CN103562744B - 雷达装置 - Google Patents

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Abstract

脉冲发送控制单元(21)对每个发送周期(Tr)生成高频的雷达发送信号的发送定时信号。发送相移单元(25)基于对每个发送周期(Tr)生成的发送定时信号，对由调制单元(23)生成的发送信号，给予与发送周期(Tr)对应的相移。接收相移单元(62)基于对每个发送周期(Tr)生成的发送定时信号，对从A/D变换单元(61)输出的接收信号，给予发送相移单元(25)的相移分量的反方向的接收相移。

Description

雷达装置
技术领域
本发明通过天线接收被目标反射的反射波的脉冲信号来检测目标的雷达装置。
背景技术
雷达装置将基于脉冲信号的电波从测定地点发射到空中，并接收被目标反射的反射波的脉冲信号，对测定地点和目标之间的距离、方向的至少一个以上进行测定。近年来，通过使用了包含微波或毫米波的波长的短电波的高分辨率的测定，开展了可检测包括汽车及行人的目标的雷达装置的开发。
雷达装置接收混合了来自近距离存在的目标和远距离中存在的目标反射波的信号。特别是，因来自近距离存在的目标的反射波的信号而产生距离旁瓣。在距离旁瓣和来自远距离存在的目标的反射波的信号的主瓣混杂的情况下，有时雷达装置检测远距离存在的目标的精度劣化。
因此，对于多个目标使用了进行高分辨率的测定所要求的脉冲信号的雷达装置，被要求发送具有成为低的距离旁瓣电平的自相关特性(以下称为‘低距离旁瓣特性’)的脉冲波或脉冲调制波。
此外，在距测定地点相同的距离上存在汽车和行人时，雷达装置接收雷达反射截面积(RCS：Radar cross section)不同的混合了来自汽车和行人的各反射波信号的信号。一般地，行人的雷达反射截面积低于汽车的雷达反射截面积。
因此，即使在距测定地点相同的距离上，存在汽车和行人，雷达装置也需要合适并正确地接收来自汽车及行人的反射波信号。反射波信号的输出电平(接收电平)因目标的距离或类别而变化，要求所以雷达装置有可接收各种各样的接收电平的反射波信号的接收动态范围。
此外，在具有低距离旁瓣特性的以往的雷达装置中，使用高频信号、例如，毫米波时，雷达发送单元及雷达接收单元中所设置的射频(RF：Radio Frequency)电路及模拟基带电路中，混入电路误差(例如相位误差)。因此，与无电路误差的理想的特性相比，雷达装置的目标测距性能劣化。
与上述的课题相关联，例如在专利文献1的A/D变换电路中，公开了在AD变换器的后级设置高通滤波器，除去DC偏移的结构。而且，在专利文献2的雷达装置中，公开了在AD变换器的输入级中设置带通滤波器，除去DC偏移的结构。此外，在非专利文献2中，公开了校正IQ不平衡的电路误差的电路结构。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本国特开平2-243022号公报
专利文献2：日本国特开2000-338226号公报
非专利文献
非专利文献1：Chang-Soon Choi etal.，“RF impairment models for60GHz-handSYS/PHY simulation”，IEEE802.15-06-0477-01-003c，November，2006
非专利文献2：江頭慶真他，“OFDMシステム中的パイロツト信号を用ぃたIQインパランス補償方式”，電子情報通信学会論文誌BVol.J91-B No.5 pp.558-565，2008
发明内容
发明要解决的课题
但是，为了除去DC偏移，专利文献1或专利文献2设置高通滤波器或带通滤波器，此外，为了校正IQ不平衡，非专利文献2设置IQ不平衡校正电路，所以雷达装置的电路结构复杂。
本发明鉴于上述以往的情况而完成，目的在于，提供即使在包含电路误差、例如DC偏移、IQ不平衡的情况下，也可以防止距离旁瓣的增加，有效地抑制目标测距性能的劣化的雷达装置。
用于课题的方案
本发明是上述的雷达装置，包括：脉冲发送控制单元，对每个发送周期生成高频的雷达发送信号的发送定时信号；至少一个以上的码生成单元，生成规定的码长的码序列；调制单元，基于所述发送定时信号，调制至少一个 以上的所述码序列，并生成基带的发送信号；发送相移单元，基于所述发送定时信号，对所述基带的发送信号，赋予与至少一个以上的所述发送周期对应的相移；以及射频发送单元，将赋予了所述相移的所述发送信号变换为所述高频的雷达发送信号，并从发送天线发送。
发明的效果
根据本发明，在包含电路误差、例如DC偏移、IQ不平衡的情况下，也可以防止距离旁瓣的增加而不设置电路误差的校正电路，抑制目标测距性能的劣化。
附图说明
图1(a)是表示成对的互补码序列中一方的互补码序列的自相关运算结果的说明图，(b)是表示成对的互补码序列中另一方的互补码序列的自相关运算结果的说明图，(c)是表示成对的2个互补码序列的自相关运算结果的相加值的说明图。
图2(a)是表示以往的雷达装置的接收信号中包含的DC偏移成分和多普勒频率分量之间的关系的说明图，(b)是表示本发明的雷达装置的接收相移前的接收信号中包含的DC偏移成分和多普勒频率分量之间的关系的说明图，(c)是表示本发明的雷达装置的接收相移后的接收信号中包含的DC偏移成分和多普勒频率分量之间的关系的说明图。
图3是简略地表示第1实施方式的雷达装置的内部结构的方框图。
图4是详细地表示第1实施方式的雷达装置的内部结构的方框图。
图5是表示雷达发送信号的发送区间及发送周期与发送相移成分之间的关系的说明图。
图6(a)是表示以往的雷达装置中的目标测距特性的模拟结果的曲线图，(b)是表示第1实施方式的雷达装置中的对每个发送周期赋予了45°相位旋转量的情况下的目标测距特性的模拟结果的曲线图。
图7是详细地表示第1实施方式的变形例1的雷达装置的内部结构的方框图。
图8是详细地表示第1实施方式的变形例2的雷达装置的内部结构的方框图。
图9是详细地表示第1实施方式的变形例3的雷达装置的内部结构的方 框图。
图10是详细地表示第1实施方式的变形例4的雷达装置的内部结构的方框图。
图11是详细地表示第1实施方式的变形例5的雷达装置的内部结构的方框图。
图12是详细地表示第1实施方式的变形例6的雷达装置的内部结构的方框图。
图13(a)是表示将互补码用作发送码而使发送相移中的相位旋转量为45°的情况下的目标测距特性的模拟结果的曲线图，(b)是表示将互补码用作发送码而使发送相移中的相位旋转量为90°的情况下的目标测距特性的模拟结果的曲线图。
图14是简略地表示第2实施方式的雷达装置的内部结构的方框图。
图15是详细地表示第2实施方式的雷达装置的内部结构的方框图。
图16是表示将互补码用作发送码而对每2发送周期时分发送的情况下的雷达发送信号的发送区间及发送周期与发送相移成分之间的关系的说明图。
图17(a)是表示以往的雷达装置中的目标测距特性的模拟结果的曲线图，(b)是表示第2实施方式的雷达装置中的对每个发送周期赋予了90°相移的相位旋转量的情况下的目标测距特性的模拟结果的曲线图。
图18是详细地表示第2实施方式的变形例1的雷达装置的内部结构的方框图。
图19是详细地表示第2实施方式的变形例2的雷达装置的内部结构的方框图。
图20是详细地表示第2实施方式的变形例3的雷达装置的内部结构的方框图。
图21是详细地表示第2实施方式的变形例4的雷达装置的内部结构的方框图。
图22是详细地表示第2实施方式的变形例5的雷达装置的内部结构的方框图。
图23是详细地表示第2实施方式的变形例6的雷达装置的内部结构的方框图。
图24是表示一例将互补码用作发送码而对每个4倍的发送周期时分发送 的情况下的雷达发送信号的发送区间及发送周期与发送相移成分之间的关系的说明图。
图25是表示一例以往的雷达装置中的射频(RF)电路及模拟基带电路的电路结构图。
图26(a)是表示在以往的雷达装置的电路结构中不产生电路误差的理想的情况下的目标测距特性的模拟结果的曲线图，(b)是表示在以往的雷达装置的电路结构中模拟地添加了电路误差的情况下的目标测距特性的模拟结果的曲线图。
图27是简略地表示第3实施方式的雷达装置的内部结构的方框图。
图28是详细地表示第3实施方式的雷达装置的内部结构的方框图。
图29是表示以2发送周期为单位而基于对每个第奇数的2发送周期或第偶数的2发送周期切换使用的发送码生成的雷达发送信号的发送区间及发送周期和发送相移成分之间的关系的说明图。
图30是详细地表示第3实施方式的变形例1的雷达装置的内部结构的方框图。
图31是详细地表示第3实施方式的变形例2的雷达装置的内部结构的方框图。
图32是详细地表示第3实施方式的变形例3的雷达装置的内部结构的方框图。
图33是详细地表示第3实施方式的变形例4的雷达装置的内部结构的方框图。
图34是详细地表示第3实施方式的变形例5的雷达装置的内部结构的方框图。
图35是详细地表示第3实施方式的变形例6的雷达装置的内部结构的方框图。
标号说明
1、1a、1B、1c、1d、1e、1f、1g、1h、1k、1m、1n、1p、1q、1r、1r-1、1r-2、1r-3、1r-4、1r-5、1r-6 雷达装置
2、2g、2r 发送信号生成单元
3 射频发送单元
4 射频接收单元
5 VGA单元
6、6a、6b、6c、6d、6e、6f、6g、6h、6k、6m、6n、6p、6q、6r、6r-1、6r-2、6r-3、6r-4、6r-5、6r-6 信号处理单元
21、21g、21r 脉冲发送控制单元
22、22g、22q1、22q2 码生成单元
22r 互补码生成单元
22r1 第1互补码生成单元
22r2 第2互补码生成单元
23、23g、23r 调制单元
24 LPF
25、25g、23r 发送相移单元
26 D/A变换单元
31 正交调制单元
32、42 变频单元
33、41 放大器
43 正交检波单元
61 A/D变换单元
62、62a、62g、62h、62r 接收相移单元
63、63a、62g、62h、63r 相关值运算单元
64、64r 相干积分单元
65 距离估计单元
66 DC偏移估计单元
67 接收电平检测单元
71 DC偏移校正单元
72 VGA控制单元
81 距离方位估计单元
Ant-Tx1 发送天线
Ant-Rx1、Ant-Rx2 接收天线
Rx、Rxa、Rxb、Rxc、Rxd、Rxe、Rxf1、Rxf2、Rxg、Rxh、Rxk、Rxm、Rxn、Rxp、Rxq1、Rxq2、Rxr、Rxr-1，Rxr-2，Rxr-3，Rxr-4，Rxr-5， Rx-61、Rx-62 雷达接收单元
Tx、Txg、Txr 雷达发送单元
具体实施方式
(完成各实施方式的内容的经过)
图25是表示一例以往的雷达装置中的射频电路及模拟基带电路的电路结构图。图25的以往的雷达装置中使用高频信号、例如毫米波时，作为电路误差，在正交调制电路QMC及正交解调电路QDC中产生IQ失配、DC偏移及相位噪声。而且，作为电路误差，AD变换单元WAD及DA变换单元WDA中产生量化噪声。再有，关于这些电路误差(IQ失配、DC偏移、相位噪声、量化噪声)，详细地记载在上述的非专利文献1中。
图26(a)是表示以往的雷达装置的电路结构中不产生电路误差的理想的情况下的目标测距特性的模拟结果的曲线图。图26(b)是表示以往的雷达装置的电路结构中模拟地添加了电路误差的情况下的目标测距特性的模拟结果的曲线图。这里，作为电路误差，添加了IQ失配及DC偏移。
图26(a)及(b)是在以往的雷达装置中将成对的互补码(参照后述)时分发送而将来自目标的反射波信号进行脉冲压缩的情况下的模拟结果。在图26中，测距对象的目标为4个(参照箭头)，至目标的距离的真实值在该图的箭头上表示。
与图26(a)的不产生电路误差的理想的情况相比，在图26(b)的产生电路误差的情况中，产生距离旁瓣上升的现象。因此，难以判别来自接收电平低的目标(例如距约40米的目标)的反射波信号和来自接收电平高的目标(例如距约20米的目标)的反射波信号的距离旁瓣。因此，导致雷达装置中的目标检测率的下降或误检测率的增加，有因包含上述的IQ不平衡及DC偏移的电路误差，导致雷达装置的目标测距性能劣化的课题。
为了除去DC偏移，在专利文献1或专利文献2中设置了高通滤波器或带通滤波器的情况下，根据各滤波器响应，来自DC偏移成分以外的目标的反射波信号的期望成分被除去，有可能产生反射波信号的振幅失真或相位失真。因此，存在有可能雷达装置的目标测距性能劣化的课题。
此外，在设置了DC偏移除去电路或IQ不平衡校正电路的情况下，有时DC偏移的成分或IQ不平衡的成分未完全地被除去，电路误差成分残留一部 分。因此，存在有可能雷达装置的目标测距性能劣化的课题。
为了解决上述课题，本发明的目的在于，提供在包含电路误差的情况下，也可以防止距离旁瓣的增加，有效地抑制目标测距性能的劣化的雷达装置。
(各实施方式的说明)
在说明本发明的雷达装置的各实施方式前，作为后述的各实施方式前提的技术内容，以下简单地说明互补码。
(互补码)
下面，说明互补码。图1(a)是表示在成对的互补码序列中一方的互补码序列的自相关运算结果的说明图。图1(b)是表示成对的互补码序列中另一方的互补码序列的自相关运算结果的说明图。图1(c)是表示成对的2个互补码序列的自相关运算结果的相加值的说明图。
互补码是使用了多个例如成对的2个互补码序列(An、Bn)的码。互补码具有在一方的互补码序列An和另一方的互补码序列Bn的各自相关运算结果中，通过使延迟时间τ[秒]一致的各自相关运算结果的相加，距离旁瓣为零的性质。再有，参数n为n＝1，2，…，L。参数L表示码序列长度或只是表示码长。
互补码的生成方法，例如公开在下列参考非专利文献1中。
(参考非专利文献1)BUDISIN，S.Z，「NEW COMPLEMENTARY PAIRS OF SEQUENCES」，Electron.Lett.，26，(13)，pp.881-883(1990)
在互补码序列(An，Bn)中，一方的互补码序列An的自相关值运算结果根据式(1)来运算。另一方的互补码序列Bn的自相关值运算结果根据式(2)来运算。再有，参数R表示自相关值运算结果。其中，在n＞L或n＜1中，互补码序列An、Bn设为零(即，n＞L或n＜1中，An＝0、Bn＝0)。再有，星号*表示复数共轭运算符。
R AA ( τ ) = Σ n = 1 L A n A n + τ * - - - ( 1 )
R BB ( τ ) = Σ n = 1 L B n B n + τ * - - - ( 2 )
根据式(1)运算出的互补码序列An的自相关值运算结果RAA(τ)在延迟时间(或移位时间)τ为零时产生峰值，在延迟时间τ为零以外时，存在距离旁瓣。同样地，根据式(2)运算的互补码序列Bn的自相关值运算结果RBB (τ)在延迟时间τ为零时产生峰值，在延迟时间τ为零以外时，存在距离旁瓣。
它们的自相关值运算结果(RAA(τ)，RBB(τ))的相加值在延迟时间τ为零时产生峰值，在延迟时间τ为零以外时，不存在距离旁瓣而成为零。以下，将延迟时间τ为零时产生的峰值称为「主瓣」。将上述的关系表示为式(3)。
RAA(τ)+RBB(τ)≠0，当τ＝0
RAA(τ)+RBB(τ)＝0，当τ≠0 (3)
在互补码中，根据上述的自相关特性，通过更短的码长可以降低峰值旁瓣电平。因此，在使用短的码长的互补码中，即使接收混合了来自近距离中存在的目标和远距离中存在的目标的反射波的信号，也可以降低雷达装置中的接收动态范围。
(本发明的各实施方式)
下面，参照附图说明本发明的实施方式。
在以下说明中，本发明的雷达装置具有以下结构：从发送天线发送将脉冲压缩码用作发送码的高频的雷达发送信号的雷达发送单元；以及包括接收由目标反射的雷达发送信号的反射波信号的接收天线的雷达接收单元。在各实施方式中，雷达装置具有以下结构：包括1个发送天线的1个雷达发送单元；以及包括1个接收天线的1个雷达接收单元。
雷达装置也可以具有多个对每个接收天线设置的雷达接收单元。再有，在雷达装置具有多个雷达接收单元的情况下，例如对分别包括2个接收天线的2个雷达接收单元进行说明，但并不限于2个。再有，各发送天线或接收天线也可以是发送天线元件或接收天线元件。
(第1实施方式)
参照图2～图5说明第1实施方式的雷达装置1的结构及动作。图2(a)是表示以往的雷达装置的接收信号中包含的DC偏移成分和多普勒频率分量之间的关系的说明图。
再有，检测在来自脉冲雷达中的目标的反射波中包含的多普勒频率分量，例如记载在下列的参考非专利文献2中。
(参考非专利文献2)Sang-Dong KIM，Jon g-Hun LEE，“A Memory-EfficientHardware Architecture for a Pules Doppler Radar Vehicle Detector.”，IEICETrans，Fundamentals，Vol.E94-A No.5pp.1210 -1213，2011
图2(b)是表示本发明的雷达装置1的接收相移前的接收信号中包含的DC偏移成分和多普勒频率分量之间的关系的说明图。图2(c)是表示本发明的雷达装置1的接收相移后的接收信号中包含的DC偏移成分和多普勒频率分量之间的关系的说明图。
图3是简略地表示第1实施方式的雷达装置1的内部结构的方框图。图4是详细地表示第1实施方式的雷达装置1的内部结构的方框图。图5是表示雷达发送信号的发送区间及发送周期和发送相移成分之间的关系的说明图。
雷达装置1将在雷达发送单元Tx中生成的高频的雷达发送信号，从发送天线Ant-Tx1发送。雷达装置1将被目标TAR反射的高频发送信号的反射波信号，例如在图3所示的接收天线Ant-Rx1中接收。雷达装置1通过在接收天线Ant-Rx1中接收到的反射波信号的信号处理，检测有无目标TAR。
再有，目标TAR是雷达装置1检测的对象的物体，例如包含汽车或人，在以下的各实施方式中也是同样。
图2(a)～(c)表示在接收信号中正常地包含DC偏移成分的情况。在设想目标TAR移动的情况下，将被目标TAR反射的反射波信号中包含的多普勒频率表示为fd，将fd的正方向的最大值表示为Fdmax，将fd的负方向的最大值表示为-Fdmax。
在图2(a)所示的以往的雷达装置的接收信号中，DC偏移成分出现在反射波信号中包含的多普勒频率fd的可获取范围(2Fdmax)中的多普勒频谱中，难以分离多普勒频谱和DC偏移成分。因此，以往的雷达装置受到DC偏移成分的影响，反射波信号中距离旁瓣比增加，目标测距特性劣化。
本发明的雷达装置1，在雷达发送单元Tx中，对将规定的码序列(参照后述)用作脉冲压缩码的基带的发送信号赋予与发送周期对应的发送相移，生成高频的雷达发送信号。
将发送相移中的相位旋转量表示为将发送周期表示为Tr时，如图2(b)所示，通过发送相移，多普勒频率fd的可获取的范围(2Fdmax)中的多普勒频谱进行移位(φ/2πTr)。在图2(b)中，表示在相位旋转量发送周期Tr及多普勒频率的最大值Fdmax之间，式(4)成立的情况。
由此，如图2(b)所示，雷达装置1可以分离反射波信号中包含的多普勒频率fd的可获取的范围(2Fdmax)中的多普勒频谱和DC偏移成分。
φ＝2π×(2Fdmax)×Tr (4)
而且，本发明的雷达装置1，在雷达接收单元Rx中，将高频的反射波信号变换为基带的接收信号，对基带的接收信号，赋予在发送相移的赋予时的相位旋转量的反方向的接收相移。
即，如图2(c)所示，雷达装置1将反射波信号中包含的多普勒频率fd的可获取的范围(2Fdmax)中的多普勒频谱和DC偏移进行移位(－φ/2πTr)。由此，雷达装置1可以分离DC偏移成分和多普勒频谱，可以抑制多普勒频谱的发送相移造成的影响。
首先，简略地说明雷达装置1的各单元的结构。
图3所示的雷达装置1包括基准信号振荡器Lo、雷达发送单元Tx及雷达接收单元Rx。雷达发送单元Tx具有发送信号生成单元2、以及与发送天线Ant－Tx1连接的射频发送单元3。发送信号生成单元2包括脉冲发送控制单元21、码生成单元22、调制单元23及发送相移单元25。
雷达发送单元Tx及雷达接收单元Rx连接到基准信号振荡器Lo，从基准信号振荡器Lo供给参考信号(基准信号)，使雷达发送单元Tx及雷达接收单元Rx的处理的同步一致。
雷达接收单元Rx具有射频接收单元4、VGA(Variable Gain Amplifier；可变增益放大器)部5、以及信号处理单元6。信号处理单元6包括接收相移单元62、相关值运算单元63、相干积分单元64以及距离估计单元65。
(雷达发送单元)
下面，参照图4详细地说明雷达发送单元Tx的各单元的结构。
图4所示的发送信号生成单元2包括脉冲发送控制单元21、码生成单元22、调制单元23、LPF(Low Pass Filter；低通滤波器)24、发送相移单元25以及D/A(Digital Analog；数模)变换单元26。在图4中，发送信号生成单元2包括LPF24，但LPF24也可以与发送信号生成单元2独立地构成在雷达发送单元Tx之中。射频发送单元3包括正交调制单元31、变频单元32及放大器33。
下面，详细地说明雷达发送单元Tx的各单元的动作。
发送信号生成单元2基于由基准信号振荡器Lo生成的参考信号，生成将参考信号倍增到规定倍的发送基准时钟信号。发送信号生成单元2的各单元基于生成的发送基准时钟信号进行动作。
将发送基准时钟频率表示为fTxBB时，发送周期Tr作为由发送基准时钟频率fTxBB确定的离散时刻间隔(1/fTxBB)的整数Nr倍来表示(参照式(5))。
T r = N r × 1 f TxBB - - - ( 5 )
发送信号生成单元2基于来自脉冲发送控制单元21的对每个发送周期Tr输出的雷达发送信号的发送定时信号，通过码长L的码序列Cn的调制，周期性地生成式(6)的基带的发送信号(脉冲压缩码)G(ns)。参数n＝1，…，L，参数L表示码序列Cn的码长。参数j是满足j2＝-1的虚数单位。参数ns是自然数，表示离散时刻。
G(ns)＝I(ns)+jQ(ns) (6)
如图5所示，例如在各发送周期Tr的发送区间Tw[秒]中，使用码序列Cn的每1个码的发送基准时钟信号的No[个]的样本来调制发送信号G(ns)。因此，在发送区间Tw中，使用Nw(＝No×L)的样本来调制。此外，在各发送周期Tr的无信号区间(Tr-Tw)[秒]中，使用Nu(＝Nr-Nw)[个]的样本来调制。因此，式(6)的发送信号G(ns)用式(7)表示。
G(Nr(m-1)+ns)＝I(Nr(m-1)+ns)+jQ(Nr(m-1)+ns) (7)
脉冲发送控制单元21对每个发送周期Tr生成高频的雷达发送信号的发送定时信号，分别输出到码生成单元22、发送相移单元25及接收相移单元62。
码生成单元22基于来自脉冲发送控制单元21的对每个发送周期Tr输出的发送定时信号，生成码长L的码序列Cn的发送码(脉冲压缩码)。码生成单元22将生成的码序列Cn的发送码输出到调制单元23。即，1个码生成单元22生成1个码序列。
码序列Cn的元素，例如使用[-1，1]的二值、或[1，-1，j，-j]的四值构成。优选发送码是可得到低距离旁瓣特性的、例如包含巴克(Barker)码序列、M序列码及金(Gold)码序列中的其中一个码。以下，为方便起见将码序列Cn的发送码记载为发送码Cn。
调制单元23从码生成单元22输入发送码Cn。调制单元23对输入的发送码Cn进行脉冲调制，生成式(6)的基带的发送信号G(ns)。脉冲调制是 振幅调制(ASK)或相位调制(PSK)，在以下的各实施方式中也是同样。
例如在相位调制(PSK)中，例如[-1，1]的二值的码序列Cn的相位调制成为BPSK(Binary Phase Shift Keying)，例如[1，-1，j，-j]的四值的码序列Cn的相位调制成为QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)或四相PSK。即，在相位调制(PSK)中，分配IQ平面上的星座中的规定的调制码元。
在式(6)的基带的发送信号G(ns)中，I(ns)表示调制信号的同相分量(Inphase分量)，Q(ns)表示调制信号的正交分量(Q uadrature分量)。调制单元23通过LPF24，将生成的发送信号G(ns)中的、预先设定的限制频带以下的发送信号G(ns)输出到发送相移单元25。再有，LPF24在发送信号生成单元2中也可以省略，在以下的各实施方式中也是同样。
发送相移单元25从调制单元23或LPF24输入发送信号G(ns)。发送相移单元25基于来自脉冲发送控制单元21的对每个发送周期Tr输出的发送定时信号，对输入的发送信号G(ns)，赋予规定的发送相移(参照图3、图4)。即，发送相移单元25赋予与1个发送周期对应的相移。
具体地说，发送相移单元25基于第m的发送周期Tr中的来自脉冲发送控制单元21的发送定时信号，将与发送周期Tr的序数对应的发送相移exp(j(m-1)φ)赋予发送信号G(ns)(参照式(8))。参数m是自然数，表示发送周期Tr的序数。参数φ是在发送相移单元25中被赋予的相位旋转量，优选满足式(9)的关系。发送相移单元25将被赋予了发送相移的发送信号GP(Nr(m-1)+ns)输出到D/A变换单元26。
GP(Nr(m-1)+ns)＝exp(j(m-1)φ)G(Nr(m-1)+ns) (8)
φ≥2π×(2Fdmax)×Tw (9)
D/A变换单元26将从发送相移单元25输出的数字的发送信号GP(Nr(m-1)+ns)变换为模拟的发送信号GP(Nr(m-1)+ns)。D/A变换单元26将模拟的发送信号GP(Nr(m-1)+ns)输出到正交调制单元31。
射频发送单元3基于由基准信号振荡器Lo生成的参考信号，生成将参考信号倍增到规定倍的发送基准信号。射频发送单元3的各单元基于生成的发送基准信号进行动作。
正交调制单元31从D/A变换单元26输入发送信号GP(Nr(m-1)+ns)并将其正交调制。正交调制单元31将正交调制后的发送信号GP(Nr(m -1)+ns)输出到变频单元32。
变频单元32从正交调制单元31输入发送信号GP(Nr(m-1)+ns)，使用输入的发送信号GP(Nr(m-1)+ns)和发送基准信号，将基带的发送信号GP(Nr(m-1)+ns)进行上变频。由此，变频单元32生成高频的雷达发送信号S-Tx1。变频单元32将生成的雷达发送信号S-Tx1输出到放大器33。
放大器33从变频单元32输入雷达发送信号S-Tx1，将输入的雷达发送信号S-Tx1的电平放大到规定的电平，并输出到发送天线Ant-Tx1。放大后的雷达发送信号S-Tx1通过发送天线Ant-Tx1向空间的发射而被发送。
发送天线Ant-Tx1将由射频发送单元3输出的雷达发送信号S-Tx1发射到空间来进行发送。如图5所示，雷达发送信号S-Tx1在发送周期Tr中发送区间Tw的期间被发送，在无信号区间(Tr-Tw)的期间不会被发送。
再有，对射频发送单元3及射频接收单元4共同地供给由基准信号振荡器Lo生成的参考信号。由此，射频发送单元3及射频接收单元4间可以进行同步动作。
(雷达接收单元)
下面，参照图4详细地说明雷达接收单元Rx的各单元的结构。
图4所示的雷达接收单元Rx包括连接了接收天线Ant-Rx1的射频接收单元4、VGA单元5以及信号处理单元6。射频接收单元4包括放大器41、变频单元42以及正交检波单元43。信号处理单元6包括A/D变换单元61、接收相移单元62、相关值运算单元63、相干积分单元64以及距离估计单元65。信号处理单元6的各单元将各发送周期Tr作为信号处理区间周期性地进行运算。
下面，详细地说明雷达接收单元Rx的各单元的动作。
接收天线Ant-Rx1接收由目标TAR反射的从雷达发送单元Tx发送的雷达发送信号S-Tx1的反射波信号。在接收天线Ant-Rx1中接收到的反射波信号(接收信号)被输入到射频接收单元4。
与射频发送单元3同样地，射频接收单元4基于由基准信号振荡器Lo生成的参考信号，生成将参考信号倍增到规定倍的接收基准信号。
放大器41输入在接收天线Ant-Rx1中接收到的高频的反射波信号(接收信号)，将输入的接收信号的电平放大后输出到变频单元42。
变频单元42从放大器41输入高频的接收信号，使用输入的高频的接收信号和接收基准信号，将高频的接收信号下变频为基带。由此，变频单元42生成基带的接收信号，将生成的基带的接收信号输出到正交检波单元43。
正交检波单元43通过对从变频单元42输出的基带的接收信号进行正交检波，生成使用同相信号(In-phase signal；I信号)及正交信号(Quadrate signal；Q信号)构成的基带的接收信号。正交检波单元43将生成的接收信号输出到VGA单元5。
VGA单元5从正交检波单元43分别输入包含基带的I信号及Q信号的接收信号，将输入的接收信号的输出电平进行调整，使输入的基带的接收信号的输出电平收于在A/D变换单元61的输入范围(动态范围)内。
VGA单元5将包含调整了输出电平后的基带的I信号及Q信号的接收信号输出到A/D变换单元61。在本实施方式中，为了省略说明，假设预先调整VGA单元5中的增益，以使接收信号的输出电平收于在A/D变换单元61的输入范围(动态范围)内。再有，后面论述有关调整VGA单元5的情况。
与射频接收单元4同样地，信号处理单元6基于由基准信号振荡器Lo生成的参考信号，生成将参考信号倍增了规定倍的接收基准时钟信号。信号处理单元6的各单元基于生成的接收基准时钟信号进行动作。
将接收基准时钟频率表示为fRxBB时，发送周期Tr作为由接收基准时钟频率fRxBB确定的离散时刻间隔(1/fRxBB)的整数倍Nv倍来表示(参照式(10))。以下，假设发送基准时钟频率fTxBB是接收基准时钟频率fRxBB的整数NTR倍的关系(参照式(11))。
T r = N v × 1 f RxBB - - - ( 10 )
fTxBB＝NTR×fRxBB (11)
A/D变换单元61从VGA单元5输入包含I信号及Q信号的接收信号，通过将输入的包含I信号及Q信号的接收信号，基于接收基准时钟频率fRxBB，对每个离散时刻(1/fRxBB)分别采样，将模拟数据的接收信号变换为数字数据。
A/D变换单元61将对每个离散时刻k变换后的数字数据的接收信号输出到接收相移单元62作为离散样本值。变换后的离散样本值即接收信号x(ks)使用离散时刻(ks)中的离散样本值及I信号Ir(ks)及Q信号Qr(ks)，根 据式(12)作为复数来表示。
x(ks)＝Ir(ks)+jQr(ks)…(12)
离散时刻ks表示在A/D变换单元61中采样的定时，离散时刻ks＝1表示第m的发送周期Tr的开始时间点，离散时刻ks＝Nv表示第m的发送周期Tr的结束时间点。这里，离散时刻ks是自然数，是1，…，Nv。因此，在式(12)的第m的发送周期Tr中，从A/D变换单元61输出的接收信号X(ks)使用式(13)来表示。
X(Nv(m-1)+ks)＝Ir(Nv(m-1)+ks)+jQr(Nv(m-1)+ks)…(13)
接收相移单元62从A/D变换单元61输入接收信号X(Nv(m-1)+ks)。接收相移单元62基于来自脉冲发送控制单元21的对每个发送周期Tr输出的发送定时信号，对输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)赋予在发送相移单元25中赋予的相移成分的反方向的接收相移。
具体地说，接收相移单元62基于第m的发送周期Tr中的来自脉冲发送控制单元21的发送定时信号，将与发送周期Tr的序数对应的接收相移exp(-j(m-1)φ)赋予接收信号X(Nv(m-1)+ks)(参照式(14))。接收相移单元62将赋予了接收相移后的接收信号XP(Nv(m-1)+ks)输出到相关值运算单元63。
XP(Nv(m-1)+ks)＝exp(-j(m-1)φ)X(Nv(m-1)+ks)…(14)
相关值运算单元63从接收相移单元62输入接收信号XP(Nv(m-1)+ks)。
相关值运算单元63基于将参考信号倍增到规定倍的接收基准时钟信号，根据离散时刻ks，周期性地生成在第m的发送周期Tr中发送的码长L的码序列Cn的发送码(脉冲压缩码)。这里，n＝1，…，L。
相关值运算单元63对输入的接收信号XP(Nv(m-1)+ks)和脉冲压缩码Cn之间的滑动相关值AC(ks，m)进行运算。滑动(sliding)相关值AC(ks，m)是第m的发送周期Tr的离散时刻ks中的、通过发送码(发送信号)和接收信号之间的滑动相关运算而运算出的值。
具体地说，在各发送周期Tr、即离散时刻ks＝1～Nv中，相关值运算单元63根据式(15)运算第m的发送周期Tr的离散时刻ks中的滑动相关值AC (ks，m)。相关值运算单元63将根据式(15)运算出的滑动相关值AC(ks，m)输出到相干积分单元64。在式(15)中，星号(*)是复数共轭运算符。
AC ( k s , m ) = Σ n = 1 L XP ( N v ( m - 1 ) N o ( n - 1 ) N TR + k s ) C n * - - - ( 15 )
在包含本实施方式的各实施方式中，相关值运算单元63在离散时刻ks＝1～Nv中进行运算，但根据作为雷达装置1的测定对象的目标TAR的存在范围，也可以将测定范围(ks的范围)例如ks＝(Nw/NTR)+1，…，(Nu-Nw)/NTR那样进一步变窄。由此，雷达装置1可以降低相关值运算单元63的运算量。即，雷达装置1基于信号处理单元6中的运算量的削减而可以降低耗电量。
在相关值运算单元63运算离散时刻ks＝(Nw/NTR)+1，…，(Nu-Nw)/NTR的范围中的滑动相关值AC(ks，m)的情况下，雷达装置1可以省略雷达发送信号S-Tx1的发送区间Tw中的反射波信号的测定。
即使雷达发送信号S-Tx1直接泄漏给雷达接收单元Rx，上述的雷达装置1也可以排除由于泄漏造成的影响来测定。通过测定范围(离散时刻k的范围)的限定，后述的相干积分单元64及距离估计单元65的动作也在限定为同样的测定范围的范围中进行动作。
相干积分单元64从相关值运算单元63输入滑动相关值AC(ks，m)。相干积分单元64基于第m的发送周期Tr中的对每个离散时刻ks运算出的滑动相关值AC(ks，m)，相加在规定次数(NP次)的发送周期Tr的期间(NP×Tr)中的滑动相关值AC(ks，m)。
相干积分单元64通过每个离散时刻ks相加在规定次数(NP次)的发送周期Tr的整个期间(NP×Tr)中的滑动相关值AC(ks，m)，对每个离散时刻ks根据式(16)运算第v的相干积分值ACC(ks，v)。参数NP表示相干积分单元64中相干积分次数。相干积分单元64将运算出的相干积分值ACC(ks，v)输出到距离估计单元65。
ACC ( k s , v ) = Σ m = 1 NP AC ( k s , NP ( v - 1 ) + m ) - - - ( 16 )
通过在式(16)中将规定次数NP设定为2π/φ的整数倍单位，相干积分单元64即使在反射波信号中包含DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，也能够降低电路误差的影响。即，雷达装置1通过将规定次数NP设定为2π /φ的整数倍单位，即使在反射波信号中包含DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，也能够防止目标测距性能的劣化。而且，雷达装置1通过利用NP次的相干积分来抑制反射波信号中包含的噪声成分(噪声成分)，能够改善反射波信号的接收质量(SNR：Signal to Noise Ratio；信噪比)。
距离估计单元65对NP次的每个发送周期Tr从相干积分单元64输入每个离散时刻ks的相干积分值ACC(ks，v)。距离估计单元65基于输入的每个离散时刻ks的相干积分值ACC(ks，v)，估计距目标TAR的距离。距离估计单元65中的距离估计可适用例如下列参考非专利文献3中公开的估计方法。
(参考非专利文献3)Bussgang，J.J.；Nesbeda，P.；Safran，H.，“A UnifiedAnalysis of Range Performance of CW，Pulse，and Pulse Doppler Radar”，Proceedings ofthe IRE，Volume：47，Issue：10，pp.1753-1762，1959
第v的输出周期(v×NP×Tr)中得到的来自相干积分单元64的相干积分值的绝对值的平方值|ACC(ks，v)|2相当于每个离散时刻ks的反射波信号的接收电平。距离估计单元65基于从雷达装置1的周围的噪声电平超过规定值以上的峰值接收电平的检测时刻ksp，根据式(17)估计距离Range(ksp)。在式(17)中，参数C0是光速。
Range ( k sp ) = C 0 × ( k sp - 1 ) × 1 2 f RxBB . . . ( 17 )
(雷达装置的模拟结果)
图6(a)是表示以往的雷达装置中的目标测距特性的模拟结果的图。图6(b)是表示第1实施方式的雷达装置1中的对每个发送周期赋予了45°相位旋转量的情况下的目标测距特性的模拟结果的图。在图6(a)及(b)的模拟中，测定对象的目标设为4个。
在图6(a)及(b)中，横轴表示距目标TAR的距离Range(ksp)[m]，纵轴表示雷达接收单元中接收到的反射波信号的接收电平[dB]。与图2(a)同样地，DC偏移成分出现在反射波信号中包含的多普勒频率fd的可获取的范围(2Fdmax)中的多普勒频谱中，难以分离多普勒频谱和DC偏移成分。
因此，以往的雷达装置受到DC偏移成分的影响，反射波信号中的距离旁瓣比增加，目标测距特性劣化(参照图6(a))。例如，在图6(a)中，来自40[m]附近的目标的反射波信号的主瓣被埋没在例如来自距离37[m]的目标 的反射波信号的距离旁瓣中。因此，在以往的雷达装置中，难以进行基于来自40[m]附近的目标的反射波信号的目标的检测。
雷达装置1在雷达发送单元Tx中，对将具有低距离旁瓣特性的规定的码序列(例如巴克(Barker)码序列)用作脉冲压缩码的基带的发送信号，赋予与发送周期对应的发送相移而生成高频的雷达发送信号。而且，雷达装置1在雷达接收单元Rx中，将高频的反射波信号变换为基带的接收信号，对基带的接收信号，赋予在发送相移的赋予时中的相位旋转量的反向旋转方向的接收相移。
由此，雷达装置1可以分离反射波信号中包含的多普勒频率fd的可获取的范围(2Fdmax)中的多普勒频谱和DC偏移成分，能够抑制多普勒频谱的发送相移造成的影响。例如，在图6(b)中，来自40[m]附近的各目标的反射波信号的各主瓣在雷达接收单元Rx中被适当地接收，雷达装置1的目标测距特性比图6(a)提高。
通过以上，根据第1实施方式的雷达装置1，即使在包含电路误差、例如，DC偏移、IQ不平衡的情况下，也不用设置电路误差的校正电路，能够防止距离旁瓣的增加，能够有效地抑制目标测距性能的劣化。
再有，在包括本实施方式的各实施方式中，在发送相移中的相位旋转量φ设为90°的情况下，在发送相移单元25中所赋予的相移分量限定为[0°，90°，180°，270°]的4模式(pattern)。90°相移及270°相移成为复数的IQ平面上的I信号分量和Q信号分量的调换，此外180°相移成为正负符号的变换，所以可以简易地构成发送相移单元25及接收相移单元62的电路。
(第1实施方式的变形例1)
在第1实施方式的变形例1中，为了对从相关值运算单元63输出的滑动相关值AC(ks，m)赋予接收相移而配置第1实施方式的接收相移单元62(参照图7)。
图7是详细地表示第1实施方式的变形例1的雷达装置1a的内部结构的方框图。对雷达装置1a和第1实施方式的雷达装置1的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，雷达装置1a的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
如图7所示，雷达接收单元Rxa包括射频接收单元4、VGA单元5及信号处理单元6a。信号处理单元6a包括A/D变换单元61、相关值运算单元63a、 接收相移单元62a、相干积分单元64a及距离估计单元65。
相关值运算单元63a从A/D变换单元61输入接收信号X(Nv(m-1)+ks)。
相关值运算单元63a基于将参考信号倍增到规定倍的接收基准时钟信号，根据离散时刻ks，周期性地生成在第m的发送周期Tr中发送的码长L的码序列Cn的发送码(脉冲压缩码)。这里，n＝1，…，L。
相关值运算单元63a运算输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)和脉冲压缩码Cn之间的滑动相关值AC(ks，m)。
具体地说，相关值运算单元63a在各发送周期Tr、即离散时刻ks＝1～Nv中，根据式(18)运算第m的发送周期Tr的离散时刻ks中的滑动相关值AC(ks，m)。相关值运算单元63a将根据式(18)运算出的滑动相关值AC(ks，m)输出到接收相移单元62a。在式(18)中，星号(*)是复数共轭运算符。
AC ( k s , m ) = Σ n = 1 L X ( N v ( m - 1 ) + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) C n * - - - ( 18 )
接收相移单元62a从相关值运算单元63a输入滑动相关值AC(ks，m)。接收相移单元62a基于第m的发送周期Tr中的来自脉冲发送控制单元21的发送定时信号，对输入的滑动相关值AC(ks，m)，赋予在发送相移单元25中赋予的相移分量的反方向的接收相移。
具体地说，接收相移单元62a基于第m的发送周期Tr中的来自脉冲发送控制单元21的发送定时信号，对滑动相关值AC(ks，m)赋予与发送周期Tr的序数对应的接收相移exp(-j(m-1)φ)(参照式(19))。接收相移单元62a将赋予了接收相移后的滑动相关值ACP(ks，m)输出到相干积分单元64a。
ACP(ks，m)＝exp(-j(m-1)φ)AC(ks，m)…(19)
相干积分单元64a从接收相移单元62a输入滑动相关值ACP(ks，m)。相干积分单元64a基于对第m的发送周期Tr中的每个离散时刻ks运算出的滑动相关值ACP(ks，m)，对每个离散时刻ks相加在规定次数(NP次)的发送周期Tr的整个期间(NP×Tr)的滑动相关值ACP(ks，m)。
相干积分单元64a通过对每个离散时刻ks相加在规定次数(NP次)的发送周期Tr的整个期间(NP×Tr)的滑动相关值ACP(ks，m)，对每个离散 时刻ks根据式(20)运算第v的相干积分值ACC(ks，v)。参数NP表示相干积分单元64a中的相干积分次数。相干积分单元64a将运算出的相干积分值ACC(ks，v)输出到距离估计单元65。
ACC ( k s , v ) = Σ m = 1 NP ACP ( k s , NP ( v - 1 ) + m ) - - - ( 20 )
通过在式(20)中将规定次数NP设定为的整数倍单位，即使在反射波信号中包含有DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，相干积分单元64a也可以降低电路误差的影响。即，通过将规定次数NP设定为的整数倍单位，即使在反射波信号中包含有DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，雷达装置1a也可以防止目标测距性能的劣化。而且，通过NP次的相干积分抑制反射波信号中包含的噪声成分(noise component)，雷达装置1a可以改善反射波信号的接收质量(SNR)。
由此，根据第1实施方式的变形例1的雷达装置1a，可以获得与第1实施方式的雷达装置1同样的效果。
(第1实施方式的变形例2)
在第1实施方式的变形例2中，为在第1实施方式的变形例1的雷达装置1a的结构中，还追加了DC偏移估计单元66及DC偏移校正单元71的结构(参照图8)。
图8是详细地表示第1实施方式的变形例2的雷达装置1b的内部结构的方框图。对雷达装置1b和第1实施方式的变形例1的雷达装置1a的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，雷达装置1b的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1a相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图8所示的雷达接收单元Rxb包括射频接收单元4、VGA单元5、信号处理单元6b及DC偏移校正单元71。信号处理单元6b包括A/D变换单元61、相关值运算单元63a、接收相移单元62a、DC偏移估计单元66、相干积分单元64a及距离估计单元65。
DC偏移估计单元66从相关值运算单元63a输入滑动相关值ACP(ks，m)。DC偏移估计单元66基于第m的发送周期Tr中的对每个离散时刻ks运算出的滑动相关值ACP(ks，m)，对每个离散时刻ks相加在规定次数(NF次)的发送周期Tr的整个期间(NF×Tr)中的滑动相关值ACP(ks，m)。
DC偏移估计单元66通过运算规定次数(NF次)的发送周期Tr的整个 期间(NF×Tr)的滑动相关值ACP(ks，m)的每个离散时刻ks的相加值的平均值，运算DC偏移成分(DC偏移量)的估计值DCO(z)(参照式(21))。DC偏移估计单元66将根据式(21)运算出的DC偏移成分的估计值DCO(z)输出到DC偏移校正单元71。参数z是自然数，表示发送周期Tr的序数。
DCO ( z ) = 1 L · N v · NF Σ k s = 1 N v Σ m = 1 NF ACP ( k s , NF ( z - 1 ) + m ) - - - ( 21 )
从相关值运算单元63a输出的滑动相关值ACP(ks，m)是接收相移单元62a中没有被赋予接收相移的相关值。因此，作为由目标TAR反射的反射波信号中的DC成分而包含DC偏移成分(参照图2(b))。反射波信号包含(|φ/2πTr|-Fdmax)以上的多普勒频率。
因此，通过设定满足式(22)的关系的规定次数NF，滑动相关值ACP(ks，m)中包含的、来自目标的反射波信号的成分被除去(抑制)。由此，DC偏移估计单元66可进行DC偏移成分的估计。
( φ 2 π T r - F d max ) × NF × T r > 1 - - - ( 22 )
DC偏移校正单元71从DC偏移估计单元66输入DC偏移成分的估计值DCO(z)。DC偏移校正单元71通过基于输入的DC偏移成分的估计值DCO(z)，调整VGA单元5的DC偏移量，降低对A/D变换单元61添加的DC偏移量。即，VGA单元5根据调整后的DC偏移量，调整输入的接收信号的输出电平，将输入的接收信号的输出电平收于在A/D变换单元61的输入范围内。
由此，根据第1实施方式的变形例2的雷达装置1b，通过DC偏移估计单元66中的DC偏移成分的估计运算，能够有效地抑制由目标TAR反射的反射波信号的滑动相关值的成分，能够估计DC偏移成分。由此，即使DC偏移估计单元66中的滑动相关值ACP(ks，m)的加法运算时间(NF×Tr)，雷达装置1b也能够提高DC偏移成分的估计精度。
此外，雷达装置1b通过使用估计出的DC偏移成分来调整VGA单元5的DC偏移量，从而降低对A/D变换单元61添加的DC偏移量。由此，可以有效地使用A/D变换单元61的输入范围。即，雷达装置1b能够防止输入到A/D变换单元61的接收信号的正的信号或负的信号的其中一方超过A/D变换单元61的输入范围而饱和的现象。
(第1实施方式的变形例3)
在第1实施方式的变形例3中，为在第1实施方式的雷达装置1的结构中，还追加了DC偏移估计单元66及DC偏移校正单元71的结构(参照图9)。
图9是详细地表示第1实施方式的变形例3的雷达装置1c的内部结构的方框图。对雷达装置1c和第1实施方式的雷达装置1的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1c的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图9所示的雷达接收单元Rxc包括射频接收单元4、VGA单元5、信号处理单元6c及DC偏移校正单元71c。信号处理单元6c包括A/D变换单元61、接收相移单元62、相关值运算单元63、DC偏移估计单元66c、相干积分单元64及距离估计单元65。
DC偏移估计单元66c从相关值运算单元63输入滑动相关值AC(ks，m)。DC偏移估计单元66c对在第m的发送周期Tr中的每个离散时刻ks运算出的滑动相关值AC(ks，m)，赋予与在发送相移单元25中赋予的发送周期Tr对应的发送相移。而且，DC偏移估计单元66c对每个离散时刻ks相加在规定次数(NF次)的发送周期Tr的整个期间(NF×Tr)中的、赋予了发送相移的滑动相关值AC(ks，m)。
DC偏移估计单元66c通过运算在规定次数(NF次)的发送周期Tr的整个期间(NF×Tr)的滑动相关值AC(ks，m)的每个离散时刻ks的相加值的平均值，运算DC偏移成分(DC偏移量)的估计值DCO(z)(参照式(23))。DC偏移估计单元66c将根据式(23)运算出的DC偏移成分的估计值DCO(z)输出到DC偏移校正单元71c。参数z是自然数，表示发送周期Tr的序数。
DCO ( z ) = 1 L · N v · NF Σ k s = 1 N v Σ m = 1 NF exp ( j ( m - 1 ) φ ) AC ( k s , NF ( z - 1 ) + m ) - - - ( 23 )
从相关值运算单元63输出的滑动相关值AC(ks，m)是接收相移单元62中赋予了接收相移后的相关值。因此，DC偏移成分相当位移了由目标TAR反射的反射波信号中包含的多普勒频率分量(|φ/2πTr|)(参照图2(c))。通过再次赋予与在发送相移单元25中赋予的发送周期Tr对应的发送相移，DC偏移估计单元66c可以估计DC偏移成分。反射波信号包含(|φ/2πTr|-Fdmax)以上的多普勒频率。
因此，通过设定满足式(22)的关系的规定次数NF，滑动相关值AC(ks，m)中包含的来自目标的反射波信号的成分被除去(抑制)。由此，DC偏移估计单元66c可进行DC偏移成分的估计。
DC偏移校正单元71c从DC偏移估计单元66c输入DC偏移成分的估计值DCO(z)。DC偏移校正单元71c通过基于输入的DC偏移成分的估计值DCO(z)，调整VGA单元5的DC偏移量，降低对A/D变换单元61添加的DC偏移量。即，VGA单元5根据调整后的DC偏移量，调整输入的接收信号的输出电平，输入的接收信号的输出电平收于在A/D变换单元61的输入范围内。
由此，根据第1实施方式的变形例3的雷达装置1c，通过DC偏移估计单元66c中的DC偏移成分的估计运算，能够有效地抑制由目标TAR反射的反射波信号的滑动相关值的成分，能够估计DC偏移成分。由此，即使DC偏移估计单元66c中滑动相关值AC(ks，m)的加法运算时间(NF×Tr)少，雷达装置1c也可能够高DC偏移成分的估计精度。
此外，雷达装置1c通过使用估计出的DC偏移成分来调整VGA单元5的DC偏移量，降低对A/D变换单元61添加的DC偏移量，所以能够有效地使用A/D变换单元61的输入范围。即，雷达装置1c能够防止输入到A/D变换单元61的接收信号的正的信号或负的信号的其中一方超过A/D变换单元61的输入范围而饱和的现象。
(第1实施方式的变形例4)
第1实施方式的变形例4为在第1实施方式的变形例1的雷达装置1a的结构中，还追加了接收电平检测单元67及VGA控制单元72的结构(参照图10)。
图10是详细地表示第1实施方式的变形例4的雷达装置1d的内部结构的方框图。对雷达装置1d和第1实施方式的变形例1的雷达装置1a的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1d的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1a相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图10所示的雷达接收单元Rxd包括射频接收单元4、VGA单元5、信号处理单元6d及VGA控制单元72。信号处理单元6d包括A/D变换单元61、接收电平检测单元67、相关值运算单元63a、接收相移单元62a、相干积分单元64及距离估计单元65。
接收电平检测单元67从A/D变换单元61输入接收信号X(Nv(m-1)+ks)。接收电平检测单元67基于输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)，对接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平进行检测。输出电平例如是平均振幅值、超过规定振幅值的振幅值、或最大振幅值。接收电平检测单元67将检测出的接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平输出到VGA控制单元72。
VGA控制单元72从接收电平检测单元67输入接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平。VGA控制单元72基于输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平，在接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平低于规定电平的情况下将提高VGA单元5的增益的意旨的控制信号输出到VGA单元5。
另一方面，VGA控制单元72基于输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平，在接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平超过了规定电平的情况下，将降低VGA单元5的增益的意旨的控制信号输出到VGA单元5。
VGA控制单元72基于来自脉冲发送控制单元21的对每个发送周期Tr输出的发送定时信号，以成为2π/φ的整数倍单位的发送周期Tr间隔、即(2πTr/φ)的间隔，将用于使VGA单元5的增益可变的触发信号输出到VGA单元5。VGA单元5基于来自VGA控制单元72的控制信号及触发信号，提高或降低VGA单元5的增益。
(第1实施方式的变形例5)
第1实施方式的变形例5为在第1实施方式的雷达装置1的结构中，还追加了接收电平检测单元67及VGA控制单元72的结构(参照图11)。
图11是详细地表示第1实施方式的变形例5的雷达装置1e的内部结构的方框图。对雷达装置1e和第1实施方式的雷达装置1的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1e的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图11所示的雷达接收单元Rxe包括射频接收单元4、VGA单元5、信号处理单元6e及VGA控制单元72。信号处理单元6e包括A/D变换单元61、接收电平检测单元67、接收相移单元62、相关值运算单元63、相干积分单元64及距离估计单元65。
接收电平检测单元67及VGA控制单元72的动作在第1实施方式的变 形例4中进行了说明，所以在本实施方式中，省略接收电平检测单元67及VGA控制单元72的动作的说明。
根据第1实施方式的变形例4及变形例5的雷达装置1d及雷达装置1e，在VGA控制单元72中，在发送相移在相位平面上旋转1圈(2π变化)的定时中能够可变控制VGA单元5的增益。
由此，雷达装置1d及雷达装置1e可以除去DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，可以适当地调整对A/D变换单元61所输入的接收信号的输出电平。因此，雷达装置1d及雷达装置1e能够有效地抑制距离旁瓣的增加，防止目标测距性能的劣化。
(第1实施方式的变形例6)
在第1实施方式的变形例6中，在与各个接收天线对应设置的多个Na[个]雷达接收单元中，估计距目标的距离及反射波信号的到来方向(参照图12)。以下，为了简化说明，以参数Na＝2作为例示进行说明。
图12是详细地表示第1实施方式的变形例6的雷达装置1f的内部结构的方框图。对雷达装置1a和第1实施方式的雷达装置1的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1f的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图12所示的雷达装置1f包括基准信号振荡器Lo、雷达发送单元Tx、2个雷达接收单元Rxf1、Rxf2及距离方位估计单元81(参数Na＝2)。2个雷达接收单元Rxf1、Rxf2除了分别连接着不同的接收天线Ant-Rx1、Ant-Rx2以外，由于是同样的结构及动作，所以以下以雷达接收单元Rxf1作为例示进行说明。
雷达发送单元Tx及2个雷达接收单元Rxf1、Rxf2连接到基准信号振荡器Lo，从基准信号振荡器Lo被供给参考信号(基准信号)，雷达发送单元Tx及2个雷达接收单元Rxf1、Rxf2的动作同步。
雷达接收单元Rxf1包括射频接收单元4、VGA单元5、及信号处理单元6f。信号处理单元6f包括A/D变换单元61、接收相移单元62、相关值运算单元63及相干积分单元64。
距离方位估计单元81从2个雷达接收单元Rxf1、Rxf2中的各相干积分单元输入各相干积分值。距离方位估计单元81基于输入的各相干积分值，估计距目标TAR的距离、以及由目标TAR反射的反射波信号的到来方向。距 离方位估计单元81中的距目标TAR的距离估计与第1实施方式的雷达装置1中的距离估计单元65是同样的，所以省略说明。
距离方位估计单元81中的反射波信号的到来方向，基于2个雷达接收单元Rxf1、Rxf2的各接收天线Ant-Rx1、Ant-Rx2中的各反射波信号间的接收相位差来估计。即，距离方位估计单元81基于从2个雷达接收单元Rxf1、Rxf2的各相干积分单元输出的各相干积分值ACC1(ks，v)及ACC2(ks，v)的接收相位差来估计到来方向，将最大接收功率方向作为到来方向估计值输出。距离方位估计单元81中的到来方向的估计处理，可适用例如下列参考非专利文献4中公开的估计方法。
(参考非专利文献4)Cadzow，J.A.，“Direction-of-Arrival estimation usingsignal subspace modeling”，Aerospace and Electronic Systems，IEEE Transactionson Volume 28，Issue1，pp.64-79，1992
由此，根据第1实施方式的变形例6的雷达装置1f，除了第1实施方式的效果，在与各个接收天线对应设置的多个Na[个]的雷达接收单元中，还可以估计距目标的距离及反射波信号的到来方向。
(第2实施方式)
第1实施方式中，作为发送码，优选使用可得到低距离旁瓣特性的包含巴克码序列、M序列码及金码序列的其中一个的码。第2实施方式中，使用互补码作为第1实施方式的雷达装置1中的发送码。
图13(a)是表示互补码用作发送码而将发送相移中的相位旋转量设为45°的情况下的目标测距特性的模拟结果的曲线图。图13(b)是表示互补码用作发送码而将发送相移中的相位旋转量设为90°的情况下的目标测距特性的模拟结果的曲线图。以下，将成对的互补码的码序列表示为An、Bn。
对每个发送周期Tr互补码的各要素赋予与45°或90°的相位旋转量对应的发送相移时DC偏移成分被除去，但如图13(a)或(b)所示，互补码的低距离旁瓣特性被破坏，距离旁瓣成分残留。
具体地说，图13(a)中，对每个发送周期Tr互补码的各要素赋予45°的发送相移时，发送码成为[An，Bnexp(jπ/4)，Anexp(jπ/2)，Bnexp(j3π/4)，-An，-Bnexp(jπ/4)，-Anexp(jπ/2)，-Bnexp(j3π/4)]。各发送码的元素中绝对值相同而符号为正的元素及负的元素(例如An和-An)被发送，所以DC偏移成分被除去。
但是，各发送码的元素中连续的各要素间(例如An和Bnexp(jπ/4))中相位平面有45°不同，互补码的低距离旁瓣特性被破坏，在图13(a)的例如8[m]或32[m]附近距离旁瓣成分残留。
此外，如图13(b)所示，对每个发送周期Tr互补码的各要素赋予与90°的相位旋转量对应的发送相移时，发送码成为[An，jBn，-An，-jBn]。与45°的相位旋转量对应的发送相移的赋予时同样地，在与90°的相位旋转量对应的发送相移时，各发送码的元素中绝对值相同而符号为正的元素及负的元素(例如An和-An)被发送，DC偏移成分被除去。
但是，在各发送码的元素中连续的各要素间(例如An和jBn)中相位平面有90°极大地不同，所以互补码的低距离旁瓣特性溃散，在图13(b)的例如3～38[m]中残留明显的距离旁瓣成分。这里，通过减小发送相移成分，能够抑制距离旁瓣。但是，在设想目标的移动的情况下，在至反转相位周期、即至在互补码的元素中反转了符号的要素作为发送码发送的时间变长时，DC偏移成分的除去性能劣化而距离旁瓣增加，目标测距特性劣化。
在第2实施方式中，通过将互补码的码序列(An，Bn)用作发送码，以2发送周期(2Tr)为单位赋予与相同的规定的相位旋转量对应的发送相移，从而解决上述的目标测距特性劣化的课题。
参照图14～图16说明第2实施方式的雷达装置1g的结构及动作。图14是简略地表示第2实施方式的雷达装置1g的内部结构的方框图。图15是详细地表示第2实施方式的雷达装置1g的内部结构的方框图。图16是表示以互补码用作发送码对每个2发送周期(2Tr)进行时分发送的情况下的雷达发送信号S-Tx1的发送区间Tw及发送周期Tr与发送相移成分之间的关系的说明图。
对雷达装置1g和第1实施方式的雷达装置1的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1g的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
首先，简略地说明雷达装置1g的各单元的结构。
图14所示的雷达装置1g包括基准信号振荡器Lo、雷达发送单元Txg及雷达接收单元Rxg。雷达发送单元Txg具有发送信号生成单元2g、以及与发送天线Ant-Tx1连接的射频发送单元3。发送信号生成单元2g包括脉冲发送控制单元21g、码生成单元22g、调制单元23g及发送相移单元25g。 码生成单元22g作为至少一个以上的码生成单元，包括第1码生成单元21g1及第2码生成单元22g2，生成至少一个以上的码序列。
雷达发送单元Txg及雷达接收单元Rxg连接到基准信号振荡器Lo，从基准信号振荡器Lo被供给参考信号(基准信号)，雷达发送单元Txg及雷达接收单元Rxg的处理同步。
雷达接收单元Rxg包括射频接收单元4、VGA单元5及信号处理单元6g。信号处理单元6g包括接收相移单元62g、相关值运算单元63g、相干积分单元64g及距离估计单元65。
(雷达发送单元)
下面，参照图15详细地说明雷达发送单元Txg的各单元的结构。
图15所示的发送信号生成单元2g包括脉冲发送控制单元21g、码生成单元22g、调制单元23g、LPF24、发送相移单元25g及D/A变换单元26。再有，图15中，发送信号生成单元2g包括LPF24，但LPF24也可以与发送信号生成单元2g独立地构成在雷达发送单元Txg之中。射频发送单元3包括正交调制单元31、变频单元32及放大器33。
接着，详细地说明雷达发送单元Txg的各单元的动作。
发送信号生成单元2g基于由基准信号振荡器Lo生成的参考信号，生成将参考信号倍增到规定倍的发送基准时钟信号。发送信号生成单元2g的各单元基于生成的发送基准时钟信号而工作。将发送基准时钟频率表示为fTxBB时，发送周期Tr作为由发送基准时钟频率fTxBB确定的离散时刻间隔(1/fTxBB)的整数Nr倍来表示(参照式(5))。
发送信号生成单元2g基于来自脉冲发送控制单元21g的对每个发送周期Tr输出的雷达发送信号的发送定时信号，通过码长L的成对的互补码序列An、Bn的调制，周期性地生成式(6)的基带的发送信号(脉冲压缩码)G(ns)。参数n＝1，…，L，参数L表示互补码序列An、Bn的各码长。参数j是满足j2＝-1的虚数单位。参数ns是自然数，表示离散时刻。
如图16所示，发送信号G(ns)例如在第m及第(m+2)的发送周期Tr的发送区间Tw[秒]中，使用一方的互补码序列An的每1个码的发送基准时钟信号的No[个]的样本来调制。而且，在第(m+1)及第(m+3)的发送周期Tr的发送区间Tw[秒]中，使用另一方的互补码序列Bn的每1个码的发送基准时钟信号的No[个]的样本来调制。
因此，在发送区间Tw中，使用Nw(＝No×L)的样本来调制。此外，在各发送周期Tr的无信号区间(Tr-Tw)[秒]中，使用Nu(＝Nr-Nw)[个]的样本来调制。因此，式(6)的发送信号G(ns)用式(7)表示。
脉冲发送控制单元21g对每个发送周期Tr生成高频的雷达发送信号的发送定时信号，并分别输出到码生成单元22g、发送相移单元25g及接收相移单元62g。
码生成单元22g包括第1码生成单元22g1及第2码生成单元22g2，基于对每个发送周期Tr由脉冲发送控制单元21g生成的发送定时信号，在第1码生成单元22g1或第2码生成单元22g2中，将由第1码生成单元22g1及第2码生成单元22g2生成的各发送码对每个发送周期Tr交替地切换并输出到调制单元23g。
第1码生成单元21g1基于来自脉冲发送控制单元21g的对每个第奇数的个发送周期Tr输出的发送定时信号，生成码长L的互补码序列An、Bn中一方的互补码序列An的发送码(脉冲压缩码)。第1码生成单元21g1将生成的互补码序列An的发送码输出到调制单元23g。以下，将互补码序列An的发送码便利地记载为发送码An。
第2码生成单元22g2基于来自脉冲发送控制单元21g的对每个第偶数的个发送周期Tr输出的发送定时信号，生成码长L的互补码序列An、Bn中另一方的互补码序列Bn的发送码(脉冲压缩码)。第2码生成单元22g2将生成的互补码序列Bn的发送码输出到调制单元23g。以下，将互补码序列Bn的发送码便利地记载为发送码Bn。
再有，在本实施方式中，说明了第1码生成单元21g1生成码长L的互补码序列An，第2码生成单元22g2生成码长L的互补码序列Bn的要点。但是，也可以是第1码生成单元21g1生成码长L的互补码序列Bn，第2码生成单元22g2生成码长L的互补码序列An。
调制单元23g从第1码生成单元21g1及第2码生成单元22g2输入各发送码An、Bn。调制单元23g对输入的发送码An、Bn进行脉冲调制，生成式(6)的基带的发送信号G(ns)。调制单元23g通过LPF24，将生成的发送信号G(ns)中的、预先设定的限制频带以下的发送信号G(ns)输出到发送相移单元25g。
发送相移单元25g从调制单元23g或LPF24输入发送信号G(ns)。发送 相移单元25g基于来自脉冲发送控制单元21g的对每个发送周期Tr输出的发送定时信号，对输入的发送信号G(ns)赋予与互补码对的发送周期(2Tr)对应的规定的发送相移(参照图16)。即，发送相移单元25g对基带的发送信号赋予与作为至少一个以上的发送周期的2个发送周期对应的相移。
具体地说，发送相移单元25g基于第m及第(m+1)的各发送周期Tr中的来自脉冲发送控制单元21的各发送定时信号，对发送信号G(ns)赋予与发送周期Tr的序数对应的同一发送相移exp(j floor[(m-1)/2]φ)(参照式(24))。发送相移单元25g将赋予了发送相移的发送信号GP(Nr(m-1)+ns)输出到D/A变换单元26。Floor[x]是将实数x的小数点以下截去后的整数值输出的运算符。
GP ( N r ( m - 1 ) + n s ) = exp ( j floor [ m - 1 2 ] φ ) G ( N r ( m - 1 ) + n s ) . . . ( 24 )
(雷达接收单元)
下面，参照图15详细地说明雷达接收单元Rxg的各单元的结构。
图15所示的雷达接收单元Rx包括连接了接收天线Ant-Rx1的射频接收单元4、VGA单元5及信号处理单元6g。射频接收单元4包括放大器41、变频单元42及正交检波单元43。信号处理单元6g包括A/D变换单元61、接收相移单元62g、相关值运算单元63g、相干积分单元64g及距离估计单元65。信号处理单元6g的各单元将各发送周期Tr作为信号处理区间而周期地运算。
接着，详细地说明雷达接收单元Rxg的各单元的动作。
与射频接收单元4同样地，信号处理单元6g基于由基准信号振荡器Lo生成的参考信号，生成将参考信号倍增到规定倍的接收基准时钟信号。信号处理单元6g的各单元基于生成的接收基准时钟信号进行动作。
接收相移单元62g从A/D变换单元61输入接收信号X(Nv(m-1)+ks)。接收相移单元62g基于来自脉冲发送控制单元21g的对每个发送周期Tr输出的发送定时信号，对输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)赋予与在发送相移单元25g中赋予的相移分量的反方向的接收相移。
具体地说，接收相移单元62g基于第m的发送周期Tr中的来自脉冲发送控制单元21的发送定时信号，对接收信号X(Nv(m-1)+ks)赋予与发送周期Tr的序数对应的同一接收相移exp(-j floor[(m-1)/2]φ)(参照式 (25))。接收相移单元62g将赋予了接收相移的接收信号XP(Nv(m-1)+ks)输出到相关值运算单元63g。
XP ( N v ( m - 1 ) + k s ) = exp ( - j floor [ m - 1 2 ] φ ) X ( N v ( m - 1 ) + k s ) . . . ( 25 )
相关值运算单元63g从接收相移单元62g输入接收信号XP(Nv(m-1)+ks)。
相关值运算单元63g基于将参考信号倍增到规定倍的接收基准时钟信号，根据离散时刻ks，周期性地生成在第奇数的第m(m＝2q-1、q：自然数)的发送周期Tr中发送的码长L的码序列An的发送码(脉冲压缩码)。此外，相关值运算单元63g基于将参考信号倍增到规定倍的接收基准时钟信号，根据离散时刻ks，周期性地生成在第偶数的第m(m＝2q)的发送周期Tr中发送的码长L的码序列Bn的发送码(脉冲压缩码)。这里，n＝1，…，L。
相关值运算单元63g将输入的接收信号XP(Nv(m-1)+ks)和脉冲压缩码An或Bn之间的滑动相关值AC(ks，m)进行运算。滑动相关值AC(ks，m)是第m的发送周期Tr的离散时刻ks中的、通过发送码(发送信号)和接收信号之间的滑动相关运算而运算出的值。
具体地说，相关值运算单元63g在各发送周期Tr、即离散时刻ks＝1～Nv中，根据式(26)运算第奇数的第m(＝2q-1)的发送周期Tr的离散时刻ks中的滑动相关值AC(ks，2q-1)。相关值运算单元63g将根据式(26)运算出的滑动相关值AC(ks，2q-1)输出到相干积分单元64g。在式(26)中，星号(*)是复数共轭运算符。
AC ( k s , 2 q - 1 ) = Σ n = 1 L XP ( 2 N v ( q - 1 ) + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) A n * . . . ( 26 )
此外，相关值运算单元63g在各发送周期Tr、即离散时刻ks＝1～Nv中，根据式(27)运算第偶数的第m(＝2q)的发送周期Tr的离散时刻ks中的滑动相关值AC(ks，2q)。相关值运算单元63g将根据式(27)运算出的滑动相关值AC(ks，2q)输出到相干积分单元64g。在式(27)中，星号(*)是复数共轭运算符。
AC ( k s , 2 q ) = Σ n = 1 L XP ( N v ( 2 q - 1 ) + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) B n * . . . ( 27 )
相干积分单元64g从相关值运算单元63g输入滑动相关值AC(ks，2q-1)及AC(ks，2q)。相干积分单元64g基于第奇数及第偶数的2发送周期(2Tr)中的对每个离散时刻ks运算出的各滑动相关值AC(ks，2q-1)及AC(ks，2q)，对每个离散时刻ks相加在规定次数(NP次)的发送周期Tr的整个期间(NP×Tr)中的滑动相关值AC(ks，2q-1)及AC(ks，2q)。
相干积分单元64g通过对每个离散时刻ks相加在规定次数(NP次)的发送周期Tr的整个期间(NP×Tr)中的滑动相关值AC(ks，2q-1)及AC(ks，2q)，对每个离散时刻ks根据式(28)运算第v的相干积分值ACC(ks，v)。参数NP表示相干积分单元64g中的相干积分次数。相干积分单元64g将运算出的相干积分值ACC(ks，v)输出到距离估计单元65。
ACC ( k s , v ) = Σ m = 1 2 NP AC ( k s , NP ( v - 1 ) + m ) . . . ( 28 )
通过在式(28)中将规定次数NP设定为2π/φ的整数倍单位，即使在反射波信号中包含有DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，相干积分单元64g也可以降低电路误差的影响。即，雷达装置1g通过将规定次数NP设定为2π/φ的整数倍单位，即使在反射波信号中包含有DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，也可以防止目标测距性能的劣化。而且，雷达装置1g通过利用NP次的相干积分来抑制反射波信号中包含的噪声成分，可以改善反射波信号的接收质量(SNR)。
(雷达装置的模拟结果)
图17(a)是表示以往的雷达装置中的目标测距特性的模拟结果的曲线图。图17(b)是表示第2实施方式的雷达装置1g中的对每个发送周期赋予了90°的相移分量中的相位旋转量的情况下的目标测距特性的模拟结果的曲线图。在图17(a)及(b)的模拟中，测定对象的目标设为4个。
在图17(a)及(b)中，横轴表示距目标TAR的距离Range(ksp)[m]，纵轴表示雷达接收单元中接收到的反射波信号的接收电平[dB]。与图2(a)同样地，DC偏移成分出现在反射波信号中包含的多普勒频率fd的可获取的范围(2Fdmax)中的多普勒频谱中，难以分离多普勒频谱和DC偏移成分。
因此，以往的雷达装置受到DC偏移成分的影响，反射波信号中的距离旁瓣比增加，目标测距特性劣化(参照图17(a))。例如，在图17(a)中，例如在3～38[m]残留明显的距离旁瓣成分，所以在以往的雷达装置中，难以 进行来自在30[m]、35[m]、40[m]中存在的目标的反射波信号的检测。
本发明的雷达装置1g在雷达发送单元Txg中，对在2发送周期(2Tr)中成对的互补码分别用作脉冲压缩码的基带的发送信号，以2发送周期(2Tr)为单位赋予发送相移，生成高频的雷达发送信号。而且，雷达装置1g在雷达接收单元Rxg中，将高频的反射波信号变换为基带的接收信号，对基带的接收信号，赋予发送相移的赋予时的相位旋转量的反方向的接收相移。
由此，雷达装置1g可以分离反射波信号中包含的多普勒频率fd的可获取的范围(2Fdmax)中的多普勒频谱和DC偏移成分，可以没有多普勒频谱的发送相移造成的影响。例如，在图17(b)中，来自30[m]、35[m]、40[m]中存在的各目标的反射波信号的各主瓣在雷达接收单元Rxg中被适当地接收，雷达装置1g的目标测距特性相比图17(a)提高。
由此，根据第1实施方式的雷达装置1g，在将互补码用作发送码，包含电路误差、例如DC偏移、IQ不平衡的情况下，也不需设置电路误差的校正电路，能够防止距离旁瓣的增加，能够有效地抑制目标测距性能的劣化。
(第2实施方式的变形例1)
在第2实施方式的变形例1中，与第1实施方式的变形例1同样地，配置第2实施方式的接收相移单元62g，以便对从相关值运算单元63g输出的滑动相关值AC(ks，2q)及AC(ks，2q-1)赋予接收相移(参照图18)。
图18是详细地表示第2实施方式的变形例1的雷达装置1h的内部结构的方框图。对雷达装置1h和第2实施方式的雷达装置1g的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1h的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1g相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图18所示的雷达接收单元Rxh包括射频接收单元4、VGA单元5及信号处理单元6h。信号处理单元6h包括A/D变换单元61、相关值运算单元63h、接收相移单元62h、相干积分单元64h及距离估计单元65。
相关值运算单元63h从A/D变换单元61输入接收信号X(Nv(m-1)+ks)。
相关值运算单元63h基于将参考信号倍增到规定倍的接收基准时钟信号，根据离散时刻ks，周期性地生成在第第奇数的第m(m＝2q-1、q：自然数)的发送周期Tr中发送的码长L的码序列An的发送码(脉冲压缩码)。相关值运算单元63h基于将参考信号倍增到规定倍的接收基准时钟信号，根 据离散时刻ks，周期性地生成在第偶数的第m(m＝2q)的发送周期Tr中发送的码长L的码序列Bn的发送码(脉冲压缩码)。相关值运算单元63h运算输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)和脉冲压缩码An或Bn之间的滑动相关值AC(ks，m)。这里，n＝1，…，L。
具体地说，相关值运算单元63h在各发送周期Tr、即离散时刻ks＝1～Nv中，根据式(29)运算在第第奇数的第m的发送周期Tr的离散时刻ks中的滑动相关值AC(ks，2q-1)。相关值运算单元63a将根据式(29)运算出的滑动相关值AC(ks，2q-1)输出到接收相移单元62a。在式(29)中，星号(*)是复数共轭运算符。
AC ( k s , 2 q - 1 ) = Σ n = 1 L X ( N v ( q - 1 ) + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) A n * . . . ( 29 )
此外，相关值运算单元63h在各发送周期Tr、即离散时刻ks＝1～Nv中，根据式(30)运算在第偶数的第m的发送周期Tr的离散时刻ks中的滑动相关值AC(ks，2q)。相关值运算单元63h将根据式(30)运算出的滑动相关值AC(ks，2q)输出到相干积分单元64h。在式(30)中，星号(*)是复数共轭运算符。
AC ( k s , 2 q ) = Σ n = 1 L X ( N v ( 2 q - 1 ) + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) B n * . . . ( 30 )
接收相移单元62h从相关值运算单元63h输入滑动相关值AC(ks，2q-1)及AC(ks，2q)、即滑动相关值AC(ks，m)(m：自然数)。接收相移单元62h基于第m的各发送周期Tr中的来自脉冲发送控制单元21的各发送定时信号，对输入的滑动相关值AC(ks，m)赋予在发送相移单元25g中赋予的相移分量的反方向的接收相移。
具体地说，接收相移单元62h基于第m的发送周期Tr中的来自脉冲发送控制单元21的发送定时信号，对滑动相关值AC(ks，m)赋予与发送周期Tr的序数对应的接收相移exp(-j(m-1)φ)(参照式(31))。接收相移单元62h将赋予了接收相移后的滑动相关值ACP(ks，m)输出到相干积分单元64h。
ACP ( k s , m ) = exp ( - j floor [ m - 1 2 ] φ ) AC ( k s , m ) . . . ( 31 )
相干积分单元64h从接收相移单元62h输入滑动相关值ACP(ks，m)。相干积分单元64h基于第m的发送周期Tr中的对每个离散时刻ks运算出的滑动相关值ACP(ks，m)，对每个离散时刻ks相加在规定次数(NP次)以上的发送周期Tr的整个期间(NP×Tr)中的滑动相关值ACP(ks，m)。
相干积分单元64h通过对每个离散时刻ks相加在规定次数(NP次)以上的发送周期Tr的整个期间(NP×Tr)中的滑动相关值ACP(ks，m)，对每个离散时刻ks根据式(32)运算第v的相干积分值ACC(ks，v)。参数NP表示相干积分单元64h中的相干积分次数。相干积分单元64h将运算出的相干积分值ACC(ks，v)输出到距离估计单元65。
ACC ( k s , v ) = Σ m = 1 2 NP ACP ( k s , NP ( v - 1 ) + m ) . . . ( 32 )
通过在式(32)中将规定次数NP设定为2π/φ的整数倍单位，即使在反射波信号中包含有DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，相干积分单元64h也可以降低电路误差的影响。
即，通过将规定次数NP设定为2π/φ的整数倍单位，即使在反射波信号中包含有DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，雷达装置1h也可以防止目标测距性能的劣化。而且，通过利用NP次的相干积分来抑制反射波信号中包含的噪声成分，雷达装置1h可以改善反射波信号的接收质量(SNR)。
由此，根据第2实施方式的变形例1的雷达装置1h，在将互补码用作发送码的情况下，也能够获得与第1实施方式的雷达装置1同样的效果。
(第2实施方式的变形例2)
在第2实施方式的变形例2中，是在第2实施方式的变形例1的雷达装置1h的结构中，还追加了DC偏移估计单元66及DC偏移校正单元71的结构(参照图19)。
图19是详细地表示第2实施方式的变形例2的雷达装置1k的内部结构的方框图。对雷达装置1k和第2实施方式的变形例1的雷达装置1h的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1k的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1h相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图19所示的雷达接收单元Rxk包括射频接收单元4、VGA单元5、信号处理单元6k及DC偏移校正单元71。信号处理单元6k包括A/D变换单元 61、相关值运算单元63h、接收相移单元62h、DC偏移估计单元66、相干积分单元64h及距离估计单元65。
DC偏移估计单元66从相关值运算单元63h输入滑动相关值ACP(ks，m)。DC偏移估计单元66基于第m的发送周期Tr中的对每个离散时刻ks运算出的滑动相关值ACP(ks，m)，对每个离散时刻ks相加在规定次数(NF次)的发送周期Tr的整个期间(NF×Tr)中的滑动相关值ACP(ks，m)。
DC偏移估计单元66通过运算将在规定次数(NF次)的发送周期Tr的整个期间(NF×Tr)中的滑动相关值ACP(ks，m)的每个离散时刻ks的相加值的平均值，运算DC偏移成分(DC偏移量)的估计值DCO(z)(参照式(21))。DC偏移估计单元66将根据式(21)运算出的DC偏移成分的估计值DCO(z)输出到DC偏移校正单元71。参数z是自然数，表示发送周期Tr的序数。
从相关值运算单元63h输出的滑动相关值ACP(ks，m)是在接收相移单元62h中未赋予接收相移的相关值。因此，作为由目标TAR反射的反射波信号中的DC成分而包含DC偏移成分(参照图2(b))。反射波信号包含(|φ/2πTr|-Fdmax)以上的多普勒频率。
因此，通过设定满足式(22)的关系的规定次数NF，滑动相关值ACP(ks，m)中包含的、来自目标的反射波的分量被除去(抑制)。由此，DC偏移估计单元66可进行DC偏移成分的估计。
DC偏移校正单元71从DC偏移估计单元66输入DC偏移成分的估计值DCO(z)。DC偏移校正单元71通过基于输入的DC偏移成分的估计值DCO(z)调整VGA单元5的DC偏移量，降低对A/D变换单元61添加的DC偏移量。
由此，根据第2实施方式的变形例2的雷达装置1k，通过DC偏移估计单元66中的DC偏移成分的估计运算，能够有效地抑制由目标TAR反射的反射波信号的滑动相关值的成分，能够估计DC偏移成分。由此，即使DC偏移估计单元66中的滑动相关值ACP(ks，m)的加法运算时间(NF×Tr)少，雷达装置1k也可以提高DC偏移成分的估计精度。
此外，雷达装置1k通过使用估计出的DC偏移成分调整VGA单元5的DC偏移量，降低对A/D变换单元61添加的DC偏移量。由此，可以有效地使用A/D变换单元61的输入范围。即，雷达装置1k可以防止输入到A/D变 换单元61的接收信号的正的信号或负的信号的其中一方超过A/D变换单元61的输入范围而饱和的现象。
(第2实施方式的变形例3)
在第2实施方式的变形例3中，是在第2实施方式的雷达装置1g的结构中，还追加了DC偏移估计单元66m及DC偏移校正单元71m的结构(参照图20)。
图20是详细地表示第2实施方式的变形例3的雷达装置1m的内部结构的方框图。对雷达装置1m和第2实施方式的雷达装置1g的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1m的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1g相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图20所示的雷达接收单元Rxm包括射频接收单元4、VGA单元5、信号处理单元6m及DC偏移校正单元71m。信号处理单元6m包括A/D变换单元61、接收相移单元62g、相关值运算单元63g、DC偏移估计单元66m、相干积分单元64及距离估计单元65。
DC偏移估计单元66m从相关值运算单元63g输入滑动相关值AC(ks，m)。DC偏移估计单元66m对在第m的发送周期Tr中的对每个离散时刻ks运算出的滑动相关值AC(ks，m)，赋予与在发送相移单元25g中赋予的发送周期Tr对应的发送相移。而且，DC偏移估计单元66m对每个离散时刻ks相加在规定次数(NF次)的发送周期Tr的整个期间(NF×Tr)中的赋予了发送相移后的滑动相关值AC(ks，m)。
DC偏移估计单元66m通过运算在规定次数(NF次)的发送周期Tr的整个期间(NF×Tr)中的滑动相关值AC(ks，m)的每个离散时刻ks的相加值的平均值，运算DC偏移成分(DC偏移量)的估计值DCO(z)(参照式(33))。DC偏移估计单元66m将根据式(33)运算出的DC偏移成分的估计值DCO(z)输出到DC偏移校正单元71m。参数z是自然数，表示发送周期Tr的序数。
DCO ( z ) = 1 L · N v · NF Σ k v = 1 N v Σ m = 1 2 NF exp ( j floor [ m - 1 2 ] φ ) AC ( k s , NF ( z - 1 ) + m ) . . . ( 33 )
从相关值运算单元63g输出的滑动相关值AC(ks，m)是在接收相移单元62g中赋予了接收相移后的相关值。因此，DC偏移成分位移了相当由目标TAR反射的反射波信号中包含的多普勒频率分量(|φ/2πTr|)(参照图2 (c))。通过再次赋予与在发送相移单元25g中赋予的发送周期Tr对应的发送相移，DC偏移估计单元66g可以估计DC偏移成分。反射波信号包含(|φ/2πTr|-Fdmax)以上的多普勒频率。
因此，通过设定满足式(22)的关系的规定次数NF，滑动相关值AC(ks，m)中包含的来自目标的反射波的分量被除去(抑制)。由此，DC偏移估计单元66m可进行DC偏移成分的估计。
DC偏移校正单元71m从DC偏移估计单元66m输入DC偏移成分的估计值DCO(z)。DC偏移校正单元71m通过基于输入的DC偏移成分的估计值DCO(z)调整VGA单元5的DC偏移量，降低对A/D变换单元61添加的DC偏移量。即，VGA单元5根据调整后的DC偏移量，调整输入的接收信号的输出电平，将输入的接收信号的输出电平收于在A/D变换单元61的输入范围内。
由此，根据第2实施方式的变形例3的雷达装置1m，通过DC偏移估计单元66m中的DC偏移成分的估计运算，能够有效地抑制由目标TAR反射的反射波信号的滑动相关值的成分，能够估计DC偏移成分。由此，即使DC偏移估计单元66m中的滑动相关值AC(ks，m)的加法运算时间(NF×Tr)少，雷达装置1m也能够提高DC偏移成分的估计精度。
此外，雷达装置1m通过使用估计出的DC偏移成分来调整VGA单元5的DC偏移量，降低对A/D变换单元61添加的DC偏移量，所以能够有效地使用A/D变换单元61的输入范围。即，雷达装置1m能够防止输入到A/D变换单元61的接收信号的正的信号或负的信号的其中一方超过A/D变换单元61的输入范围而饱和的现象。
(第2实施方式的变形例4)
在第2实施方式的变形例4中，是在第2实施方式的变形例1的雷达装置1h的结构中，还追加了接收电平检测单元67及VGA控制单元72的结构(参照图21)。
图21是详细地表示第2实施方式的变形例4的雷达装置1n的内部结构的方框图。对雷达装置1n和第2实施方式的变形例1的雷达装置1h的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1n的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1h相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图21所示的雷达接收单元Rxn包括射频接收单元4、VGA单元5、信 号处理单元6n及VGA控制单元72。信号处理单元6n包括A/D变换单元61、接收电平检测单元67、相关值运算单元63h、接收相移单元62h、相干积分单元64h及距离估计单元65。
接收电平检测单元67从A/D变换单元61输入接收信号X(Nv(m-1)+ks)。接收电平检测单元67基于输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)，对接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平进行检测。输出电平例如是平均振幅值、超过规定振幅值的振幅值、或最大振幅值。接收电平检测单元67将检测出的接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平输出到VGA控制单元72。
VGA控制单元72从接收电平检测单元67输入接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平。VGA控制单元72基于输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平，在接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平低于规定电平的情况下，将提高VGA单元5的增益的意旨的控制信号输出到VGA单元5。
另一方面，VGA控制单元72基于输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平，在接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平超过了规定电平的情况下，将降低VGA单元5的增益的意旨的控制信号输出到VGA单元5。
VGA控制单元72基于来自脉冲发送控制单元21g的对每个发送周期Tr输出的发送定时信号，以作为2×2π/φ的整数倍单位的发送周期Tr间隔、即(4πTr/φ)的间隔，将用于使VGA单元5的增益可变的触发信号输出到VGA单元5。VGA单元5基于来自VGA控制单元72的控制信号及触发信号，提高或降低VGA单元5的增益。
(第2实施方式的变形例5)
在第2实施方式的变形例5中，是在第2实施方式的雷达装置1g的结构中，还追加了接收电平检测单元67及VGA控制单元72的结构(参照图22)。
图22是详细地表示第2实施方式的变形例5的雷达装置1p的内部结构的方框图。对雷达装置1p和第2实施方式的雷达装置1g的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1p的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1g相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图22所示的雷达接收单元Rxp包括射频接收单元4、VGA单元5、信号处理单元6p及VGA控制单元72。信号处理单元6p包括A/D变换单元61、 接收电平检测单元67、接收相移单元62g、相关值运算单元63g、相干积分单元64g及距离估计单元65。
接收电平检测单元67及VGA控制单元72的动作在第2实施方式的变形例4中已说明过，所以在本实施方式中，省略接收电平检测单元67及VGA控制单元72的动作的说明。
根据第2实施方式的变形例4及变形例5的雷达装置1n及雷达装置1p，在VGA控制单元72中，在发送相移在相位平面上旋转1圈(2π变化)的定时中能够可变控制VGA单元5的增益。
由此，雷达装置1n及雷达装置1p可以除去DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，可以适当地调整A/D变换单元61所输入的接收信号的输出电平。
因此，雷达装置1n及雷达装置1p可以有效地抑制距离旁瓣的增加，防止目标测距性能的劣化。
(第2实施方式的变形例6)
在第2实施方式的变形例6中，在与各个接收天线对应设置的多个Na[个]的雷达接收单元中，估计距目标的距离及反射波信号的到来方向(参照图23)。以下，为了简化说明，以参数Na＝2作为例示进行说明。
图23是详细地表示第2实施方式的变形例6的雷达装置1q的内部结构的方框图。对雷达装置1q和第2实施方式的雷达装置1g的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1q的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1g相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图23所示的雷达装置1q包括基准信号振荡器Lo、雷达发送单元Txg、2个雷达接收单元Rxq1、Rxq2及距离方位估计单元81(参数Na＝2)。2个雷达接收单元Rxq1、Rxq2除了分别连接着不同的接收天线Ant-Rx1、Ant-Rx2以外，由于是同样的结构及动作，所以以下将雷达接收单元Rxq1作为例示进行说明。
雷达发送单元Txg及2个雷达接收单元Rxq1、Rxq2连接到基准信号振荡器Lo，从基准信号振荡器Lo被供给参考信号(基准信号)，雷达发送单元Txg及2个雷达接收单元Rxq1、Rxq2的动作同步进行。
雷达接收单元Rxq1具有射频接收单元4、VGA(Variable Gain Amplifier)单元5、及信号处理单元6q。信号处理单元6q包括A/D变换单元61、接收相移单元62g、相关值运算单元63g及相干积分单元64g。
距离方位估计单元81从2个雷达接收单元Rxq1、Rxq2中的各相干积分单元输入各相干积分值。距离方位估计单元81基于输入的各相干积分值，估计距目标TAR的距离、及由目标TAR反射的反射波信号的到来方向。距离方位估计单元81中的距目标TAR的距离估计与第2实施方式的雷达装置1g中的距离估计单元65是同样的，所以省略说明。
距离方位估计单元81中的反射波信号的到来方向，基于2个雷达接收单元Rxq1、Rxq2的各接收天线Ant-Rx1、Ant-Rx2中的各反射波信号间的接收相位差来估计。即，距离方位估计单元81基于从2个雷达接收单元Rxq1、Rxq2的各相干积分单元输出的各相干积分值ACC1(ks，v)及ACC2(ks，v)的接收相位差，估计到来方向，将最大接收功率方向作为到来方向估计值输出。距离方位估计单元81中的到来方向的估计处理，例如可适用在上述参考非专利文献3公开的估计方法。
通过以上，根据第2实施方式的变形例6的雷达装置1q，除了第2实施方式的雷达装置1g的效果，在与各个接收天线对应设置的多个Na[个]的雷达接收单元中，还能够估计距目标的距离及反射波信号的到来方向。
(第3实施方式)
在第2实施方式中，在发送信号生成单元2g中，设置了生成用于构成互补码对的一方的码序列的第1码生成单元21g1、以及生成用于构成互补码对的另一方的码序列的第2码生成单元22g2，作为码生成单元22g。
在第3实施方式中，说明雷达装置1r，在发送信号生成单元2r中，设置用于生成互补码序列的第1互补码生成单元22r1、以及生成互补码序列的第2互补码生成单元22r2，作为互补码生成单元22r。
参照图27～图29说明第3实施方式的雷达装置1r的结构及动作。图27是简略地表示第3实施方式的雷达装置1r的内部结构的方框图。图28是详细地表示第3实施方式的雷达装置1r的内部结构的方框图。图29是表示将2发送周期为单位而基于对每个第奇数的2发送周期或每个第偶数的2发送周期切换使用的发送码生成雷达发送信号S-Tx1的发送区间及发送周期与发送相移分量之间的关系的说明图。
对雷达装置1r和第2实施方式的雷达装置1g的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1r的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1g相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
首先，简略地说明雷达装置1r的各单元的结构。
图27所示的雷达装置1r包括基准信号振荡器Lo、雷达发送单元Txr及雷达接收单元Rxr。雷达发送单元Txr具有发送信号生成单元2r、以及与发送天线Ant-Tx1连接的射频发送单元3。发送信号生成单元2r包括脉冲发送控制单元21r、互补码生成单元22r、调制单元23r及发送相移单元25r。互补码生成单元22r包括第1互补码生成单元22r1及第2互补码生成单元22r2，作为至少一个以上的码生成单元，生成至少一个以上的码序列。
雷达发送单元Txr及雷达接收单元Rxr连接到基准信号振荡器Lo，从基准信号振荡器Lo被供给参考信号(基准信号)，雷达发送单元Txr及雷达接收单元Rxr的处理同步进行。
雷达接收单元Rxr具有射频接收单元4、VGA单元5、以及信号处理单元6r。信号处理单元6r包括接收相移单元62r、相关值运算单元63r、相干积分单元64r及距离估计单元65。
(雷达发送单元)
下面，参照图28详细地说明雷达发送单元Txr的各单元的结构。
图28所示的发送信号生成单元2r包括脉冲发送控制单元21r、互补码生成单元22r、调制单元23r、LPF24、发送相移单元25r及D/A变换单元26。再有，在图28中，发送信号生成单元2r包括LPF24，但也可以LPF24与发送信号生成单元2r独立而构成在雷达发送单元Txr之中。
下面，详细地说明雷达发送单元Txr的各单元的动作。
发送信号生成单元2r基于由基准信号振荡器Lo生成的参考信号，生成将参考信号倍增到规定倍的发送基准时钟信号。发送信号生成单元2r的各单元基于生成的发送基准时钟信号进行动作。将发送基准时钟频率表示为fTxBB时，发送周期Tr作为由发送基准时钟频率fTxBB确定的离散时刻间隔(1/fTxBB)的整数Nr倍来表示(参照式(5))。
发送信号生成单元2r基于来自脉冲发送控制单元21r的对每个发送周期Tr输出的雷达发送信号的发送定时信号，通过码长L的成对的互补码序列An、Bn、Cn、Dn的调制，周期性地生成式(6)的基带的发送信号(脉冲压缩码)G(ns)。参数n＝1，…，L，参数L表示互补码序列An、Bn、Cn、Dn的各码长。参数j满足是j2＝-1的虚数单位。参数ns是自然数，表示离散时刻。
如图29所示，例如在第m及第(m+4)的发送周期Tr的发送区间Tw[秒] 中，使用由第1互补码生成单元22r1生成的互补码序列An、Bn中的码序列An的平均1个码的发送基准时钟信号的No[个]的样本来调制发送信号G(ns)。
此外，在第(m+1)及第(m+5)的发送周期Tr的发送区间Tw[秒]中，使用由第1互补码生成单元22r1生成的互补码序列An、Bn中的码序列Bn的平均1个码的发送基准时钟信号的No[个]的样本来调制。
同样地，在第(m+2)及第(m+6)的发送周期Tr的发送区间Tw[秒]中，使用由第2互补码生成单元22r2生成的互补码序列Cn、Dn中的码序列Cn的平均1个码的发送基准时钟信号的No[个]的样本来调制。此外，在第(m+3)及第(m+7)的发送周期Tr的发送区间Tw[秒]中，使用由第2互补码生成单元22r2生成的互补码序列Cn、Dn中的码序列Dn的平均1个码的发送基准时钟信号的No[个]的样本来调制。
因此，在发送区间Tw中，使用Nw(＝No×L)的样本来调制。此外，在各发送周期Tr的无信号区间(Tr-Tw)[秒]中，使用Nu(＝Nr-Nw)[个]的样本来调制。因此，式(6)的发送信号G(ns)用式(7)表示。
脉冲发送控制单元21r对每个发送周期Tr生成高频的雷达发送信号的发送定时信号，并分别输出到互补码生成单元22r、发送相移单元25g及接收相移单元62r。
互补码生成单元22r包括第1互补码生成单元22r1及第2互补码生成单元22r2，对每个发送周期Tr基于由脉冲发送控制单元21r生成的发送定时信号，以2个发送周期(2Tr)为单位，将由第1互补码生成单元22r1生成的发送码(An、Bn)或由第2互补码生成单元22r2生成的发送码(Cn，Dn)交替地切换并输出到调制单元23r(参照图29)。
第1互补码生成单元22r1以2个发送周期(2Tr)为单位，基于来自脉冲发送控制单元21r的对每个第奇数的2个的发送周期Tr输出的发送定时信号，生成码长L的互补码序列An、Bn的发送码(脉冲压缩码)。互补码序列An、Bn的元素例如使用[-1，1]的2值、或[1，-1，-j，j]的4值构成。
第2互补码生成单元22r2以2个发送周期(2Tr)为单位，基于来自脉冲发送控制单元21r的对每个第偶数的2个的发送周期Tr输出的发送定时信号，生成码长L的互补码序列Cn、Dn的发送码(脉冲压缩码)。互补码序列Cn，Dn的元素例如使用[-1，1]的2值、或[1，-1，-j，j]的4值构成。
此外，码序列Cn也可以是码序列An的顺序反转码序列(以下，记载为 A’n)，同样地，码序列Dn也可以是码序列Bn的顺序反转码序列(以下，记载为B’n)。再有，在从第m到第(m+7)的各发送周期中，在以An、Bn，B’n、A’n、Bn、An、A’n、B’n的顺序使用发送码的情况下，雷达装置1r在从第m到第(m+7)的各发送周期中，使用An、Bn、B’n、A’n、Bn、An、A’n、B’n的各码序列(Spano码)的发送码。
再有，在本实施方式中，第1互补码生成单元22r1生成码长L的互补码序列An、Bn，第2互补码生成单元22r2生成码长L的互补码序列Cn、Dn。但是，也可以第1互补码生成单元22r1生成码长L的互补码序列Cn、Dn，第2互补码生成单元22r2生成码长L的互补码序列An、Bn。
此外，例如在切换到第1互补码生成单元22r1的输出的情况下，互补码生成单元22r以2个发送周期(2Tr)为单位，将互补码序列An、Bn中的其中一个输出到调制单元23r，而且，在2个发送周期(2Tr)内将互补码序列An、Bn的其中一个每一次一个地输出到调制单元23r。
而且，例如在切换到第1互补码生成单元22r1的输出的情况下，互补码生成单元22r也可以在2个发送周期(2Tr)中调换发送码An、Bn的输出顺序。例如，发送码的输出顺序可以是An、Bn的顺序，也可以是Bn、An的顺序。此外，例如在切换为第1互补码生成单元22r1的输出的情况下，互补码生成单元22r也可以在2个发送周期(2Tr)中，反转发送码An、Bn的各符号。例如，发送码可以是-An，-Bn，也可以是-Bn，-An。
此外，例如在切换为第2互补码生成单元22r2的输出的情况下，互补码生成单元22r以2个发送周期(2Tr)为单位，将互补码序列Cn、Dn中的其中一个输出到调制单元23r，而且，在2个发送周期(2Tr)内将互补码序列Cn、Dn的其中一个每一次一个地输出到调制单元23r。
而且，例如在切换到第2互补码生成单元22r2的输出的情况下，互补码生成单元22r也可以在2个发送周期(2Tr)中调换发送码Cn、Dn的输出顺序。例如，发送码的输出顺序可以是Cn、Dn的顺序，也可以是Dn、Cn的顺序。此外，例如在切换为第2互补码生成单元22r2的输出的情况下，互补码生成单元22r也可以在2个发送周期(2Tr)中，反转发送码Cn、Dn的各符号。例如，发送码可以是-Cn、-Dn，也可以是-Dn、-Cn。
在本实施方式中，如图29所示，互补码生成单元22r以2个发送周期(2Tr)为单位，基于在第奇数的2个发送周期(第m、第(M+2))的各发送周期 中从脉冲发送控制单元21r输出的发送定时信号，将由第1互补码生成单元22r1生成的发送码An、Bn输出到调制单元23r。
此外，互补码生成单元22r以2个发送周期(2Tr)为单位，基于在第偶数的2个发送周期(第(M+1)、第(M+3))的各发送周期中从脉冲发送控制单元21r输出的发送定时信号，将由第2互补码生成单元22r2生成的发送码Cn、Dn输出到调制单元23r。
再有，在图29中，将第m及第(m+1)的合计2个发送周期表记为第m的发送周期，将第(m+2)及第(m+3)的合计2个发送周期表记为第(M+1)的发送周期，将第(m+4)及第(m+5)的合计2个发送周期表记为第(M+2)的发送周期，将第(m+6)及第(m+7)的合计2个发送周期表记为第(M+3)的发送周期。
调制单元23r从第1互补码生成单元22r1及第2互补码生成单元22r2输入发送码An、Bn、Cn、Dn中的其中一个。调制单元23r将输入的其中一个的发送码进行脉冲调制，生成式(6)的基带的发送信号G(ns)。调制单元23r通过LPF24，将生成的发送信号G(ns)中的、预先设定的限制频带以下的发送信号G(ns)输出到发送相移单元25r。
发送相移单元25r从调制单元23r或LPF24输入发送信号G(ns)。发送相移单元25r基于来自脉冲发送控制单元21r的对每个发送周期Tr输出的发送定时信号，对根据来自第1互补码生成单元22r1或第2互补码生成单元22r2的输出的切换所输入的发送信号G(ns)，以2个发送周期(2Tr)为单位，赋予在IQ平面上具有正交关系的规定量的相移φ(参照图29)。
例如，在输入了调制了由第1互补码生成单元22r1生成的发送码的发送信号的情况下，发送相移单元25r以2个发送周期(2Tr)为单位，将IQ平面的实轴上的相移floor[(m-1)/2)]φ[rad]赋予发送信号。这里，φ＝π[rad]。即，发送相移单元25r基于第m的发送周期Tr中的发送定时信号，对调制了来自第1互补码生成单元22r1的输出的发送信号G(Nr(m-1)+ns)，赋予式(34)所示的相移。floor[x]是将实数x的小数点以下截去后的整数值输出的运算符。
GP ( N r ( m - 1 ) + n s ) = exp ( j floor [ m - 1 2 ] φ ) G ( N r ( m - 1 ) + n s ) . . . ( 34 )
此外，发送相移单元25r在输入了调制了由第2互补码生成单元22r2生成的发送码的发送信号的情况下，以2个发送周期(2Tr)为单位，将IQ平面的虚轴上的相移floor[(m-1)/2)]φ+π/2[rad]赋予发送信号。即，发送相移单元25r基于第m的发送周期Tr中的发送定时信号，对调制了来自第2互补码生成单元22r2的输出的发送信号G(Nr(m-1)+ns)，赋予式(35)所示的相移。floor[x]是将实数x的小数点以下截去后的整数值输出的运算符。
GP ( N r ( m - 1 ) + n s ) = exp ( j floor [ m - 1 2 ] φ + π 2 ) G ( N r ( m - 1 ) + n s ) . . . ( 35 )
(雷达接收单元)
下面，参照图28详细地说明雷达接收单元Rxr的各单元的结构。
图28所示的雷达接收单元Rxr包括连接了接收天线Ant-Rx1的射频接收单元4、VGA单元5及信号处理单元6r。射频接收单元4包括放大器41、变频单元42及正交检波单元43。信号处理单元6g包括A/D变换单元61、接收相移单元62r、相关值运算单元63r、相干积分单元64r及距离估计单元65。信号处理单元6r的各单元以各发送周期Tr作为信号处理区间而周期地进行运算。
接着，详细地说明雷达接收单元Rxr的各单元的动作。
与射频接收单元4同样地，信号处理单元6r基于由基准信号振荡器Lo生成的参考信号，生成将参考信号倍增到规定倍的接收基准时钟信号。信号处理单元6r的各单元基于生成的接收基准时钟信号进行动作。
接收相移单元62r从A/D变换单元61输入接收信号X(Nv(m-1)+ks)。接收相移单元62r对输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)，基于来自脉冲发送控制单元21r的对每个发送周期Tr输出的发送定时信号，赋予根据切换来自第1互补码生成单元22r1或第2互补码生成单元22r2的输出而在发送相移单元25r中赋予的相移分量的反方向(抵消方向)相移。
例如，在输入了相对基于由第1互补码生成单元22r1生成的发送码所生成的雷达发送信号的接收信号的情况下，接收相移单元62r以2个发送周期(2Tr)为单位，赋予相移-floor[(m-1)/2)]φ[rad]。即，接收相移单元62r基于第m的发送周期Tr中的发送定时信号，对应来自第1互补码生成单元22r1的输出而对从A/D变换单元61输出的接收信号X(Nv(m-1)+ks)， 赋予式(36)所示的相移。Floor[x]是将实数x的小数点以下截去后的整数值输出的运算符。
XP ( N v ( m - 1 ) + k s ) = exp ( - j floor [ m - 1 2 ] φ ) X ( N v ( m - 1 ) + k s ) . . . ( 36 )
此外，在输入了相对基于由第2互补码生成单元22r2生成的送码的雷达发送信号的接收信号的情况下，接收相移单元62r以2个发送周期(2Tr)为单位，赋予相移-(floor[(m-1)/2)]φ+π/2)[rad]。即，接收相移单元62r基于第m的发送周期Tr中的发送定时信号，对应来自第2互补码生成单元22r2的输出而对从A/D变换单元61输出的接收信号X(Nv(m-1)+ks)，赋予式(37)所示的相移。Floor[x]是将实数x的小数点以下截去后的整数值输出的运算符。
XP ( N v ( m - 1 ) + k s ) = exp [ - j ( floor [ m - 1 2 ] φ + π 2 ) ] X ( N v ( m - 1 ) + k s ) . . . ( 37 )
相关值运算单元63r从接收相移单元62r输入接收信号XP(Nv(m-1)+ks)。相关值运算单元63r基于将参考信号倍增到规定倍的接收基准时钟信号，根据离散时刻ks，以2个发送周期(2Tr)为单位，生成与发送信号生成单元2r同样的发送码(脉冲压缩码)。
相关值运算单元63r运算输入的接收信号XP(Nv(m-1)+ks)和脉冲压缩码An、Bn、Cn、Dn中的其中一个之间的滑动相关值AC(ks，m)。
例如，在互补码生成单元22r以2个发送周期(2Tr)为单位，基于第奇数的2个发送周期(2Tr)中的各发送周期的发送定时信号，将第1互补码生成单元22r1的输出(互补码序列An、Bn)输出到调制单元23r的情况下，相关值运算单元63r根据式(38)及式(39)运算在第奇数的2个发送周期(2Tr)的各发送周期的离散时刻ks中的滑动相关值AC(ks，2m+1)。相关值运算单元63r将根据式(38)及式(39)运算出的滑动相关值AC(ks，2m+1)输出到相干积分单元64r。在式(38)及式(39)中，星号(*)是复数共轭运算符。
AC ( k s , 2 m + 1 ) = Σ n = 1 L XP ( 2 N v m + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) A n * . . . ( 38 )
AC ( k s , 2 m + 1 ) = Σ n = 1 L XP ( 2 N v m + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) B n * . . . ( 39 )
此外，例如，在互补码生成单元22r以2个发送周期(2Tr)为单位，基于第偶数的2个发送周期(2Tr)中的各发送周期的发送定时信号，将第2互补码生成单元22r2的输出(互补码序列Cn、Dn)输出到调制单元23r的情况下，相关值运算单元63r根据式(40)及式(41)运算在第偶数的2个发送周期(2Tr)的各发送周期的离散时刻ks中的滑动相关值AC(ks，2m)。相关值运算单元63r将根据式(40)及式(41)运算出的滑动相关值AC(ks，2m)输出到相干积分单元64r。在式(40)及式(41)中，星号(*)是复数共轭运算符。
AC ( k s , 2 m ) = Σ n = 1 L XP ( N v ( 2 m - 1 ) + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) C n * . . . ( 40 )
AC ( k s , 2 m ) = Σ n = 1 L XP ( N v ( 2 m - 1 ) + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) D n * . . . ( 41 )
相干积分单元64r从相关值运算单元63r输入滑动相关值AC(ks，2m+1)及AC(ks，2m)。相干积分单元64r基于第奇数的2个发送周期(2Tr)及第偶数的2个发送周期(2Tr)中的对每个离散时刻ks运算出的各滑动相关值AC(ks，2m+1)及AC(ks，2m)，对每个离散时刻ks相加在规定次数(2NP次)的发送周期Tr的整个期间(2NP×Tr)中的滑动相关值AC(ks，2m+1)及AC(ks，2m)。
相干积分单元64r通过对每个离散时刻ks相加在规定次数(2NP次)的发送周期Tr的整个期间(2NP×Tr)中的滑动相关值AC(ks，2m+1)及AC(ks，2m)，对每个离散时刻ks根据式(42)运算第v的相干积分值ACC(ks，v)。参数2NP表示相干积分单元64r中的相干积分次数。相干积分单元64r将运算出的相干积分值ACC(ks，v)输出到距离估计单元65。
ACC ( k s , v ) = Σ m = 1 2 NP AC ( k s , NP ( v - 1 ) + m ) . . . ( 42 )
通过以上，本实施方式的雷达装置1r，在雷达发送单元Txr中以2个发 送周期(2Tr)为单位，对互补码生成单元22r在第奇数的2个发送周期(2Tr)中生成的互补码序列An、Bn的调制信号、而且，对在第偶数的2个发送周期(2Tr)中生成的互补码序列Cn、Dn的调制信号，分别赋予在IQ平面上具有正交的(例如实轴和虚轴)相位关系的相移，而且，在雷达接收单元Rxr中，对接收信号分别赋予与发送相移反方向的接收相移。
由此，雷达装置1r通过发送相移和发送相移的反方向的接收相移的赋予，可以将基于来自第1互补码生成单元22r1及第2互补码生成单元22r2的各输出生成的各雷达发送信号上所重叠的各DC偏移成分，如IQ相位平面上的实轴和虚轴那样分离及除去。因此，即使在因雷达发送信号的生成所使用的码序列不同而在基于来自第1互补码生成单元22r1及第2互补码生成单元22r2的各输出所生成的各雷达发送信号上重叠的DC偏移成分作为不同的值被检测的情况下，雷达装置1r也可以高精度地分离除去DC偏移成分。
(第3实施方式的变形例1)
在第3实施方式的变形例1中，与第2实施方式的变形例1同样地，配置第3实施方式的接收相移单元62r，以便对来自相关值运算单元63r的滑动相关值AC(ks，2m)及AC(ks，2m+1)赋予接收相移(参照图30)。
图30是详细地表示第3实施方式的变形例1的雷达装置1r-1的内部结构的方框图。对雷达装置1r-1和第3实施方式的雷达装置1r的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1r-1的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1r相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图30所示的雷达接收单元Rxr-1包括射频接收单元4、VGA单元5及信号处理单元6r-1。信号处理单元6r-1包括A/D变换单元61、相关值运算单元63r-1、接收相移单元62r-1、相干积分单元64r及距离估计单元65。
相关值运算单元63r-1从A/D变换单元61输入接收信号X(Nv(m-1)+ks)。
相关值运算单元63r-1基于将参考信号倍增到规定倍的接收基准时钟信号，根据离散时刻ks，以2个发送周期(2Tr)为单位，生成与发送信号生成单元2r同样的发送码(脉冲压缩码)。
相关值运算单元63r-1运算输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)和脉冲压缩码An、Bn、Cn、Dn中的其中一个之间的滑动相关值AC(ks，m)。
例如，在互补码生成单元22r以2个发送周期(2Tr)为单位，基于在第 奇数的2个发送周期(2Tr)中的各发送周期的发送定时信号，将第1互补码生成单元22r1的输出(互补码序列An、Bn)输出到调制单元23r的情况下，相关值运算单元63r-1根据式(43)及式(44)运算在第奇数的2个发送周期(2Tr)的各发送周期的离散时刻ks中的滑动相关值AC(ks，2m+1)。相关值运算单元63r将根据式(43)及式(44)运算出的滑动相关值AC(ks，2m+1)输出到接收相移单元62r-1。在式(43)及式(44)中，星号(*)是复数共轭运算符。
AC ( k s , 2 m + 1 ) = Σ n = 1 L X ( 2 N v m + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) A n * . . . ( 43 )
AC ( k s , 2 m + 1 ) = Σ n = 1 L X ( 2 N v m + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) B n * . . . ( 44 )
此外，例如，在互补码生成单元22r以2个发送周期(2Tr)为单位，基于第偶数的2个发送周期(2Tr)中的各发送周期的发送定时信号，将第2互补码生成单元22r2的输出(互补码序列Cn、Dn)输出到调制单元23r的情况下，相关值运算单元63r-1根据式(45)及式(46)运算在第偶数的2个发送周期(2Tr)的各发送周期的离散时刻ks中的滑动相关值AC(ks，2m)。相关值运算单元63r-1将根据式(45)及式(46)运算出的滑动相关值AC(ks，2m)输出到接收相移单元62r-1。在式(45)及式(46)中，星号(*)是复数共轭运算符。
AC ( k s , 2 m ) = Σ n = 1 L X ( N v ( 2 m - 1 ) + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) C n * . . . ( 45 )
AC ( k s , 2 m ) = Σ n = 1 L X ( N v ( 2 m - 1 ) + N o ( n - 1 ) N TR + k s ) D n * . . . ( 46 )
接收相移单元62r-1从相关值运算单元63r-1输入滑动相关值AC(ks，2m+1)及滑动相关值AC(ks，2m)。接收相移单元62r-1对输入的滑动相关值AC(ks，2m+1)及滑动相关值AC(ks，2m)，基于来自脉冲发送控制单元21r的对每个发送周期Tr输出的发送定时信号，对应来自第1互补码生成单元22r1或第2互补码生成单元22r2的输出的切换而赋予在发送相移单元 25r中赋予的相移分量的反方向(抵消方向)相移。
例如，在输入了基于由第1互补码生成单元22r1生成的发送码而生成的相对雷达发送信号的接收信号的情况下，接收相移单元62r-1以2个发送周期(2Tr)为单位，赋予相移-floor[(m-1)/2]φ[rad]。
即，接收相移单元62r-1基于第m的发送周期Tr中的发送定时信号，对应来自第1互补码生成单元22r1的输出而对输入的滑动相关值AC(ks，2m+1)赋予与发送周期2Tr的序数对应的接收相移exp(-floor[(m-1)/2]φ)(参照式(47))。Floor[x]是将实数x的小数点以下截去后的整数值输出的运算符。
ACP ( k s , 2 m + 1 ) = exp ( - j floor [ m - 1 2 ] φ ) AC ( k s , 2 m + 1 ) . . . ( 47 )
此外，在输入了相对基于由第2互补码生成单元22r2生成的发送码而生成的雷达发送信号的接收信号的情况下，接收相移单元62r-1以2个发送周期(2Tr)为单位，赋予相移-(floor[(m-1)/2]φ+π/2)[rad]。即，接收相移单元62r-1基于第m的发送周期Tr中的发送定时信号，对应来自第2互补码生成单元22r2的输出，对输入的滑动相关值AC(ks，2m)，赋予与发送周期2Tr的序数对应的接收相移exp(-(floor[(m-1)/2]φ+π/2))(参照式(48))。Floor[x]是将实数x的小数点以下截去后的整数值输出的运算符。
ACP ( k s , 2 m ) = exp ( - j floor [ m - 1 2 ] φ + π 2 ) AC ( k s , 2 m ) . . . ( 48 )
接收相移单元62r-1将赋予了接收相移的滑动相关值ACP(ks，2m+1)、ACP(ks，2m)输出到相干积分单元64r。
相干积分单元64r从接收相移单元62r-1输入滑动相关值ACP(ks，2m+1)及ACP(ks，2m)。相干积分单元64r基于在第奇数的2个发送周期(2Tr)及第偶数的2个发送周期(2Tr)中的对每个离散时刻ks运算出的各滑动相关值ACP(ks，2m+1)及ACP(ks，2m)，对每个离散时刻ks相加在规定次数(2NP次)的发送周期Tr的整个期间(2NP×Tr)中的滑动相关值ACP(ks，2m+1)及ACP(ks，2m)。
相干积分单元64r通过对每个离散时刻ks相加在规定次数(2NP次)的发送周期Tr的整个期间(2NP×Tr)中的滑动相关值ACP(ks，2m+1)及ACP (ks，2m)，对每个离散时刻ks根据式(49)运算第v的相干积分值ACC(ks，v)。参数2NP表示相干积分单元64r中的相干积分次数。相干积分单元64r将运算出的相干积分值ACC(ks，v)输出到距离估计单元65。
ACC ( k s , v ) = Σ m = 1 2 NP ACP ( k s , NP ( v - 1 ) + m ) . . . ( 49 )
通过在式(49)中将规定次数NP设定为2π/φ的整数倍单位，即使在反射波信号中包含有DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，相干积分单元64r也可以降低电路误差的影响。
即，通过将规定次数NP设定为2π/φ的整数倍单位，即使在反射波信号中包含有DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，雷达装置1r-1也可以防止目标测距性能的劣化。而且，通过利用NP次的相干积分来抑制反射波信号中包含的噪声成分，雷达装置1r-1能够改善反射波信号的接收质量(SNR)。
由此，根据第3实施方式的变形例1的雷达装置1r-1，在将互补码用作发送码的情况下，也可以获得与第1实施方式的雷达装置1同样的效果。
(第3实施方式的变形例2)
在第3实施方式的变形例2中，是在第3实施方式的变形例1的雷达装置1r-1的结构中，还追加了DC偏移估计单元66r及DC偏移校正单元71r的结构(参照图31)。
图31是详细地表示第3实施方式的变形例2的雷达装置1r-2的内部结构的方框图。对雷达装置1r-2和第3实施方式的变形例1的雷达装置1r-1的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1r-2的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1r-1相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图31所示的雷达接收单元Rxr-2包括射频接收单元4、VGA单元5、信号处理单元6r-2及DC偏移校正单元71。信号处理单元6r-2包括A/D变换单元61、相关值运算单元63r-1、接收相移单元62r-2、DC偏移估计单元66、相干积分单元64r及距离估计单元65。
DC偏移估计单元66r从相关值运算单元63r-1输入滑动相关值ACP(ks，2m+1)、滑动相关值ACP(ks，2m)。DC偏移估计单元66r基于在第m的 发送周期Tr中的对每个离散时刻ks运算出的滑动相关值ACP(ks，2m+1)、滑动相关值ACP(ks，2m)，对每个离散时刻ks相加在规定次数(NF次)的发送周期Tr的整个期间(NF×Tr)中的滑动相关值ACP(ks，2m+1)、滑动相关值ACP(ks，2m)。
DC偏移估计单元66r通过运算在规定次数(NF次)的发送周期Tr的整个期间(NF×Tr)中的滑动相关值ACP(ks，2m+1)、滑动相关值ACP(ks，2m)的每个离散时刻ks的相加值的平均值，运算DC偏移成分(DC偏移量)的估计值DCO(z)(参照式(21))。DC偏移估计单元66r将根据式(21)运算出的DC偏移成分的估计值DCO(z)输出到DC偏移校正单元71r。参数z是自然数，表示发送周期2Tr的序数。
从相关值运算单元63r-1输出的滑动相关值ACP(ks，2m+1)、滑动相关值ACP(ks，2m)是在接收相移单元62r-1中没有被赋予接收相移的相关值。因此，作为由目标TAR反射的反射波信号中的DC成分而包含DC偏移成分(参照图2(b))。反射波信号包含(|φ/2πTr|-Fdmax)以上的多普勒频率。
因此，通过设定满足式(22)的关系的规定次数NF，滑动相关值ACP(ks，2m+1)、滑动相关值ACP(ks，2m)中包含的、来自目标的反射波的成分被除去(抑制)。由此，DC偏移估计单元66可进行DC偏移成分的估计。
DC偏移校正单元71r从DC偏移估计单元66r输入DC偏移成分的估计值DCO(z)。DC偏移校正单元71r通过基于输入的DC偏移成分的估计值DCO(z)调整VGA单元5的DC偏移量，降低对A/D变换单元61添加的DC偏移量。
通过以上，根据第3实施方式的变形例2的雷达装置1r-2，通过DC偏移估计单元66r中的DC偏移成分的估计运算，可以有效地抑制由目标TAR反射的反射波信号的滑动相关值的成分，可以估计DC偏移成分。由此，即使DC偏移估计单元66中的滑动相关值ACP(ks，2m+1)、滑动相关值ACP(ks，2m)的加法运算时间(NF×Tr)少，雷达装置1k也可以提高DC偏移成分的估计精度。
此外，雷达装置1r-2通过使用估计出的DC偏移成分调整VGA单元5的DC偏移量，降低对A/D变换单元61添加的DC偏移量。由此，可以有效地使用A/D变换单元61的输入范围。即，雷达装置1k可以防止输入到A/D 变换单元61的接收信号的正的信号或负的信号的其中一方超过A/D变换单元61的输入范围而饱和的现象。
(第3实施方式的变形例3)
在第3实施方式的变形例3中，是在第3实施方式的雷达装置1r的结构中，还追加了DC偏移估计单元66r-3及DC偏移校正单元71r-3的结构(参照图32)。
图32是详细地表示第3实施方式的变形例3的雷达装置1r-3的内部结构的方框图。对雷达装置1r-3和第3实施方式的雷达装置1r的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1r的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1r相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图32所示的雷达接收单元Rxr-3包括射频接收单元4、VGA单元5、信号处理单元6r-3及DC偏移校正单元71r-3。信号处理单元6r-3包括A/D变换单元61、接收相移单元62r、相关值运算单元63r、DC偏移估计单元66r-3、相干积分单元64及距离估计单元65。
DC偏移估计单元66r-3从相关值运算单元63r输入滑动相关值AC(ks，2m+1)及滑动相关值AC(ks，2m)。DC偏移估计单元66r-3对第奇数及第偶数的2个发送周期(2Tr)中的每个离散时刻ks运算出的滑动相关值AC(ks，2m+1)及滑动相关值AC(ks，2m)，赋予与在发送相移单元25r中赋予的发送周期Tr对应的发送相移。而且，DC偏移估计单元66r-3对每个离散时刻ks相加在规定次数(NF次)的发送周期Tr的整个期间(NF×Tr)中的、赋予了发送相移的滑动相关值AC(ks，2m+1)及滑动相关值AC(ks，2m)。
DC偏移估计单元66r-3通过运算在规定次数(NF次)的发送周期Tr的整个期间(NF×Tr)中滑动相关值AC(ks，2m+1)及滑动相关值AC(ks，2m)的每个离散时刻ks的相加值的平均值，运算DC偏移成分(DC偏移量)的估计值DCO(z)(参照式(33))。DC偏移估计单元66r-3将根据式(33)运算出的DC偏移成分的估计值DCO(z)输出到DC偏移校正单元71r-3。参数z是自然数，表示发送周期2Tr的序数。
从相关值运算单元63r输出的滑动相关值AC(ks，2m+1)及滑动相关值AC(ks，2m)是在接收相移单元62r中被赋予了接收相移的相关值。因此，DC偏移成分位移相当于在由目标TAR反射的反射波信号中包含的多普勒频率分量(|φ/2πTr|)(参照图2(c))。通过再次赋予在发送相移单元25r 中赋予的与发送周期Tr对应的发送相移，DC偏移估计单元66r-3可以估计DC偏移成分。反射波信号包含(|φ/2πTr|-Fdmax)以上的多普勒频率。
因此，通过设定满足式(22)的关系的规定次数NF，滑动相关值AC(ks，2m+1)及滑动相关值AC(ks，2m)中包含的来自目标的反射波的成分被除去(抑制)。由此，DC偏移估计单元66r-3可进行DC偏移成分的估计。
DC偏移校正单元71r-3从DC偏移估计单元66r-3输入DC偏移成分的估计值DCO(z)。DC偏移校正单元71r-3通过基于输入的DC偏移成分的估计值DCO(z)调整VGA单元5的DC偏移量，降低对A/D变换单元61添加的DC偏移量。即，VGA单元5根据调整后的DC偏移量，调整输入的接收信号的输出电平，将输入的接收信号的输出电平收于在A/D变换单元61的输入范围内。
由此，根据第3实施方式的变形例3的雷达装置1r-3，通过DC偏移估计单元66r-3中的DC偏移成分的估计运算，能够有效地抑制由目标TAR反射的反射波信号的滑动相关值的成分，能够估计DC偏移成分。由此，即使DC偏移估计单元66r-3中的滑动相关值AC(ks，2m+1)及滑动相关值AC(ks，2m)的加法运算时间(NF×Tr)少，雷达装置1r-3也能够提高DC偏移成分的估计精度。
此外，雷达装置1r-3通过使用估计出的DC偏移成分调整VGA单元5的DC偏移量，降低对A/D变换单元61添加的DC偏移量，所以能够有效地使用A/D变换单元61的输入范围。即，雷达装置1r-3能够防止输入到A/D变换单元61的接收信号的正的信号或负的信号的其中一方超过A/D变换单元61的输入范围而饱和的现象。
(第3实施方式的变形例4)
在第3实施方式的变形例4中，是在第2实施方式的变形例1的雷达装置1r的结构中，还追加了接收电平检测单元67r-4及VGA控制单元72r-4的结构(参照图33)。
图33是详细地表示第3实施方式的变形例4的雷达装置1r-4的内部结构的方框图。对雷达装置1r-4和第3实施方式的变形例1的雷达装置1r的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1n的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1h相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图33所示的雷达接收单元Rxr-4包括射频接收单元4、VGA单元5、信号处理单元6r-4及VGA控制单元72。信号处理单元6r-4包括A/D变换单元61、接收电平检测单元67、相关值运算单元63r-1、接收相移单元62r-1、相干积分单元64r及距离估计单元65。
接收电平检测单元67r-4从A/D变换单元61输入接收信号X(Nv(m-1)+ks)。接收电平检测单元67r-4基于输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)，检测接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平。输出电平例如是平均振幅值、超过规定振幅值的振幅值、或最大振幅值。接收电平检测单元67r-4将检测出的接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平输出到VGA控制单元72r-4。
VGA控制单元72r-4从接收电平检测单元67r-4输入接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平。VGA控制单元72r-4基于输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平，在接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平低于规定电平的情况下，将提高VGA单元5的增益的意旨的控制信号输出到VGA单元5。
另一方面，VGA控制单元72r-4基于输入的接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平，在接收信号X(Nv(m-1)+ks)的输出电平超过了规定电平的情况下，将降低VGA单元5的增益意旨的控制信号输出到VGA单元5。
VGA控制单元72r-4基于来自脉冲发送控制单元21r的对每个发送周期2Tr输出的发送定时信号，以作为2×2π/φ的整数倍单位的发送周期2Tr间隔、即(4πTr/φ)的间隔，将用于使VGA单元5的增益可变的触发信号输出到VGA单元5。VGA单元5基于来自VGA控制单元72的控制信号及触发信号，提高或降低VGA单元5的增益。
(第3实施方式的变形例5)
在第3实施方式的变形例5中，是在第3实施方式的雷达装置1r的结构中，还追加了接收电平检测单元67r-5及VGA控制单元72r-5的结构(参照图34)。
图34是详细地表示第3实施方式的变形例5的雷达装置1r-5的内部结构的方框图。对雷达装置1r和第3实施方式的雷达装置1r-5的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1r-5的结构及动作 的说明中，省略与雷达装置1r相同的内容的说明，说明有关不同的内容。
图34所示的雷达接收单元Rxr-5包括射频接收单元4、VGA单元5、信号处理单元6r-5及VGA控制单元72。信号处理单元6r-5包括A/D变换单元61、接收电平检测单元67、接收相移单元62g、相关值运算单元63r-1、相干积分单元64r及距离估计单元65。
接收电平检测单元67r-5及VGA控制单元72r-5的动作在第2实施方式的变形例4中进行了说明，所以在本实施方式中，省略接收电平检测单元67r-5及VGA控制单元72r-5的动作的说明。
根据第3实施方式的变形例4及变形例5的雷达装置1r-4及雷达装置1r-5，在VGA控制单元72中，在发送相移在相位平面上旋转1圈(2π变化)的定时中，能够可变控制VGA单元5的增益。
由此，雷达装置1r及雷达装置1r-5可以除去DC偏移成分及IQ不平衡的电路误差，可以适当地调整输入到A/D变换单元61的接收信号的输出电平。
因此，雷达装置1r及雷达装置1r-5可以有效地抑制距离旁瓣的增加，防止目标测距性能的劣化。
(第3实施方式的变形例6)
在第3实施方式的变形例6中，在与各个接收天线对应设置的多个Na[个]的雷达接收单元中，估计距目标的距离及反射波信号的到来方向(参照图35)。以下，为了简化说明，将参数Na＝2作为例示进行说明。
图35是详细地表示第3实施方式的变形例6的雷达装置1r-6的内部结构的方框图。对雷达装置1r-6和第3实施方式的雷达装置1r的各单元的结构及动作相同的方框附加相同标号，以下，在雷达装置1r的结构及动作的说明中，省略与雷达装置1r-6相同内容的说明，说明有关不同的内容。
图35所示的雷达装置1r-6包括基准信号振荡器Lo、雷达发送单元Txr、2个雷达接收单元Rxr-61、Rxr-62及距离方位估计单元81(参数Na＝2)。2个雷达接收单元Rxr-61、Rxr-62分别连接着不同的接收天线Ant-Rx1、Ant-Rx2以外，由于是同样的结构及动作，所以以下将雷达接收单元Rxr-61作为例示进行说明。
雷达发送单元Txr及2个雷达接收单元Rxr-61，Rxr-62连接到基准信号振荡器Lo，从基准信号振荡器Lo被供给参考信号(基准信号)，雷达发送 单元Txr及2个雷达接收单元Rxr-61、Rxr-62的动作同步。
雷达接收单元Rxr-61具有射频接收单元4、VGA(Variable Gain Amplifier；可变增益放大器)单元5、以及信号处理单元6r-6。信号处理单元6r-6包括A/D变换单元61、接收相移单元62r、相关值运算单元63r及相干积分单元64r。
距离方位估计单元81从2个雷达接收单元Rxr-61、Rxr-62中的各相干积分单元输入各相干积分值。距离方位估计单元81基于输入的各相干积分值，估计距目标TAR的距离、以及由目标TAR反射的反射波信号的到来方向。距离方位估计单元81中的距目标TAR的距离估计，与第3实施方式的雷达装置1r中的距离估计单元65是同样的，所以省略说明。
距离方位估计单元81中的反射波信号的到来方向，基于2个雷达接收单元Rxr-61、Rxr-62的各接收天线Ant-Rx1、Ant-Rx2中的各反射波信号间的接收相位差来估计。即，距离方位估计单元81基于从2个雷达接收单元Rxr-61、Rxr-62的各相干积分单元输出的各相干积分值ACC1(ks，v)及ACC2(ks，v)的接收相位差，估计到来方向，将最大接收功率方向作为到来方向估计值输出。距离方位估计单元81中的到来方向的估计处理，例如可适用在上述参考非专利文献3中公开的估计方法。
通过以上，根据第3实施方式的变形例6的雷达装置1r-6，除了第3实施方式的雷达装置1r的效果，在与各个接收天线对应设置的多个Na[个]雷达接收单元中，可以估计距目标的距离及反射波信号的到来方向。
以上，参照附图说明了各种实施方式，但不言而喻，本发明不限于这样的例子。只要是本领域技术人员，就明白在权利要求书所记载的范畴内，可想到各种变更例或修正例，并知晓关于它们当然也属于本发明的技术的范围。
再有，图24是表示将互补码用作发送码对每4发送周期时分发送的情况下的雷达发送信号的发送区间及发送周期和发送相移分量之间的关系的说明图。在上述第2实施方式中，说明了将互补码作为发送码对每2发送周期时分发送的例子。
也可以将图24所示的互补码用作发送码，对每4发送周期时分发送。具体地说，在第m的发送周期中发送使用了互补码的码序列An的发送码，在第(m+1)的发送周期中发送使用了互补码的码序列Bn的发送码，在第(m+2)发送周期中发送使用了互补码的码序列-An的发送码，在第(m+3) 发送周期中发送使用了互补码的码序列Bn的发送码。
在每4发送周期(4Tr)的时分发送中，发送相移分量以4发送周期(4Tr)为单位可变，接收相移分量也同样地以4发送周期(4Tr)为单位可变。由此，可以获得与上述各实施方式的雷达装置同样的效果，特别在发送相移分量中的相位旋转量(φ)小的情况下，例如在60°以下中，无论目标TAR的移动如何，都可以有效地除去距离旁瓣和DC偏移，目标测距特性也提高。
再有，在第3实施方式中，使用二组互补码序列(An、Bn)、(Cn，Dn)进行了说明，但不限定于两组互补码序列(An、Bn)、(Cn，Dn)，例如也可以使用2的倍数的互补码序列。例如，在使用四组互补码序列(An、Bn)、(Cn，Dn)、(En，Fn)、(Gn，Hn)的情况下，以两组互补码序列为单位形成组，对各两组互补码序列，适用第3实施方式。例如，以(An、Bn)及(Cn，Dn)和(En，Fn)及(Gn，Hn)那样形成组，通过对属于各个组的两组互补码序列同样地适用第3实施方式，可得到同样的效果。
再有，本申请基于2011年8月12日申请的日本专利申请(特愿2011-176974)，其内容在这里作为参照引用。
工业实用性
本发明，在包含电路误差、例如DC偏移、IQ不平衡的情况下，也不必设置电路误差的校正电路而能够防止距离旁瓣的增加，作为有效地抑制目标测距性能的劣化的雷达装置是有用的。

Claims (10)

1.雷达装置，包括：
脉冲发送控制单元，对每个发送周期生成高频的雷达发送信号的发送定时信号；
至少一个以上的码生成单元，生成规定的码长的码序列；
调制单元，基于所述发送定时信号，调制至少一个以上的所述码序列，生成基带的发送信号；
发送相移单元，基于所述发送定时信号，对所述基带的发送信号，赋予与至少一个以上的所述发送周期对应的相移；以及
射频发送单元，将赋予了所述相移的所述发送信号变换为所述高频的雷达发送信号，从发送天线发送。
2.如权利要求1所述的雷达装置，
所述码生成单元还包括：
第1码生成单元，基于对每个第奇数或第偶数的所述发送周期生成的所述发送定时信号，生成规定的码长的互补码序列中一方的发送信号；以及
第2码生成单元，基于对每个第偶数或第奇数的所述发送周期生成的所述发送定时信号，生成所述规定的码长的互补码序列中另一方的发送信号，
所述调制单元调制由所述第1码生成单元生成的所述一方的发送信号，调制由所述第2码生成单元生成的所述另一方的发送信号，生成所述发送信号，
所述发送相移单元赋予与2个所述发送周期对应的相移。
3.如权利要求1或2所述的雷达装置，
所述发送相移单元赋予90度的所述相移。
4.如权利要求1或2所述的雷达装置，还包括：
雷达接收单元，基于所述高频的雷达发送信号的反射波信号，检测有无目标，
所述雷达接收单元包括：
射频接收单元，在接收天线中接收由所述目标反射的所述高频的雷达发送信号的反射波信号，将接收的所述反射波信号变换为基带的接收信号；
接收相移单元，基于所述发送定时信号，对来自所述射频接收单元的所述基带的接收信号，赋予与所述发送相移单元中的相移反相位的反相移；
相关值运算单元，对赋予了所述反相移的所述基带的接收信号和所述发送信号之间的相关值进行运算；以及
相干积分单元，对在规定次数的所述发送周期中由所述相关值运算单元运算的各个所述相关值进行加法运算。
5.如权利要求1或2所述的雷达装置，还包括：
雷达接收单元，基于所述高频的雷达发送信号的反射波信号，检测有无目标，
所述雷达接收单元包括：
射频接收单元，在接收天线中接收由目标反射的所述高频的雷达发送信号的反射波信号，将接收的所述反射波信号变换为基带的接收信号；
相关值运算单元，对来自所述射频接收单元的所述基带的接收信号和所述发送信号之间的相关值进行加法运算；
接收相移单元，基于对每个所述发送周期生成的所述发送定时信号，对所述相关值运算单元运算的所述相关值，赋予与所述发送相移单元中的相移反相位的反相移；以及
相干积分单元，对在规定次数的所述发送周期中由所述接收相移单元赋予了所述反相移的各个所述相关值进行加法运算。
6.如权利要求5所述的雷达装置，
所述雷达接收单元还具有：
VGA单元，调整来自所述射频接收单元的所述基带的接收信号的输出电平；
A/D变换单元，将由所述VGA单元调整了所述输出电平后的模拟的所述基带的接收信号变换为数字的所述基带的接收信号；
DC偏移估计单元，对在所述规定次数的所述发送周期中由所述相关值运算单元运算的各个所述相关值进行加法运算，基于各个所述相关值的相加结果，估计在所述基带的接收信号中包含的DC偏移成分；以及
DC偏移校正单元，基于由所述DC偏移估计单元估计出的所述DC偏移成分，校正所述VGA单元的DC偏移量，使所述VGA单元调整所述基带的接收信号的输出电平。
7.如权利要求4所述的雷达装置，
所述雷达接收单元还具有：
VGA单元，调整来自所述射频接收单元的所述基带的接收信号的输出电平；
A/D变换单元，将由所述VGA单元调整了所述输出电平后的模拟的所述基带的接收信号变换为数字的所述基带的接收信号；
DC偏移估计单元，对在所述规定次数的所述发送周期中来自所述相关值运算单元的赋予了所述反相移的各个所述相关值进行加法运算，基于各个所述相关值的相加结果，估计在所述基带的接收信号中包含的DC偏移；以及
DC偏移校正单元，基于由所述DC偏移估计单元估计出的所述DC偏移成分，校正所述VGA单元的DC偏移量，使所述VGA单元调整所述基带的接收信号的输出电平。
8.如权利要求4所述的雷达装置，
所述雷达接收单元还具有：
VGA单元，调整来自所述射频接收单元的所述基带的接收信号的输出电平；
A/D变换单元，将由所述VGA单元调整了所述输出电平后的模拟的所述基带的接收信号变换为数字的所述基带的接收信号；
接收电平检测单元，检测从所述A/D变换单元输出的所述基带的接收信号的输出电平；以及
VGA控制单元，在所述接收电平检测单元检测出的所述基带的接收信号的输出电平超过了规定电平的情况下，减少所述VGA单元中的所述基带的接收信号的输出电平的增益。
9.权利要求4所述的雷达装置，
所述雷达接收单元还具有：
距离估计单元，基于来自所述相干积分单元的各个所述相关值的相加结果，估计距所述目标的距离。
10.如权利要求4所述的雷达装置，
所述雷达装置还包括与一个所述接收天线对应设置的多个所述雷达接收单元，
所述雷达装置还包括：
距离方位估计单元，基于多个所述雷达接收单元的所述接收天线中各个所述反射波信号间的接收相位差，估计所述各个反射波信号的到来方向，基于来自各个所述雷达接收单元中的所述相干积分单元的各个所述相关值的相加结果，估计距所述目标的距离。
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Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9581681B2 (en) * 2012-06-07 2017-02-28 Hrl Laboratories, Llc Method and apparatus for processing coded aperture radar (CAR) signals
JP5986835B2 (ja) * 2012-07-19 2016-09-06 パナソニック株式会社 センシング方法及びセンシング装置
JP2014106058A (ja) * 2012-11-26 2014-06-09 Fujitsu Ltd 探知測距装置及び干渉信号特定方法
TWI481892B (zh) * 2012-12-13 2015-04-21 Ind Tech Res Inst 脈波雷達測距裝置及其測距演算法
JP6335871B2 (ja) * 2013-02-21 2018-05-30 パナソニック株式会社 レーダーシステム
WO2014132581A1 (ja) * 2013-02-26 2014-09-04 パナソニック株式会社 レーダ装置
US9864044B2 (en) * 2014-06-25 2018-01-09 Raytheon Company Methods and systems for improving signal to phase noise in radars
US10036800B2 (en) * 2014-08-08 2018-07-31 The United States Of America, As Represented By The Secretary Of The Navy Systems and methods for using coherent noise filtering
DE102014014307A1 (de) * 2014-09-25 2016-03-31 Audi Ag Verfahren zum Betrieb einer Mehrzahl von Radarsensoren in einem Kraftfahrzeug und Kraftfahrzeug
KR101674747B1 (ko) * 2014-11-18 2016-11-09 재단법인대구경북과학기술원 Ｉ／ｑ 불균형을 보상하기 위한 레이더 신호 처리 장치 및 방법
JP6457299B2 (ja) * 2015-03-03 2019-01-23 パナソニック株式会社 レーダ装置
JP6566396B2 (ja) * 2015-08-06 2019-08-28 パナソニック株式会社 レーダ装置
JP6678485B2 (ja) * 2016-03-16 2020-04-08 パナソニック株式会社 レーダ装置及びレーダ方法
JP6351910B2 (ja) * 2016-04-05 2018-07-04 三菱電機株式会社 周波数変調回路、ｆｍ−ｃｗレーダおよび高速変調レーダ
US9846228B2 (en) 2016-04-07 2017-12-19 Uhnder, Inc. Software defined automotive radar systems
US10261179B2 (en) * 2016-04-07 2019-04-16 Uhnder, Inc. Software defined automotive radar
WO2017175190A1 (en) 2016-04-07 2017-10-12 Uhnder, Inc. Adaptive transmission and interference cancellation for mimo radar
WO2017187331A1 (en) 2016-04-25 2017-11-02 Uhnder, Inc. Vehicle radar system with a shared radar and communication system
WO2017187278A1 (en) 2016-04-25 2017-11-02 Uhnder, Inc. Pmcw – pmcw interference mitigation
WO2017187304A2 (en) 2016-04-25 2017-11-02 Uhnder, Inc. Digital frequency modulated continuous wave radar using handcrafted constant envelope modulation
US9753121B1 (en) 2016-06-20 2017-09-05 Uhnder, Inc. Power control for improved near-far performance of radar systems
US11460572B2 (en) 2016-08-12 2022-10-04 University Of Washington Millimeter wave imaging systems and methods using direct conversion receivers and/or modulation techniques
US11555916B2 (en) 2016-12-08 2023-01-17 University Of Washington Millimeter wave and/or microwave imaging systems and methods including examples of partitioned inverse and enhanced resolution modes and imaging devices
US11454697B2 (en) 2017-02-10 2022-09-27 Uhnder, Inc. Increasing performance of a receive pipeline of a radar with memory optimization
US10908272B2 (en) 2017-02-10 2021-02-02 Uhnder, Inc. Reduced complexity FFT-based correlation for automotive radar
US9971020B1 (en) 2017-02-10 2018-05-15 Uhnder, Inc. Radar data buffering
JP6917735B2 (ja) * 2017-03-07 2021-08-11 パナソニック株式会社 レーダ装置及びレーダ方法
DE112017007143B4 (de) * 2017-03-31 2021-05-06 Mitsubishi Electric Corporation Radarvorrichtung
CN107576315B (zh) * 2017-08-31 2020-03-31 华北理工大学 一种大地测量系统及其操作方法
US11105890B2 (en) 2017-12-14 2021-08-31 Uhnder, Inc. Frequency modulated signal cancellation in variable power mode for radar applications
JP6928843B2 (ja) * 2018-03-19 2021-09-01 古河電気工業株式会社 レーダ装置およびレーダ装置の対象物検出方法
US11567168B2 (en) * 2018-04-02 2023-01-31 Maxlinear, Inc. Gain control in an orthogonal frequency division multiplexed radar system
KR102093363B1 (ko) * 2018-04-12 2020-03-25 주식회사 만도 레이더 시스템 및 이를 위한 송신 장치
JP2020012683A (ja) * 2018-07-13 2020-01-23 Ｎｅｃネッツエスアイ株式会社 対象物動静検知システム、対象物動静検知方法、及び対象物動静検知プログラム
TWI676043B (zh) * 2018-11-08 2019-11-01 立積電子股份有限公司 超寬頻雷達收發器及其運作方法
US11474225B2 (en) 2018-11-09 2022-10-18 Uhnder, Inc. Pulse digital mimo radar system
US11681017B2 (en) 2019-03-12 2023-06-20 Uhnder, Inc. Method and apparatus for mitigation of low frequency noise in radar systems
US11428776B2 (en) * 2019-03-18 2022-08-30 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg System for measuring phase coherence as well as method of measuring phase coherence
JP2020165725A (ja) * 2019-03-28 2020-10-08 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 レーダ装置およびレーダ信号の信号処理方法
WO2021144711A2 (en) 2020-01-13 2021-07-22 Uhnder, Inc. Method and system for intefrence management for digital radars
JP7302510B2 (ja) * 2020-03-05 2023-07-04 株式会社デンソー レーダ装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1152357A (zh) * 1994-07-13 1997-06-18 荷兰塞纳拉帕拉塔公司 雷达设备
CN1673770A (zh) * 2004-03-22 2005-09-28 富士通天株式会社 雷达装置
CN101059563A (zh) * 2006-04-20 2007-10-24 中国科学院电子学研究所 合成孔径雷达脉间移相方法

Family Cites Families (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5289188A (en) * 1963-07-10 1994-02-22 Ceridian Corporation High resolution radar system for high speed and satellite vehicles
US3663935A (en) * 1967-06-05 1972-05-16 Hughes Aircraft Co Pulse compression code sequencing system
US4153900A (en) * 1967-12-20 1979-05-08 Rockwell International Corporation Phase-coded pulse compression type pulsed energy system
US3681579A (en) * 1970-10-20 1972-08-01 Hughes Aircraft Co Non-interacting complementary coding system
FR2374651A1 (fr) * 1976-12-16 1978-07-13 Labo Cent Telecommunicat Dispositif d'elimination des lobes secondaires d'auto-correlation d'un signal continu periodique code en phase
US4513288A (en) * 1982-03-29 1985-04-23 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Group-complementary code sets for implementing pulse-compression processing with optimum aperiodic autocorrelation and optimum cross-correlation properties
US5075863A (en) * 1988-02-09 1991-12-24 Nkk Corporation Distance measuring method and apparatus therefor
JPH02243022A (ja) 1989-03-16 1990-09-27 Sony Corp Ａ／ｄ変換回路
US4983979A (en) * 1989-03-28 1991-01-08 Canadian Marconi Company Radar detection of targets at short and long range
US5786788A (en) * 1996-10-08 1998-07-28 Raytheon Company Radar system and method for reducing range sidelobes
US5191347A (en) * 1990-08-30 1993-03-02 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Pulsed Doppler radar system
JP2642803B2 (ja) 1990-08-30 1997-08-20 三菱電機株式会社 パルス・ドップラーレーダ装置
US5151702A (en) * 1991-07-22 1992-09-29 General Electric Company Complementary-sequence pulse radar with matched filtering following doppler filtering
US5376939A (en) * 1993-06-21 1994-12-27 Martin Marietta Corporation Dual-frequency, complementary-sequence pulse radar
US5440311A (en) * 1993-08-06 1995-08-08 Martin Marietta Corporation Complementary-sequence pulse radar with matched filtering and Doppler tolerant sidelobe suppression preceding Doppler filtering
US5719579A (en) * 1996-05-30 1998-02-17 Esco Electronics Corporation Virtual noise radar waveform for reduced radar detectability
JP3717269B2 (ja) * 1997-03-26 2005-11-16 三菱電機株式会社 パルス圧縮送受信装置及びパルス圧縮送受信方法
US5986602A (en) * 1998-03-02 1999-11-16 Remote Data Systems, Inc. Pulse radar device and method
JP3639146B2 (ja) 1999-05-26 2005-04-20 株式会社東芝 レーダ装置
US6359525B1 (en) * 2000-07-25 2002-03-19 Thomson Licensing S.A. Modulation technique for transmitting multiple high data rate signals through a band limited channel
US6552677B2 (en) * 2001-02-26 2003-04-22 Time Domain Corporation Method of envelope detection and image generation
JP4457525B2 (ja) * 2001-06-11 2010-04-28 株式会社デンソー 距離測定装置
US7072427B2 (en) * 2001-11-09 2006-07-04 Parkervision, Inc. Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system
US7151483B2 (en) * 2004-05-03 2006-12-19 Raytheon Company System and method for concurrent operation of multiple radar or active sonar systems on a common frequency
JP4549730B2 (ja) 2004-05-11 2010-09-22 三菱電機株式会社 符号変調パルス圧縮方式及び符号変調パルス圧縮方法
JP4615904B2 (ja) * 2004-06-14 2011-01-19 富士通株式会社 レーダ装置
US7333055B2 (en) * 2005-03-24 2008-02-19 Agilent Technologies, Inc. System and method for microwave imaging using an interleaved pattern in a programmable reflector array
WO2006106774A1 (ja) * 2005-03-31 2006-10-12 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. スペクトル拡散型レーダ装置
JP2007033287A (ja) * 2005-07-28 2007-02-08 Tdk Corp パルス波レーダー装置
CN1968029A (zh) * 2005-11-16 2007-05-23 弥亚微电子（上海）有限公司 一种采用特殊扩频序列的扩频调制解调方法及装置
EP1989570B1 (en) * 2006-01-17 2016-07-27 Teledyne Australia Pty Ltd. Surveillance apparatus and method
US8059700B2 (en) * 2006-03-03 2011-11-15 Agence Spatiale Europeenne Method of processing positioning signals, in particular for indoor applications
JP2008249693A (ja) * 2007-03-02 2008-10-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd スペクトル拡散型レーダ装置
JP2008256568A (ja) * 2007-04-05 2008-10-23 Nec Corp パルス圧縮レーダ装置及びパルス圧縮レーダ装置の位相変調方法
CN101394643B (zh) * 2007-09-21 2012-07-11 刘伯安 发射和接收超宽带脉冲或脉冲序列的系统和方法
JP2009080024A (ja) * 2007-09-26 2009-04-16 Fujitsu Ltd 探知測距装置および探知測距方法
WO2009092393A1 (en) * 2008-01-23 2009-07-30 Achille Emanuele Zirizzotti Single shot complementary code radar ( sscc radar) with qpsk modulation
JP5704552B2 (ja) * 2009-03-03 2015-04-22 国立大学法人電気通信大学 レーダ装置
US8811467B2 (en) * 2010-06-28 2014-08-19 Fracticode Ltd. Methods and arrangements for employing coded transmissions
FR2962812B1 (fr) * 2010-07-19 2012-10-12 Thales Sa Dispositif d'antenne a ouverture synthetique de reception de signaux d'un systeme comprenant une porteuse et des moyens de determination de sa trajectoire
JP5861059B2 (ja) * 2010-09-01 2016-02-16 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 レーダ装置
JP5535024B2 (ja) * 2010-10-07 2014-07-02 パナソニック株式会社 レーダ装置
US8629799B2 (en) * 2011-03-30 2014-01-14 Sandia Research Corporation Surface penetrating radar system and target zone investigation methodology
JP6123974B2 (ja) * 2011-04-15 2017-05-10 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 レーダ装置
US8698670B2 (en) * 2011-06-01 2014-04-15 Panasonic Corporation High speed high resolution wide range low power analog correlator and radar sensor
US8576116B2 (en) * 2011-10-20 2013-11-05 Panasonic Corporation High speed high resolution wide range low power analog correlator and radar sensor

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1152357A (zh) * 1994-07-13 1997-06-18 荷兰塞纳拉帕拉塔公司 雷达设备
CN1673770A (zh) * 2004-03-22 2005-09-28 富士通天株式会社 雷达装置
CN101059563A (zh) * 2006-04-20 2007-10-24 中国科学院电子学研究所 合成孔径雷达脉间移相方法

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