JP3717269B2 - パルス圧縮送受信装置及びパルス圧縮送受信方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス圧縮送受信装置及びパルス圧縮送受信方法に関し、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化が少なく、しかも構造が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くするものである。
【０００２】
【従来の技術】
パルス内位相変調方式のパルス圧縮送受信装置では、送信時に、図１５に示すように、パルス幅Ｔの１つのパルスをＭ個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、サブパルス毎に符号長Ｍのある特殊な符号系列（ｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４，……，ｓＭ）を用いて位相変調を行ってパルスを送信し、受信時に、受信信号と、送信パルスの位相変調に用いられたものと同じ符号系列を用いてパルス内位相変調した参照信号との相関処理を行うことによって、信号の復調を行うものである。
【０００３】
ここで、受信パルス信号に、ドップラ周波数による位相変調がない場合は、パルス内位相変調方式のパルス圧縮を行った時の復調後の信号の振幅特性は、変調に用いる符号系列の自己相関関数で表される。そのため、パルス内位相変調に用いる変調符号系列として、その自己相関関数の値が完全に相関がとれたタイムラグｔｚ＝０（以後、タイムラグｔｚ＝０の時の相関値をメインローブと呼ぶ）以外で全てゼロとなるものを用いることによって、距離分解能をＴｓ、即ち、パルス幅Ｔの１／Ｍにすることができる。
【０００４】
しかしながら、パルス内位相変調に用いる変調符号系列として、０，１（位相変調に用いる場合は、０がｅｘｐ（ｊ０），１がｅｘｐ（ｊｐ)に相当する）の２値の符号系列を単独で用いる場合には、タイムラグｔｚ＝０以外の相関値が全て０となる系列は存在せず、図１６に示すように、レンジサイドローブと呼ばれるタイムラグｔｚ＝０以外での相関値が生じる。そして、このレンジサイドローブが大きいと、例えば、大きな受信強度の目標のレンジサイドローブに、近接する小さな受信強度の目標のメインローブが埋もれてしまうなどの問題が生じる。
【０００５】
２値符号系列を用いたパルス圧縮送受信装置において、レンジサイドローブを０にする方法の一つに、図１７に示すように、タイムラグｔｚ＝０以外の相関値即ちレンジサイドローブの絶対値が同じで、符号が逆となる２種類の同じ符号長の２値符号系列を用いてそれぞれパルス圧縮を行い、得られた２つの結果を同じタイムラグどうしで加算する方法がある。このような、レンジサイドローブの絶対値が同じで、符号が逆の１対の２値符号系列を相補系列（以下、一対の相補系列の一方の系列をＣｏｄｅＡ、他方の系列をＣｏｄｅＢと呼ぶ）と呼び、現在、２×２n，１０×２n，２６×２n（ｎ＝０，１，２，…）の符号長Ｍのものが存在することが知られている。代表的な相補系列を図１８に示す。
【０００６】
このように相補系列を用いることによって、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロ、即ち、ピークレンジサイドローブレベル（メインローブに対する最も大きいレンジサイドローブの大きさ）を−∞とすることができ、距離分解能が、Ｔｓ（送信パルス幅Ｔの１／Ｍ）のパルス圧縮を実現することができる。
【０００７】
ところが、パルス圧縮送受信装置と目標との間に相対速度がある場合、受信信号には相対速度に応じたドップラ周波数による位相変調がかかる。受信信号にドップラ周波数による位相変調がかかると、パルス内位相変調方式のパルス圧縮を行った時の復調後の信号の振幅特性は、変調に用いた符号系列の自己相関関数ではなく、変調に用いた符号系列にドップラ周波数による位相変調がかかったものと、変調に用いた符号系列との相互相関関数で表されることとなり、メインローブレベルの低下及びレンジサイドローブレベルの増加、即ち、ピークレンジサイドローブレベルの劣化が生じる。
【０００８】
特に、相補系列を用いたパルス圧縮では、ＣｏｄｅＡとＣｏｄｅＢでパルス内位相変調したパルスを交互に送信し、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号と、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調した参照信号との相関値と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調した参照信号との相関値の和を求めるために、受信信号にドップラ周波数による位相変調がかかった場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化が著しい。
【０００９】
なぜなら、相補系列を用いたパルス圧縮において、ドップラ周波数による位相変調がない場合のタイムラグｔｚ＝０の時の相関値、即ちメインローブは、図１９に示すように、受信パルス信号の振幅の２Ｍ倍（Ｍは、変調符号系列の符号長）となるが、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合は、ドップラ周波数によって、２ＰＲＩの時間に位相が２πの奇数倍変化するような場合、即ち、ドップラ周波数が１／（２ＰＲＩ）の奇数倍の時に図２０（図２０では、２ＰＲＩの時間で位相が２π変化する場合を示している。）に示すように、タイムラグｔｚ＝０の時のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号と、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調した参照信号との相関値と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調した参照信号との相関値が、大きさが同じで、符号が正負逆の値となり、それらの和であるメインローブがゼロ、即ち、ピークレンジサイドローブレベルが∞となるからである。
【００１０】
従来の相補系列を用いるパルス内位相変調方式のパルス圧縮送受信装置として、例えば、特開平１−３０３１３５号公報に記載されているものがある。
この装置は、パルス内位相変調に用いる変調符号系列として、相補系列と、ドップラ周波数がない場合のピークレンジサイドローブレベルは相補系列よりも大きいがドップラ周波数によるピークレンジサイドローブレベルの劣化が小さいＢａｒｋｅｒ系列等の他の系列と、を用いるもので、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合は、相補系列を用いたパルス圧縮結果を用い、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合は、Ｂａｒｋｅｒ系列等の他の系列を用いたパルス圧縮結果を用いるものである。
【００１１】
図２１は、上記のパルス圧縮送受信装置を一般的なパルス圧縮レーダ装置に適用した構成図である。
図２１において、１は安定化局部発振器、２は基準中間周波数信号発生器、３ａ、３ｂは周波数混合器、４はパルス変調器Ａ、５は電力増幅器、６は送受切替器、７はアンテナ、８は中間周波数増幅器、９は９０度ハイブリッド回路、１０ａ、１０ｂは位相検波器、１１ａ，１１ｂはＡ／Ｄ変換器、１２ａ，１２ｂは相関器Ａ、３３は変調符号切替器Ｂ、１４は包絡線検波器、１５は切替スイッチ、１６はメモリ、１７はｏｎ−ｏｆｆスイッチ、１８は加算器、１９は後段信号処理回路である。
【００１２】
上記の従来のパルス圧縮送受信装置の動作について図２１を参照して説明する。
安定化局部発振器１で発生した信号と、基準中間周波数信号発生器２で発生した信号は、共に、周波数混合器３ａに入力される。周波数混合器３ａでは、安定化局部発振器１で発生した信号の周波数と、基準中間周波数との和の周波数の送信キャリア信号を生成し、パルス変調器Ａ４に出力する。
【００１３】
パルス変調器Ａ４では、周波数混合器３ａからの入力信号に対して、図２２に示すように、パルス変調を行い、３種類の変調符号系列を用いてパルス内位相変調を行う。即ち、１番目のパルスは、幅Ｔのパルス変調を行なった後に、Ｍ個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、変調符号切替器Ｂ３３からの情報により、相補系列のＣｏｄｅＡ（ｐ１，ｐ２，…，ｐＭ）を用いてパルス内位相変調を行う。２番目のパルスは、幅Ｔのパルス変調を行なった後に、Ｍ個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、変調符号切替器Ｂ３３からの情報により、相補系列のＣｏｄｅＢ（ｑ１，ｑ２，…，ｑＭ）を用いてパルス内位相変調を行う。
３番目のパルスは、幅Ｔ’のパルス変調を行なった後に、Ｍ’個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、変調符号切替器Ｂ３３からの情報により、Ｂａｒｋｅｒ系列（ｒ１，ｒ２，…，ｒＭ’）を用いてパルス内位相変調を行う。４番目のパルスは、再び、幅Ｔのパルス変調を行なった後に、Ｍ個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、変調符号切替器Ｂ３３からの情報により、相補系列のＣｏｄｅＡ（ｐ１，ｐ２，…，ｐＭ）を用いてパルス内位相変調を行い、以降は、上記の動作を繰り返す。但し、パルス繰り返し間隔（以下、ＰＲＩと呼ぶ）は、送信パルスに対する目標からの反射パルスが受信されるまで、次のパルスを送信しないように、十分長い時間をとっている。
【００１４】
パルス変調器Ａ４の出力信号は、電力増幅器５に入力され、電力の増幅が行われ、送受切替器６を経て、アンテナ７より空間へ放射される。目標からの反射信号は、アンテナ７で受信され、送受切替器６を経て、周波数混合器３ｂに入力される。
また、周波数混合器３ｂには、安定化局部発振器１で発生した信号も入力される。
周波数混合器３ｂでは、受信信号のキャリア信号の周波数と安定化局部発振器１で発生した信号の差の周波数の信号、即ち中間周波数の信号を生成する。周波数混合器３ｂの出力信号は、中間周波数増幅器８へ入力され、電力の増幅が行われ、その後２分されて、それぞれ、位相検波器１０ａ，１０ｂに入力される。
一方、基準中間周波数信号発生器２で発生した信号は、９０度ハイブリッド回路９で９０度の位相差をもった２つの信号に分離され、位相検波器１０ａ，１０ｂに入力される。
位相検波器１０ａ及び１０ｂでは、中間周波数増幅器８の出力信号と９０度ハイブリッド回路３の出力信号から、中間数周波数と基準中間周波数の差の周波数をもち、互いに９０度に位相差をもつＩ成分、Ｑ成分のビデオ信号を生成する。
生成されたＩ，Ｑビデオ信号は、サンプリング周波数が１／ＴｓのＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂに入力され、それぞれディジタルＩ，Ｑビデオ信号に変換され、相関器Ａ１２ａ，１２ｂに入力される。相関器Ａ１２ａと１２ｂの動作は、その入力信号がＩビデオ信号かＱビデオ信号の違いであるため、ここでは、相関器Ａ１２ａの動作を図２３を参照して詳しく説明する。
【００１５】
図２３において、相関器Ａ１２ａは、入力されたディジタルＩビデオ信号を１サンプルづつ順次記憶する可変段数シフトレジスタ２４、送信時のパルス内位相変調に用いられた相補系列のＣｏｄｅＡを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ａ、送信時のパルス内位相変調に用いられた相補系列のＣｏｄｅＢを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ｂ、送信時のパルス内位相変調に用いられたＢａｒｋｅｒ系列を用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ｃ、可変段数シフトレジスタ２４の段数と同じ数の乗算器２６と切替スイッチ２７、及び一つの加算器２８から構成される。
但し、可変シフトレジスタ２４の段数は、パルス内位相変調の用いられた変調符号系列が、相補系列の場合は、相補系列の符号長Ｍと同じになり、Ｂａｒｋｅｒ系列の場合は、Ｂａｒｋｅｒ系列の符号長Ｍ’と同じになる。
【００１６】
相関器Ａ１２ａに入力されたディジタルＩビデオ信号は、１サンプルづつ順次可変段数シフトレジスタ２４に入力される。
そして、ディジタルＩビデオ信号が１サンプル入力される毎に、各レジスタに記憶されている値と、各レジスタに対応する参照信号記憶メモリ２５ａ，２５ｂ，２５ｃに記憶されたディジタルの参照信号の各値との乗算を乗算器２６で行う。
その際、２５ａ，２５ｂ，２５ｃのどの参照信号記憶メモリを用いるかは、変調符号切替器Ｂ３３より、受信したパルスが相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調がされているか、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調がされているか、あるいはＢａｒｋｅｒ系列でパルス内位相変調がされているかの情報をもらい、切替スイッチ２７を用いて、受信したパルスが相補系列のＣｏｄｅＡなら参照信号記憶メモリ２５ａに、受信したパルスが相補系列のＣｏｄｅＢなら参照信号記憶メモリ２５ｂに、受信したパルスがＢａｒｋｅｒ系列なら参照信号記憶メモリ２５ｃに切替ることによって決定する。
乗算器２６の出力信号は、加算器２８に入力され、総和を求め、包絡線検波器１４に、その結果を出力する。
相関器Ａ１２ｂでは、先にも述べたように、ディジタルＩビデオ信号がディジタルＱビデオ信号に置き換わっただけで、相関器Ａ１２ａと同じ動作を行う。
【００１７】
包絡線検波器１４では、相関器Ａ１２ａの出力信号の２乗と相関器Ａ１２ｂの出力信号の２乗の和、あるいは和の平方根を求め、切替スイッチ１５に出力する。
切替スイッチ１５は、送信時にパルス内変調に用いられた変調符号が相補系列のＣｏｄｅＡかＣｏｄｅＢかＢａｒｋｅｒ系列かによって切替られる。
また、ｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７は、送信時にパルス内変調に用いられた変調符号が相補系列のＣｏｄｅＡかＣｏｄｅＢかによって切替られる。
例えば、送信時に、先に相補系列のＣｏｄｅＡを用いてパルス内位相変調したパルスを送信した場合、切替スイッチ１５及びｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７は、変調符号切替器Ｂ３３より、受信したパルスが相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調がされているという情報をもらい、切替スイッチ１５はＸに接続され、ｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７はｏｆｆ状態となる。
よって、包絡線検波器１４の出力信号はメモリ１６に出力され、メモリ１６には、包絡線検波器１４の出力信号が、１サンプルづつ入力された順に記憶されていく。
１ＰＲＩの時間が経過し、切替スイッチ１５及びｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７に、変調符号切替器Ｂ３３より、受信したパルスが相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調がされているという情報が入ると、切替スイッチ１５はＹに接続され、包絡線検波器１４の出力信号は、加算器１８に出力される。
また、ｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７がｏｎ状態となり、メモリ１６に記憶されていた信号が、入力してきた順に１サンプルづつ加算器１８に出力される。
加算器１８では、メモリ１６の出力信号と包絡線検波器１４の出力信号の加算を行い、その結果を後段信号処理回路１９に出力する。
さらに、１ＰＲＩの時間が経過し、切替スイッチ１５に受信したパルスがＢａｒｋｅｒ系列でパルス内位相変調がされているという情報が入ると、切替スイッチ１５はＺに接続され、包絡線検波器１４の出力信号は、そのまま、後段信号処理回路１９に出力される。
後段信号処理回路１９では、信号検出や距離測定等の信号処理を行う。
また、さらに、１ＰＲＩの時間が経過し、切替スイッチ１５及びｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７に、変調符号切替器Ｂ３３より、受信したパルスが相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調がされているという情報が入ると、再び、切替スイッチ１５はＸに接続され、ｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７はｏｆｆ状態となり、以降は、上記の動作を繰り返す。
【００１８】
受信信号にドップラ周波数による位相変調があるか、ないかは、一般に既知でないため、相補系列を用いたパルス圧縮結果と、Ｂａｒｋｅｒ系列を用いたパルス圧縮結果のうちどちらかレンジサイドローブの低い特性のよい方を用いる。
【００１９】
このような装置を用いることによって、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロ、即ち、ピークレンジサイドローブレベル（メインローブに対する最も大きいレンジサイドローブの大きさ）を−∞とすることができ、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合にでも、ピークレンジサイドローブレベルの劣化の少ないパルス圧縮を実現することができる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように従来のパルス圧縮送受信装置では、相補系列とＢａｒｋｅｒ系列等の系列とを切替えて用いパルス圧縮を行うために、切替スイッチ等の装置が必要となり、パルス圧縮送受信装置の構造が複雑という課題がある。また、三種類の変調符号系列（相補系列の二種類とＢａｒｋｅｒ系列等ドップラ周波数によるピークレンジサイドローブレベルの劣化の少ない系列）を用いるために、一回のパルス圧縮結果を得るために３ＰＲＩの時間を要するという課題がある。
【００２１】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくし、しかも構造が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間の短いパルス圧縮送受信装置及びパルス圧縮送受信方法を得ることを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、この請求項１に係わる発明のパルス圧縮送受信装置は、相補系列を用いるパルス圧縮送受信装置において、初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、上記２連の送信パルスが目標で反射された２連の反射パルスの受信後に、パルス繰り返し周期ごとに上記２連の送信パルスの送信を繰り返す送信装置と、
２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求める相関器と、上記相関器で求められた２つの相関結果を入力とし２つの相関結果が両方とも０以外の時は、入力の２つの相関結果の和を出力し、少なくとも片方が０の場合は０を出力する判断器とを有する受信装置と、を備えたことを特徴とする。
【００２３】
また、この請求項２に係わる発明のパルス圧縮送受信装置は、相補系列を用いるパルス圧縮送受信装置において、初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、上記２連の送信パルスが目標で反射された２連の反射パルスの受信後に、パルス繰り返し周期ごとに上記２連の送信パルスの送信を繰り返す送信装置と、
２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求める相関器と、上記相関器で求められた２つの相関結果を入力とし２つの相関結果の両方が、予め定めたしきい値よりも大きい時は、入力の２つの相関結果の和を出力し、少なくとも片方が予め定めたしきい値よりも小さい場合は０を出力する判断器とを有する受信装置と、を備えたことを特徴とする。
【００２４】
また、この請求項３に係わる発明のパルス圧縮送受信装置は、相補系列を用いるパルス圧縮送受信装置において、初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、上記２連の送信パルスが目標で反射された２連の反射パルスの受信後に、パルス繰返し周期ごとに上記２連の送信パルスの送信を繰り返す送信装置と、
２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関とを求めそれらの相関結果の和をとる相関器とを有する受信装置と、を備えたことを特徴とする。
【００２５】
また、この請求項４に係わる発明のパルス圧縮送受信方法は、以下のステップを有することを特徴とする。
（ａ）初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信する送信ステップ、
（ｂ）２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、求めた２つの相関結果が両方とも０以外の時は、２つの相関結果の和を最終的な相関結果とし、少なくとも片方が０の場合は、最終的な相関結果を０とする受信ステップ、
（ｃ）受信ステップが実行されると、ステップ（ａ）に進み繰り返す。
【００２６】
また、この請求項５に係わる発明のパルス圧縮送受信方法は、以下のステップを有することを特徴とする。
（ａ）初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信する送信ステップ、
（ｂ）２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、求めた２つの相関結果の両方が、予め定めたしきい値よりも大きい時は、入力の２つの相関結果の和を最終的な相関結果とし、少なくとも片方が予め定めたしきい値よりも小さい場合は、最終的な相関結果を０とする受信ステップ、
（ｃ）受信ステップが実行されると、ステップ（ａ）に進み繰り返す。
【００２７】
また、この請求項６に係わる発明のパルス圧縮送受信方法は、以下のステップを有することを特徴とする。
（ａ）初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信する送信ステップ、
（ｂ）２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、それらの相関結果の和をとる受信ステップ、
（ｃ）受信ステップが実行されると、ステップ（ａ）に進み繰り返す。
【００２８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１を示す構成図である。
図１において、１は安定化局部発振器、２は基準中間周波数信号発生器、３ａ、３ｂは周波数混合器、５は電力増幅器、６は送受切替器、７はアンテナ、８は中間周波数増幅器、９は９０度ハイブリッド回路、１０ａ，１０ｂは位相検波器、１１ａ，１１ｂはＡ／Ｄ変換器、１３は変調符号切替器Ａ、１４は包絡線検波器、１９は後段信号処理回路、２０はパルス変調器Ｂ、２２ａ，２２ｂは相関器Ｃ、２３ａ，２３ｂは判断器Ａである。
【００２９】
このパルス圧縮送受信装置の実施の形態１について、図１，２，３，４を参照して説明する。
図１において、安定化局部発振器１で発生した信号と、基準中間周波数信号発生器２で発生した信号は、共に、周波数混合器３ａに入力される。周波数混合器３ａでは、安定化局部発振器１で発生した信号の周波数と、基準中間周波数との和の周波数の送信キャリア信号を生成し、パルス変調器Ｂ２０に出力する。
【００３０】
パルス変調器Ｂ２０では、周波数混合器３ａからの入力信号に対して、図２に示すように、幅Ｔのパルス変調を行い、その幅ＴのパルスをＭ個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、変調符号切替器Ａ１３からの情報により、前記の相補系列のＣｏｄｅＡを用いてパルス内位相変調を行う。
さらに、幅Ｔと同じ時間間隔ｗをおいて、幅Ｔのパルス変調を行い、その幅ＴのパルスをＭ個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、変調符号切替器１３からの情報により、相補系列のＣｏｄｅＢを用いてパルス内位相変調を行う、時間間隔ｗはパルス幅Ｔ以上であれば良いが、ここでは具体的に示すために、ｗ＝Ｔとしている。
以降は、ＰＲＩ−（２Ｔ＋ｗ）の間隔をあけて、再び、上記の操作の繰り返し行う。
但し、ＰＲＩは、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調した送信パルスと、時間間隔ｗのおいて相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調した送信パルスの２連の送信パルスが目標で反射された２連の反射パルスが受信されるまで、次の送信パルスを送信しないように十分長い時間をとっている。
【００３１】
パルス変調Ｂ２０の出力信号は、電力増幅器５に入力され、電力の増幅が行われ、送受切替器６を経て、アンテナ７より空間へ放射される。目標からの反射信号は、アンテナ７で受信され、送受切替器６を経て、周波数混合器３ｂに入力される。
また、周波数混合器３ｂには、安定化局部発振器１で発生した信号も入力される。
周波数混合器３ｂでは、受信信号のキャリア信号の周波数と安定化局部発振器１で発生した信号の差の周波数の信号、即ち中間周波数の信号を生成する。周波数混合器３ｂの出力信号は、中間周波数増幅器８へ入力され、電力の増幅が行われ、その後２分されて、それぞれ、位相検波器１０ａ，１０ｂに入力される。
一方、基準中間周波数信号発生器２で発生した信号は、９０度ハイブリッド回路９で９０度の位相差をもった２つの信号に分離され、位相検波器１０ａ，１０ｂに入力される。位相検波器１０ａ及び１０ｂでは、中間周波数増幅器８の出力信号と９０度ハイブリッド回路３の出力信号から、中間数周波数と基準中間周波数の差の周波数をもち、互いに９０度に位相差をもつＩ成分，Ｑ成分のビデオ信号を生成する。
生成されたＩ，Ｑビデオ信号は、サンプリング周波数が１／ＴｓのＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂに入力され、それぞれディジタルＩ，Ｑビデオ信号に変換され、相関器Ｃ２２ａ，２２ｂに入力される。相関器Ｃ２２ａ，２２ｂの動作、及び判断器Ａ２３ａ，２３ｂの動作は、その入力信号がＩビデオ信号かＱビデオ信号の違いであり、ここでは、相関器Ｃ２２ａの動作を図３を参照して、また、判断器Ａ２３ａの処理は図４のフローチャートを参照して詳しく説明する。
【００３２】
図３において、この相関器Ｃ２２ａは、入力されたディジタルＩビデオ信号を１サンプルづつ順次記憶する３Ｍ（Ｍは変調符号の符号長）段のシフトレジスタ２９と、送信時のパルス内位相変調に用いた相補系列のＣｏｄｅＡを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ａと、送信時のパルス内位相変調に用いた相補系列のＣｏｄｅＢを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ｂと、２Ｍ個の乗算器２６と、加算器３１ａ，３１ｂから構成される。
【００３３】
相関器Ｃ２２ａに入力されたディジタルＩビデオ信号は、１サンプルづつ順次３Ｍ段のシフトレジスタ２９に入力される。そして、ディジタルＩビデオ信号が１サンプル入力される毎に、シフトレジスタ２９の１番目からＭ番目のレジスタの各値と対応する参照信号記憶メモリ２５ａの各値との乗算をＭ個の乗算器２６で行い、その結果を加算器３１ａに出力する。加算器３１ａでは、Ｍ個の入力信号の総和を求め、その結果を判断器Ａ２３ａに出力する。また同時、シフトレジスタ２９の２Ｍ＋１番目から３Ｍ番目のレジスタの値と対応する参照信号記憶メモリ２５ｂの各値との乗算をＭ個の乗算器で２６で行い、その結果を加算器３１ｂに出力する。加算器３１ｂでは、Ｍ個の入力信号の総和を求め、その結果を判断器Ａ２３ａに出力する。
【００３４】
また、この判断器Ａ２３ａは、図４のフローチャートに示すように、ステップＳ５０ａにおいて、加算器３１ａの出力信号と加算器３１ｂの出力信号が共にゼロより大きいかどうかの判断を行い、加算器３１ａの出力信号と加算器３１ｂの出力信号が共にゼロより大きい場合は、ステップＳ５０ｂに進み、加算器３１ａの出力信号と加算器３１ｂの出力信号の和を包絡線検波器１４に出力する。また、加算器３１ａの出力信号と加算器３１ｂの出力信号の少なくとも一方がゼロの場合は、ステップＳ５０ｃに進み、包絡線検波器１４にゼロを出力する。
【００３５】
相関器Ｃ２２ｂ及び判断器Ａ２３ｂでは、先にも述べたように、ディジタルＩビデオ信号がディジタルＱビデオ信号に置き換わっただけで、相関器Ｃ２２ａ、及び判断器Ａ２３ａと同様の動作を行う。
【００３６】
包絡線検波器１４では、判断器Ａ２３ａの出力信号の２乗と判断器Ａ２３ｂの出力信号の２乗の和、あるいは和の平方根を求め、その結果を後段信号処理回路１９に出力する。
後段信号処理回路１９では、信号検出や距離測定等の信号処理を行う。
【００３７】
次に、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１の送受信動作について、図５のフローチャートを参照して説明する。
このステップＳ６０ａにおいて、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔと同じ時間間隔ｗをあけて、相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、ステップＳ６０ｂに進む。
ステップＳ６０ｂでは、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、求めた２つの相関結果が両方とも０以外の時は、２つの相関結果の和を最終的な相関結果とし、少なくとも片方が０の場合は、最終的な相関結果を０にし、再びステップＳ６０ａに戻る。以降は、ステップＳ６０ａとステップＳ６０ｂの繰り返しとなる。
【００３８】
なお、上記の図５のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１の送受信動作を説明するフローチャートは、この発明のパルス圧縮送受信方法を定義するものであり、上記フローチャートの各ステップについては、この発明の実施の形態１の動作の説明で行っている。
【００３９】
以下に、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態において、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブがゼロになる原理について、図１，図２，図４，図６，図１７を参照して説明する。
なお、上記実施の形態では、具体的に示すために、時間間隔ｗをｗ＝Ｔとして記述したが、ここでは、一般的に示すために、ｗ≧Ｔとして説明する。
相関器Ｃ２２ａにおける相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調して送信した幅Ｔのパルスと、パルス幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけてＣｏｄｅＢでパルス内位相変調して送信した幅Ｔのパルスに対する受信パルス信号（ディジタルＩビデオ信号）と、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号、及びＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号との相関関係は、図６に示すように、ｃａｓｅ（ａ）〜（ｉ）の９通りがある。
ここで、タイムラグｔｚは、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号とＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号が完全に重なり、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号が完全に重なった場合、即ち、ｃａｓｅ（ｅ）を０としている。
【００４０】
ｃａｓｅ（ａ）の場合（ｔｚ≧（２Ｔ＋ｗ））は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号及びＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号のいずれも、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号とも、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号とも重ならないため、相関器Ｃ２２ａ中の加算器３１ａからも加算器３１ｂからも０が判断器Ａ２３ａに出力され、判断器Ａ２３ａでは、入力の両方が０となるため、図４に示したフローチャートによる処理により、０が包絡線検波器１４に出力される。
【００４１】
ｃａｓｅ（ｂ）の場合（（２Ｔ＋ｗ）＞ｔｚ＞ｗ）は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号とも、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号とも重ならないが、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号と重なるため、相関器Ｃ２２ａ中の加算器３１ａからは０が出力され、加算器３１ｂからは、ＣｏｄｅＡとＣｏｄｅＢのあるタイムラグでの相互相関値が出力される。そのため、判断器Ａ２３ａでは、図４に示したフローチャートによる処理により、入力の一方が０のため０が包絡線検波器１４に出力される。
【００４２】
ｃａｓｅ（ｃ）の場合（ｗ≧ｔｚ≧Ｔ）は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号及びＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号のいずれも、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号とも、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号とも重ならないため、相関器Ｃ２２ａ中の加算器３１ａからも加算器３１ｂからも０が判断器Ａ２３ａに出力され、判断器Ａ２３ａでは、入力の両方が０となるため、図４に示したフローチャートによる処理により、０が包絡線検波器１４に出力される。
【００４３】
ｃａｓｅ（ｄ）の場合（Ｔ＞ｔｚ＞０）は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号と重なり、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号と重なるため、相関器Ｃ２２ａ中の加算器３１ａからはＣｏｄｅＡとＣｏｄｅＡのあるタイムラグｔｚでの自己相関値が出力され、加算器３１ｂからはＣｏｄｅＢとＣｏｄｅＢの同じタイムラグｔｚでの自己相関値が出力される。
そのため、判断器Ａ２３ａでは、図４に示したフローチャートによる処理により、両方の入力が０の場合は０を、両方の入力の絶対値が０より大きい場合は、加算器３１ｂと加算器３１ａの和を包絡線検波器１４に出力するが、図１７に示した相補系列のレンジサイドローブレベルの特性により、加算器３１ｂと加算器３１ａの和は０となるため、包絡線検波器１４へは０が出力される。
【００４４】
ｃａｓｅ（ｅ）の場合（ｔｚ＝０）は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号と完全に重なり、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号と完全に重なるため、相関器Ｃ２２ａ中の加算器３１ａからはＣｏｄｅＡとＣｏｄｅＡのタイムラグｔｚ＝０での自己相関値が出力され、加算器３１ｂからはＣｏｄｅＢとＣｏｄｅＢのタイムラグｔｚ＝０での自己相関値が出力される。そのため、判断器Ａ２３ａでは、図４に示したフローチャートによる処理により、両方の入力に絶対値が０より大きいため、加算器３１ｂと加算器３１ａの和を包絡線検波器１４に出力する。タイムラグｔｚ＝０での加算器３１ｂと加算器３１ａの和は、図１７に示した相補系列のレンジサイドローブレベルの特性により、２Ｍ（Ｍは相補系列の符号長）倍となる。
【００４５】
ｃａｓｅ（ｆ）の場合（０＞ｔｚ＞−Ｔ）は、ｃａｓｅ（ｄ）と同じになり、包絡線検波器１４へは０が出力される。
【００４６】
ｃａｓｅ（ｇ）の場合（−Ｔ≧ｔｚ≧−ｗ）は、ｃａｓｅ（ｃ）と同じになり、包絡線検波器１４へは０が出力される。
【００４７】
ｃａｓｅ（ｈ）の場合（−ｗ＞ｔｚ＞−（２Ｔ＋ｗ））は、ｃａｓｅ（ｂ）の逆となり、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号とも、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号とも重ならないが、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号と重なるため、相関器Ｃ２２ａ中の加算器３１ｂからは０が出力され、加算器３１ａからは、ＣｏｄｅＡとＣｏｄｅＢのあるタイムラグでの相互相関値が出力される。そのため、判断器Ａ２３ａでは、図４に示したフローチャートによる処理により、入力の一方が０のため０が包絡線検波器１４に出力される。
【００４８】
ｃａｓｅ（ｉ）の場合（−（２ｔ＋ｗ）≧Ｔｚ）は、ｃａｓｅ（ａ）と同じになり、包絡線検波器１４へは０が出力される。
【００４９】
以上、判断器Ａ２３ａにおける動作について説明したが、判断器Ａ２３ｂについても同様である。上記の理由によって、タイムラグｔｚ＝０以外の相関値即ちレンジサイドローブを０にすることができる。
【００５０】
また、以下に、本実施の形態で示したパルス圧縮送受信装置において、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化が少なくなる理由について、図２０，図７，図８を参照して説明する。
【００５１】
従来例の相補系列を用いたパルス圧縮送受信装置において、ドップラ周波数による位相変調がある場合は、図２０に示したように、ドップラ周波数によって、２ＰＲＩの時間間隔の受信信号の位相が２πの奇数倍変化するような位相変調が生じた時、即ち、ドップラ周波数が１／（２ＰＲＩ）の奇数倍の時に、ピークレンジサイドローブレベルが∞となり最も大きくなるのに対し、
実施の形態１で示したパルス圧縮送受信装置では、図７に示すように、ドップラ周波数が、１／（２ＰＲＩ）よりも高い１／（２（Ｔ＋ｗ））の奇数倍の時、即ち、ドップラ周波数によって、２（Ｔ＋ｗ）の時間間隔の受信信号の位相が２πの奇数倍変化するような位相変調が生じた時に、タイムラグｔｚ＝０の時のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号のＩあるいはＱディジタルビデオ信号と、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調した参照信号との相関値と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号のＩあるいはＱディジタルビデオ信号と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調した参照信号との相関値が、大きさが同じで、符号が正負逆の値となり、それらの和であるメインローブがゼロ、即ち、ピークレンジサイドローブレベルが∞となり最も大きくなる。
【００５２】
ピークレンジサイドローブは、ドップラ周波数が、ピークレンジサイドローブレベルが∞となるドップラ周波数に近づくに従って劣化していくため、ピークレンジサイドローブレベルが∞となるドップラ周波数が従来例のパルス圧縮送受信装置において、相補系列を用いた場合よりも高くなる実施の形態１で示したパルス圧縮送受信装置は、同じドップラ周波数でのピークレンジサイドローブレベルの劣化が小さくなる。
【００５３】
図８に、ドップラ周波数を０Ｈｚから３０Ｈｚまで変化させたときの、従来例のパルス圧縮送受信装置における相補系列（符号長Ｍ＝１０）を用いたパルス圧縮と、従来例のパルス圧縮送受信装置におけるＢａｒｋｅｒ系列（符号長Ｍ’＝１１）を用いたパルス圧縮と、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１における相補系列（符号長Ｍ＝１０）を用いたパルス圧縮のピークレンジサイドローブレベルの変化のシミュレーション結果を示す。
但し、ＰＲＩ＝１０ｍｓｅｃ、Ｔ／ＰＲＩは０．１としている。
図示していないが、上記シミュレーションの範囲を広げると、従来例の相補系列を用いたパルス圧縮送受信装置においては、ドップラ周波数が５０Ｈｚの時にピークレンジサイドローブレベルが∞となり、ドップラ周波数が５０Ｈｚに近づくにつれてピークレンジサイドローブレベルが劣化するのに対し、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１においては、ドップラ周波数が２５０Ｈｚの時にピークレンジサイドローブレベルが∞となり、ドップラ周波数が２５０Ｈｚに近づくにつれてピークレンジサイドローブレベルが劣化するため、従来例の相補系列を用いたパルス圧縮送受信装置の場合より、ドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化が少ないことが分かる。
【００５４】
また、図８によれば、従来例のパルス圧縮送受信装置において、ドップラ周波数が１０Ｈｚ前後の時に相補系列からＢａｒｋｅｒ系列の変調符号系列に切り替えたとしても、例えば、ドップラ周波数が２５Ｈｚの場合、従来例のパルス圧縮送受信装置において、Ｂａｒｋｅｒ系列を用いた場合のピークレンジサイドローブレベルが−２０．４ｄＢであるのに対し、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１では、−２５．４ｄＢとなり、約５ｄＢピークレンジサイドローブレベルを小さくすることができる。
【００５５】
また、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１では、従来例のパルス圧縮送受信装置の受信装置で必要とする切替スイッチ１５、ｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７、メモリー１６、及び図２３で示した相関器Ａの構成要素の切替スイッチ２７を必要とせず、構成も簡単にすることができる。
【００５６】
さらに、従来例のパルス圧縮送受信装置では、１回のパルス圧縮結果の得るのに、１ＰＲＩ毎に図２２に示すように、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調したパルスと、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調したパルスと、Ｂａｒｋｅｒ系列でパルス内位相変調したパルスの３つのパルスを送信する必要があるため、３ＰＲＩの時間を要するのに対し、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態では、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調した送信パルスと、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調した送信パルスのみを用い、しかも、この２つのパルスを１ＰＲＩの間に送信するために、１回のパルス圧縮結果の得るのに１ＰＲＩの時間しか必要としない。
【００５７】
以上のように、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくし、しかも構成が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くすることができる。
【００５８】
実施の形態２．
図９は、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態２を示す構成図である。
図９において、３２ａ，３２ｂは実施の形態１と構成の異なる判断器Ｂであり、その他は実施の形態１と同様である。
【００５９】
このパルス圧縮送受信装置の実施の形態２について、実施の形態１と異なる構成の判断器Ｂについて、その前段の相関器Ｃとともに、図９，図３，図４を参照して説明する。
【００６０】
図９，図３において、相関器Ｃ２２ａは、入力されたディジタルＩビデオ信号を１サンプルづつ順次記憶する３Ｍ（Ｍは変調符号の符号長）段のシフトレジスタ２９と、送信時のパルス内位相変調に用いた相補系列のＣｏｄｅＡを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ａと、送信時のパルス内位相変調に用いた相補系列のＣｏｄｅＢを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ｂと、２Ｍ個の乗算器２６と、加算器３１ａ，３１ｂから構成される。
【００６１】
上記相関器Ｃ２２ａに入力されたディジタルＩビデオ信号は、１サンプルづつ順次３Ｍ段のシフトレジスタ２９に入力される。そして、ディジタルＩビデオ信号が１サンプル入力される毎に、シフトレジスタ２９の１番目からＭ番目のレジスタの各値と対応する参照信号記憶メモリ２５ａの各値との乗算をＭ個の乗算器２６で行い、その結果を加算器３１ａに出力する。
加算器３１ａでは、Ｍ個の入力信号の総和を求め、その結果を判断器Ｂ３２ａに出力する。
また同時、シフトレジスタ２９の２Ｍ＋１番目から３Ｍ番目のレジスタの値と対応する参照信号記憶メモリ２５ｂの各値との乗算をＭ個の乗算器で２６で行い、その結果を加算器３１ｂに出力する。
加算器３１ｂでは、Ｍ個の入力信号の総和を求め、その結果を判断器Ｂ３２ａに出力する。
【００６２】
判断器Ｂ３２ａは、図１０のフローチャートに示すように、ステップＳ５１ａにおいて、加算器３１ａの出力信号の絶対値と加算器３１ｂの出力信号の絶対値が共に、あらかじめ定めたスレッショルドＴｒより大きいかどうかの判断を行い、加算器３１ａの出力信号の絶対値と加算器３１ｂの出力信号の絶対値とが共に、上記スレッショルドＴｒより大きい場合は、ステップＳ５１ｂに進み、加算器３１ａの出力信号と加算器３１ｂの出力信号の和を包絡線検波器１４に出力する。
また、加算器３１ａの出力信号の絶対値と加算器３１ｂの出力信号の絶対値の少なくとも一方が上記スレッショルドＴｒより小さい場合は、ステップＳ５１ｃに進み、包絡線検波器１４にゼロを出力する。
【００６３】
相関器Ｃ２２ｂ及び判断器Ｂ３２ｂでは、先にも述べたように、ディジタルＩビデオ信号がディジタルＱビデオ信号に置き換わっただけで、相関器Ｃ２２ａ、及び判断器Ａ３２ａと同じ動作を行う。
【００６４】
包絡線検波器１４では、判断器Ｂ３２ａの出力信号の２乗と判断器Ｂ３２ｂの出力信号の２乗の和、あるいは和の平方根を求め、その結果を後段信号処理回路１９に出力する。後段信号処理回路１９では、信号検出や距離測定等の信号処理を行う。
【００６５】
次に、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態２の送受信動作について図１１のフローチャートを参照して説明する。
ステップＳ６１ａにおいて、初めに、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔと同じ時間間隔ｗをあけて、相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、ステップＳ６１ｂに進む。
ステップＳ６１ｂでは、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、求めた２つの相関結果の両方が、予め定めたしきい値よりも大きい時は、入力の２つの相関結果の和を最終的な相関結果とし、少なくとも片方が予め定めたしきい値よりも小さい場合は、最終的な相関結果を０とし、再びステップＳ６１ａに戻る。以降は、ステップＳ６１ａとステップＳ６１ｂの繰り返しとなる。
【００６６】
上記のように、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態２によれば、実施の形態１と同様に、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合の、ピークレンジサイドローブレベルの劣化が少なく、しかも構造が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くすることができる。
さらに、上記の判断器Ｂの動作にスレッショルドＴｒを用いて判断することにより、雑音等の影響によって、相関器Ｃ２２ａあるいは２２ｂにおいて、理論的には、加算器３１ａ及び加算器３１ｂからの出力が０となるべきところに０でない値が生じたときも、正しい判断を行うことができる。
【００６７】
なお、上記の図１１のパルス圧縮送受信装置の送受信動作を説明するフローチャートは、この発明のパルス圧縮送受信方法を定義するものであり、上記フローチャートの各ステップについては、この発明の実施の形態１，２の動作の説明で行っている。
【００６８】
実施の形態３．
図１２は、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態３を示す構成図である。
図１２において、１は安定化局部発振器、２は基準中間周波数信号発生器、３ａ、３ｂは周波数混合器、５は電力増幅器、６は送受切替器、７はアンテナ、８は中間周波数増幅器、９は９０度ハイブリッド回路、１０ａ、１０ｂは位相検波器、１１ａ，１１ｂはＡ／Ｄ変換器、１３は変調符号切替器Ａ、１４は包絡線検波器、１９は後段信号処理回路、２０はパルス変調器Ｂ、２１ａ，２１ｂは相関器Ｂである。
実施の形態１の構成との差異は、相関器Ｂの構成が相違し、また、判断器を有しないことであり、その他の構成と動作は実施の形態１と同様である。
【００６９】
このパルス圧縮送受信装置の実施の形態３について、実施の形態１と異なる構成の相関器Ｂについて、図１２，図１３を参照して説明する。
【００７０】
図１２，図１３において、相関器Ｂ２１ａは、入力されたディジタルＩビデオ信号を１サンプルづつ順次記憶する３Ｍ段（Ｍは変調符号の符号長）のシフトレジスタ２９と、送信時のパルス内位相変調に用いた相補系列のＣｏｄｅＡを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ａと、送信時のパルス内位相変調に用いた相補系列のＣｏｄｅＢを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ｂと、２Ｍ個の乗算器２６と、加算器３０から構成される。
【００７１】
相関器Ｂ２１ａに入力されたディジタルＩビデオ信号は、１サンプルづつ順次３Ｍ段のシフトレジスタ２９に入力される。
そして、ディジタルＩビデオ信号が１サンプル入力される毎に、シフトレジスタ２９の１番目からＭ番目のレジスタの各値と対応する参照信号記憶メモリ２５ａの各値との乗算をＭ個の乗算器２６で行い、その結果を加算器３０に出力する。
また同時、シフトレジスタ２９の２Ｍ＋１番目から３Ｍ番目のレジスタの値と対応する参照信号記憶メモリ２５ｂの各値との乗算をＭ個の乗算器２６で行い、その結果を加算器３０に出力する。
加算器３０では、２Ｍ個の乗算器２６の出力信号の総和を求め、包絡線検波器１４に、その結果を出力する。
相関器Ｂ２１ｂは、ディジタルＩビデオ信号がディジタルＱビデオ信号に置き換わっただけで、相関器Ｂ２１ａと同じ動作を行う。
【００７２】
包絡線検波器１４では、相関器Ｂ２１ａの出力信号の２乗と相関器Ｂ２１ｂの出力信号の２乗の和、あるいは和の平方根を求め、その結果を後段信号処理回路１９に出力する。後段信号処理回路１９では、信号検出や距離測定等の信号処理を行う。
【００７３】
次に、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態３の送受信動作について、図１４のフローチャートを参照して説明する。
ステップＳ６２ａにおいて、初めに、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔと同じ時間間隔ｗをあけて、相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、ステップＳ６２ｂに進む。
ステップＳ６２ｂでは、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、それらの相関結果の和をとり、再びステップＳ６２ａに戻る。以降は、ステップＳ６２ａとステップＳ６２ｂの繰り返しとなる。
【００７４】
以上のように、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態３によれば、図６で示した相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調して送信した幅Ｔのパルスと、時間間隔ｗをあけてＣｏｄｅＢでパルス内位相変調して送信した幅Ｔのパルスに対する受信パルス信号と、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号、及びＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号との相関関係において、
タイムラグｔｚが、ｃａｓｅ（ｂ）（（２Ｔ＋ｗ）＞ｔｚ＞ｗ）とｃａｓｅ（ｈ）（−ｗ＞ｔｚ＞−（２Ｔ＋ｗ））の場合のレンジサイドローブレベルが０でなくなるため、実施の形態１，２と同様の、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくするという効果が得られるタイムラグｔｚの範囲が、（（２Ｔ＋ｗ）＞ｔｚ＞ｗ）及び（−ｗ＞ｔｚ＞−（２Ｔ＋ｗ））の範囲以外に限られるが、判断器がいらなくなり、実施の形態１及び２よりもより簡単な構成とすることができる。
また、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間は実施の形態１，２と同様に、従来例より短くすることができる。
【００７５】
なお、上記の図１４のパルス圧縮送受信装置の送受信動作を説明するフローチャートは、このパルス圧縮送受信方法を定義するものであり、上記フローチャートの各ステップについては、この発明の実施の形態１，３の動作の説明で行っている。
【００７６】
なお、以上のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１，２，３では、受信信号をＡ／Ｄ変換したディジタル信号に対して復調処理を行っているが、Ａ／Ｄ変換器をなくしてアナログ信号に対して復調処理を行う場合にも、適用可能である。
【００７７】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に係わる発明によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくし、しかも構成が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くしたパルス圧縮送受信装置を得ることができる。
【００７８】
また、請求項２に係わる発明によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくし、しかも構成が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くしたパルス圧縮送受信装置を得ることができ、さらに、雑音等の影響による相関値決定の誤判断要因を低減したパルス圧縮送受信装置を得ることができる。
【００７９】
また、請求項３に係わる発明によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくするという効果が得られるタイムラグｔｚの範囲が限定されるが、構成が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くしたパルス圧縮送受信装置を得ることができる。
【００８０】
また、請求項４に係わる発明によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくし、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くしたパルス圧縮送受信方法を得ることができる。
【００８１】
また、請求項５に係わる発明によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくし、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くし、さらに、雑音等の影響による相関値決定の誤判断要因を低減したパルス圧縮送受信方法を得ることができる。
【００８２】
また、請求項６に係わる発明によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくするという効果が得られるタイムラグｔｚの範囲が限定されるが、構成が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くしたパルス圧縮送受信方法を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１を示す構成ブロック図である。
【図２】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１，２，３に共通の送信パルス信号と送信パルス信号の波形図である。
【図３】 図１の相関器の内部構成図である。
【図４】 図１の判断器の動作を説明するフローチャートである。
【図５】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１におけるパルス送受信動作を説明するフローチャートである。
【図６】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１，２，３に共通に、受信パルス信号と、参照信号の相関関係を説明する図である。
【図７】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１，２，３に共通に、受信信号に、１／（２（Ｔ＋ｗ））のドップラ周波数による位相変調がある場合のタイムラグｔｚ＝０時の相関特性を説明する図である。
【図８】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１における受信信号に０〜３０Ｈｚのドップラ周波数の位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの抑圧効果を説明する図である。
【図９】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態２を示す構成ブロック図である。
【図１０】 図９の判断器の動作を説明するフローチャートである。
【図１１】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態２におけるパルス送受信動作を説明するフローチャートである。
【図１２】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態３を示す構成ブロック図である。
【図１３】 図１２の相関器の内部構成図である。
【図１４】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態３におけるパルス送受信動作を説明するフローチャートである。
【図１５】 パルス内位相変調方式のパルス圧縮送受信装置の送信パルス信号波形を説明する図である。
【図１６】 変調符号系列に２値符号系列を単独で用いたパルス圧縮送受信装置の受信信号復調後の振幅特性（メインローブとレンジサイドローブ）を説明する図である。
【図１７】 変調符号系列に相補系列を用いたパルス圧縮送受信装置の受信信号復調後の振幅特性（メインローブとレンジサイドローブ）を説明する図である。
【図１８】 代表的な相補系列を示す図である。
【図１９】 従来のパルス圧縮送受信装置において、パルス内位相変調に相補系列を用いた場合に、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のタイムラグｔｚ＝０の時の相関特性を説明する図である。
【図２０】 従来のパルス圧縮送受信装置において、パルス内位相変調に相補系列を用いた場合に、受信信号に１／２ＰＲＩのドップラ周波数による位相変調がある場合のタイムラグｔｚ＝０の時の相関特性を説明する図である。
【図２１】 従来のパルス圧縮送受信装置を示す構成ブロック図である。
【図２２】 従来のパルス圧縮送受信装置の送信パルス信号と送信パルス信号の波形図である。
【図２３】 図２１の相関器の内部構成図である。
【符号の説明】
１ 安定化局部発振器、 ２ 基準中間信号発生器、 ３ａ，３ｂ 周波数混合器、 ４ パルス変調器Ａ、 ５ 電力増幅器、 ６ 送受切替器、 ７ アンテナ、 ８ 中間週波数増幅器、 ９ ９０度ハイブリッド回路、 １０ａ，１０ｂ 位相検波器、 １１ａ，１１ｂ Ａ／Ｄ変換器、 １２ａ，１２ｂ 相関器Ａ、 １３ 変調符号切替器Ａ、 １４ 包絡線検波器、 １５ 切替スイッチ、 １６ メモリ、 １７ ｏｎ−ｏｆｆスイッチ、 １８ 加算器、 １９ 後段信号処理回路、 ２０ａ，２０ｂ パルス変調器Ｂ、 ２１ａ，２１ｂ相関器Ｂ、 ２２ａ，２２ｂ 相関器Ｃ、 ２３ａ，２３ｂ 判断器Ａ、 ２４ 可変段数シフトレジスタ、 ２５ａ，２５ｂ，２５ｃ 参照信号記憶メモリ、 ２６ 乗算器、 ２７ 切替スイッチ、 ２８ 加算器、 ２９ ３Ｍ段シフトレジスタ、 ３０ 加算器、 ３１ａ，３１ｂ 加算器、 ３２ａ，３２ｂ判断器Ｂ、 ３３ 変調符号切替器Ｂ。
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス圧縮送受信装置及びパルス圧縮送受信方法に関し、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化が少なく、しかも構造が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くするものである。
【０００２】
【従来の技術】
パルス内位相変調方式のパルス圧縮送受信装置では、送信時に、図１５に示すように、パルス幅Ｔの１つのパルスをＭ個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、サブパルス毎に符号長Ｍのある特殊な符号系列（ｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４，……，ｓＭ）を用いて位相変調を行ってパルスを送信し、受信時に、受信信号と、送信パルスの位相変調に用いられたものと同じ符号系列を用いてパルス内位相変調した参照信号との相関処理を行うことによって、信号の復調を行うものである。
【０００３】
ここで、受信パルス信号に、ドップラ周波数による位相変調がない場合は、パルス内位相変調方式のパルス圧縮を行った時の復調後の信号の振幅特性は、変調に用いる符号系列の自己相関関数で表される。そのため、パルス内位相変調に用いる変調符号系列として、その自己相関関数の値が完全に相関がとれたタイムラグｔｚ＝０（以後、タイムラグｔｚ＝０の時の相関値をメインローブと呼ぶ）以外で全てゼロとなるものを用いることによって、距離分解能をＴｓ、即ち、パルス幅Ｔの１／Ｍにすることができる。
【０００４】
しかしながら、パルス内位相変調に用いる変調符号系列として、０，１（位相変調に用いる場合は、０がｅｘｐ（ｊ０），１がｅｘｐ（ｊｐ)に相当する）の２値の符号系列を単独で用いる場合には、タイムラグｔｚ＝０以外の相関値が全て０となる系列は存在せず、図１６に示すように、レンジサイドローブと呼ばれるタイムラグｔｚ＝０以外での相関値が生じる。そして、このレンジサイドローブが大きいと、例えば、大きな受信強度の目標のレンジサイドローブに、近接する小さな受信強度の目標のメインローブが埋もれてしまうなどの問題が生じる。
【０００５】
２値符号系列を用いたパルス圧縮送受信装置において、レンジサイドローブを０にする方法の一つに、図１７に示すように、タイムラグｔｚ＝０以外の相関値即ちレンジサイドローブの絶対値が同じで、符号が逆となる２種類の同じ符号長の２値符号系列を用いてそれぞれパルス圧縮を行い、得られた２つの結果を同じタイムラグどうしで加算する方法がある。このような、レンジサイドローブの絶対値が同じで、符号が逆の１対の２値符号系列を相補系列（以下、一対の相補系列の一方の系列をＣｏｄｅＡ、他方の系列をＣｏｄｅＢと呼ぶ）と呼び、現在、２×２n，１０×２n，２６×２n（ｎ＝０，１，２，…）の符号長Ｍのものが存在することが知られている。代表的な相補系列を図１８に示す。
【０００６】
このように相補系列を用いることによって、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロ、即ち、ピークレンジサイドローブレベル（メインローブに対する最も大きいレンジサイドローブの大きさ）を−∞とすることができ、距離分解能が、Ｔｓ（送信パルス幅Ｔの１／Ｍ）のパルス圧縮を実現することができる。
【０００７】
ところが、パルス圧縮送受信装置と目標との間に相対速度がある場合、受信信号には相対速度に応じたドップラ周波数による位相変調がかかる。受信信号にドップラ周波数による位相変調がかかると、パルス内位相変調方式のパルス圧縮を行った時の復調後の信号の振幅特性は、変調に用いた符号系列の自己相関関数ではなく、変調に用いた符号系列にドップラ周波数による位相変調がかかったものと、変調に用いた符号系列との相互相関関数で表されることとなり、メインローブレベルの低下及びレンジサイドローブレベルの増加、即ち、ピークレンジサイドローブレベルの劣化が生じる。
【０００８】
特に、相補系列を用いたパルス圧縮では、ＣｏｄｅＡとＣｏｄｅＢでパルス内位相変調したパルスを交互に送信し、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号と、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調した参照信号との相関値と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調した参照信号との相関値の和を求めるために、受信信号にドップラ周波数による位相変調がかかった場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化が著しい。
【０００９】
なぜなら、相補系列を用いたパルス圧縮において、ドップラ周波数による位相変調がない場合のタイムラグｔｚ＝０の時の相関値、即ちメインローブは、図１９に示すように、受信パルス信号の振幅の２Ｍ倍（Ｍは、変調符号系列の符号長）となるが、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合は、ドップラ周波数によって、２ＰＲＩの時間に位相が２πの奇数倍変化するような場合、即ち、ドップラ周波数が１／（２ＰＲＩ）の奇数倍の時に図２０（図２０では、２ＰＲＩの時間で位相が２π変化する場合を示している。）に示すように、タイムラグｔｚ＝０の時のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号と、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調した参照信号との相関値と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調した参照信号との相関値が、大きさが同じで、符号が正負逆の値となり、それらの和であるメインローブがゼロ、即ち、ピークレンジサイドローブレベルが∞となるからである。
【００１０】
従来の相補系列を用いるパルス内位相変調方式のパルス圧縮送受信装置として、例えば、特開平１−３０３１３５号公報に記載されているものがある。
この装置は、パルス内位相変調に用いる変調符号系列として、相補系列と、ドップラ周波数がない場合のピークレンジサイドローブレベルは相補系列よりも大きいがドップラ周波数によるピークレンジサイドローブレベルの劣化が小さいＢａｒｋｅｒ系列等の他の系列と、を用いるもので、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合は、相補系列を用いたパルス圧縮結果を用い、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合は、Ｂａｒｋｅｒ系列等の他の系列を用いたパルス圧縮結果を用いるものである。
【００１１】
図２１は、上記のパルス圧縮送受信装置を一般的なパルス圧縮レーダ装置に適用した構成図である。
図２１において、１は安定化局部発振器、２は基準中間周波数信号発生器、３ａ、３ｂは周波数混合器、４はパルス変調器Ａ、５は電力増幅器、６は送受切替器、７はアンテナ、８は中間周波数増幅器、９は９０度ハイブリッド回路、１０ａ、１０ｂは位相検波器、１１ａ，１１ｂはＡ／Ｄ変換器、１２ａ，１２ｂは相関器Ａ、３３は変調符号切替器Ｂ、１４は包絡線検波器、１５は切替スイッチ、１６はメモリ、１７はｏｎ−ｏｆｆスイッチ、１８は加算器、１９は後段信号処理回路である。
【００１２】
上記の従来のパルス圧縮送受信装置の動作について図２１を参照して説明する。
安定化局部発振器１で発生した信号と、基準中間周波数信号発生器２で発生した信号は、共に、周波数混合器３ａに入力される。周波数混合器３ａでは、安定化局部発振器１で発生した信号の周波数と、基準中間周波数との和の周波数の送信キャリア信号を生成し、パルス変調器Ａ４に出力する。
【００１３】
パルス変調器Ａ４では、周波数混合器３ａからの入力信号に対して、図２２に示すように、パルス変調を行い、３種類の変調符号系列を用いてパルス内位相変調を行う。即ち、１番目のパルスは、幅Ｔのパルス変調を行なった後に、Ｍ個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、変調符号切替器Ｂ３３からの情報により、相補系列のＣｏｄｅＡ（ｐ１，ｐ２，…，ｐＭ）を用いてパルス内位相変調を行う。２番目のパルスは、幅Ｔのパルス変調を行なった後に、Ｍ個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、変調符号切替器Ｂ３３からの情報により、相補系列のＣｏｄｅＢ（ｑ１，ｑ２，…，ｑＭ）を用いてパルス内位相変調を行う。
３番目のパルスは、幅Ｔ’のパルス変調を行なった後に、Ｍ’個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、変調符号切替器Ｂ３３からの情報により、Ｂａｒｋｅｒ系列（ｒ１，ｒ２，…，ｒＭ’）を用いてパルス内位相変調を行う。４番目のパルスは、再び、幅Ｔのパルス変調を行なった後に、Ｍ個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、変調符号切替器Ｂ３３からの情報により、相補系列のＣｏｄｅＡ（ｐ１，ｐ２，…，ｐＭ）を用いてパルス内位相変調を行い、以降は、上記の動作を繰り返す。但し、パルス繰り返し間隔（以下、ＰＲＩと呼ぶ）は、送信パルスに対する目標からの反射パルスが受信されるまで、次のパルスを送信しないように、十分長い時間をとっている。
【００１４】
パルス変調器Ａ４の出力信号は、電力増幅器５に入力され、電力の増幅が行われ、送受切替器６を経て、アンテナ７より空間へ放射される。目標からの反射信号は、アンテナ７で受信され、送受切替器６を経て、周波数混合器３ｂに入力される。
また、周波数混合器３ｂには、安定化局部発振器１で発生した信号も入力される。
周波数混合器３ｂでは、受信信号のキャリア信号の周波数と安定化局部発振器１で発生した信号の差の周波数の信号、即ち中間周波数の信号を生成する。周波数混合器３ｂの出力信号は、中間周波数増幅器８へ入力され、電力の増幅が行われ、その後２分されて、それぞれ、位相検波器１０ａ，１０ｂに入力される。
一方、基準中間周波数信号発生器２で発生した信号は、９０度ハイブリッド回路９で９０度の位相差をもった２つの信号に分離され、位相検波器１０ａ，１０ｂに入力される。
位相検波器１０ａ及び１０ｂでは、中間周波数増幅器８の出力信号と９０度ハイブリッド回路３の出力信号から、中間数周波数と基準中間周波数の差の周波数をもち、互いに９０度に位相差をもつＩ成分、Ｑ成分のビデオ信号を生成する。
生成されたＩ，Ｑビデオ信号は、サンプリング周波数が１／ＴｓのＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂに入力され、それぞれディジタルＩ，Ｑビデオ信号に変換され、相関器Ａ１２ａ，１２ｂに入力される。相関器Ａ１２ａと１２ｂの動作は、その入力信号がＩビデオ信号かＱビデオ信号の違いであるため、ここでは、相関器Ａ１２ａの動作を図２３を参照して詳しく説明する。
【００１５】
図２３において、相関器Ａ１２ａは、入力されたディジタルＩビデオ信号を１サンプルづつ順次記憶する可変段数シフトレジスタ２４、送信時のパルス内位相変調に用いられた相補系列のＣｏｄｅＡを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ａ、送信時のパルス内位相変調に用いられた相補系列のＣｏｄｅＢを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ｂ、送信時のパルス内位相変調に用いられたＢａｒｋｅｒ系列を用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ｃ、可変段数シフトレジスタ２４の段数と同じ数の乗算器２６と切替スイッチ２７、及び一つの加算器２８から構成される。
但し、可変シフトレジスタ２４の段数は、パルス内位相変調の用いられた変調符号系列が、相補系列の場合は、相補系列の符号長Ｍと同じになり、Ｂａｒｋｅｒ系列の場合は、Ｂａｒｋｅｒ系列の符号長Ｍ’と同じになる。
【００１６】
相関器Ａ１２ａに入力されたディジタルＩビデオ信号は、１サンプルづつ順次可変段数シフトレジスタ２４に入力される。
そして、ディジタルＩビデオ信号が１サンプル入力される毎に、各レジスタに記憶されている値と、各レジスタに対応する参照信号記憶メモリ２５ａ，２５ｂ，２５ｃに記憶されたディジタルの参照信号の各値との乗算を乗算器２６で行う。
その際、２５ａ，２５ｂ，２５ｃのどの参照信号記憶メモリを用いるかは、変調符号切替器Ｂ３３より、受信したパルスが相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調がされているか、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調がされているか、あるいはＢａｒｋｅｒ系列でパルス内位相変調がされているかの情報をもらい、切替スイッチ２７を用いて、受信したパルスが相補系列のＣｏｄｅＡなら参照信号記憶メモリ２５ａに、受信したパルスが相補系列のＣｏｄｅＢなら参照信号記憶メモリ２５ｂに、受信したパルスがＢａｒｋｅｒ系列なら参照信号記憶メモリ２５ｃに切替ることによって決定する。
乗算器２６の出力信号は、加算器２８に入力され、総和を求め、包絡線検波器１４に、その結果を出力する。
相関器Ａ１２ｂでは、先にも述べたように、ディジタルＩビデオ信号がディジタルＱビデオ信号に置き換わっただけで、相関器Ａ１２ａと同じ動作を行う。
【００１７】
包絡線検波器１４では、相関器Ａ１２ａの出力信号の２乗と相関器Ａ１２ｂの出力信号の２乗の和、あるいは和の平方根を求め、切替スイッチ１５に出力する。
切替スイッチ１５は、送信時にパルス内変調に用いられた変調符号が相補系列のＣｏｄｅＡかＣｏｄｅＢかＢａｒｋｅｒ系列かによって切替られる。
また、ｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７は、送信時にパルス内変調に用いられた変調符号が相補系列のＣｏｄｅＡかＣｏｄｅＢかによって切替られる。
例えば、送信時に、先に相補系列のＣｏｄｅＡを用いてパルス内位相変調したパルスを送信した場合、切替スイッチ１５及びｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７は、変調符号切替器Ｂ３３より、受信したパルスが相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調がされているという情報をもらい、切替スイッチ１５はＸに接続され、ｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７はｏｆｆ状態となる。
よって、包絡線検波器１４の出力信号はメモリ１６に出力され、メモリ１６には、包絡線検波器１４の出力信号が、１サンプルづつ入力された順に記憶されていく。
１ＰＲＩの時間が経過し、切替スイッチ１５及びｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７に、変調符号切替器Ｂ３３より、受信したパルスが相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調がされているという情報が入ると、切替スイッチ１５はＹに接続され、包絡線検波器１４の出力信号は、加算器１８に出力される。
また、ｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７がｏｎ状態となり、メモリ１６に記憶されていた信号が、入力してきた順に１サンプルづつ加算器１８に出力される。
加算器１８では、メモリ１６の出力信号と包絡線検波器１４の出力信号の加算を行い、その結果を後段信号処理回路１９に出力する。
さらに、１ＰＲＩの時間が経過し、切替スイッチ１５に受信したパルスがＢａｒｋｅｒ系列でパルス内位相変調がされているという情報が入ると、切替スイッチ１５はＺに接続され、包絡線検波器１４の出力信号は、そのまま、後段信号処理回路１９に出力される。
後段信号処理回路１９では、信号検出や距離測定等の信号処理を行う。
また、さらに、１ＰＲＩの時間が経過し、切替スイッチ１５及びｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７に、変調符号切替器Ｂ３３より、受信したパルスが相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調がされているという情報が入ると、再び、切替スイッチ１５はＸに接続され、ｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７はｏｆｆ状態となり、以降は、上記の動作を繰り返す。
【００１８】
受信信号にドップラ周波数による位相変調があるか、ないかは、一般に既知でないため、相補系列を用いたパルス圧縮結果と、Ｂａｒｋｅｒ系列を用いたパルス圧縮結果のうちどちらかレンジサイドローブの低い特性のよい方を用いる。
【００１９】
このような装置を用いることによって、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロ、即ち、ピークレンジサイドローブレベル（メインローブに対する最も大きいレンジサイドローブの大きさ）を−∞とすることができ、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合にでも、ピークレンジサイドローブレベルの劣化の少ないパルス圧縮を実現することができる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように従来のパルス圧縮送受信装置では、相補系列とＢａｒｋｅｒ系列等の系列とを切替えて用いパルス圧縮を行うために、切替スイッチ等の装置が必要となり、パルス圧縮送受信装置の構造が複雑という課題がある。また、三種類の変調符号系列（相補系列の二種類とＢａｒｋｅｒ系列等ドップラ周波数によるピークレンジサイドローブレベルの劣化の少ない系列）を用いるために、一回のパルス圧縮結果を得るために３ＰＲＩの時間を要するという課題がある。
【００２１】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくし、しかも構造が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間の短いパルス圧縮送受信装置及びパルス圧縮送受信方法を得ることを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、この請求項１に係わる発明のパルス圧縮送受信装置は、相補系列を用いるパルス圧縮送受信装置において、初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、上記２連の送信パルスが目標で反射された２連の反射パルスの受信後に、パルス繰り返し周期ごとに上記２連の送信パルスの送信を繰り返す送信装置と、
２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求める相関器と、上記相関器で求められた２つの相関結果を入力とし２つの相関結果が両方とも０以外の時は、入力の２つの相関結果の和を出力し、少なくとも片方が０の場合は０を出力する判断器とを有する受信装置と、を備えたことを特徴とする。
【００２３】
また、この請求項２に係わる発明のパルス圧縮送受信装置は、相補系列を用いるパルス圧縮送受信装置において、初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、上記２連の送信パルスが目標で反射された２連の反射パルスの受信後に、パルス繰り返し周期ごとに上記２連の送信パルスの送信を繰り返す送信装置と、
２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求める相関器と、上記相関器で求められた２つの相関結果を入力とし２つの相関結果の両方が、予め定めたしきい値よりも大きい時は、入力の２つの相関結果の和を出力し、少なくとも片方が予め定めたしきい値よりも小さい場合は０を出力する判断器とを有する受信装置と、を備えたことを特徴とする。
【００２４】
また、この請求項３に係わる発明のパルス圧縮送受信装置は、相補系列を用いるパルス圧縮送受信装置において、初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、上記２連の送信パルスが目標で反射された２連の反射パルスの受信後に、パルス繰返し周期ごとに上記２連の送信パルスの送信を繰り返す送信装置と、
２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関とを求めそれらの相関結果の和をとる相関器とを有する受信装置と、を備えたことを特徴とする。
【００２５】
また、この請求項４に係わる発明のパルス圧縮送受信方法は、以下のステップを有することを特徴とする。
（ａ）初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信する送信ステップ、
（ｂ）２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、求めた２つの相関結果が両方とも０以外の時は、２つの相関結果の和を最終的な相関結果とし、少なくとも片方が０の場合は、最終的な相関結果を０とする受信ステップ、
（ｃ）受信ステップが実行されると、ステップ（ａ）に進み繰り返す。
【００２６】
また、この請求項５に係わる発明のパルス圧縮送受信方法は、以下のステップを有することを特徴とする。
（ａ）初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信する送信ステップ、
（ｂ）２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、求めた２つの相関結果の両方が、予め定めたしきい値よりも大きい時は、入力の２つの相関結果の和を最終的な相関結果とし、少なくとも片方が予め定めたしきい値よりも小さい場合は、最終的な相関結果を０とする受信ステップ、
（ｃ）受信ステップが実行されると、ステップ（ａ）に進み繰り返す。
【００２７】
また、この請求項６に係わる発明のパルス圧縮送受信方法は、以下のステップを有することを特徴とする。
（ａ）初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信する送信ステップ、
（ｂ）２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、それらの相関結果の和をとる受信ステップ、
（ｃ）受信ステップが実行されると、ステップ（ａ）に進み繰り返す。
【００２８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１を示す構成図である。
図１において、１は安定化局部発振器、２は基準中間周波数信号発生器、３ａ、３ｂは周波数混合器、５は電力増幅器、６は送受切替器、７はアンテナ、８は中間周波数増幅器、９は９０度ハイブリッド回路、１０ａ，１０ｂは位相検波器、１１ａ，１１ｂはＡ／Ｄ変換器、１３は変調符号切替器Ａ、１４は包絡線検波器、１９は後段信号処理回路、２０はパルス変調器Ｂ、２２ａ，２２ｂは相関器Ｃ、２３ａ，２３ｂは判断器Ａである。
【００２９】
このパルス圧縮送受信装置の実施の形態１について、図１，２，３，４を参照して説明する。
図１において、安定化局部発振器１で発生した信号と、基準中間周波数信号発生器２で発生した信号は、共に、周波数混合器３ａに入力される。周波数混合器３ａでは、安定化局部発振器１で発生した信号の周波数と、基準中間周波数との和の周波数の送信キャリア信号を生成し、パルス変調器Ｂ２０に出力する。
【００３０】
パルス変調器Ｂ２０では、周波数混合器３ａからの入力信号に対して、図２に示すように、幅Ｔのパルス変調を行い、その幅ＴのパルスをＭ個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、変調符号切替器Ａ１３からの情報により、前記の相補系列のＣｏｄｅＡを用いてパルス内位相変調を行う。
さらに、幅Ｔと同じ時間間隔ｗをおいて、幅Ｔのパルス変調を行い、その幅ＴのパルスをＭ個の幅Ｔｓのサブパルスに分割し、変調符号切替器１３からの情報により、相補系列のＣｏｄｅＢを用いてパルス内位相変調を行う、時間間隔ｗはパルス幅Ｔ以上であれば良いが、ここでは具体的に示すために、ｗ＝Ｔとしている。
以降は、ＰＲＩ−（２Ｔ＋ｗ）の間隔をあけて、再び、上記の操作の繰り返し行う。
但し、ＰＲＩは、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調した送信パルスと、時間間隔ｗのおいて相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調した送信パルスの２連の送信パルスが目標で反射された２連の反射パルスが受信されるまで、次の送信パルスを送信しないように十分長い時間をとっている。
【００３１】
パルス変調Ｂ２０の出力信号は、電力増幅器５に入力され、電力の増幅が行われ、送受切替器６を経て、アンテナ７より空間へ放射される。目標からの反射信号は、アンテナ７で受信され、送受切替器６を経て、周波数混合器３ｂに入力される。
また、周波数混合器３ｂには、安定化局部発振器１で発生した信号も入力される。
周波数混合器３ｂでは、受信信号のキャリア信号の周波数と安定化局部発振器１で発生した信号の差の周波数の信号、即ち中間周波数の信号を生成する。周波数混合器３ｂの出力信号は、中間周波数増幅器８へ入力され、電力の増幅が行われ、その後２分されて、それぞれ、位相検波器１０ａ，１０ｂに入力される。
一方、基準中間周波数信号発生器２で発生した信号は、９０度ハイブリッド回路９で９０度の位相差をもった２つの信号に分離され、位相検波器１０ａ，１０ｂに入力される。位相検波器１０ａ及び１０ｂでは、中間周波数増幅器８の出力信号と９０度ハイブリッド回路３の出力信号から、中間数周波数と基準中間周波数の差の周波数をもち、互いに９０度に位相差をもつＩ成分，Ｑ成分のビデオ信号を生成する。
生成されたＩ，Ｑビデオ信号は、サンプリング周波数が１／ＴｓのＡ／Ｄ変換器１１ａ，１１ｂに入力され、それぞれディジタルＩ，Ｑビデオ信号に変換され、相関器Ｃ２２ａ，２２ｂに入力される。相関器Ｃ２２ａ，２２ｂの動作、及び判断器Ａ２３ａ，２３ｂの動作は、その入力信号がＩビデオ信号かＱビデオ信号の違いであり、ここでは、相関器Ｃ２２ａの動作を図３を参照して、また、判断器Ａ２３ａの処理は図４のフローチャートを参照して詳しく説明する。
【００３２】
図３において、この相関器Ｃ２２ａは、入力されたディジタルＩビデオ信号を１サンプルづつ順次記憶する３Ｍ（Ｍは変調符号の符号長）段のシフトレジスタ２９と、送信時のパルス内位相変調に用いた相補系列のＣｏｄｅＡを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ａと、送信時のパルス内位相変調に用いた相補系列のＣｏｄｅＢを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ｂと、２Ｍ個の乗算器２６と、加算器３１ａ，３１ｂから構成される。
【００３３】
相関器Ｃ２２ａに入力されたディジタルＩビデオ信号は、１サンプルづつ順次３Ｍ段のシフトレジスタ２９に入力される。そして、ディジタルＩビデオ信号が１サンプル入力される毎に、シフトレジスタ２９の１番目からＭ番目のレジスタの各値と対応する参照信号記憶メモリ２５ａの各値との乗算をＭ個の乗算器２６で行い、その結果を加算器３１ａに出力する。加算器３１ａでは、Ｍ個の入力信号の総和を求め、その結果を判断器Ａ２３ａに出力する。また同時、シフトレジスタ２９の２Ｍ＋１番目から３Ｍ番目のレジスタの値と対応する参照信号記憶メモリ２５ｂの各値との乗算をＭ個の乗算器で２６で行い、その結果を加算器３１ｂに出力する。加算器３１ｂでは、Ｍ個の入力信号の総和を求め、その結果を判断器Ａ２３ａに出力する。
【００３４】
また、この判断器Ａ２３ａは、図４のフローチャートに示すように、ステップＳ５０ａにおいて、加算器３１ａの出力信号と加算器３１ｂの出力信号が共にゼロより大きいかどうかの判断を行い、加算器３１ａの出力信号と加算器３１ｂの出力信号が共にゼロより大きい場合は、ステップＳ５０ｂに進み、加算器３１ａの出力信号と加算器３１ｂの出力信号の和を包絡線検波器１４に出力する。また、加算器３１ａの出力信号と加算器３１ｂの出力信号の少なくとも一方がゼロの場合は、ステップＳ５０ｃに進み、包絡線検波器１４にゼロを出力する。
【００３５】
相関器Ｃ２２ｂ及び判断器Ａ２３ｂでは、先にも述べたように、ディジタルＩビデオ信号がディジタルＱビデオ信号に置き換わっただけで、相関器Ｃ２２ａ、及び判断器Ａ２３ａと同様の動作を行う。
【００３６】
包絡線検波器１４では、判断器Ａ２３ａの出力信号の２乗と判断器Ａ２３ｂの出力信号の２乗の和、あるいは和の平方根を求め、その結果を後段信号処理回路１９に出力する。
後段信号処理回路１９では、信号検出や距離測定等の信号処理を行う。
【００３７】
次に、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１の送受信動作について、図５のフローチャートを参照して説明する。
このステップＳ６０ａにおいて、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔと同じ時間間隔ｗをあけて、相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、ステップＳ６０ｂに進む。
ステップＳ６０ｂでは、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、求めた２つの相関結果が両方とも０以外の時は、２つの相関結果の和を最終的な相関結果とし、少なくとも片方が０の場合は、最終的な相関結果を０にし、再びステップＳ６０ａに戻る。以降は、ステップＳ６０ａとステップＳ６０ｂの繰り返しとなる。
【００３８】
なお、上記の図５のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１の送受信動作を説明するフローチャートは、この発明のパルス圧縮送受信方法を定義するものであり、上記フローチャートの各ステップについては、この発明の実施の形態１の動作の説明で行っている。
【００３９】
以下に、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態において、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブがゼロになる原理について、図１，図２，図４，図６，図１７を参照して説明する。
なお、上記実施の形態では、具体的に示すために、時間間隔ｗをｗ＝Ｔとして記述したが、ここでは、一般的に示すために、ｗ≧Ｔとして説明する。
相関器Ｃ２２ａにおける相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調して送信した幅Ｔのパルスと、パルス幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけてＣｏｄｅＢでパルス内位相変調して送信した幅Ｔのパルスに対する受信パルス信号（ディジタルＩビデオ信号）と、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号、及びＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号との相関関係は、図６に示すように、ｃａｓｅ（ａ）〜（ｉ）の９通りがある。
ここで、タイムラグｔｚは、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号とＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号が完全に重なり、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号が完全に重なった場合、即ち、ｃａｓｅ（ｅ）を０としている。
【００４０】
ｃａｓｅ（ａ）の場合（ｔｚ≧（２Ｔ＋ｗ））は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号及びＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号のいずれも、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号とも、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号とも重ならないため、相関器Ｃ２２ａ中の加算器３１ａからも加算器３１ｂからも０が判断器Ａ２３ａに出力され、判断器Ａ２３ａでは、入力の両方が０となるため、図４に示したフローチャートによる処理により、０が包絡線検波器１４に出力される。
【００４１】
ｃａｓｅ（ｂ）の場合（（２Ｔ＋ｗ）＞ｔｚ＞ｗ）は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号とも、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号とも重ならないが、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号と重なるため、相関器Ｃ２２ａ中の加算器３１ａからは０が出力され、加算器３１ｂからは、ＣｏｄｅＡとＣｏｄｅＢのあるタイムラグでの相互相関値が出力される。そのため、判断器Ａ２３ａでは、図４に示したフローチャートによる処理により、入力の一方が０のため０が包絡線検波器１４に出力される。
【００４２】
ｃａｓｅ（ｃ）の場合（ｗ≧ｔｚ≧Ｔ）は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号及びＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号のいずれも、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号とも、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号とも重ならないため、相関器Ｃ２２ａ中の加算器３１ａからも加算器３１ｂからも０が判断器Ａ２３ａに出力され、判断器Ａ２３ａでは、入力の両方が０となるため、図４に示したフローチャートによる処理により、０が包絡線検波器１４に出力される。
【００４３】
ｃａｓｅ（ｄ）の場合（Ｔ＞ｔｚ＞０）は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号と重なり、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号と重なるため、相関器Ｃ２２ａ中の加算器３１ａからはＣｏｄｅＡとＣｏｄｅＡのあるタイムラグｔｚでの自己相関値が出力され、加算器３１ｂからはＣｏｄｅＢとＣｏｄｅＢの同じタイムラグｔｚでの自己相関値が出力される。
そのため、判断器Ａ２３ａでは、図４に示したフローチャートによる処理により、両方の入力が０の場合は０を、両方の入力の絶対値が０より大きい場合は、加算器３１ｂと加算器３１ａの和を包絡線検波器１４に出力するが、図１７に示した相補系列のレンジサイドローブレベルの特性により、加算器３１ｂと加算器３１ａの和は０となるため、包絡線検波器１４へは０が出力される。
【００４４】
ｃａｓｅ（ｅ）の場合（ｔｚ＝０）は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号と完全に重なり、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号と完全に重なるため、相関器Ｃ２２ａ中の加算器３１ａからはＣｏｄｅＡとＣｏｄｅＡのタイムラグｔｚ＝０での自己相関値が出力され、加算器３１ｂからはＣｏｄｅＢとＣｏｄｅＢのタイムラグｔｚ＝０での自己相関値が出力される。そのため、判断器Ａ２３ａでは、図４に示したフローチャートによる処理により、両方の入力に絶対値が０より大きいため、加算器３１ｂと加算器３１ａの和を包絡線検波器１４に出力する。タイムラグｔｚ＝０での加算器３１ｂと加算器３１ａの和は、図１７に示した相補系列のレンジサイドローブレベルの特性により、２Ｍ（Ｍは相補系列の符号長）倍となる。
【００４５】
ｃａｓｅ（ｆ）の場合（０＞ｔｚ＞−Ｔ）は、ｃａｓｅ（ｄ）と同じになり、包絡線検波器１４へは０が出力される。
【００４６】
ｃａｓｅ（ｇ）の場合（−Ｔ≧ｔｚ≧−ｗ）は、ｃａｓｅ（ｃ）と同じになり、包絡線検波器１４へは０が出力される。
【００４７】
ｃａｓｅ（ｈ）の場合（−ｗ＞ｔｚ＞−（２Ｔ＋ｗ））は、ｃａｓｅ（ｂ）の逆となり、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号とも、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号とも重ならないが、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号は、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号と重なるため、相関器Ｃ２２ａ中の加算器３１ｂからは０が出力され、加算器３１ａからは、ＣｏｄｅＡとＣｏｄｅＢのあるタイムラグでの相互相関値が出力される。そのため、判断器Ａ２３ａでは、図４に示したフローチャートによる処理により、入力の一方が０のため０が包絡線検波器１４に出力される。
【００４８】
ｃａｓｅ（ｉ）の場合（−（２ｔ＋ｗ）≧Ｔｚ）は、ｃａｓｅ（ａ）と同じになり、包絡線検波器１４へは０が出力される。
【００４９】
以上、判断器Ａ２３ａにおける動作について説明したが、判断器Ａ２３ｂについても同様である。上記の理由によって、タイムラグｔｚ＝０以外の相関値即ちレンジサイドローブを０にすることができる。
【００５０】
また、以下に、本実施の形態で示したパルス圧縮送受信装置において、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化が少なくなる理由について、図２０，図７，図８を参照して説明する。
【００５１】
従来例の相補系列を用いたパルス圧縮送受信装置において、ドップラ周波数による位相変調がある場合は、図２０に示したように、ドップラ周波数によって、２ＰＲＩの時間間隔の受信信号の位相が２πの奇数倍変化するような位相変調が生じた時、即ち、ドップラ周波数が１／（２ＰＲＩ）の奇数倍の時に、ピークレンジサイドローブレベルが∞となり最も大きくなるのに対し、
実施の形態１で示したパルス圧縮送受信装置では、図７に示すように、ドップラ周波数が、１／（２ＰＲＩ）よりも高い１／（２（Ｔ＋ｗ））の奇数倍の時、即ち、ドップラ周波数によって、２（Ｔ＋ｗ）の時間間隔の受信信号の位相が２πの奇数倍変化するような位相変調が生じた時に、タイムラグｔｚ＝０の時のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された受信パルス信号のＩあるいはＱディジタルビデオ信号と、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調した参照信号との相関値と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された受信パルス信号のＩあるいはＱディジタルビデオ信号と、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調した参照信号との相関値が、大きさが同じで、符号が正負逆の値となり、それらの和であるメインローブがゼロ、即ち、ピークレンジサイドローブレベルが∞となり最も大きくなる。
【００５２】
ピークレンジサイドローブは、ドップラ周波数が、ピークレンジサイドローブレベルが∞となるドップラ周波数に近づくに従って劣化していくため、ピークレンジサイドローブレベルが∞となるドップラ周波数が従来例のパルス圧縮送受信装置において、相補系列を用いた場合よりも高くなる実施の形態１で示したパルス圧縮送受信装置は、同じドップラ周波数でのピークレンジサイドローブレベルの劣化が小さくなる。
【００５３】
図８に、ドップラ周波数を０Ｈｚから３０Ｈｚまで変化させたときの、従来例のパルス圧縮送受信装置における相補系列（符号長Ｍ＝１０）を用いたパルス圧縮と、従来例のパルス圧縮送受信装置におけるＢａｒｋｅｒ系列（符号長Ｍ’＝１１）を用いたパルス圧縮と、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１における相補系列（符号長Ｍ＝１０）を用いたパルス圧縮のピークレンジサイドローブレベルの変化のシミュレーション結果を示す。
但し、ＰＲＩ＝１０ｍｓｅｃ、Ｔ／ＰＲＩは０．１としている。
図示していないが、上記シミュレーションの範囲を広げると、従来例の相補系列を用いたパルス圧縮送受信装置においては、ドップラ周波数が５０Ｈｚの時にピークレンジサイドローブレベルが∞となり、ドップラ周波数が５０Ｈｚに近づくにつれてピークレンジサイドローブレベルが劣化するのに対し、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１においては、ドップラ周波数が２５０Ｈｚの時にピークレンジサイドローブレベルが∞となり、ドップラ周波数が２５０Ｈｚに近づくにつれてピークレンジサイドローブレベルが劣化するため、従来例の相補系列を用いたパルス圧縮送受信装置の場合より、ドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化が少ないことが分かる。
【００５４】
また、図８によれば、従来例のパルス圧縮送受信装置において、ドップラ周波数が１０Ｈｚ前後の時に相補系列からＢａｒｋｅｒ系列の変調符号系列に切り替えたとしても、例えば、ドップラ周波数が２５Ｈｚの場合、従来例のパルス圧縮送受信装置において、Ｂａｒｋｅｒ系列を用いた場合のピークレンジサイドローブレベルが−２０．４ｄＢであるのに対し、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１では、−２５．４ｄＢとなり、約５ｄＢピークレンジサイドローブレベルを小さくすることができる。
【００５５】
また、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１では、従来例のパルス圧縮送受信装置の受信装置で必要とする切替スイッチ１５、ｏｎ−ｏｆｆスイッチ１７、メモリー１６、及び図２３で示した相関器Ａの構成要素の切替スイッチ２７を必要とせず、構成も簡単にすることができる。
【００５６】
さらに、従来例のパルス圧縮送受信装置では、１回のパルス圧縮結果の得るのに、１ＰＲＩ毎に図２２に示すように、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調したパルスと、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調したパルスと、Ｂａｒｋｅｒ系列でパルス内位相変調したパルスの３つのパルスを送信する必要があるため、３ＰＲＩの時間を要するのに対し、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態では、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調した送信パルスと、ＣｏｄｅＢでパルス内位相変調した送信パルスのみを用い、しかも、この２つのパルスを１ＰＲＩの間に送信するために、１回のパルス圧縮結果の得るのに１ＰＲＩの時間しか必要としない。
【００５７】
以上のように、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくし、しかも構成が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くすることができる。
【００５８】
実施の形態２．
図９は、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態２を示す構成図である。
図９において、３２ａ，３２ｂは実施の形態１と構成の異なる判断器Ｂであり、その他は実施の形態１と同様である。
【００５９】
このパルス圧縮送受信装置の実施の形態２について、実施の形態１と異なる構成の判断器Ｂについて、その前段の相関器Ｃとともに、図９，図３，図４を参照して説明する。
【００６０】
図９，図３において、相関器Ｃ２２ａは、入力されたディジタルＩビデオ信号を１サンプルづつ順次記憶する３Ｍ（Ｍは変調符号の符号長）段のシフトレジスタ２９と、送信時のパルス内位相変調に用いた相補系列のＣｏｄｅＡを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ａと、送信時のパルス内位相変調に用いた相補系列のＣｏｄｅＢを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ｂと、２Ｍ個の乗算器２６と、加算器３１ａ，３１ｂから構成される。
【００６１】
上記相関器Ｃ２２ａに入力されたディジタルＩビデオ信号は、１サンプルづつ順次３Ｍ段のシフトレジスタ２９に入力される。そして、ディジタルＩビデオ信号が１サンプル入力される毎に、シフトレジスタ２９の１番目からＭ番目のレジスタの各値と対応する参照信号記憶メモリ２５ａの各値との乗算をＭ個の乗算器２６で行い、その結果を加算器３１ａに出力する。
加算器３１ａでは、Ｍ個の入力信号の総和を求め、その結果を判断器Ｂ３２ａに出力する。
また同時、シフトレジスタ２９の２Ｍ＋１番目から３Ｍ番目のレジスタの値と対応する参照信号記憶メモリ２５ｂの各値との乗算をＭ個の乗算器で２６で行い、その結果を加算器３１ｂに出力する。
加算器３１ｂでは、Ｍ個の入力信号の総和を求め、その結果を判断器Ｂ３２ａに出力する。
【００６２】
判断器Ｂ３２ａは、図１０のフローチャートに示すように、ステップＳ５１ａにおいて、加算器３１ａの出力信号の絶対値と加算器３１ｂの出力信号の絶対値が共に、あらかじめ定めたスレッショルドＴｒより大きいかどうかの判断を行い、加算器３１ａの出力信号の絶対値と加算器３１ｂの出力信号の絶対値とが共に、上記スレッショルドＴｒより大きい場合は、ステップＳ５１ｂに進み、加算器３１ａの出力信号と加算器３１ｂの出力信号の和を包絡線検波器１４に出力する。
また、加算器３１ａの出力信号の絶対値と加算器３１ｂの出力信号の絶対値の少なくとも一方が上記スレッショルドＴｒより小さい場合は、ステップＳ５１ｃに進み、包絡線検波器１４にゼロを出力する。
【００６３】
相関器Ｃ２２ｂ及び判断器Ｂ３２ｂでは、先にも述べたように、ディジタルＩビデオ信号がディジタルＱビデオ信号に置き換わっただけで、相関器Ｃ２２ａ、及び判断器Ａ３２ａと同じ動作を行う。
【００６４】
包絡線検波器１４では、判断器Ｂ３２ａの出力信号の２乗と判断器Ｂ３２ｂの出力信号の２乗の和、あるいは和の平方根を求め、その結果を後段信号処理回路１９に出力する。後段信号処理回路１９では、信号検出や距離測定等の信号処理を行う。
【００６５】
次に、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態２の送受信動作について図１１のフローチャートを参照して説明する。
ステップＳ６１ａにおいて、初めに、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔと同じ時間間隔ｗをあけて、相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、ステップＳ６１ｂに進む。
ステップＳ６１ｂでは、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、求めた２つの相関結果の両方が、予め定めたしきい値よりも大きい時は、入力の２つの相関結果の和を最終的な相関結果とし、少なくとも片方が予め定めたしきい値よりも小さい場合は、最終的な相関結果を０とし、再びステップＳ６１ａに戻る。以降は、ステップＳ６１ａとステップＳ６１ｂの繰り返しとなる。
【００６６】
上記のように、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態２によれば、実施の形態１と同様に、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合の、ピークレンジサイドローブレベルの劣化が少なく、しかも構造が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くすることができる。
さらに、上記の判断器Ｂの動作にスレッショルドＴｒを用いて判断することにより、雑音等の影響によって、相関器Ｃ２２ａあるいは２２ｂにおいて、理論的には、加算器３１ａ及び加算器３１ｂからの出力が０となるべきところに０でない値が生じたときも、正しい判断を行うことができる。
【００６７】
なお、上記の図１１のパルス圧縮送受信装置の送受信動作を説明するフローチャートは、この発明のパルス圧縮送受信方法を定義するものであり、上記フローチャートの各ステップについては、この発明の実施の形態１，２の動作の説明で行っている。
【００６８】
実施の形態３．
図１２は、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態３を示す構成図である。
図１２において、１は安定化局部発振器、２は基準中間周波数信号発生器、３ａ、３ｂは周波数混合器、５は電力増幅器、６は送受切替器、７はアンテナ、８は中間周波数増幅器、９は９０度ハイブリッド回路、１０ａ、１０ｂは位相検波器、１１ａ，１１ｂはＡ／Ｄ変換器、１３は変調符号切替器Ａ、１４は包絡線検波器、１９は後段信号処理回路、２０はパルス変調器Ｂ、２１ａ，２１ｂは相関器Ｂである。
実施の形態１の構成との差異は、相関器Ｂの構成が相違し、また、判断器を有しないことであり、その他の構成と動作は実施の形態１と同様である。
【００６９】
このパルス圧縮送受信装置の実施の形態３について、実施の形態１と異なる構成の相関器Ｂについて、図１２，図１３を参照して説明する。
【００７０】
図１２，図１３において、相関器Ｂ２１ａは、入力されたディジタルＩビデオ信号を１サンプルづつ順次記憶する３Ｍ段（Ｍは変調符号の符号長）のシフトレジスタ２９と、送信時のパルス内位相変調に用いた相補系列のＣｏｄｅＡを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ａと、送信時のパルス内位相変調に用いた相補系列のＣｏｄｅＢを用いて位相変調したディジタルの参照信号を記憶している参照信号記憶メモリ２５ｂと、２Ｍ個の乗算器２６と、加算器３０から構成される。
【００７１】
相関器Ｂ２１ａに入力されたディジタルＩビデオ信号は、１サンプルづつ順次３Ｍ段のシフトレジスタ２９に入力される。
そして、ディジタルＩビデオ信号が１サンプル入力される毎に、シフトレジスタ２９の１番目からＭ番目のレジスタの各値と対応する参照信号記憶メモリ２５ａの各値との乗算をＭ個の乗算器２６で行い、その結果を加算器３０に出力する。
また同時、シフトレジスタ２９の２Ｍ＋１番目から３Ｍ番目のレジスタの値と対応する参照信号記憶メモリ２５ｂの各値との乗算をＭ個の乗算器２６で行い、その結果を加算器３０に出力する。
加算器３０では、２Ｍ個の乗算器２６の出力信号の総和を求め、包絡線検波器１４に、その結果を出力する。
相関器Ｂ２１ｂは、ディジタルＩビデオ信号がディジタルＱビデオ信号に置き換わっただけで、相関器Ｂ２１ａと同じ動作を行う。
【００７２】
包絡線検波器１４では、相関器Ｂ２１ａの出力信号の２乗と相関器Ｂ２１ｂの出力信号の２乗の和、あるいは和の平方根を求め、その結果を後段信号処理回路１９に出力する。後段信号処理回路１９では、信号検出や距離測定等の信号処理を行う。
【００７３】
次に、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態３の送受信動作について、図１４のフローチャートを参照して説明する。
ステップＳ６２ａにおいて、初めに、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔと同じ時間間隔ｗをあけて、相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、ステップＳ６２ｂに進む。
ステップＳ６２ｂでは、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列のＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、それらの相関結果の和をとり、再びステップＳ６２ａに戻る。以降は、ステップＳ６２ａとステップＳ６２ｂの繰り返しとなる。
【００７４】
以上のように、この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態３によれば、図６で示した相補系列のＣｏｄｅＡでパルス内位相変調して送信した幅Ｔのパルスと、時間間隔ｗをあけてＣｏｄｅＢでパルス内位相変調して送信した幅Ｔのパルスに対する受信パルス信号と、ＣｏｄｅＡでパルス内位相変調された参照信号、及びＣｏｄｅＢでパルス内位相変調された参照信号との相関関係において、
タイムラグｔｚが、ｃａｓｅ（ｂ）（（２Ｔ＋ｗ）＞ｔｚ＞ｗ）とｃａｓｅ（ｈ）（−ｗ＞ｔｚ＞−（２Ｔ＋ｗ））の場合のレンジサイドローブレベルが０でなくなるため、実施の形態１，２と同様の、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくするという効果が得られるタイムラグｔｚの範囲が、（（２Ｔ＋ｗ）＞ｔｚ＞ｗ）及び（−ｗ＞ｔｚ＞−（２Ｔ＋ｗ））の範囲以外に限られるが、判断器がいらなくなり、実施の形態１及び２よりもより簡単な構成とすることができる。
また、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間は実施の形態１，２と同様に、従来例より短くすることができる。
【００７５】
なお、上記の図１４のパルス圧縮送受信装置の送受信動作を説明するフローチャートは、このパルス圧縮送受信方法を定義するものであり、上記フローチャートの各ステップについては、この発明の実施の形態１，３の動作の説明で行っている。
【００７６】
なお、以上のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１，２，３では、受信信号をＡ／Ｄ変換したディジタル信号に対して復調処理を行っているが、Ａ／Ｄ変換器をなくしてアナログ信号に対して復調処理を行う場合にも、適用可能である。
【００７７】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に係わる発明によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくし、しかも構成が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くしたパルス圧縮送受信装置を得ることができる。
【００７８】
また、請求項２に係わる発明によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくし、しかも構成が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くしたパルス圧縮送受信装置を得ることができ、さらに、雑音等の影響による相関値決定の誤判断要因を低減したパルス圧縮送受信装置を得ることができる。
【００７９】
また、請求項３に係わる発明によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくするという効果が得られるタイムラグｔｚの範囲が限定されるが、構成が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くしたパルス圧縮送受信装置を得ることができる。
【００８０】
また、請求項４に係わる発明によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくし、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くしたパルス圧縮送受信方法を得ることができる。
【００８１】
また、請求項５に係わる発明によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくし、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くし、さらに、雑音等の影響による相関値決定の誤判断要因を低減したパルス圧縮送受信方法を得ることができる。
【００８２】
また、請求項６に係わる発明によれば、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロとし、受信信号にドップラ周波数による位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの劣化を少なくするという効果が得られるタイムラグｔｚの範囲が限定されるが、構成が簡単で、一回のパルス圧縮結果を得るのに必要な時間を短くしたパルス圧縮送受信方法を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１を示す構成ブロック図である。
【図２】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１，２，３に共通の送信パルス信号と送信パルス信号の波形図である。
【図３】 図１の相関器の内部構成図である。
【図４】 図１の判断器の動作を説明するフローチャートである。
【図５】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１におけるパルス送受信動作を説明するフローチャートである。
【図６】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１，２，３に共通に、受信パルス信号と、参照信号の相関関係を説明する図である。
【図７】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１，２，３に共通に、受信信号に、１／（２（Ｔ＋ｗ））のドップラ周波数による位相変調がある場合のタイムラグｔｚ＝０時の相関特性を説明する図である。
【図８】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態１における受信信号に０〜３０Ｈｚのドップラ周波数の位相変調がある場合のピークレンジサイドローブレベルの抑圧効果を説明する図である。
【図９】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態２を示す構成ブロック図である。
【図１０】 図９の判断器の動作を説明するフローチャートである。
【図１１】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態２におけるパルス送受信動作を説明するフローチャートである。
【図１２】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態３を示す構成ブロック図である。
【図１３】 図１２の相関器の内部構成図である。
【図１４】 この発明のパルス圧縮送受信装置の実施の形態３におけるパルス送受信動作を説明するフローチャートである。
【図１５】 パルス内位相変調方式のパルス圧縮送受信装置の送信パルス信号波形を説明する図である。
【図１６】 変調符号系列に２値符号系列を単独で用いたパルス圧縮送受信装置の受信信号復調後の振幅特性（メインローブとレンジサイドローブ）を説明する図である。
【図１７】 変調符号系列に相補系列を用いたパルス圧縮送受信装置の受信信号復調後の振幅特性（メインローブとレンジサイドローブ）を説明する図である。
【図１８】 代表的な相補系列を示す図である。
【図１９】 従来のパルス圧縮送受信装置において、パルス内位相変調に相補系列を用いた場合に、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のタイムラグｔｚ＝０の時の相関特性を説明する図である。
【図２０】 従来のパルス圧縮送受信装置において、パルス内位相変調に相補系列を用いた場合に、受信信号に１／２ＰＲＩのドップラ周波数による位相変調がある場合のタイムラグｔｚ＝０の時の相関特性を説明する図である。
【図２１】 従来のパルス圧縮送受信装置を示す構成ブロック図である。
【図２２】 従来のパルス圧縮送受信装置の送信パルス信号と送信パルス信号の波形図である。
【図２３】 図２１の相関器の内部構成図である。
【符号の説明】
１ 安定化局部発振器、 ２ 基準中間信号発生器、 ３ａ，３ｂ 周波数混合器、 ４ パルス変調器Ａ、 ５ 電力増幅器、 ６ 送受切替器、 ７ アンテナ、 ８ 中間週波数増幅器、 ９ ９０度ハイブリッド回路、 １０ａ，１０ｂ 位相検波器、 １１ａ，１１ｂ Ａ／Ｄ変換器、 １２ａ，１２ｂ 相関器Ａ、 １３ 変調符号切替器Ａ、 １４ 包絡線検波器、 １５ 切替スイッチ、 １６ メモリ、 １７ ｏｎ−ｏｆｆスイッチ、 １８ 加算器、 １９ 後段信号処理回路、 ２０ａ，２０ｂ パルス変調器Ｂ、 ２１ａ，２１ｂ相関器Ｂ、 ２２ａ，２２ｂ 相関器Ｃ、 ２３ａ，２３ｂ 判断器Ａ、 ２４ 可変段数シフトレジスタ、 ２５ａ，２５ｂ，２５ｃ 参照信号記憶メモリ、 ２６ 乗算器、 ２７ 切替スイッチ、 ２８ 加算器、 ２９ ３Ｍ段シフトレジスタ、 ３０ 加算器、 ３１ａ，３１ｂ 加算器、 ３２ａ，３２ｂ判断器Ｂ、 ３３ 変調符号切替器Ｂ。
Claims (6)
- 相補系列を用いるパルス圧縮送受信装置において、
初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに引き続いて上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、上記２連の送信パルスが目標で反射された２連の反射パルスの受信後に、パルス繰り返し周期ごとに上記２連の送信パルスの送信を繰り返す送信装置と、
２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求める相関器と、上記相関器で求められた２つの相関結果を入力とし２つの相関結果が両方とも０以外の時は、入力の２つの相関結果の和を出力し少なくとも片方が０の場合は、０を出力する判断器とを有する受信装置と、
を備えたことを特徴とするパルス圧縮送受信装置。 - 相補系列を用いるパルス圧縮送受信装置において、
初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、上記２連の送信パルスが目標で反射された２連の反射パルスの受信後に、パルス繰り返し周期ごとに上記２連の送信パルスの送信を繰り返す送信装置と、
２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求める相関器と、上記相関器で求められた２つの相関結果を入力とし２つの相関結果の両方が、予め定めたしきい値よりも大きい時は、入力の２つの相関結果の和を出力し、少なくとも片方が予め定めたしきい値よりも小さい場合は０を出力する判断器とを有する受信装置と、
を備えたことを特徴とするパルス圧縮送受信装置。 - 相補系列を用いるパルス圧縮送受信装置において、
初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信し、上記２連の送信パルスが目標で反射された２連の反射パルスの受信後に、パルス繰返し周期ごとに上記２連の送信パルスの送信を繰り返す送信装置と、
２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関とを求め、それらの相関結果の和をとる相関器を有する受信装置と、
を備えたことを特徴とするパルス圧縮送受信装置。 - 以下のステップを有することを特徴とするパルス圧縮送受信方法、
（ａ）初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信する送信ステップ、
（ｂ）２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、求めた２つの相関結果が両方とも０以外の時は、２つの相関結果の和を最終的な相関結果とし、少なくとも片方が０の場合は、最終的な相関結果を０とする受信ステップ、
（ｃ）受信ステップが実行されると、ステップ（ａ）に進み繰り返す。 - 以下のステップを有することを特徴とするパルス圧縮送受信方法、
（ａ）初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信する送信ステップ、
（ｂ）２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、求めた２つの相関結果の両方が、予め定めたしきい値よりも大きい時は、入力の２つの相関結果の和を最終的な相関結果とし、少なくとも片方が予め定めたしきい値よりも小さい場合は、最終的な相関結果を０とする受信ステップ、
（ｃ）受信ステップが実行されると、ステップ（ａ）に進み繰り返す。 - 以下のステップを有することを特徴とするパルス圧縮送受信方法、
（ａ）初めに、相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された幅Ｔのパルスを送信し、この送信パルスが目標で反射された反射パルスの受信を待たずに、引き続いて、上記送信パルスの幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけて、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された同じ幅Ｔのパルスを送信する送信ステップ、
（ｂ）２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスのパルス内位相変調に用いられた相補系列の一方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関と、２Ｔ＋ｗの時間間隔の受信信号の最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列でパルス内位相変調された参照信号との相関を求め、それらの相関結果の和をとる受信ステップ、
（ｃ）受信ステップが実行されると、ステップ（ａ）に進み繰り返す。
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