WO2006106774A1

WO2006106774A1 - スペクトル拡散型レーダ装置

Info

Publication number: WO2006106774A1
Application number: PCT/JP2006/306549
Authority: WO
Inventors: Takeshi Fukuda
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-03-31
Filing date: 2006-03-29
Publication date: 2006-10-12
Also published as: CN101151551A; JPWO2006106774A1; CN101151551B; JP2011107165A; JP5198603B2; US20090015464A1; EP1865337A1; US7642952B2; JP4850826B2

Abstract

　スペクトル拡散型レーダ装置（１００）は、第１の発振信号と第２の発振信号と送信用ＰＮ符号とを組み合わせて、スペクトル拡散された拡散信号を生成し、拡散信号を探知用電波として放射する送信部（１０１）と、物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、送信用ＰＮ符号を時間遅延させた受信用ＰＮ符号と第１の発振信号とに基づいて、受信信号を逆拡散して中間周波数信号を生成する受信部（１０２）とを備える。

Description

明細書

スペクトル拡散型レーダ装置

技術分野

[0001] 本発明は、スペクトル拡散方式を利用したレーダ装置に関し、特に、安価で探知距離範囲の広い高性能なスペクトル拡散型レーダ装置に関する。

背景技術

[0002] 近年、自動車に搭載されるレーダ装置 (以下、車載レーダ装置と呼称する。 )に関する技術開発が活発化している。その一例として、スペクトル拡散方式を利用したレーダ装置 (以下、スぺ外ル拡散型レーダ装置と呼称する。）等が提案されている (例えば、特許文献 1参照。）。

[0003] 車載レーダ装置は、衝突回避などの安全性向上、後退発車支援に代表される運転利便性向上などを目的とし、先行車両、後方障害物などの検出に利用される。このような目的において、自車以外の車両に搭載された同種のレーダ装置が発する電磁波による干渉など、不要電波の影響を抑える必要がある。

[0004] これに対して、スペクトル拡散型レーダ装置では、拡散に用いる PN符号により送信電波が変調されるため、異なる符号で変調された電波、符号変調のない他方式のレーダ装置では受信機内で信号が抑圧される。また、送信電波は、 PN符号により周波数拡散されるため、単位周波数あたりの電力を小さくすることができ、他の無線システムに与える影響を低くすることができる。そして、 PN符号のチップ'レートと符号周期とを調整することで、距離分解能と最大探知距離との関係を自由に設定することができる。また、電磁波を連続的に送信することが出来るため、ピーク電力が大きくなるということがない。ただし、電波伝搬中に混入した不要電波は、逆拡散処理を施しても、周波数領域上、広帯域に拡散され、狭帯域の濾波器を用いて、不要な雑音や干渉信号を抑圧する。

[0005] さらに、スペクトル拡散型レーダ装置は、受信機の構成によって、ヘテロダイン方式とホモダイン方式とに分類される。

[0006] 「ヘテロダイン方式」とは、送信波の周波数に対して一定の周波数だけ異なる周波数の信号と受信信号とを混合 (乗算)することにより、中間周波数に周波数変換し、増幅、検波等の信号処理をする受信方式をいう。

[0007] 「ホモダイン方式」とは、送信波の周波数と同じ周波数の信号と受信信号とを混合（乗算)することにより、直接ベースバンド信号を得る受信方式をいう。

[0008] し力しながら、上記従来の技術においては、ヘテロダイン方式を利用したスペクトル拡散型レーダ装置においては、送信側と受信側との夫々に、フェーズロックループによる周波数安定ィ匕装置が必要となり、装置を低価格ィ匕することが困難という問題がある。これは、送信側および受信側の局部発振器の発振周波数を高精度に制御し、送信側および受信側の局部発振器の周波数差にあたる中間周波数を濾波器の通過帯域に対して十分安定ィ匕する必要があるためである。しかし、以下に述べるホモダイン方式特有の問題が発生しな!ヽとヽぅ特徴がある。

[0009] 一方、ホモダイン方式を利用したレーダ装置においては、半導体素子の特性ばらつきや周囲温度の変動による直流オフセット等が存在し、直流増幅器が必要となり、レーダ装置の探知可能距離範囲を広く取るために、受信機のダイナミックレンジを大きくするにあたり大きな障害になるという問題がある。これは、送信側と受信側とで共通の局部発振器を用いることで、発振器に要求される周波数安定度を緩和することができる力受信機の検波出力には直流成分が含まれるためである。

[0010] このような課題を解決する方法として、 PN符号にデータ符号を埋め込む手法が考案されており（例えば、特許文献 2参照。）、送信側と受信側とで共通の局部発振器を用いつつ、受信機で直流オフセットの問題が発生しなヽと、う特徴を有して、る。特許文献 1：特開平 7— 12930号公報

特許文献 2：特開平 10— 54874号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0011] し力しながら、 PN符号にデータ符号を埋め込み、データ符号が埋め込まれた PN 符号を使用して搬送波信号を拡散変調すると、拡散変調して得られる変調信号に、受信性能に悪影響を及ぼすスプリアス信号が多数発生すると、う課題がある。これは、データ符号には、基本周波数と、その高調波とが多数含まれる。これにより、 PN符号単独で搬送波信号を拡散変調した場合と比べて、 PN符号に含まれる高調波の数とデータ符号に含まれる高調波の数の積に相当する非常に多数の周波数成分が変調信号に含まれることになる。このとき、 PN符号自体の周波数成分のそれぞれに対して、多数の高調波成分を有するデータ符号により変調が施される。

[0012] そして、これらの周波数成分のいずれかが、受信機内部で使用される中間周波数帯内に含まれると、送信部から周波数成分が漏洩し、受信信号と干渉する。ここで、送信部からの信号漏洩が非常に僅かな量であったとしても、反射物体力も反射される探知用電波の強度は、物体までの距離に応じて、非常に大きなダイナミックレンジを有しており、特に遠方にある物体力の非常に微弱な反射波を受信する上で障害となる場合がある。

[0013] そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、送信側と受信側とで共通の局部発振器を利用しつつ、直流増幅器を必要としない回路構成であって、さらに、受信動作の障害となるスプリアス信号の発生を抑制し、安価で探知距離範囲の広、高性能なスペクトル拡散型レーダ装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0014] 上記目的を達成するために、本発明に係わるスペクトル拡散型レーダ装置は、（a) 第 1の発振信号と第 2の発振信号と第 1の擬似雑音符号とを組み合わせて、スぺタトル拡散された拡散信号を生成し、前記拡散信号を探知用電波として放射する送信回路と、（b)物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、前記第 1の擬似雑音符号を時間遅延させた第 2の擬似雑音符号と前記第 1の発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散して中間周波数信号を生成する受信回路とを備えることを特徴とする。

[0015] これによつて、送信側と受信側で共通の発振信号を利用することで、発振器に要求される周波数安定度を緩和することができ、特に、フェーズロックループなどの高精度な周波数安定化機能を省略することができる。また、信号処理が施される信号に、直流成分を含まないため、特に、直流増幅器を省略することができる。さらに、直流成分が含まれないから、直流増幅器を用いることなぐ直流オフセットの影響を受けずに、比較的容易に広、ダイナミックレンジを保ちつつ信号を増幅することができる。 [0016] なお、本発明は、スペクトル拡散型レーダ装置として実現されるだけではなぐスぺタトル拡散された電波を使用した探知方法 (以下、スぺ外ル拡散型探知方法と呼称する。）等として実現されるとしてもよい。

発明の効果

[0017] 本発明に係わるスペクトル拡散型レーダ装置によれば、送信側と受信側とで共通の局部発振器を利用しつつ、直流増幅器を必要としない回路構成で、安価で探知距離範囲の広い高性能なレーダ装置を提供することができる。

[0018] また、従来の技術においては、送信側において、データ源から供給されるデータ（ビット列）と、送信用 PN符号との間で排他的論理和がとられる。そして、排他的論理和がとられて得られた符号を、局部発振器から供給される発振信号を使用して変調するので、変調して得られた符号に対して、スペクトルの各周波数の上下に、ビット列による多数のスペクトルが生じる。これにより、スペクトル数が非常に多くなるので、平衡変調器、増幅器などによる非線形性の影響によって、多数のスペクトル同士の相互変調が生じる。これによつて、受信側における逆拡散処理において、遅延 PN符号との相関特性が劣化し、受信出力のピーク対ノイズの比が劣化する。すなわち、反射が強い物体に弱い物体がマスクされ、物体検出能力が落ちる。

[0019] これに対して、本発明に係わるスペクトル拡散型レーダ装置によれば、データ源の代わりに局部発振器が使用されるので、送信部から探知用電波として放射される信号については、スペクトル数が少ないので、相互変調の影響を受けにくぐ受信動作の障害となるスプリアス信号の発生を抑制することができる。

図面の簡単な説明

[0020] [図 1]図 1は、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置を車載レーダ装置とした場合を示す図である。

[図 2]図 2は、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成を示す図である。

[図 3]図 3は、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。

[図 4A]図 4Aは、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置における二周波の送信信号を示す図である。

[図 4B]図 4Bは、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置における二周波の送信信号を変調した変調信号を示す図である。

[図 4C]図 4Cは、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置における受信信号を示す図である。

[図 4D]図 4Dは、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置における受信信号を変調した変調信号を示す図である。

[図 4E]図 4Eは、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置における二周波の信号と PN符号との関係を示す図である。

[図 5]図 5は、実施の形態 2におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成を示す図である。

[図 6]図 6は、実施の形態 2におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。

[図 7]図 7は、実施の形態 3におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。

[図 8A]図 8Aは、実施の形態 4におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。

[図 8B]図 8Bは、実施の形態 4におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成の変形例を示す図である。

[図 9A]図 9Aは、その他の実施の形態における送信部の回路構成を示す図である。

[図 9B]図 9Bは、その他の実施の形態における送信部の回路構成を示す図である。

[図 10]図 10は、その他の実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置の回路構成を示す図である。

符号の説明

100 スペクトル拡散型レーダ装置

101、 101a, 101b 送信部

102 受信部

103 送信用 PN符号発生部 104 受信用 PN符号発生部

105 信号処理部

106 制御部

11 1、 111a, 111b 局部発振器

112、 112a, 112b 局部発振器

113、 113a, 113b 平衡変調器

114、 114a, 114b 平衡変調器

115 帯域通過型濾波器

116 減衰器

117 送信用空中線

121 受信用空中線

122 帯域通過型濾波器

123 低雑音増幅器

124 平衡変調器

125 直交復調器

125a 移相器

125b ' 平衡変調器

25c 平衡変調器

26 帯域通過型濾波器

27 増幅器

28 帯域通過型濾波器

29 増幅器

00 スペクトル拡散型レーダ装置 02 受信部

05 信号処理部

06 制御部

25 直交復調器

25a 移相器 225b 平衡変調器

226 帯域通過型濾波器

227 増幅器

300、 300a スペクトル拡散型レーダ装置

301 送信部

306a 制御部

307 ランダム信号発生部

311 局部発振器

400a, 400b スペクトル拡散型レーダ装置

401a, 401b 送信部

408a, 408b 繰り返し符号発生器

409a, 409b 排他的論理和演算器

412a, 412b 平衡変調器

413a 増幅器

発明を実施するための最良の形態

[0022] (実施の形態 1)

以下、本発明に係わる実施の形態 1につ、て図面を参照しながら説明する。

[0023] 本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置は、下記 (a)〜 (j)に示される特徴を備える。

[0024] (a) (al)第 1の発振信号と第 2の発振信号と第 1の擬似雑音符号とを組み合わせて、スペクトル拡散された拡散信号を生成し、拡散信号を探知用電波として放射する送信回路と、 (a2)物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、第 1の擬似雑音符号を時間遅延させた第 2の擬似雑音符号と第 1の発振信号とに基づいて、受信信号を逆拡散して中間周波数信号を生成する受信回路とを備える。

[0025] (b)受信回路は、さらに、（bl)受信信号の位相を第 2の擬似雑音符号に基づいて変調して変調信号を生成する平衡変調器と、 (b2)変調信号の同相信号と直交信号とを中間周波数信号として出力する直交復調器とを備える。

[0026] (c)直交復調器は、さらに、（cl)第 1の発振信号に対して移相量が 90度異なる第 3 の発振信号を生成する移相器と、 (c2)変調信号と第 1の発振信号とを混合して同相信号を生成する第 1の平衡変調器と、 (c3)変調信号と第 3の発振信号とを混合して直交信号を生成する第 2の平衡変調器とを備える。

[0027] (d)受信回路は、さらに、（dl)直交復調器力同相信号が入力され、同相信号の周波数成分のうち、第 2の発振信号のクロック周波数を中心周波数とする帯域を通過する第 1の帯域通過型濾波器と、（d2)直交復調器から直交信号が入力され、直交信号の周波数成分のうち、第 2の発振信号のクロック周波数を中心周波数とする帯域を通過する第 2の帯域通過型濾波器と、（d3)第 1の帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、第 1の帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する第 1の増幅器と、（d4)第 2の帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、第 2の帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する第 2の増幅器とを備える。

[0028] (e)送信回路は、第 1の発振信号と第 2の発振信号とを混合して中間信号を生成し、中間信号の位相を第 1の擬似雑音符号に基づいて変調して拡散信号を生成する。

[0029] (f)送信回路は、さらに、（fl)第 1の発振信号を生成する第 1の局部発振器と、 (f2 )第 2の発振信号を生成する第 2の局部発振器と、（f 3)第 1の発振信号と第 2の発振信号とを混合して中間信号を生成する第 1の平衡変調器と、 (f4)中間信号の位相を第 1の擬似雑音符号に基づいて変調して拡散信号を生成する第 2の平衡変調器とを備える。

[0030] (g)スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、同相信号、および直交信号に基づいて、受信信号の強度を算出し、強度と基準値とを照合し、物体の存在を判定する信号処理回路を備える。

[0031] (h)信号処理回路は、さらに、同相信号、および直交信号に基づいて、第 2の擬似雑音符号を生成するにあたり第 1の擬似雑音符号に対して遅延させた時間を特定し、時間から物体との距離を算出する。

[0032] (i)信号処理回路は、さらに、第 2の発振信号、同相信号、および直交信号に基づいて、受信信号の位相を算出し、位相の時間変化から物体との相対速度を算出する [0033] (j)スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、（jl)第 1の擬似雑音符号として M系列符号を生成する第 1の擬似雑音符号発生回路と、 02)第 2の擬似雑音符号として M 系列符号を生成する第 2の擬似雑音符号発生回路とを備える。

[0034] 具体的には、第 1の発振信号と第 2の発振信号とを混合して中間信号を生成し、中間信号の位相を送信用 PN符号に基づヽて変調して拡散信号を生成し、拡散信号を探知用電波として放射する。そして、物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、受信信号の位相を受信用 PN符号に基づ、て変調して変調信号を生成し、変調信号と第 1の発振信号とに基づいて、変調信号の同相信号と直交信号とを生成し、同相信号、および直交信号に基づいて、物体を探知する。

[0035] 例えば、図 1に示されるように、スペクトル拡散型レーダ装置は、車両 11のフロントとテールとに備え、先行車両 12、障害物 13等の物体に対して、探知用電波を放射し、物体により反射された探知用電波を受信し、受信した探知用電波に基づいて、障害物の有無、距離、相対速度を算出する。

[0036] 以上の点を踏まえて本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置について説明する。

[0037] 先ず、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成について説明する。

[0038] 図 2に示されるように、一例として、スペクトル拡散型レーダ装置 100は、送信部 10

1、受信部 102、送信用 PN符号発生部 103、受信用 PN符号発生部 104、信号処理部 105、制御部 106等を備える。

[0039] 送信部 101は、先行車両、障害物等の物体に対して、探知用電波を放射する。

[0040] 受信部 102は、物体により反射された探知用電波を受信する。

[0041] 送信用 PN符号発生部 103は、制御部 106から供給されるタイミング信号に基づいて、 PN符号を生成し、生成した PN符号を送信部 101に供給する。

[0042] 受信用 PN符号発生部 104は、制御部 106から供給されるタイミング信号に基づいて、送信用 PN符号発生部 103が生成する PN符号を時間遅延させた PN符号を生成し、生成した PN符号を受信部 102に供給する。 [0043] 信号処理部 105は、送信用 PN符号発生部 103に対する受信用 PN符号発生部 1 04の符号遅延時間て、送信部 101から供給される基準信号、および受信部 102から出力される信号に基づいて、障害物の有無、距離、相対速度を算出する。

[0044] 制御部 106は、送信用 PN符号発生部 103と受信用 PN符号発生部 104とにタイミング信号を供給する。ここでは、一例として、 2. 5 [Gbps]のタイミング信号を供給する。

[0045] 「PN符号」とは、 2値の擬似雑音信号を、う。ここでは、一例として、 PN符号としてよく知られている M系列符号を用いることとする。そして、送信用 PN符号発生部 103 および受信用 PN符号発生部 104は、夫々、 11段の線形帰還シフトレジスタを備え、繰り返し周期 2047の PN符号を生成し供給する。

[0046] 続いて、実施の形態 1における送信部について説明する。

[0047] 図 3に示されるように、送信部 101は、さらに、局部発振器 111、局部発振器 112、平衡変調器 113、平衡変調器 114、帯域通過型濾波器 115、減衰器 116、送信用空中線 117等を備える。

[0048] 局部発振器 111は、搬送波としてマイクロ波帯、又はミリ波帯の発振信号を生成し、生成した信号を平衡変調器 113、受信部 102に供給する。ここでは、一例として、 24

[GHz]の発振信号を生成する。

[0049] 局部発振器 112は、基準信号を生成し、生成した基準信号を平衡変調器 113、信号処理部 105に供給する。ここでは、一例として、 455 [kHz]の基準信号を生成する

[0050] なお、基準信号のクロック周波数は、受信信号の相関特性を向上させるために、送信用 PN符号発生部 103から供給される PN符号の周期の周波数の整数分の 1の周波数であることが好ましい。

[0051] 平衡変調器 113は、局部発振器 111から供給される発振信号と、局部発振器 112 から供給される基準信号とを混合 (乗算)し、図 4Aで示される変調信号を出力する。このとき、局部発振器 111から供給される発振信号の周波数を fとし、局部発振器 11 2から供給される基準信号のクロック周波数を f とすると、出力される信号の主な成分

1

は、周波数 f f

c 1の信号と周波数 f +f

c 1の信号の二周波となる。 [0052] 平衡変調器 114は、平衡変調器 113から出力される変調信号の位相を、送信用 P N符号発生部 103から供給される PN符号に基づいて変調し、図 4Bで示される変調信号を出力する。このとき、平衡変調器 114は、送信用 PN符号発生部 103から供給される PN符号を利用し、平衡変調器 113から出力される信号に対して拡散処理を施す。具体的には、平衡変調器 113においてアップコンバートされた信号を、送信用 P N符号発生部 103から供給される PN符号に基づいて、位相反転を行い、平衡変調器 113から出力される信号に対して、 BPSK変調器のように位相変調を行い、広帯域にスペクトル拡散された信号を出力する。

[0053] 帯域通過型濾波器 115は、平衡変調器 114から出力される変調信号、すなわち、拡散処理が施された信号のうち、不要な成分を取り除くために、必要に応じて挿入される。

[0054] 減衰器 116は、電波法令上の規制により空中線電力を制限しなければならない場合において、必要に応じて挿入される。

[0055] 送信用空中線 117は、帯域通過型濾波器 115、減衰器 116等を介して平衡変調器 114から出力された変調信号を探知用電波として放射するアンテナである。

[0056] 続いて、実施の形態 1における受信部について説明する。

[0057] 図 3に示されるように、受信部 102は、さらに、受信用空中線 121、帯域通過型濾波器 122、低雑音増幅器 123、平衡変調器 124、直交復調器 125、帯域通過型濾波器 126, 128、増幅器 127, 129等を備える。

[0058] 受信用空中線 121は、物体に反射された探知用電波を受信信号 (例えば、図 4C 参照。）として受信するアンテナである。

[0059] 帯域通過型濾波器 122は、受信用空中線 121を介して受信した受信信号のうち、レーダ動作に寄与しな、周波数成分をもった干渉電波や雑音を除去するために、必要に応じて挿入される。ここでは、受信用空中線 121と低雑音増幅器 123との間に挿入されている。

[0060] 低雑音増幅器 123は、信号対雑音比を良好に保っために、必要に応じて挿入されている。ここでは、帯域通過型濾波器 122と平衡変調器 124との間に挿入されている [0061] 平衡変調器 124は、受信用空中線 121を介して受信して帯域通過型濾波器 122、低雑音増幅器 123等を介して出力される信号の位相を、受信用 PN符号発生部 104 から供給される PN符号に基づヽて変調し、図 4Dで示される変調信号を出力する。このとき、送信用 PN符号発生部 103に対する受信用 PN符号発生部 104の符号遅延時間てが、探知目標物までの距離に相当する遅延時間と等しい場合には、受信した探知用電波に含まれる PN符号と受信用 PN符号発生部 104から供給される PN符号との位相が一致し、広帯域にスペクトル拡散されている信号が逆拡散されて復元され、周波数が f -f

c 1である信号と f +f

c 1である信号とを出力する。一方、探知目標物までの距離に相当する遅延時間と異なっている場合には、出力信号は、広帯域にスぺタトル拡散されたままとなる。そして、周波数が f -fである信号成分と f +f

c 1 c 1である信号成分との強度は、遅延時間が一致する場合と比べて、 PN符号の自己相関特性により決定される量だけ減衰される。

[0062] ここで、 PN符号としてよく知られた M系列符号を用いれば、自己相関は、 PN符号の位相が一致する場合にのみピークをもっため、制御部 106によって、 PN符号の遅延時間を逐次変化させながら平衡変調器 124の出力をモニタし、周波数が f -fで

1 ある信号と、 f +fである信号とが現れたときの遅延時間から、信号処理部 105

1 は、障害物の有無とその距離を算出することができる。

[0063] ここでは、図 4Eに示されるように、 PN符号の周波数 fが基準信号のクロック周波数

P

fよりも大きいとすることが望ましい。これは、 PN符号の周波数 fが基準信号のクロッ 1 P

ク周波数 fよりも小さければ、発振信号の周波数 f

1 cを中心にして二つの変調信号に分かれる。このため、電磁波放射に関する法規制などの規格に適合させるにあたって、通常、それら二つの変調信号の一方を選択するための帯域通過型濾波器が必要になる。結果、変調信号の電力の少なくとも半分が失われることになる。これに対して、

PN符号の周波数 fが基準信号のクロック周波数 fよりも大きくすることで、変調信号

P 1

が分かれることを防ぐ。そして、変調信号の電力を全て有効に活用することができる。また、変調信号の一方を選択するための帯域通過型濾波器を不要とすることができる。

[0064] 直交復調器 125は、送信部 101から供給される周波数 fの信号を使用し、平衡変調器 124から出力される変調信号、すなわち、逆拡散処理が施された信号を、中間周波数の同相信号と直交信号とに変換する。

[0065] 帯域通過型濾波器 126、 128は、不要な干渉信号を除去して、 f 士 fの周波数成

1 d

分のみを通過させる。このとき、直交復調器 125の出力信号として必要な周波数成分は、スペクトル拡散型レーダ装置と探知目標物との相対速度に対応するドップラーシフト fだけ、局部発振器 112の発振周波数 fカゝら周波数偏移を受けた周波数 f 士 f d 1 I d である。

[0066] 増幅器 127は、帯域通過型濾波器 126から出力された信号を増幅して信号処理部 105へ出力する。

[0067] 増幅器 129は、帯域通過型濾波器 128から出力された信号を増幅して信号処理部 105へ出力する。

[0068] なお、平衡変調器 124の出力には、障害物の反射係数と距離に応じて非常に広いダイナミックレンジの信号が生成されることに留意しなければならない。例えば、探知用電波の周波数として、準ミリ波帯の 24[GHz]帯を採用し、送受信の空中線にそれぞれ 15 [dBi]の利得を有するものを用いる場合にぉ、て、 20 [m]遠方の自転車など、レーダ断面積として— 5[dBsm]程度の反射能率を有する目標物を検出する場合の受信電力と、ごく至近距離にある物体や、金属板など電波反射能率が大きい物体からの反射により、送信電力が損失を受けることなく受信機に入力される場合の受信電力を考慮すると、 100[dB]程度のダイナミックレンジが必要となる。

[0069] これに対して、増幅器 127、 129に対数増幅器を用いれば、信号処理部 105の入力ダイナミックレンジを飛躍的に緩和することができる。そして、 100 [dB]程度のダイナミックレンジに渡る受信信号であっても、比較的容易に信号処理部 105で取り扱うことができる。この場合において、対数増幅器として、（a)入力信号の強度の対数に比例する信号と、（b)入力信号を振幅制限して増幅した信号とを出力することができるものを用いることで、受信信号の強度 Aと位相 φの両方の情報を損なうことなく信号処理部 105に伝達することができる。結果、障害物との距離および相対速度を計測することができる。

[0070] 続いて、実施の形態 1における直交復調器について説明する。 [0071] 直交復調器 125は、さらに、移相器 125a、平衡変調器 125b、 125cを備える。

[0072] 移相器 125aは、局部発振器 111から周波数 fの信号が供給され、供給された信号と 90度位相が異なる信号を出力する。

[0073] 平衡変調器 125bは、平衡変調器 124から出力された信号と、局部発振器 111から供給される周波数 fの信号を混合 (乗算)して出力する。

[0074] 平衡変調器 125cは、平衡変調器 124から出力された信号と、移相器 125aから出力される信号とを混合 (乗算)して出力する。

[0075] ここで、平衡変調器 124の出力信号を R(t)とし、平衡変調器 125bの出力信号を 1( t)とし、平衡変調器 125cの出力信号を Q(t)とし、 R(t)は送信部の平衡変調器 113 から出力され、局部発振器 111から供給される発振信号と、局部発振器 112から供給される基準信号とを混合 (乗算)した信号が周波数拡散され、障害物まで往復伝播して力逆拡散により復元される過程で、衡変調器 113の出力信号が τだけ遅延した信号であることに留意すると、それぞれ、数式（1)〜数式 (3)で表される。

[0076] [数 1]

R(t) =Acos{27r fc(t- τ) + φ c>cos{27rfi(t- r)+0i}

[0077] [数 2]

I(t)=cos(27Tfct)R(t)

=y COS(0C+A c)COS(27Tflt+<?¾l+A 01)

+ - COS(47Tfct+0C+A c)COS(27Tflt+ 1+A 01)

[0078] [数 3]

Q(t)=sin(27rfct) (t)

= c)cos(27rfit+ i+A <z¾i)

+ c)cos(27rfit+¾0i+A i)

[0079] ここで、 φ ^は、搬送波の位相を表しており、 Δ =-2πί_ετは伝播遅延による搬送波の位相回転を表している。また、 φ は基準信号の位相を表しており、 Δ =- 2 π f τは伝播遅延による基準信号の位相回転を表して、る。

1

[0080] さらに、 I(t)の周波数成分のうち、帯域通過型濾波器 116を通過して出力される信号を Γ (t)とし、 Q(t)の周波数成分のうち、帯域通過型濾波器 118を通過して出力される信号を Q' (t)とすると、それぞれ、数式 (4)、数式 (5)で表される。

[0081] [数 4]

I'(t) = cos( ο+Δ ο) cos(27rfit+ 0ι+Δζόι)

[0082] [数 5]

Q'(t) = - y sin( c+A0c)cos(27rfit+0i+A ι)

[0083] ここで、数式 (4)および数式（5)で表される (t)と Q' (t)の信号強度を AI, AQとすると、 AIは、数式（6)で表され、 AQは、数式（7)で表される。そして、 AIと AQとを用いることによって、受信信号の信号強度 Aは、数式 (8)のように算出することができる。また、位相 φ +Δ は I'(t)を振幅制限した信号と基準信号との積の直流成分として得ることができる数式（11)で表される I"と、 Q' (t)を振幅制限した信号と基準信号との積の直流成分として得ることができる数式（ 12)で表される Q"を用いて、数式（ 9)、数式（10)力も求めることができる。

[0084] これにより、障害物の存在は、信号強度 Aを基準値と照合することで判定することができ、相対速度は、ドップラー効果により生じる位相 +Δ の時間変化から計測することができる。

[0085] [数 6]

[0086] [数 7]

AQ= | sin( c+ Δ 0 c) I [0087] [数 8]

A=2 AI²+AQ² [0088] [数 9] c+厶 0 c

[0089] [数 10] φ ο =0(Γ>0, Q">0,)

= ^ (Γ<0, Q">0,) （Γ>。, Q "く Ο,),

φ ο =—ΤΓ (Γ<0, Q"く。,) [0090] [数 11]

I"=cosA ι cos( c+ A 0 c)

[0091] [数 12]

[0092] なお、相対速度の計測が必要な、場合には、受信信号の位相 + Δ _eを知るために、振幅制限して増幅した信号を省略し、スペクトル拡散型レーダ装置 100の構成を簡単ィ匕することもできる。

[0093] なお、受信信号強度の情報の一部が損なわれることを許容できる場合には、同相信号、および直交信号のいずれかを省略し、スペクトル拡散型レーダ装置 100の構成をさらに簡単ィ匕することができる。この場合には、信号伝播による受信信号の位相回転量 Δ φの値により、本来の受信信号強度 Aが数式 (6)、又は数式（7)のように減衰されること〖こなる。

[0094] なお、減衰器 116の代わりに電力増幅器を用い、大きな空中線電力を得るようしてちょい。

[0095] ここで、本発明のスペクトル拡散型レーダ装置は、 PN符号にデータ符号を埋め込んだ符号を用いて、単一周波数の搬送波信号に拡散変調を施した信号を送信信号として用いる従来技術によるレーダ装置に比べ、送受信器間での信号干渉特性に優れているという特徴がある。すなわち、一般にスペクトル拡散された変調信号には多数の周波数成分が含まれており、これらの周波数成分が送信器から受信機へ漏洩し、受信機内部で受信信号と干渉することが考えられるが、本方式では送信機内で、平衡変調器 113から出力される変調信号の主な周波数成分は周波数 f -fの信号と c 1 周波数 f +f の 2周波であるので、平衡変調器 114から出力されるスペクトル拡散さ c 1

れた信号に含まれる周波数成分は、単一周波数の搬送波信号に対して PN符号で周波数拡散した信号に含まれる周波数成分の数の 2倍にとどまっており、かつ、周波数成分は全て 2周波信号を中心として、 PN符号自体に含まれる周波数成分で変調することにより発生する側波帯に分布しており、 PN符号の符号レートを Rとすると、主な周波数成分は f 士（R +f )

c c 1の範囲内に留まり、受信機内部の中間周波数 f

1は f c

(R +f )

c 1で与えられる周波数よりも十分低い周波数とすることが出来るので、信号干渉を抑制することができる。

[0096] これに対して、 PN符号にデータ符号を埋め込んだ符号を用いる従来技術では、受信機内部の中間周波数はデータ符号の基本周波数と一致させる必要があるが、 PN 符号にデータ符号を埋め込んだ符号の周波数成分自体がデータ符号の基本周波数を含んだ周波数領域に分布するため、信号干渉による受信性能の劣化が顕著となる。

[0097] 以上、説明したように実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置 100によれば、直交復調器 125に供給される搬送波と、探知用電波として送信される搬送波とを、共通の局部発振器を使用して生成していることで、発振器に要求される周波数安定度を緩和することができ、特に、フェーズロックループなどの高精度な周波数安定化機能を省略することができる。また、帯域通過型濾波器 115, 116から出力される信号は、数式 (4)、数式 (5)として表され、直流成分を含まないため、特に、直流増幅器を省略することができる。さらに、信号には直流成分が含まれないから、直流増幅器を用いることなぐ直流オフセットの影響を受けずに、比較的容易に広いダイナミックレンジを保ちつつ信号を増幅することができる。これから、送信側と受信側で共通の局部発振器を利用しつつ、フェーズロックループ、直流増幅器等を必要としない回路構成であり、安価で探知距離範囲の広い高性能なレーダ装置を提供することができる。

[0098] (実施の形態 2)

次に、本発明に係わる実施の形態 2について図面を参照しながら説明する。

[0099] 本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置は、下記 (a)、 (b)に示される特徴を備える。

[0100] (a)直交復調器は、さらに、（al)第 1の発振信号と第 1の発振信号に対して移相量が 90度異なる第 3の発振信号とを逐次的に出力する移相器と、（a2)変調信号と移相器力出力される信号とを混合して同相信号と直交信号とを逐次的に生成する平衡変調器とを備える。

[0101] (b)受信回路は、さらに、（bl)直交復調器力同相信号と直交信号とが逐次的に入力され、同相信号と直交信号との周波数成分のうち、第 2の発振信号のクロック周波数を中心周波数とする帯域を通過する帯域通過型濾波器と、 (b2)帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する増幅器とを備える。

[0102] 具体的には、制御器から直交復調器へ逐次的に供給される位相量切替信号に基づいて、同相と直交位相とのいずれかの位相の信号が逐次的に切り替わって直交復調器から出力される。

[0103] 以上の点を踏まえて本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置について説明する。なお、実施の形態 1の構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

[0104] 先ず、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成について説明する。

[0105] 図 5に示されるように、スペクトル拡散型レーダ装置 200は、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置 100 (例えば、図 2参照。）と比べて、下記（1)〜（3)の点が異なる。

[0106] (1)受信部 102の代わりに受信部 202を備える。

[0107] (2)信号処理部 105の代わりに信号処理部 205を備える。 [0108] 信号処理部 205は、送信用 PN符号発生部 103に対する受信用 PN符号発生部 1 04の符号遅延時間て、および入力される信号に基づいて、障害物の有無、距離、相対速度を算出する。

[0109] (3)制御部 106の代わりに制御部 206を備える。

[0110] 制御部 206は、直交復調器 225から出力される信号を、 Γ (t)と Q ' (t)との信号を逐次的に交互に切り替える制御信号を直交復調器 225と信号処理部 205に供給する。

[0111] なお、信号処理部 205は、制御部 206から直交復調器 225へ供給される制御信号に応じて、数式 (4)で表される信号、および数式（5)で表される信号のいずれかが入力される。また、信号処理部 205にも移相量を切り替える制御信号 (以下、移相量切替信号と呼称する。）が入力される。

[0112] 続いて、実施の形態 2における受信部の構成について説明する。

[0113] 図 6に示されるように、受信部 202は、受信部 102と比べて、下記（1)〜（3)の点が異なる。

[0114] (1)直交復調器 125の代わりに直交復調器 225を備える。

[0115] 直交復調器 225は、移相器 225a、平衡変調器 225b等を備える。

[0116] 移相器 225aは、移相量を切り替える機能を有する。具体的には、制御部 206から供給される移相量切替信号に基づいて、送信部 101から供給される発振周波数 fの信号を、同相と直交位相とのいずれかの位相に切り替えて出力する。

[0117] 平衡変調器 225bは、平衡変調器 124から出力された信号、すなわち、逆拡散処理が施された信号と、移相器 225aから出力される信号とを混合 (乗算)して出力する。このとき、制御部 206から移相器 225aへ供給される移相量切替信号に基づいて、同相と直交位相とのいずれかの位相で同期検波した信号を出力する。具体的には、同相の信号が移相器 225aから出力された場合には、数式（2)で表される信号を出力する。一方、局部発振器 111から供給される信号と 90度位相が異なる信号が移相器 225aから出力された場合には、数式（3)で表される信号を出力する。

[0118] (2)帯域通過型濾波器 126、 128の代わりに帯域通過型濾波器 226を備える。

[0119] 帯域通過型濾波器 226は、不要な干渉信号を除去して f 士 fの周波数成分のみを通過させる。

[0120] (3)増幅器 127、 129の代わりに増幅器 227を備える。

[0121] 増幅器 227は、帯域通過型濾波器 226から出力された信号を増幅して信号処理部 205へ出力する。

[0122] これにより、二つ要した帯域通過型濾波器を一つに省略することができる。

[0123] 以上、説明したように実施の形態 2におけるスペクトル拡散型レーダ装置によれば、同相と直交位相とのいずれかの位相の信号を逐次的に切り替えるため、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置と同程度の信号品質を得ようとすると、 2倍程度の時間が必要となる。また、高速で移動する障害物に対しては、同相信号と直交信号とを逐次切り替えている間に、位置が移動することにより、正確な信号が得られない場合がある。しかし、許容できる場合、例えば、簡易的な用途に利用する場合には、直交復調器と信号処理器との間の信号伝達路を 1系統にすることができ、構成を簡単ィ匕することができる。

[0124] (実施の形態 3)

次に、本発明に係わる実施の形態 3について図面を参照しながら説明する。

[0125] 本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置は、下記 (a)に示される特徴を備える。

[0126] (a)スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、第 1の発振信号の周波数をランダムに変化させるランダム信号を発生させるランダム信号発生回路を備える。

[0127] 以上の点を踏まえて本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置について説明する。なお、実施の形態 1の構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

[0128] 先ず、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成について説明する。

[0129] 図 7に示されるように、スペクトル拡散型レーダ装置 300は、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置 100 (例えば、図 3参照。）と比べて、下記（1)、（2)の点が異なる。

[0130] (1)送信部 101の代わりに送信部 301を備える。 [0131] 送信部 301は、局部発振器 111の代わりに局部発振器 311を備える。

[0132] 局部発振器 311は、ランダム信号発生部 307から供給されるランダム信号に応じて、周波数を離散的または連続的に変化させながら発振信号を生成する。ここでは、一例として、帯域通過型濾波器 126、 128の通過帯域を基準にして発振信号の周波数を変化させる。

[0133] 例えば、ランダム信号が供給されていない場合において、局部発振器 311から供給される発振信号の周波数を f 1とする。一方、ランダム信号が供給されている場合において、局部発振器 311から供給される発振信号の周波数を f 士 Δίとする。ここで

1 r

、変位 Δίは、ランダム信号に追随して変化する周波数である。また、局部発振器 11 2から供給される基準信号のクロック周波数を f とする。帯域通過型濾波器 126、 128

2

の通過帯域の上限周波数を f bhとし、下限周波数を f blとする。この場合において、 " Δί

>f — f "かつ " Δί >f — f "の条件を満たす範囲で変位 Afrを変化させる。なお、 r bh 2 r 2 bl

ドップラーシフト fを考慮する場合は、 " Af 〉f — f +f "力、つ" Af >f — f +f "の d r bh 2 d r 2 bl d 条件を満たす範囲で変位 Δ frを変化させる。

[0134] (2)新たにランダム信号発生部 307を備える。

[0135] ランダム信号発生部 307は、ランダム信号を生成し、生成したランダム信号を局部発振器 311に供給する。

[0136] ここで、受信用空中線 121を介して、所望の反射波が受信されると、周波数 fl +f2 と周波数 fl—f2との変調信号が平衡変調器 124から出力され、妨害波が受信されると、周波数 fl +f 2の妨害信号が平衡変調器 124からリークされる場合を例に説明する。

[0137] この場合において、発振信号が平衡変調器 125b、 125cにも供給されるので、ランダム信号に追随して周波数が変化する変調信号は、平衡変調器 125b、 125cにおいて、支障なく復調される。一方、周波数が一定の妨害信号は、平衡変調器 125b、 125cにおいて、帯域通過型濾波器 126、 128で取り除かれる信号に復調される。

[0138] これにより、ランダム信号発生部 307がなければ、変調信号の周波数が固定されるので、妨害信号と変調信号とを区別することができない。一方、ランダム信号発生部 3 07があれば、妨害信号の周波数がランダム信号に追随して変化しない限り、妨害信号と変調信号とを区別することができる。

[0139] 以上、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置 300によれば、似たような周波数であっても、妨害波の影響によって平衡変調器 124からリークされる妨害信号と、所望の反射波によって平衡変調器 124から出力される変調信号とを区別することができる。

[0140] (実施の形態 4)

次に、本発明に係わる実施の形態 4について図面を参照しながら説明する。

[0141] 本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置は、下記 (a)、 (b)に示される特徴を備える。

[0142] (a)第 1の発振信号を第 1の擬似雑音符号で変調して、スペクトル拡散された拡散信号を探知用電波として放射し、物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、第 2の擬似雑音符号と第 1の発振信号とに基づいて、受信信号を逆拡散して復調信号を生成するスぺ外ル拡散型レーダ装置であって、 (al)所定の周波数で符号を発生させることで繰り返し符号を生成する繰り返し符号発生回路と、 (a 2)第 1の擬似雑音符号を時間遅延させた擬似雑音符号と繰り返し符号との間で排他的論理和演算を行って得られた結果を第 2の擬似雑音符号として出力する排他的論理和演算回路とを備える。

[0143] (b)繰り返し符号発生回路と排他的論理和演算回路とが同一の半導体集積回路に集積されている。

[0144] 以上の点を踏まえて本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置について説明する。なお、実施の形態 1の構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

[0145] 先ず、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置の構成について説明する。

[0146] 図 8Aに示されるように、スペクトル拡散型レーダ装置 400aは、実施の形態 1におけるスペクトル拡散型レーダ装置 100 (例えば、図 3参照。）と比べて、下記（1)〜（3)の点が異なる。

[0147] (1)送信部 101の代わりに送信部 401aを備える。 [0148] 送信部 401aは、局部発振器 112、平衡変調器 113、平衡変調器 114の代わりに、平衡変調器 412a、増幅器 413aを備える。

[0149] このとき、平衡変調器 412aは、局部発振器 111から供給される発振信号 (例えば、 24 [GHz] o )の位相を、送信用 PN符号発生部 103から供給される PN符号に基づいて変調し、変調して得られた変調信号を出力する。増幅器 413aは、平衡変調器 4 12aから出力される変調信号を増幅し、増幅して得られた信号を出力する。そして、増幅器 413aから出力された信号が、帯域通過型濾波器 115、減衰器 116、送信用空中線 117を介して、探知用電波として放射される。

[0150] (2)新たに繰り返し符号発生器 408aを備える。

[0151] 繰り返し符号発生器 408aは、 1, 0, 1, 0, · "のように、繰り返し符号を生成し、生成した繰り返し符号を排他的論理和演算器 409aに供給する。ここでは、一例として、 455 [kHz]で繰り返し符号を生成する。

[0152] なお、繰り返し符号のクロック周波数の 1Z2の周波数は、受信信号の相関特性を向上させるために、第 1の擬似雑音符号の周期の周波数の整数分の 1の周波数であることが好ましい。ここで、繰り返し符号のクロック周波数の 1Z2の周波数は、繰り返し符号が「1, 0, 1, 0 · · ·」であった場合は、その矩形波の周波数そのものを意味する

[0153] (3)新たに排他的論理和演算器 409aを備える。

[0154] 排他的論理和演算器 409aは、受信用 PN符号発生部 104から供給される PN符号と、繰り返し符号発生器 408aから供給される繰り返し符号との間で排他的論理和をとり、排他的論理和をとつて得られた符号を受信部 102の平衡変調器 124へ出力する。

[0155] なお、ここでは、一例として、繰り返し符号発生器 408aと排他的論理和演算器 409 aとが同一の半導体集積回路に集積されているとする。そして、その半導体集積回路の外部へ、排他的論理和演算器 409aから出力される符号が出力されても、繰り返し符号発生器 408aから供給される繰り返し符号は出力されない。これによつて、繰り返し符号がプリント基板上に流出しない限り、繰り返し符号の周波数またはその高調波を帯域通過型濾波器 126、 128で選択して増幅器 127、 129で増幅するときに、繰り返し符号発生器 408aからリークされる信号によって、直交復調器 125を通過した非常に微弱な信号に影響を与えることを防止することができる。

[0156] また、図 8Bに示されるように、繰り返し符号発生器 408bと排他的論理和演算器 40 9bとが同一の半導体集積回路に集積されて送信側に備わるとしてもよい。このとき、送信部 401bは、局部発振器 112、平衡変調器 113、平衡変調器 114の代わりに、平衡変調器 412bを備える。さら〖こ、平衡変調器 412bは、局部発振器 111から供給される発振信号 (例えば、 24 [GHz] o )の位相を、排他的論理和演算器 409bから出力される符号に基づいて変調し、変調して得られた変調信号を出力する。そして、平衡変調器 412aから出力された信号が、帯域通過型濾波器 115、減衰器 116、送信用空中線 117を介して、探知用電波として放射される。これによつて、繰り返し符号がプリント基板上に流出しない限り、繰り返し符号発生器 408bからリークされる信号によって、受信部 102に与える影響を抑止することができる。

[0157] しかし、繰り返し符号発生器 408b、排他的論理和演算器 409bを送信側よりも受信側に備える方力スプリアスの影響が少ないという利点がある。これは、送信側で純粋に正弦波の単一スペクトラムを拡散しただけで変調信号が生成される。結果、その変調信号に含まれて、るスペクトル数が少なぐ受信側のアンプなどで相互変調するときにスプリアスの発生が少ない。従って、自己相関特性の劣化や、スプリアスによる受信信号の妨害などが少な、と、う利点がある。

[0158] 以上、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置 400aによれば、送信部 401aにおいて、搬送波と送信用 PN符号とが直接変調される。変調されて得られた信号が送信用空中線 117などを介して、探知用電波として放射される。そして、受信部 102において、送信用 PN符号を遅延させた受信用 PN符号と繰り返し符号との間で排他的論理和をとつて得られた信号を使用して平衡変調器 124で逆拡散される。

[0159] 例えば、従来の技術にお!、ては、送信側にお!、て、データ源から供給されるデータ

(ビット列）と、送信用 PN符号との間で排他的論理和がとられる。そして、排他的論理和がとられて得られた符号を、局部発振器から供給される発振信号を使用して変調するので、変調して得られた符号に対して、スペクトルの各周波数の上下に、ビット列による多数のスペクトルが生じる。これにより、スペクトル数が非常に多くなるので、平衡変調器 412a、増幅器 413a、低雑音増幅器 123などによる非線形性の影響によつて、多数のスペクトル同士の相互変調が生じる。これによつて、受信側における逆拡散処理において、遅延 PN符号との相関特性が劣化し、受信出力のピーク対ノイズの比が劣化する。すなわち、反射が強い物体に弱い物体がマスクされ、物体検出能力が落ちる。

[0160] これに対して、本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ装置 400aによれば、送信部 401aから探知用電波として放射される信号については、スペクトル数が少ないので、相互変調の影響を受けにくい。

[0161] (その他）

なお、送信回路は、第 2の発振信号の位相を第 1の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成し、中間信号と第 1の発振信号とを混合して拡散信号を生成するとしてちよい。

[0162] このとき、（a)送信回路は、さらに、（b)第 1の発振信号を生成する第 1の局部発振器と、（c)第 2の発振信号を生成する第 2の局部発振器と、（d)第 2の発振信号の位相を第 1の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成する第 1の平衡変調器と、 (e)中間信号と第 1の発振信号とを混合して拡散信号を生成する第 2の平衡変調器とを備える。

[0163] 例えば、図 9Aに示されるように、送信部 101の代わりに、送信部 101aを備えるとしてもよい。ここで、送信部 101aは、局部発振器 111、平衡変調器 113、平衡変調器 1 14の代わりに、局部発振器 l l la、局部発振器 112a、平衡変調器 113a、平衡変調器 114aを備える。このとき、平衡変調器 113aは、局部発振器 112aから供給される基準信号 (例えば、 455 [kHz]。）の位相を、送信用 PN符号発生部 103から供給される PN符号に基づいて変調し、変調して得られた変調信号を出力する。平衡変調器 114aは、局部発振器 11 laから供給される発振信号 (例えば、 24 [GHz]。；)と、平衡変調器 113aから出力される変調信号とを混合 (乗算)し、混合して得られた信号を出力する。そして、平衡変調器 114aから出力された信号が、帯域通過型濾波器 115 、減衰器 116、送信用空中線 117などを介して、探知用電波として放射される。

[0164] なお、送信回路は、第 1の発振信号の位相を第 1の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成し、中間信号と第 2の発振信号とを混合して拡散信号を生成するとしてちよい。

[0165] このとき、送信回路は、さらに、（a)第 1の発振信号を生成する第 1の局部発振器と、（b)第 2の発振信号を生成する第 2の局部発振器と、（c)第 1の発振信号の位相を第 1の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成する第 1の平衡変調器と、 (d)中間信号と第 2の発振信号とを混合して拡散信号を生成する第 2の平衡変調器とを備える。

[0166] 例えば、図 9Bに示されるように、送信部 101の代わりに、送信部 101bを備えるとしてもよい。ここで、送信部 101bは、局部発振器 111、局部発振器 112、平衡変調器 1 13、平衡変調器 114の代わりに、局部発振器 l l lb、局部発振器 112b、平衡変調器 113b、平衡変調器 114bを備える。

[0167] このとき、平衡変調器 113bは、局部発振器 11 lbから供給される発振信号 (例えば、 24 [GHz] o )の位相を、送信用 PN符号発生部 103から供給される PN符号に基づいて変調し、変調して得られた変調信号を出力する。平衡変調器 114bは、局部発振器 112bから供給される基準信号 (例えば、 455 [kHz]。；)と、平衡変調器 113bから出力される変調信号とを混合 (乗算)し、混合して得られた信号を出力する。そして、平衡変調器 114bから出力された信号力帯域通過型濾波器 115、減衰器 116、送信用空中線 117などを介して、探知用電波として放射される。

[0168] なお、図 10に示されるように、ランダム信号発生部 307の代わりに、制御部 306aから局部発振器 311に供給される制御信号に応じて、局部発振器 311から供給される発振信号の周波数を変化させるとしてもよい。

[0169] なお、局部発振器 111は、シングルエンド信号で発振信号を供給するとしてもよいし、差動信号で発振信号を供給するとしてもよい。

産業上の利用可能性

[0170] 本発明は、安価で高性能なレーダ装置等として、禾 IJ用することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 第 1の発振信号と第 2の発振信号と第 1の擬似雑音符号とを組み合わせて、スぺクトル拡散された拡散信号を生成し、前記拡散信号を探知用電波として放射する送信回路と、

物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、前記第 1の擬似雑音符号を時間遅延させた第 2の擬似雑音符号と前記第 1の発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散して中間周波数信号を生成する受信回路と

を備えることを特徴とするスペクトル拡散型レーダ装置。

[2] 前記受信回路は、さらに、

前記受信信号の位相を前記第 2の擬似雑音符号に基づいて変調して前記変調信号を生成する平衡変調器と、

前記変調信号の同相信号と直交信号とを前記中間周波数信号として出力する直交復調器と

を備えることを特徴とする請求項 1に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。

[3] 前記直交復調器は、さらに、

前記第 1の発振信号に対して移相量が 90度異なる第 3の発振信号を生成する移相器と、

前記変調信号と前記第 1の発振信号とを混合して前記同相信号を生成する第 1の平衡変調器と、

前記変調信号と前記第 3の発振信号とを混合して前記直交信号を生成する第 2の平衡変調器と

を備えることを特徴とする請求項 2に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。

[4] 前記受信回路は、さらに、

前記直交復調器から前記同相信号が入力され、前記同相信号の周波数成分のうち、前記第 2の発振信号のクロック周波数を中心周波数とする帯域を通過する第 1の帯域通過型濾波器と、

前記直交復調器から前記直交信号が入力され、前記直交信号の周波数成分のうち、前記第 2の発振信号のクロック周波数を中心周波数とする帯域を通過する第 2の帯域通過型濾波器と、

前記第 1の帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、前記第 1の帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する第 1の増幅器と、

前記第 2の帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、前記第 2の帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する第 2の増幅器と

[5] 前記直交復調器は、さらに、

前記第 1の発振信号と前記第 1の発振信号に対して移相量が 90度異なる第 3の発振信号とを逐次的に出力する移相器と、

前記変調信号と移相器力出力される信号とを混合して同相信号と直交信号とを逐次的に生成する平衡変調器と

[6] 前記受信回路は、さらに、

前記直交復調器から前記同相信号と前記直交信号とが逐次的に入力され、前記同相信号と前記直交信号との周波数成分のうち、前記第 2の発振信号のクロック周波数を中心周波数とする帯域を通過する帯域通過型濾波器と、

前記帯域通過型濾波器を通過した信号強度の対数に比例した信号強度と、前記帯域通過型濾波器を通過した信号の振幅を制限して増幅した信号とを出力する増幅器と

[7] 前記送信回路は、前記第 1の発振信号と前記第 2の発振信号とを混合して中間信号を生成し、前記中間信号の位相を前記第 1の擬似雑音符号に基づいて変調して前記拡散信号を生成する

ことを特徴とする請求項 1に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。

[8] 前記送信回路は、さらに、

前記第 1の発振信号を生成する第 1の局部発振器と、前記第 2の発振信号を生成する第 2の局部発振器と、

前記第 1の発振信号と前記第 2の発振信号とを混合して前記中間信号を生成する第 1の平衡変調器と、

前記中間信号の位相を前記第 1の擬似雑音符号に基づいて変調して前記拡散信号を生成する第 2の平衡変調器と

を備えることを特徴とする請求項 7に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。

[9] 前記送信回路は、第 2の発振信号の位相を前記第 1の擬似雑音符号に基づいて変調して中間信号を生成し、前記中間信号と前記第 1の発振信号とを混合して前記拡散信号を生成する

[10] 前記送信回路は、さらに、

前記第 1の発振信号を生成する第 1の局部発振器と、

前記第 2の発振信号を生成する第 2の局部発振器と、

前記第 2の発振信号の位相を前記第 1の擬似雑音符号に基づいて変調して前記中間信号を生成する第 1の平衡変調器と、

前記中間信号と前記第 1の発振信号とを混合して前記拡散信号を生成する第 2の平衡変調器と

を備えることを特徴とする請求項 9に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。

[11] 前記送信回路は、前記第 1の発振信号の位相を前記第 1の擬似雑音符号に基づ V、て変調して中間信号を生成し、前記中間信号と前記第 2の発振信号とを混合して前記拡散信号を生成する

[12] 前記送信回路は、さらに、

前記第 1の発振信号を生成する第 1の局部発振器と、

前記第 2の発振信号を生成する第 2の局部発振器と、

前記第 1の発振信号の位相を前記第 1の擬似雑音符号に基づいて変調して前記中間信号を生成する第 1の平衡変調器と、

前記中間信号と前記第 2の発振信号とを混合して前記拡散信号を生成する第 2の平衡変調器と

を備えることを特徴とする請求項 11に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。

[13] 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、前記同相信号、および前記直交信号に基づいて、前記受信信号の強度を算出し、前記強度と基準値とを照合し、前記物体の存在を判定する信号処理回路

[14] 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、前記同相信号、および前記直交信号に基づいて、前記第 2の擬似雑音符号を生成するにあたり前記第 1の擬似雑音符号に対して遅延させた時間を特定し、前記時間から前記物体との距離を算出する信号処理回路

[15] 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、前記第 2の発振信号、前記同相信号、および前記直交信号に基づいて、前記受信信号の位相を算出し、前記位相の時間変化から前記物体との相対速度を算出する信号処理回路

[16] 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、

前記第 1の擬似雑音符号として M系列符号を生成する第 1の擬似雑音符号発生回路と、

前記第 2の擬似雑音符号として M系列符号を生成する第 2の擬似雑音符号発生回路と

[17] 前記スペクトル拡散型レーダ装置は、さらに、前記第 1の発振信号の周波数をランダムに変化させるランダム信号を発生させるランダム信号発生回路

[18] 前記第 1の擬似雑音符号の周波数よりも前記第 2の発振信号のクロック周波数の方が大きい

[19] 前記第 2の発振信号のクロック周波数は、前記第 1の擬似雑音符号の周期の周波数の整数分の 1の周波数である

[20] 第 1の発振信号を第 1の擬似雑音符号で変調して、スペクトル拡散された拡散信号を探知用電波として放射し、物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、第 2の擬似雑音符号と前記第 1の発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散して復調信号を生成するスペクトル拡散型レーダ装置であって、所定の周波数で符号を発生させることで繰り返し符号を生成する繰り返し符号発生回路と、

前記第 1の擬似雑音符号を時間遅延させた擬似雑音符号と前記繰り返し符号との間で排他的論理和演算を行って得られた結果を前記第 2の擬似雑音符号として出力する排他的論理和演算回路と

を備えることを特徴とするスペクトル拡散型レーダ装置。

[21] 前記繰り返し符号発生回路と前記排他的論理和演算回路とが同一の半導体集積回路に集積されている

ことを特徴とする請求項 20に記載のスペクトル拡散型レーダ装置。

[22] 前記繰り返し符号のクロック周波数の 1Z2の周波数は、前記第 1の擬似雑音符号の周期の周波数の整数分の 1の周波数である

[23] 第 1の発振信号と第 2の発振信号と第 1の擬似雑音符号とを組み合わせて、スぺクトル拡散された拡散信号を生成し、前記拡散信号を探知用電波として放射する送信ステップと、

物体に反射されて戻ってきた探知用電波を受信信号として受信し、前記第 1の擬似雑音符号を時間遅延させた第 2の擬似雑音符号と前記第 1の発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散して中間周波数信号を生成する受信ステップと

を備えることを特徴とするスペクトル拡散型探知方法。