JPH06123772A

JPH06123772A - 符号化パルスドップラレーダ方式

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Publication number: JPH06123772A
Application number: JP3315550A
Authority: JP
Inventors: Shinkichi Nishimoto; 眞吉西本; Ai Takagi; 相高木
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1991-09-24
Filing date: 1991-09-24
Publication date: 1994-05-06

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は、様々なクラッタ環境において目標
の広範囲に亘る距離および速度を、曖昧さが伴うことな
く同時、直接測定できる新規のレーダ方式としての符号
化パルスドップラレーダ方式の実現を目的とする。【構成】変調器２では、送信パルス列を一定長の符号
系列で位相変調して、符号化パルス群を繰返し形成し、
これを送信機３で増幅して送信する。受信機６による検
波出力信号に対して、一連の符号系列のパルス群におけ
る同符号のパルス列ごとにＭＴＩフィルタ８でクラッタ
を抑圧後、符号相関器９とドップラ処理器１０により目
標の広範囲の距離および速度情報を抽出する一連の機能
で構成する符号化パルスドップラレーダ方式。【効果】様々なクラッタ環境において、多目標の距離
および速度情報を高精度かつ短時間で収得できるため、
レーダシステムを有効に運用できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、広範囲の空間に様々な
速度で移動する目標の情報を効率よく迅速に収得するた
め、目標信号と混在して受信する地面、海面などによる
反射波であるクラッタを効果的に抑圧して目標検出性能
の改善を行った後、目標の広範囲に亘る距離および速度
を曖昧さが伴うことなく、同時、直接測定を行う符号化
パルスドップラレーダ方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】レーダの基本的目的は、目標の距離およ
び速度の両者または一方の値を測定し、場合によっては
角度や信号強度等を加えて必要とする目標情報を提供す
ることにある。図９は、パルスレーダにおける信号の送
受信時間波形を概念的に示す。距離測定で曖昧さの発生
しない最大探知距離Ｒ_ｍａｘは、パルスの送信後に目標
信号が受信されるまでの遅れ時間Ｔ_ｄが送信パルス繰返
し周期Ｔより小さいことを条件とし、

【数１】Ｒ_ｍａｘ＝０．５ｃＴ（ｃ：電波伝搬速度、Ｔ：パルス繰返し周期）で与えられる。従って、レーダに要求する最大探知距離
Ｒ_ｍａｘに応じて、パルス繰返し周期Ｔが定まる。

【０００３】一方、パルスレーダの送受信時間波形（図
９）を周波数領域でみると、図１０で示される。即ち、
送信信号の周波数スペクトル間隔が、パルス繰返し周波
数（ＰｕｌｓｅＲｅｐｅｔｉｔｉｏｎＦｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ：ＰＲＦ）ｆ_ｒ＝１／Ｔで与えられるので、目標
信号のドップラ周波数

【数２】ｆ_ｄ＝２（ｖ／ｃ）ｆ_ｏ（ｖ：目標の相対速度、ｆ_ｏ＝送信周波数）が｜ｆ_ｄ｜＜０．５ｆ_ｒの範囲では、目標信号の各周波
数スペクトルがどの送信周波数スペクトルに対応するか
が確定できるため、ドップラ周波数の測定に曖昧さが発
生しない。この結果、曖昧さのないＲ_ｍａｘおよびｆ_ｄ
の上限値｜ｆ_{ｄ・ｍａｘ}｜の間には、

【数３】Ｒ_ｍａｘ・｜ｆ_{ｄ・ｍａｘ}｜＝０．２５ｃによる２律相反の関係が成立する。

【０００４】図１１は、上式から得られる曖昧さの発生
しない目標の最大距離と最大ドップラ周波数から定まる
最大相対速度の関係を表す。例えば、送信周波数１０
［ＧＨｚ］の場合に、相対速度１００［ｍ／ｓ］の目標
が距離約１１［Ｋｍ］を越えると曖昧さが発生し、直接
的に距離を確定できなくなる。

【０００５】この結果、距離情報を重視し、遠距離まで
の探知が要求される対空捜索レーダ等では、距離測定に
おける暖昧さの発生を防ぐため、要求される最大探知距
離に応じたパルス繰返し周期Ｔを設定し易い低ＰＲＦが
用いられる。反面、速度測定で曖昧さが発生して、ドッ
プラ周波数による相対速度の確定が困難になるので、空
中線ビーム走査ごとに得られる目標位置ベクトルの変化
量から概略の移動速度を算出する方法が必要に応じて適
用される。

【０００６】一方、広範囲の距離および速度の高精度測
定を必要とする場合は、曖昧さが発生することなく目標
の相対速度を直接測定できるように、目標信号の最大ド
ップラ周波数ｆ_{ｄ・ｍａｘ}に応じた高または中ＰＲＦが
用いられる。反面、距離測定で曖昧さが発生するので、
これを解消するためマルチＰＲＦレンジング（Ｍｕｌｔ
ｉＰＲＦＲａｎｇｉｎｘｇ）の方法（原理的解説書
として、例えば、Ｍ．Ｉ．Ｓｋｏｌｎｉｋ：“Ｒａｄａ
ｒＨａｎｄｂｏｏｋ”，ｐｐ．１９−３，ＭｃＧｒａ
ｗ−Ｈｉｌｌ，１９７０）が用いらる。

【０００７】この方法を用いた従来の高または中ＰＲＦ
レーダのシステム基本構成例を図１２に示す。図１２に
おいて、パルス発生器１８で発生した一定のＰＲＦをも
つ一定数の変調パルスが変調器１９へ入力して搬送波に
パルス変調を与えて送信波を形成する。該送信波を送信
機２０で電力増幅した後、送受切替器２１を介して空中
線２２から送信する。

【０００８】次に移動目標や地面、海面などによる反射
波は、前記空中線２２、送受切替器２１を経て受信機２
３に入り、中間周波数信号に変換される。前記受信機２
３の出力は距離ゲート切替器２４へ入力し、距離ゲート
パルス発生器２５から入力した距離ゲートパルスの制御
を受けて、各距離ゲート（＃１〜＃Ｍ）ごとの処理系統
へ順次出力する。以上に述べた時間領域での送受信動作
とパルス繰返し周期内の距離ゲートで受信信号を順次時
間分割して取りだす状況を図１３に示す。一連の送信パ
ルスに対応する受信目標信号とクラッタは、送信パルス
間の各距離ゲートごとに時間分割されて引き出される。

【０００９】ここで、各距離ゲートごとの処理系統は、
同じ動作をするクラッタ除去フィルタ２６、受信信号を
ベースバンドで直交成分に分解するＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓ
ｅ）、Ｑ（Ｑｕａｄｕｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）両チ
ャンネルの位相検波器２７およびＡ／Ｄ（アナログ／デ
ィジタル）変換器２８から構成される。

【００１０】まず、前記クラッタ除去フィルタ２６に
は、パルス繰返し周期Ｔごとに距離ゲートを通過した中
間周波数（ｆ_ＩＦ）信号が入力するが、この信号は周波
数領域において図１４で示される。即ち、送信波を構成
する各周波数スペクトル（送信パルス繰返し周波数ｆ_ｒ
の間隔で存在）の周りに広がるクラッタスペクトルとこ
れより離れた位置にある目標信号スペクトル（曖昧さの
発生を避けるため、｜ｆ_ｄ｜＜０．５ｆ_ｒに設計）があ
る。

【００１１】前記クラッタ除去フィルタ２６は、中間周
波数ｆ_ＩＦ近辺のクラッタ成分を除去して、ドップラ周
波数ｆ_ｄが−０．５ｆ_ｒ＜ｆ_ｄ＜０．５ｆ_ｒの範囲にあ
る目標信号を抽出し、連続波で出力する。前記クラッタ
除去フィルタ２６の出力信号はＩ、Ｑ両チャンネルの前
記位相検波器２７で互いに直交するベースバンド信号に
変換され、更に送信パルス繰返し周期Ｔごとに動作する
Ａ／Ｄ変換器２８を経てディジタル信号に変換される。
これら各距離ゲートごとにある処理系統の出力は、次の
入力データ切替器２９へ送られる。

【００１２】ＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒ
ａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）フィルタ等からな
るドップラ処理器３０は、前記入力データ切替器２９か
ら距離ゲート番号ごとにデータを得て、狭帯域ドップラ
フィルタバンクによるドップラ処理（ドップラ周波数の
分離識別処理）を行い、その結果を目標検出器３１へ送
る。前記目標検出器３１は、目標信号の存在するフィル
タ番号と距離ゲート番号を判定し、距離演算器３２へ送
る。

【００１３】ここでマルチＰＲＦレンジングを行うた
め、レーダ信号の送受信から前記目標検出器３１までの
動作処埋を２〜３種類のパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）
を用いて繰返し行い、それぞれのＰＲＦごとに同じドッ
プラフィルタから出力した目標信号の距離ゲート番号を
前記距離演算器３２へ入力する。

【００１４】この場合のＰＲＦは、パルス繰返し周期内
の距離ゲート数（図１３で示す距離ゲート数Ｍ）が互い
にほぼ近い数で、素数関係になるものを用いる。前記距
離演算器３２は、距離ゲート番号の組み合わせから真の
距離を演算し、目標の距離と速度の情報を出力する。

【００１５】

【発明が解決しようとする問題点】先記のように、低Ｐ
ＲＦを用いたレーダでは、ドップラ周波数による目標の
速度測定に曖昧さが発生し易くなり、直接測定できる範
囲が狭くなる。

【００１６】一方、高または中ＰＲＦを用いたレーダで
は、距離測定にマルチＰＲＦレンジングの方法が用いら
れる。この場合、雑音や消え残りクラッタが距離演算器
に混入すると距離の誤計算が起こり、システムの測距機
能が急激に低下するので、これを防ぐために高度のクラ
ッタ抑圧能力と高いＳ／Ｎ（ピーク信号電力対平均雑音
電力比）を必要とする。また２〜３種類のＰＲＦによる
パルス群の送受信処理を行うために余分な時間を必要と
し、Ｓ／Ｎも直接改善されない。

【００１７】加えて、目標のパルスが隣合う２つの距離
ゲートに跨がった時に起きる誤計算を避けるため、更に
異なるＰＲＦのパルス群を送受信処理することが必要に
なる。この他、ほぼ同じ相対速度の複数目標が、ほぼ同
じ方向の異距離にある場合は距離演算が困難になる。

【００１８】以上のとおり、従来のパルスレーダによる
距離および速度の測定において、低ＰＲＦレーダの場合
は高速目標の速度を直接測定することが困難であり、一
方、高または中ＰＲＦレーダの場合は、マルチＰＲＦレ
ンジングの原理に起因する上記の問題点が、レーダシス
テム構成上の負担や目標情報を効率的に収得するうえで
の制約を課している。

【００１９】

【問題を解決するための手段】本発明は、従来のパルス
レーダに付随する上記の問題点が、使用するレーダ波形
のもつ曖昧さ（Ａｎｂｉｇｕｉｔｙ）の特性に起因する
ことに着目してなされたものである。即ち、符号系列で
周期的に位相変調したパルス列からなるレーダ波形を送
受信し、検波復調した符号系列信号に対して、まずクラ
ッタを抑圧して目標信号を抽出するためのＭＴＩ処理を
行う。該ＭＴＩ処理で、予めクラッタを十分に除去する
ことにより、後続する信号処理過程でクラッタによって
発生するタイムサイドローブ雑音レベルを抑えるととも
に、信号処理でのレベル飽和を防ぐことができる。その
後、符号系列の長時間周期に応じた符号相関処理を行っ
て広範囲の目標距離情報を抽出し、同時に高又は中ＰＲ
Ｆで得た目標信号パルス列に狭帯域ドップラ処理を行っ
て広範囲の速度情報を抽出する。以上の機能を備えるこ
とを特徴とする符号化パルスドップラレーダ方式であ
る。

【００２０】その目的は、移動目標が強勢なクラッタに
埋もれていても、クラッタによる障害を効果的に軽減し
たうえ、符号系列のもつ長時間周期に応じた広範囲の距
離と送信パルスの高または中ＰＲＦに応じた広範囲の速
度を、曖昧さが伴うことなく同時、高精度で直接測定が
可能な符号化パルスドップラレーダ方式を提供すること
にある。以下、この発明を図面に基づいて詳細に説明す
る。

【００２１】

【作用】図１は、本発明によるシステム基本構成図であ
る。図１において、符号発生器１で発生した符号長Ｎの
周期性符号系列信号は、変調信号として変調器２へ入力
し、送信搬送波に位相変調を行って送信信号を形成し、
該送信信号を送信機３で電力増幅した後、送受切替器４
および空中線５を経て送信する。

【００２２】図２（Ａ）は、前記変調信号の構成例を示
す。即ち、符号長Ｎの２値符号系列を用い、パルス繰返
し周期Ｔ、パルス幅ΔＴ、１符号系列のもつ時間幅Ｔｃ
で形成した各符号系列のパルス群１２の間に送信休止時
間Ｔ_ｓ１１５およびＴ_ｓ２１６を交互に設けて、同符号
のパルス列（例えば、Ｓ_ｋ．１，Ｓ_{ｋ＋１．１}，Ｓ
_{ｋ＋２．１}，・・）で隣合うパルスの時間間隔Ｔ_１（＝
Ｔ_ｏ−δＴ）１３およびＴ_２（＝Ｔ_ｏ＋δＴ）１４を交
互に与え、２パルス間スタガを行う。通常は、２〜４種
類のパルス間隔が用いられる。なお、上記変調に用いる
符号系列は、良好な自己相関性をもつものとし、一般に
２値に限らず多値も対象になる。

【００２３】次に、移動目標やクラッタからなる受信波
は、前記空中線５および送受切替器４を経て受信機６に
入力する。ここで、受信した符号系列信号は前記受信機
６内のＩ、Ｑ両チャンネルの位相検波器を介して、直交
する２つのベースバンド信号に分解された後、それぞれ
Ａ／Ｄ変換されて出力し、信号処理器１１へ入力する。

【００２４】図２（Ｂ）は、ＩまたはＱチャンネルの位
相検波器の出力を時間軸上で図２（Ａ）の各変調符号パ
ルス（送信信号と等価）に対応させて示す。即ち、目標
信号は送信信号に対して距離に応じた遅れ時間Ｔ_ｄとド
ップラ周波数ｆ_ｄによる振幅変調を伴って出力する。一
方、地表や海面のレーダ波反射領域は、通常距離方向の
広い範囲にほぼ連なって存在するため、高ＰＲＦで送受
信するとクラッタが重なり合って強勢化し、その振幅レ
ベルは正負において平均化され、その変動は緩やかとな
る。

【００２５】図３は、信号処理器１１の機能系統図を示
しており、前記Ｉ、Ｑ両チャンネルの位相検波器の出力
を受けて、同符号のパルス間隔を一定化するスタガトリ
ガ遅延回路７と、Ｉ、Ｑ両チャンネルで同じ動作特性を
もつＭＴＩフィルタ８と、符号相関器９と、ドップラ処
理器１０で基本的に構成する。

【００２６】まず図２（Ｂ）に示す位相検波器の出力に
対して、図３のスタガトリガ遅延回路７では時間間隔Ｔ
_１１３に遅延時間δＴを、また時間間隔Ｔ_２１４には遅
延時間零を与えて前記同符号（例えば、Ｓ_ｋ．１，Ｓ
_{ｋ＋１．１}，・・・）のパルス列の時間周期を一定値Ｔ
_ｏにした後、符号長に等しいＮ種類の前記同符号のパル
ス列が順次時間Ｔの間隔で前記ＭＴＩフィルタ８に入力
する。なお、前記ＭＴＩフィルタ８は非巡回型のみなら
ず巡回型の構成も可能であり、遅延タップ段数Ｑは通常
２〜４が用いられる。

【００２７】図４（Ａ）は、前記同符号のパルス列がも
つ時間周期をＴ_１＝Ｔ_ｏ−δＴ（一定）にして送受信す
る非スタガの場合に、前記ＭＴＩフィルタ８に入力する
同符号のパルス列の周波数スペクトル分布およびクラッ
タを抑圧する前記ＭＴＩフィルタ８の周波数特性を示
す。同様に図４（Ｂ）は、前記同符号のパルス列の時間
周期をＴ_２＝Ｔ_ｏ＋δＴ（一定）にした非スタガの場合
を示す。これらの場合は、目標信号スペクトルが前記Ｍ
ＴＩフィルタ８の阻止帯域（ＰＲＦごとに形成されるブ
ラインド周波数領域）に入ることも起こりうるため、ド
ップラ周波数ｆ_ｄが０〜ｆ_{ｄ．ｍａｘ}で一様に生起する
場合は、目標検出確率が平均的に約１５〜３０数［％］
程度低下する。

【００２８】これに対して、図４（Ｃ）は前記Ｔ_１とＴ
_２を交互に切替える２パルス間スタガＭＴＩ処理の場合
を示す。パルス間スタガを行うことによって、等価的に
ＭＴＩフィルタ８の阻止帯域の割合を数［％］程度に減
らせるので、目標検出確率の低下を効果的に抑えること
ができる。（パルス間スタガに関する原理的解説は、例
えば、Ｍ．Ｉ．Ｓｋｏｌｎｉｋ：“ＲａｄａｒＨａｎ
ｄｂｏｏｋ”，ｐｐ．１７−３８，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉ
ｌｌ（１９７０）にある。）

【００２９】かようにＩ、Ｑ両チャンネルの前記ＭＴＩ
フィルタ８は、送信する同符号のパルス列のＰＲＦごと
に存在するクラッタスペクトル成分を抑圧して目標信号
を抽出するので、図２（Ｂ）とは逆に相対的に強勢化さ
れた目標信号がドップラ周波数で振幅変調されて出力
し、微小の消え残りクラッタと共に次の前記符号相関器
９へ入力する。

【００３０】符号相関器９は、図３に示すとおり送信パ
ルス繰返し周期に等しい遅延時間Ｔの間隔でＮ個のタッ
プを備える。各タップの積算器１７には符号系列の各符
号（Ｓ_ｋ．１，Ｓ_ｋ．２，・・Ｓ_ｋ．Ｎ）を積算係数と
して付与して、各タップに入力する目標信号および消え
残りクラッタによる符号パルス列との符号相関を行う。

【００３１】この結果、目標の距離による遅れ時間Ｔ_ｄ
のタイミングでは、全タップで前記積算器１７への入力
符号が一致するため、図５に示すごとく目標信号パルス
が全タップに亘ってドップラ周波数で振幅変調されて同
時に出力し、これが時間周期Ｔ_ｏで生起する。一方、符
号間不一致のタイミングでは、ランダム性のパルスがタ
イムサイドローブ雑音として送信パルスの繰返し周期Ｔ
で出力し、その他の送信休止のタイミングでは零出力に
なる。

【００３２】符号相関器９の各タップ出力は、ＦＦＴフ
ィルタなどによる狭帯域フィルタバンクで構成した前記
ドップラ処理器１０を介してドップラ周波数の分離とＳ
／Ｎ改善が行われる。ここで、ドップラ周波数が｜ｆ_ｄ
｜＜０．５／Ｔにある目標信号は、図６に示すごとく複
数のドップラフィルタのうちでドップラ周波数ｆ_ｄが整
合する＃ｒ_ｓフィルタからＳ／Ｎが改善され、目標の距
離による遅れ時間Ｔ_ｄを伴って時間周期Ｔ_ｏで出力す
る。また、クラッタの消え残り成分は目標信号から分離
して＃０フィルタから出力する。受信機雑音のほか、消
え残りクラッタや目標信号自体から発生したタイムサイ
ドローブ雑音は全ドップラフィルタから出力する。

【００３３】ところで、受信するクラッタが穏やかな場
合は、本発明を構成するＭＴＩフィルタ８によるクラッ
タ抑圧処理を省くことが可能である。これに該当する発
明として、特開昭６１−２１２７８１（名称：パルスド
ップラレーダ方式）がある。ところが、一般的にレーダ
は様々なクラッタ環境で運用される。強勢なクラッタを
受信した場合、前記ＭＴＩフィルタ８によるクラッタ抑
圧処理を行わないと、前記符号相関器９の処理過程でク
ラッタによる高いレベルのタイムサイドローブ雑音が発
生し、微弱な目標信号の検出性能を低下させる。

【００３４】例えば、位相検波出力で目標信号電力対ク
ラッタ電力比（Ｓ／Ｃ）≦−３０［ｄＢ］、ドップラ処
理器１０の出力における平均タイムサイドローブレベル
（ＴＳＬ）＝−３０［ｄＢ］、目標検出に必要なＳ／Ｎ
＝１０［ｄＢ］とする一般的な場合を設定すると、ドッ
プラ処理器１０の出力で、目標信号電力対クラッタによ
る平均ＴＳＬ雑音電力比（Ｓ／Ｎ）≦０［ｄＢ］とな
り、所要の上記Ｓ／Ｎを満足できない。また、ドップラ
周波数がほぼ零の大振幅クラッタは、ＦＦＴフィルタを
飽和させて正常な動作を損なうおそれがある。また飽和
しないまでも、クラッタ成分そのものが目標を検出する
ＦＦＴフィルタに周波数サイドローブ領域から混入して
信号の検出性能を低下させる。以上により、様々なクラ
ッタ環境でレーダシステムを有効に運用するには、ＭＴ
Ｉフィルタ８によるクラッタ抑圧が不可欠である。

【００３５】本発明はかような上記課題を重視し、その
対策を講じている。即ち、図２（Ａ）に例示するごと
く、一定の符号系列に対応するパルス群で周期的に構成
した送信波形において、同符号のパルス列ごとにパルス
間スタガか、または非スタガをなすレーダ波形を形成
し、受信復調信号に対しては、前記同符号のパルス列ご
とにＭＴＩフィルタ８によるクラッタ抑圧処理を行う。
この方法により、符号相関処理前の前記Ｓ／Ｃは一般に
２０〜５０［ｄＢ］程度改善できるので、クラッタによ
る前記障害を大幅に軽減できる。この際、パルス間スタ
ガＭＴＩ処理を組み合わせる効果は、図２（Ｃ）に例示
するごとくＭＴＩフィルタ８における周期的なブライン
ド周波数の出現回数を低減して信号検出性能の低下を微
小に抑えることにある。

【００３６】さて、本発明の場合、曖昧さが伴わない距
離の測定範囲Ｒは、図２（Ａ）に示す送信符号系列Ｓ_ｋ
に対応する受信符号系列のパルス群（図２（Ｂ）に示
す。）が、次の送信符号系列Ｓ_ｋ＋１のパルス群に重な
らないことを条件として、

【数４】０＜Ｒ＜０．５（Ｎ−１）ｃＴで表され、送信パルス周期Ｔをなす従来パルスレーダの
（Ｎ−１）倍に拡大される。一方ドップラ周波数ｆ_ｄの
測定範囲は、送信パルスの繰返し周期Ｔによって｜ｆ_ｄ
｜＜０．５／Ｔとなり、結局、Ｒとｆ_ｄの上限値には、

【数５】Ｒ_ｍａｘ・｜ｆ_{ｄ．ｍａｘ}｜＝０．２５ｃ（Ｎ−１）の関係が成立する。

【００３７】従って、ドップラフィルタ出力に雑音等の
不要成分が混在しても、距離ゲートごとの信号検出を行
うことによってによって、距離ゲート幅の精度で広範囲
の距離測定を、またドップラフィルタの帯域幅に応じた
精度で広範囲の速度を同時、直接測定できる。これは、
マルチＰＲＦレンジングを行う従来の高または中ＰＲＦ
レーダ方式とは対照的な特長である。

【００３８】遠距離レーダへの応用で具体的数値による
設計例を示すと、ａ設計条件：レーダ周波数ｆ_ｏ＝３［ＧＨｚ］最大探知距離Ｒ_ｍａｘ＝５００［ｋｍ］最大相対速度Ｖ_ｍａｘ＝７００［ｍ／ｓ］（ｆ
_{ｄ．ｍａｘ}＝１４［ＫＨｚ］）ｂ設計値：符号長Ｎ＝９５送信パルス繰返し周期Ｔ＝０．２５ｃ（１／ｆ_ｏＶ_ｍａｘ）＝３５．７［μ
ｓ］符号系列パルス群の時間幅Ｔｃ＝ＮＴ＝３．３６［ｍｓ］同符号のパルス列におけるの時間間隔の下限値Ｔ_１＝２（Ｎ−１）Ｔ＝６．７１［ｍｓ］ＭＴＩフィルタの遅延タップ段数Ｑ＝３パルス間スタガ比：４パルス間スタガの場合Ｔ_１：Ｔ_２：Ｔ_３：Ｔ_４＝１２：１６：１３：１８（ｎ_１＝１２、ｎ_２＝１６、ｎ_３＝１３、ｎ_４＝１８：
図４（Ｃ）参照）ドップラ周波数が０〜ｆ_{ｄ．ｍａｘ}（＝１４［ＫＨ
ｚ］）で確率的に一様に起きる場合、パルス間スタガに
よる目標検出不能帯域比の低減効果非スタガ時の目標検出不能帯域比：Ｒ_ＢＯ＝３６［％］
の場合スタガ時の目標検出不能帯域比：Ｒ_ＢＳ≒Ｒ_ＢＯ／ｎ_０
＝２．４［％］へ低減。ここに、ｎ_０＝（ｎ_１＋ｎ_２＋ｎ_３＋ｎ_４）＝１４．７
５

【００３９】上記の設計条件に対して、従来のパルスレ
ーダでは図１１により原理上直接対応できないが、本発
明によると要求された広範囲の距離と速度を同時、直接
測定可能な設計値を得ることができる。

【００４０】

【実施例】第１の実施例として、図７は図１に示すシス
テム基本構成図における信号処理器１１に機能を付加し
た信号処理器３５の構成を示す。前記信号処理器１１の
構成に対して、雑音などを目標信号として誤認する確率
を一定化して検出信号の信憑性を確保するための誤警報
率一定化（ＣＦＡＲ：ＣｏｎｓｔａｎｔＦａｌｓｅ
ＡｌａｒｍＲａｔｅ）処理器３３およびしきい値によ
る目標信号検出器３４を組み合わせている。

【００４１】図７で、ドップラ処理器１０を複数のフィ
ルタバンクで構成する場合は、ＣＦＡＲ処理器３３は各
ドップラフィルタの出力ごとに時間軸上の標本値で処理
するか、又は同じ量子化時間ごとに複数のドップラフィ
ルタ出力を標本値として処理する。後者の方法は、ＣＦ
ＡＲ処理器３３が小規模構成で済む利点がある。なお、
ドップラ処理器１０としてドップラ周波数を自動追尾す
るドップラトラッカを用いることも可能である。

【００４２】図８は、第２の実施例として信号処理器３
８の構成を示す。図７に示す第１の実施例におけるドッ
プラ周波数の分解能およびＳ／Ｎの改善を図るため、ド
ップラ処理器１０を２段階の処理とし、第１段階のドッ
プラ処理器１０−１の各フィルタ出力ごとに第２段階の
ドップラ処理器１０−２で更に狭帯域のドップラ処埋を
行うものである。ＣＦＡＲ処理器３６および目標信号検
出器３７の処理方法は、前記信号処理器３５における場
合と同様である。

【００４３】

【効果】以上のとうり本発明によれば、高または中繰返
し周波数のパルスを符号系列で周期的に符号化したレー
ダ波形を送受信し、同符号のパルス列の周期性を利用し
たクラッタ抑圧処理、長時間周期をもつ符号相関処理お
よび広範囲の周波数に亘るドップラ処理を行うことによ
り、様々なクラッタ環境下において、単一目標のみなら
ず多目標についても広範囲の距離と速度の同時、直接測
定が可能になるので、従来のパルスレーダ方式に付随す
る原理上の問題点を克服できる。この結果レーダシステ
ムの効率的な構成が可能になるとともに、目標情報の高
精度かつ短時間の収得により、システムをより有効に運
用することができる。

【００４４】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を実現するための符号化パルスドップラ
レーダのシステム基本構成図である。

【図２（Ａ）】

【図１】のシステムにおいてパルス間スタガを行うため
の変調信号である。

【図２（Ｂ）】受信機６内の位相検波器による出力の時
間領域波形である。

【図３】信号処理器１１の機能系統図である。

【図４（Ａ）】および

【図４（Ｂ）】非スタガ時におけるＭＴＩフィルタ８へ
の入力信号周波数スペクトルとＭＴＩフィルタ８の特性
を表す図である。

【図４（Ｃ）】２パルス間スタガ時におけるＭＴＩフィ
ルタ８への入力信号周波数スペクトルとＭＴＩフィルタ
８の特性を表す図である。

【図５】符号相関器９で同符号相関の場合の各タップ出
力を表す図である。

【図６】ドップラ処理器１０の各フィルタ出力を表す図
である。

【図７】第１の実施例における信号処理器３５の機能系
統図である。

【図８】第２の実施例における信号処理器３８の機能系
統図である。

【図９】従来のパルスレーダによる距離測定の曖昧さの
発生原理を示す図である。

【図１０】従来のパルスレーダによる速度測定の曖昧さ
の発生原理を示す図である。

【図１１】従来のパルスレーダにおける曖昧さの発生し
ない距離および速度の測定範囲を表す図である。

【図１２】従来の高または中ＰＲＦを用いたパルスドッ
プラレーダのシステム基本構成例を示す図である。

【図１３】図１２の距離ゲート切替器２２において、距
離ゲート通過を示す図である。

【図１４】図１２におけるクラッタ除去フィルタ２３の
動作原理を表す図である。

【００４５】

【符号の説明】

１符号発生器２変調器３送信機４送受切替器５空中線６受信機７スタガトリガ遅延回路８ＭＴＩフィルタ９符号相関器１０ドップラ処理器１１信号処理器１２占有する時間幅Ｔをもつ各符号系列（Ｓ_ｋ，Ｓ
_ｋ＋１，・・）のパルス群１３隣合う符号系列間における同符号パルスの時間
間隔Ｔ_１＝Ｔ_ｏ−δＴ１４隣合う符号系列間における同符号パルスの時間
間隔Ｔ_２＝Ｔ_ｏ＋δＴ１５送信休止時間Ｔ_ｓ１１６送信休止時間Ｔ_ｓ２１７積算器３３第１の実施例による信号処理器３５におけるＣ
ＦＡＲ処理器３４信号処理器３５における目標信号検出器３６第２の実施例による信号処理器３８におけるＣ
ＦＡＲ処理器３７信号処理器３８における目標信号検出器

【数１】

【数２】

【数３】

【数４】

【数５】

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】繰返しパルスの送信波形を形成する変調器
と、該送信波形の電力増幅を行う送信機と、該送信機の
出力信号を送信し、かつ物体による反射波を受信する空
中線と、該空中線から出力した受信信号を検波する受信
機と、該受信機の出力信号を処理する信号処埋器を備え
たパルスレーダにおいて、（イ）変調器（２）では、符
号長Ｎの符号系列を周期的に用いて、各符号を一連の各
繰返しパルスに順次対応する位相変調を行い、符号化し
た時間周期Ｔの送信パルス列を形成し、この場合に、前
記符号系列に対応する各符号化パルス群の間に２種類以
上の異なる送信休止時間Ｔ_ｓｉ（≧（Ｎ−１）Ｔ、ｉ≧
２）を順次繰返し設けて、隣合う前記符号化パルス群間
における同符号のパルス間隔を順次変えてパルス間スタ
ガを行うか、又は前記送信休止時間Ｔ_ｓｉ＝一定にして
非スタガとし、（ロ）受信機（６）で復調された周期性
の符号系列信号における同符号のパルス列が前記パルス
間スタガをなす場合は、信号処理器（１１）のスタガト
リガ遅延回路７およびＭＴＩ（ＭｏｖｉｎｇＴａｒｇ
ｅｔＩｎｄｉｃａｔｉｏｎ：移動目標検出）フィルタ
（８）を介してスタガＭＴＩ処理を行い、一方前記非ス
タガの場合はＭＴＩフィルタ（８）を介して非スタガＭ
ＴＩ処理を行い、（ハ）信号処理器（１１）の符号相関
器（９）は、送信パルス繰返し周期Ｔに等しい遅延時間
ごとにＮ個のタップをもち、該タップにそれぞれ積算器
（１７）を備え、Ｎ個の前記積算器（１７）では、ＭＴ
Ｉフィルタ（８）の出力を順次受けて、前記位相変調に
用いた符号系列信号との符号相関（積算）処理を同時に
行い、それぞれの結果を並列に出力し、（ニ）信号処理
器（１１）のドップラ処理器（１０）は、符号相関器
（９）の各タップ出力を受けて、狭帯域ドップラ処理を
行う。以上の機能を備えることを特徴とする符号化パル
スドップラレーダ方式。