌ（ＡＮＤＢＯＯに
、ＭｃＧｒａｗ　Ｈｉｌｌ、Ｉｎｃ、ｐｐ、１９−１〜
ｌ　９−２９．１９７１に詳述されている。このパルス
・ドップラ・フィルタ処理を実施する場合には、目標の
速度に応じてドップラ・フィルタの各帯域（Ｂｉｎｄ）
毎に目標信号が出力される。

次に、第４の実施例を第１〜３の実施例の拡張として、
積分処理手段としてパルス・ドツプラ処理手段を採用す
る場合について、第９図を参照して説明する。第９図に
おいて、６０−１〜６０−ＮはＮ系の受信処理系に各対
応するパルス・ドツプラ処理手段を示している。今パル
ス・ドップラ・フィルタの処理ヒツト数をＬ（正の整数
）とすると、ドップラ・フィルタ出力としてＬチャンネ
ルの出力が得られる。各パルス・ドツプラ処理手段の第
１のドツプラ・チャンネルＣＨＩの出力信号を第１の大
小比較処理手段６５−１へ入力し、以後同様にして第り
のドツプラ・チャンネルＣＨ１の出力信号を第りの大小
比較処理手段６５−Ｌへ入力する。各チャンネル毎のド
ップラ・フィルタ出力信号は目標のドツプラ周波数に応
じて目標反射波がコヒアレント積分された信号となって
いるので、各大小比較処理手段の出力信号は各ドツプラ
・チャンネル毎の距離の確定された目標信号となる。

以上説明した実施例では、送信波位相変化手段はローカ
ル信号系統に設けた移相器の切替えによるものとしたが
、位相変化手段としては移相器によらない他の位相変化
手段も可能であるし、又ローカル信号系統に変化手段を
設けず、コヒアレント発振器系統の中に位相変化手段を
設けることも可能である。又、送信パルス波内部の変調
については、実施例ではパルス内変調は無いものとして
説明したが、パルス圧縮のためのチャープ変調等パルス
間でコヒアレンシ−（Ｃｏｈｅｒｅｎｃｙ）の保持され
るパルス内変調を行なうレーダにおいても、本発明の方
式は同様に成立する。

〔発明゛の効果〕

以上説明したように本発明は、レーダ送信波の位相をパ
ルス毎に切替えるとともに複数の積分処理系で引き続く
送信パルスに対応する複数の送信波位相を基準として位
相検波を行ったと等価な位相補正を行うことより、コヒ
アレント積分処理を効率良〈実施しつつマルチプル・タ
イム・アラウンド信号の距離確定を行なうことができる
という効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す系統図。第２図は位相検波器１６の一回路例を示す系統図、第３
図は第１の実施例における送信パルス列と受信パルス列
の時間的関係を示すタイム・チャート。第４図は第１の実施例における積分処理前の複素信号ベ
クトルの位相関係を示す図。第５図は第２の実施例を示
す系統図。第６図は第２の実施例の位相検波器以降をデ
ジタル的に処理する場合の一実施例を示す系統図。第７
図は第３の実施例を示す系統図。第８図は複数の積分処
理手段からの出力信号を時系列的に示す図。第９図は第
４の実施例を示す系統図。代理人　弁理士　　内　原　　　音第７図堵８圀第ｑ図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）レーダ送信波の位相関係が連続する送信パルス間
で保持されるコヒアレント・パルス・レーダにおいて、
送信パルスごとに送信波位相を変化させる手段と、源受
信スイープ期間又は現受信スイープ期間より前の所定の
受信スイープ期間に先行する送信パルス波の位相を基準
位相として前記現受信スイープ期間内のレーダ受信パル
ス信号を位相検波する手段と、前記位相検波手段から出
力される受信パルス列に対するコヒアレント積分処理手
段と、前記受信パルス列の各パルス信号に対し前記所定
の受信スイープ期間と異なる受信スイープ期間に先行す
る送信パルス波の位相と前記基準位相との差違を補正す
る位相補正手段と、前記位相層補正後の受信パルス列に
対するコヒアレント積分処理手段とを備えてなることを
特徴とするレーダ方式。
（２）前記レーダ受信パルス信号を位相検波する手段が
、現受信スイープ期間に先行する送信パルス波の位相を
基準位相として位相検波を行なうことを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載のレーダ方式。
（３）前記位相検波手段に接続されたコヒアレント積分
処理手段と前記位相補正手段に接続されたコヒアレント
積分処理手段のそれぞれからの出力信号レベルを各レン
ジヒンジとに大小比較する手段を備えてなることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のレーダ方式。
（４）前記位相検波手段から出力される受信パルス列に
対するコヒアレント積分処理手段と、前記位相補正後の
受信パルス列に対するコヒアレント積分処理手段とが、
パルス・ドップラ・フィルタ処理手段により構成される
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のレーダ方
式。
（５）前記複数のパルス・ドップラ・フィルタ処理手段
のそれぞれの各同一のドップラ・フィルタ出力チャンネ
ルからの出力信号を入力信号とし、それぞれの前記入力
信号レベルを各レンジ・ヒンジとに大小比較する手段を
備えてなることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載
のレーダ方式。