JP2022157184A - 物体検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数のセンサで同時に測距する。【解決手段】相互に異なる符号を使用する複数の検出部２を備える物体検出装置１であり、検出部２が、送信信号に基づいて送信波を送信するとともに送信波が物体で反射した反射波を受信する手段としてのセンサ３３と、反射波に基づくデータに対して高速フーリエ変換を行って周波数ビンごとのＦＦＴ出力を出力する手段としてのＦＦＴ部４６と、周波数ビンごとのＦＦＴ出力の中から振幅が最大のものを選択してＦＦＴＭＡＸ信号として出力する手段としての振幅最大値選択部４７と、ＦＦＴＭＡＸ信号について平均化処理を行って検出しきい値を生成する手段としてのしきい値生成部４８と、ＦＦＴＭＡＸ信号と検出しきい値とを比較して物体を検出する手段としての物体検出部４９と、を有する。【選択図】図２

Description

この発明は、物体検出装置に関し、具体的には、相対移動する物体からの反射波に基づいて物体を検出したり物体までの距離を測定したりする技術に関する。

従来、超音波を送信し、その反射波を受信して反射物体までの距離を測定する物体検出装置が知られている。例えば、超音波を送受信するセンサと測距回路とを備え、センサは、数十ｋＨｚの周波数の超音波を送信波Ｔｘとして数波から数十波程度の長さでバースト状に送信し、物体からの反射波Ｒｘを受信する。測距回路は、反射波Ｒｘに同期式直交検波などを行って、送信波Ｔｘと反射波Ｒｘとの相対的な遅延量を検出し、この遅延量と音速とから物体までの距離を算出する。

このような物体検出装置を自動車などの移動体に搭載した場合、移動しながら物体の検出を行うので、物体との相対速度によるドップラー効果により、反射波Ｒｘの周波数は送信波Ｔｘとは異なったものとなる。例えば、自動車に搭載された物体検出装置で、車庫入れ時の障害物を検知する場合、障害物である物体は停止しているが、物体検出装置は移動しているので、ドップラー効果によって送信波Ｔｘと反射波Ｒｘとで周波数に差異が生じる。

例えば、物体検出装置を搭載した自動車が時速１５ｋｍ（秒速４．１７ｍ）で物体に接近しているような場合、ドップラー効果により変化した反射波Ｒｘの周波数（ドップラー周波数）ｆ’は、下記の数式１から算出することができる。なお、ｆは送信波Ｔｘの周波数、Ｖは大気中の音速（具体的には、３４０ｍ／ｓ）、ｖｏは観測者の移動速度、ｖｓは音源の移動速度である。また、物体検出装置では、音源と観測者とが同一で物体からの反射波Ｒｘを観測しているため、観測者の移動速度ｖｏの符号は逆になる。

例えば、送信波Ｔｘの周波数ｆが５８．５ｋＨｚである場合、ドップラー周波数ｆ’は５９．９５ｋＨｚとなり、元の周波数５８．５ｋＨｚと比べて＋１．４５ｋＨｚの周波数シフトを受ける。すなわち、以上のようなドップラー環境下では、センサからの送信周波数が５８．５ｋＨｚだった場合には、反射して戻ってくる超音波をセンサで受信すると、センサと物体とが接近している場合には５９．９５ｋＨｚの電気信号になり、センサと物体とが離脱している場合には５７．０５ｋＨｚになる。なお、以下では、この周波数シフトをドップラーシフト周波数Δｆと呼ぶ。

このようなドップラー環境下において、ドップラーシフト周波数Δｆが不明で、元の５８．５ｋＨｚで直交検波を行うと、相関処理して得られる出力は、測距に有効なピーク波形が得られないので、測距の品質が低下してしまう。すなわち、正しいドップラーシフト周波数Δｆを何らかの方法で推定できれば、「送信周波数ｆ＋ドップラーシフト周波数Δｆ」の周波数で直交検波を行うか、若しくは送信周波数ｆで直交検波した後、ドップラーシフト周波数Δｆだけ周波数シフトする信号処理を施した後に相関処理を実施することで、測距に有効なピーク波形を得ることができる。

従来、パルス圧縮レーダで用いられるデジタルパルス圧縮装置には、ドップラーシフト
周波数Δｆが未知の入力信号に対応するために、ドップラーシフトに対して補正量が異なった複数個のドップラー補正回路を並設し、これらのドップラー補正回路で入力信号をドップラー補正した後、各々の出力信号についてパルス圧縮を行い、圧縮振幅が最大のものをレンジビン程度の時間ごとに検出して出力するものがある（例えば、特許文献１参照）。これによれば、ドップラーシフト周波数が分からない場合でも、安定した圧縮性能を得ることができる。

また、複数の相関器を利用して、受信信号と、所定間隔の相対速度（例えば、±４ｋｍ／ｈ）が反映された複数の相関入力信号とで相関を取り、得られた複数の相関出力信号を積算し、この積算結果から標的エコーのピーク波形が得られる相関出力信号を選択して測距を行うことにより、ドップラーシフトの影響を除去する装置も知られている（例えば、特許文献２参照）。

特開平０５－０６６２６８号公報 特表２０１７－５０８１３３号公報

ところで、自動車などに複数のセンサを配設する場合、特許文献１，２の技術では、それぞれの反射波が互いに干渉するため、同時に測距することが困難となる。このため、測距タイミングをずらして１センサずつ測距しなければならず、すべてのセンサで測距するのに長時間を要する。

そこでこの発明は、複数のセンサで同時に測距することが可能な、物体検出装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、この発明に係る物体検出装置は、相互に異なる符号を使用する複数の検出部を備える物体検出装置であり、前記検出部が、送信信号に基づいて送信波を送信するとともに前記送信波が物体で反射した反射波を受信する手段と、前記反射波に基づくデータに対して高速フーリエ変換を行って周波数ビンごとのＦＦＴ出力を出力する手段と、前記周波数ビンごとの前記ＦＦＴ出力の中から振幅が最大のものを選択してＦＦＴＭＡＸ信号として出力する手段と、前記ＦＦＴＭＡＸ信号について平均化処理を行って検出しきい値を生成する手段と、前記ＦＦＴＭＡＸ信号と前記検出しきい値とを比較して物体を検出する手段と、を有する、ことを特徴とする。

この発明に係る物体検出装置は、前記反射波に基づくデータに対して、前記高速フーリエ変換の前に、サンプル数を拡張する処理および前記拡張したサンプルを間引く処理を行い、前記サンプルを間引く処理は、所定数のサンプルの平均値を間引き後のデータとして用いることによって行われる、ようにしてもよい。

この発明に係る物体検出装置は、前記平均化処理として、ＣＦＡＲ処理が行われる、ようにしてもよい。

この発明に係る物体検出装置は、前記ＦＦＴＭＡＸ信号が検出された周波数ビンを、前記検出部と前記物体との間の相対速度を求めるためのドップラー周波数として出力する、ようにしてもよい。

この発明に係る物体検出装置によれば、高速フーリエ変換によって得られる周波数ビンごとのＦＦＴ出力のうちの振幅が最大のＦＦＴＭＡＸ信号について平均化処理を行って生成される検出しきい値とＦＦＴＭＡＸ信号とを比較するようにしているので、他符号を自分の符号であると認識してしまう誤検出率を低減させることが可能となる。

この発明に係る物体検出装置は、サンプル数の拡張処理およびサンプル平均値を用いてサンプルの間引き処理を行うようにした場合には、所望の周波数分解能や周波数レンジを実現したり演算量を減らしたりすることが可能となる。

この発明に係る物体検出装置は、検出しきい値を生成する際の平均化処理としてＣＦＡＲ処理が行われるようにした場合には、発明者の新たな知見によるとＦＦＴＭＡＸ信号の形状とＣＦＡＲ処理との相性が良いために両者を組み合わせることで適切な検出しきい値を生成することが可能となる。

この発明に係る物体検出装置は、ＦＦＴＭＡＸ信号が検出された周波数ビンをドップラー周波数として出力するようにした場合には、検出部と物体との間の相対速度を求めることができるようになり、非常に有用な情報を提供することが可能となる。

この発明の実施の形態に係る物体検出装置の概略構成を示す機能ブロック図である。 図１の物体検出装置の検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。 図２の検出部のデジタル信号処理回路の処理内容を説明する図である。 図２の検出部のシフトレジスタの動作を説明する図である。 図２の検出部の復号部において用いられるリファレンスの内容の例を示す表である。 図２の検出部のしきい値生成部において用いられるＣＡ－ＣＦＡＲ処理の内容を説明する図である。 図２の検出部の作用効果としての自他符号の識別における成功率および誤検出率を示す表である。 ＦＦＴＭＡＸ信号とＣＦＡＲ処理によって生成される検出しきい値との例を示す図である。

以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。

図１は、この発明の実施の形態に係る物体検出装置１の概略構成を示す機能ブロック図である。この物体検出装置１は、複数（この実施の形態では、３つ）の検出部２１，２２，２３で同時に測距を行う。具体的には、３つの検出部２１～２３がＥＣＵ（Ｅlectronic Ｃontrol Ｕnit の略）５に接続され、図１に示すように、相互に相関が低い３つの符号Ａ，符号Ｂ，および符号Ｃを使用し、第１の検出部２１には符号Ａ、第２の検出部２２には符号Ｂ、さらに第３の検出部２３には符号Ｃが割り当てられている。ここで、３つの検出部２１～２３は同等の構成であるので、以下では、これら３つの検出部２１～２３を特に区別する必要がない場合には単に「検出部２」として説明する。

図２は、この発明の実施の形態に係る物体検出装置１の検出部２の概略構成を示す機能ブロック図である。この検出部２は、相対移動する物体からの反射波に基づいて物体を検出したり物体までの距離を測定したりするための機序であり、クロック生成回路３１，センサ駆動回路３２，センサ３３，アナログ受信回路３４，ＡＤ変換回路３５，およびデジ
タル信号処理回路４を有する。

実施の形態に係る物体検出装置１は、相互に異なる符号を使用する複数の検出部２を備える物体検出装置１であり、検出部２が、送信信号に基づいて送信波を送信するとともに送信波が物体で反射した反射波を受信する手段としてのセンサ３３と、反射波に基づくデータに対して高速フーリエ変換を行って周波数ビンごとのＦＦＴ出力を出力する手段としてのＦＦＴ部４６と、周波数ビンごとのＦＦＴ出力の中から振幅が最大のものを選択してＦＦＴＭＡＸ信号として出力する手段としての振幅最大値選択部４７と、ＦＦＴＭＡＸ信号について平均化処理を行って検出しきい値を生成する手段としてのしきい値生成部４８と、ＦＦＴＭＡＸ信号と検出しきい値とを比較して物体を検出する手段としての物体検出部４９と、を有する、ようにしている。

クロック生成回路３１は、送信と受信との間の同期を維持するため、送受信の各回路にタイミング信号を供給する。

センサ駆動回路３２は、デジタル信号処理回路４（具体的には、送信信号生成部４１）から出力されるパルス信号の入力を受け、前記パルス信号を、センサ３３から物体検出のための超音波が送信されるように、適切な電圧と周波数帯域を有したアナログ信号（送信信号）に変換する。

センサ３３は、例えば音響センサによって構成され、センサ駆動回路３２から出力される送信信号の入力を受け、前記送信信号に基づいて物体検出のための超音波を送信するとともに、物体（図１に示す例では、障害物１０１）から反射した超音波を受信して電気信号に変換する。

アナログ受信回路３４は、センサ３３から出力される電気信号（具体的には、受信波に相当するアナログ信号）の入力を受け、前記電気信号を、受信波をＡＤ変換回路３５でデジタル信号に変換するのに適した信号レベルに増幅する。アナログ受信回路３４は、その際に、信号のＳＮ比（Ｓignal－to－Ｎoise ratio）を改善するため、フィルタなどで不要波や雑音を抑圧する。

ＡＤ変換（Ａnalog－to－Ｄigital converter）回路３５は、アナログ受信回路３４から出力される電気信号（具体的には、受信波に相当するアナログ信号）の入力を受け、アナログ信号である前記電気信号をデジタル信号に変換する。

デジタル信号処理回路４は、ＡＤ変換回路３５から出力されるデジタル信号の入力を受け、デジタル信号に変換された受信波を信号処理して、物体の有無や、センサ３３と物体との間の距離や、距離に応じて変化する遅延時間などの情報を取り出すための仕組みである。デジタル信号処理回路４は、送信信号生成部４１，直交検波部４２，シフトレジスタ４３，復号部４４，間引き部４５，ＦＦＴ部４６，振幅最大値選択部４７，しきい値生成部４８，および物体検出部４９を有する。

送信信号生成部４１は、物体を検出するための送信信号をセンサ駆動回路３２へと出力する。送信信号は矩形波によるバースト信号であり、送信時間の長さは、測距したい距離に応じて変わるが、送信波と受信波とが重ならないよう適切に設定される。設定値は、工場出荷時に定数として持っていてもよく、或いは、自動車などに搭載されている場合にはＥＣＵ５などの上位制御によって適時設定されてもよい。周波数は例えば４０ｋＨｚから６０ｋＨｚ程度の電気信号（具体的には、パルス信号）である。

送信されるバースト信号は、無変調でもよく、或いは、物体有無検出に利用するＦＦＴ
ＭＡＸ信号のピーク波形を整形するために自己相関特性のサイドローブが小さい符号（例えばＢａｒｋｅｒ符号）などを用いて変調を行うことでパルス圧縮を行うようにしてもよい。さらにここで相互に相関の小さい複数の符号の中から任意の１つを選んで送信することで他の符号を受信してもＦＦＴＭＡＸ信号にピークが形成されないことを利用して、複数の装置で同時に測距を行うことが可能となる。符号による変調を行うことでパルス圧縮を行うことにより、測距のためのメインローブを際立たせる効果が期待される。

符号化を行う場合は、物体検出装置１に用いられるセンサの波数が例えば１６波から３２波程度であることも考慮し、１６波から３２波程度の連続するパルス信号を１つのブロックとして、複数ブロック間における位相や周波数を変えることで符号化を行う。位相として０ｄｅｇおよび１８０ｄｅｇの２通りのどちらかが選択される場合は二位相偏移変調（ＢＰＳＫ：Ｂinary Ｐhase Ｓhift Ｋeying の略）と呼ばれ、０ｄｅｇ，９０ｄｅｇ，１８０ｄｅｇ，および２７０ｄｅｇの４通りの中から選択される場合は四位相偏移変調（ＱＰＳＫ：Ｑuadrature Ｐhase Ｓhift Ｋeying の略）と呼ばれる。複数の検出部２が同時に測距を行う場合は、相互に直交性の高い符号（したがって、相互に相関の小さい符号）が選択される。

直交検波部４２は、ＡＤ変換回路３５から出力される受信信号（具体的には、受信波に相当するデジタル信号）の入力を受け、前記受信信号に対して送信信号と同期した周波数で直交検波を行い、前記受信信号をベースバンド信号に変換する。ここで、反射波がドップラーシフトを受けている場合は直流からドップラーシフト周波数Δｆだけ周波数シフトしているが、デジタル信号処理回路４（特に、間引き部４５，ＦＦＴ部４６，振幅最大値選択部４７，およびしきい値生成部４８）により、ドップラー周波数シフトに影響されない処理が行われる。

直交検波部４２の出力は複素数であり、以降の信号処理は、振幅に対する処理を除いて、すべて複素数で行われる。

シフトレジスタ４３は、直交検波部４２から出力される、ベースバンド信号に変換された受信信号の入力を受け、後段のＦＦＴ部４６における処理を実行するための受信データを蓄積することを目的として、前記受信信号を適切な量だけ保持する。具体的には、直交検波部４２からサンプルデータが１つ出力されるたびに、保持しているサンプルデータのうちの最も古いサンプルデータが破棄され、直交検波部４２から新たに出力されるサンプルデータの書き込みが行われる。このシフトレジスタ４３と同様な処理が、ＲＡＭ（Ｒandom Ａccess Ｍemory の略）を用いたリングバッファで実現されるようにしてもよい。

図３は、デジタル信号処理回路４の動作を説明する図である。

受信信号は、固定小数点の離散値（例えば、１６ｂｉｔ）で表現された複素数であり、超音波１波長につき１サンプルのレートでシフトレジスタ４３へと入力される。例えば、送信される超音波の周波数が５８．５ｋＨｚであった場合は、サンプルレートは５８．５ｋｓｐｓで、サンプル間隔は約１７μｓとなる。図３に示す例では、符号化の際の１つのブロックを２３波とするとともに、長さ１１の互いに相関の小さい複数の符号の中から１つを用いて符号化する（具体的には、二位相偏移変調を用いて変調する）として、２３×１１＝２５３波の長さのバースト信号が送信される場合を例にして説明する。

なお、符号化の際の１つのブロックの波数や符号の長さは、２３波や１１に限定されるものではなく、例えば物体検出装置１に要求される性能が考慮されるなどしたうえで適宜調整され得る。例えば、センサ３３自体の仕様・性能や受信信号の良好なＳＮ比を確保するために望ましい（乗算後の）波数を十分に確保することが考慮されるなどしたうえで、
符号化の際の１つのブロックの波数や符号の長さが適宜調整されて設定されるようにしてよい。

図３に示す例では、シフトレジスタ４３の長さは、送信される超音波のバースト信号の長さ以上であるように、また、２の累乗であるように、ｓｒｅｇ［０］，ｓｒｅｇ［１］，・・・，およびｓｒｅｇ［２５５］の２５６段に設定される。なお、ｓｒｅｇ［Ｘ］は、各受信信号を保持する領域を表し、Ｘは領域各々のインデックス番号を表す。

シフトレジスタ４３は、受信信号が入力されるごとに、図４に示す例のように、ｓｒｅｇ［２５５］，ｓｒｅｇ［２５４］，ｓｒｅｇ［２５３］，・・・，ｓｒｅｇ［２］，およびｓｒｅｇ［１］へとｓｒｅｇ［２５４］，ｓｒｅｇ［２５３］，ｓｒｅｇ［２５２］，・・・，ｓｒｅｇ［１］，およびｓｒｅｇ［０］の内容をそれぞれ順に代入する（別言すると、１つずつ順に移動させる）とともに、新たに入力された受信信号の内容をｓｒｅｇ［０］へと代入して、受信データを蓄積し保持する動作を実行する。

復号部４４は、送信信号生成部４１において符号化を行った場合は、前記符号化に用いたのと同じ符号の複素共役を乗じて復号処理を行う。送信信号生成部４１において符号化を行わなかった場合は、復号部４４は処理を行わない。なお、送信信号生成部４１において符号化を行わない場合は、復号部４４は設けられないようにしてもよい。

復号部４４は、復号処理として、シフトレジスタ４３に保持されている内容とリファレンス（別言すると、参照信号；図３に示す例では、ｒｅｆ［０］，ｒｅｆ［１］，・・・，およびｒｅｆ［２５５］）の内容とを同じインデックス番号同士で複素乗算する。リファレンスには、送信信号と類似した波形が用いられる。具体的には例えば、送信時に送信信号生成部４１が出力する符号パターンがリファレンスとして用いられる。

復号部４４において用いられるリファレンスの内容の例を図５に示す。図５（Ａ）は第１の検出部２１において用いられるリファレンスの内容（具体的には、符号Ａに対応するリファレンスとしての符号パターン）であり、図５（Ｂ）は第２の検出部２２において用いられるリファレンスの内容（具体的には、符号Ｂに対応するリファレンスとしての符号パターン）である。また、送信信号生成部４１における二位相偏移変調（ＢＰＳＫ）での位相の変調の内容も図５に示す。図５に示すようなリファレンスの内容は、例えば、この発明を実現する回路を模したシミュレーションにより、相互に直交度が高く相関が小さい符号のペアが総当たりで計算して求められて設定される（図５は、実際にシミュレーションで求められた符号ペアの一例である）。なお、図５に示す例は二位相偏移変調（ＢＰＳＫ）の符号であるが、四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）の符号が用いられるようにしてもよく、その場合は＋ｊ（位相の変調が９０ｄｅｇ）および－ｊ（位相の変調が２７０ｄｅｇ）が入り交じる複素数となる（但し、ｊは虚数単位）。

復号部４４は、シフトレジスタ４３に保持されている内容とリファレンスの内容とを同じインデックス番号同士で複素乗算した結果として、ｓｒｅｇ［０］×ｒｅｆ［０］，ｓｒｅｇ［１］×ｒｅｆ［１］，・・・，およびｓｒｅｇ［２５５］×ｒｅｆ［２５５］を出力する（尚、出力されるデータ数は２５６個である）。なお、リファレンスのサイズは送信された符号と同じとなり、送信された符号を超えるリファレンスの内容は０となる。よって、復号部４４による復号処理における、送信された符号を超える領域は０との積となってすべて０となる。

間引き部４５は、復号部４４から出力される複素乗算結果の入力を受け、後段のＦＦＴ部４６の演算量を軽減するため、復号部４４から出力されるサンプルデータを平均化しながら間引きする。

ここで、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆast Ｆourier Ｔransform の略）は、離散的な時間波形のベクトル（具体的には、データ数：Ｍ，サンプルレート：Ｒ）を入力すると、離散的な周波数成分のベクトル（具体的には、周波数分解能：Ｒ／Ｍ，周波数レンジ：要素数×Ｒ／Ｍ）となることが知られており、高速フーリエ変換後の所望の周波数分解能や周波数レンジを実現するために、入力データの後ろに０を加えて（別言すると、０を詰めて）データ数Ｍを増やしたり、データの間引きを行ってベクトルの要素の数を小さくして演算量を減らしたりすることが可能である。

図３に示す例では、入力データへの０詰めによるサンプル数の拡張と、サンプル数の間引きとが行われる。ここでは、変数の初期値はデータ数Ｍ＝２５６，サンプルレートＲ＝５８．５ｋＨｚとし、２５６サンプルの後ろに２５６サンプル分０詰めして加えてサンプル数を５１２としたうえで、１／１６の間引き処理をして５１２サンプルを３２サンプルに間引く。

間引き部４５は、間引き処理については、具体的には、１６サンプルずつの平均値を間引き処理後のデータ／サンプルとして用いる。具体的には例えば、サンプル番号（インデックス番号；以下同じ）が０～１５のサンプル（データ）の平均値を間引き処理後のサンプル番号０のデータ／サンプルとし、サンプル番号が１６～３１のサンプル（データ）の平均値を間引き処理後のサンプル番号１のデータ／サンプルとし、以降も同様にして、サンプル番号が２４０～２５５のサンプル（データ）の平均値を間引き処理後のサンプル番号１５のデータ／サンプルとする。また、サンプル番号が２５６～５１１までは０詰め処理によって拡張されたサンプルであり、平均値も０になるので、間引き処理後のサンプル番号が１６～３１までは０である。

間引き部４５の間引き処理は、折り返し雑音の増加によるＳＮ比の劣化を回避できる点で平均値を用いることが好ましいものの、例えば、所定サンプル数の中の中央値や中間値などの他の統計量（別言すると、代表値）が用いられるようにしてもよい。

なお、サンプル数の０詰めによる拡張の程度，間引きの程度，および間引き後のサンプル数は、それぞれ、５１２サンプルへの拡張，１／１６，および３２サンプルに限定されるものではなく、例えば物体検出装置１に要求される性能が考慮されるなどしたうえで適宜調整され得る。例えば、バースト信号の長さ（波数）や、ドップラーシフト範囲（即ち、検出部２／センサ３３と物体との間の相対速度の範囲）の想定を含む、必要とされる周波数分解能および周波数レンジ（ドップラーシフト範囲）が考慮されるなどしたうえで、サンプル数の０詰めによる拡張の程度，間引きの程度，および間引き後のサンプル数が適宜調整されて設定されるようにしてよい。また、復号部４４から出力される２５６サンプルについて８サンプルずつの平均値を間引き処理後のデータ／サンプルとして用いて、間引き処理後のデータ／サンプルとしての３２サンプルを生成するようにしてもよい。この場合は、復号部４４から出力される２５６サンプルに続けての０詰め処理は必要なく、もとのデータ／サンプルが０であるために平均値も０になるということはなく、間引き処理後の３２サンプルはすべて（通常は）０以外の値となる。

図３に示す例では、０詰め処理によってサンプル数が２５６から５１２へと拡張されることにより、高速フーリエ変換演算処理における周波数分解能が、２２８Ｈｚ（＝５８．５ｋＨｚ／２５６）から１１４Ｈｚ（＝５８．５ｋＨｚ／５１２）へと変化する。さらに、間引き処理によってサンプル数が５１２から３２へと変更される（即ち、１／１６になる）ことにより、折り返しにより、周波数レンジが、５８．５ｋＨｚから３．６５６ｋＨｚ（＝５８．５ｋＨｚ／１６）へと変化する。

ＦＦＴ部４６は、間引き部４５から出力される間引き処理後のデータの入力を受け、サイズ３２のＦＦＴ処理を行い、ＦＦＴ出力（図３に示す例では、ｆｆｔ［０］，ｆｆｔ［１］，・・・，ｆｆｔ［３０］，およびｆｆｔ［３１］）を出力する。なお、ｆｆｔ［Ｂ］のＢは、ＦＦＴの演算における周波数ビン（別言すると、ＦＦＴｂｉｎ，周波数ブランチ；図３に示す例では、３２個）の番号である。

振幅最大値選択部４７は、ＦＦＴ部４６から出力されるＦＦＴ出力（図３に示す例では、ｆｆｔ［０］，ｆｆｔ［１］，・・・，ｆｆｔ［３０］，およびｆｆｔ［３１］の３２個）の入力を受け、前記ＦＦＴ出力の中から振幅が最大のものをＦＦＴ出力が入力されるたびに選択する振幅最大値選択を行う。そのように各ＦＦＴ出力から振幅の最大値が選択され続けて得られた信号を「ＦＦＴＭＡＸ信号」と呼び、当該のＦＦＴＭＡＸ信号の、ＦＦＴの演算における周波数ビン（別言すると、ＦＦＴｂｉｎ，周波数ブランチ）のことを「ＦＦＴＮＵＭ」と呼ぶ。

ＦＦＴＭＡＸ信号は、複数の周波数ビン（別言すると、ＦＦＴｂｉｎ，周波数ブランチ）すべての中から、常に振幅最大値が選択されて出力される信号である。なお、ＦＦＴＭＡＸ信号は、振幅成分であるので、複素数ではなく実数である。そして、相互に相関の小さい複数の符号を用いて送信するとともに符号化に用いたのと同じ符号の複素共役を乗じて復号することにより、他の符号を受信してもＦＦＴＭＡＸ信号に顕著なピークは形成されない。

ＦＦＴＭＡＸ信号を観測することにより、ドップラーシフトが未知であっても、相関がピークとなる時間／瞬間が判る。

ＦＦＴＮＵＭは、振幅が最大であって相関がピークになっているＦＦＴＭＡＸ信号が検出された周波数ビン（別言すると、ＦＦＴｂｉｎ，周波数ブランチ）を示している。そして、相関がピークとなる瞬間の当該ピークをもたらした周波数ビンはドップラー周波数ｆ’（即ち、ドップラー効果により変化した反射波Ｒｘの周波数）に相当するので、受信信号が受けているドップラーシフトが計算でき、具体的には、センサ３３と物体との間における相対速度に纏わるｖｏおよびｖｓ（上記の数式１参照）が計算できる。

そして、振幅最大値選択部４７は、ＦＦＴＭＡＸ信号とＦＦＴＮＵＭとの組み合わせデータを出力する。

ＦＦＴ部４６におけるＦＦＴの演算処理と振幅最大値選択部４７における振幅最大値選択処理とは、受信信号の１サンプルごとに行われるようにしてもよく、或いは、システム全体の演算量を削減するなどのために、所定数のサンプルに１回の割合で行われるようにしてもよく、具体的には例えば２から４サンプルごとに１回の割合で行われるようにしてもよい。ＦＦＴの演算処理と振幅最大値選択処理とが所定数のサンプルに１回の割合で行われる場合は、前記処理が行われない受信信号のサンプルについてのＦＦＴＭＡＸ信号（具体的には、振幅）は、例えばＣＩＣフィルタ（カスケード積分コムフィルタ）等を用いたレート変換による補間処理によって決定されるようにしてもよい。

しきい値生成部４８および物体検出部４９は、動的なしきい値生成処理によって受信信号中のクラッタとターゲット信号とを区別する（言い換えると、ピーク検出を行う）ための仕組みである。

しきい値生成部４８は、振幅最大値選択部４７から出力されるＦＦＴＭＡＸ信号の入力を受け、前記ＦＦＴＭＡＸ信号に基づいて平均化処理を用いて物体の有無を判別するためのしきい値を生成する。しきい値生成部４８から出力されるしきい値のことを「検出しき
い値」と呼ぶ。

しきい値生成部４８は、具体的には、平均化処理として例えばＣＦＡＲ（特に、ＣＡ－ＣＦＡＲ：Ｃell Ａveraging Ｃonstant Ｆalse Ａlarm Ｒate の略）処理を用いて検出しきい値を決定する。ＣＡ－ＣＦＡＲ処理は、図６に示すように、参照セルの振幅値の平均値からしきい値を決定する手法であり、参照セルの振幅値がレイリー分布に従う場合には誤警報確率が一定になるという特徴がある。

ＣＡ－ＣＦＡＲ処理は、具体的には、図６に示すように、判定対象のセル（別言すると、ターゲット信号；しきい値生成部４８および物体検出部４９における処理では、ＦＦＴＭＡＸ信号が相当する）および当該判定対象のセルの両側の所定数のガードセルを除き、前記判定対象のセルの両側のガードセルのそれぞれと接続する所定数Ｎの参照セルの値の合計Σを前記所定数Ｎで割った値に所定の係数を乗じた値を算出する。ＣＦＡＲ処理におけるガードセルは、しきい値の計算からターゲット信号（および当該ターゲット信号の影響を受けている範囲の信号）を除外する働きをする。前記における、ガードセルの個数，参照セルの個数Ｎ，および所定の係数はいずれも、特定の値に限定されるものではなく、適切なしきい値が算出され得るように調整されて適切な値に適宜設定される。

そして、しきい値生成部４８は、上記によって算出される値を検出しきい値として出力する。

なお、しきい値生成部４８における平均化処理は、ＣＦＡＲ処理に限定されるものではなく、例えば移動平均が用いられるようにしてもよい。

物体検出部４９は、振幅最大値選択部４７から出力されるＦＦＴＭＡＸ信号の入力を受けるとともに、しきい値生成部４８から出力される検出しきい値の入力を受け、前記ＦＦＴＭＡＸ信号と前記検出しきい値とを比較して、前記ＦＦＴＭＡＸ信号が前記検出しきい値よりも大きい場合に物体を検出したと判定する。前記ＦＦＴＭＡＸ信号が前記検出しきい値よりも大きくなった時のことを「検出時間」と呼ぶ。

物体検出部４９は、そのうえで、送信信号の送信時間（タイミング）と検出時間（タイミング）との間の時間差（即ち、超音波を送信してから物体に反射して戻ってくるまでの時間；尚、回路遅延などが適宜考慮されるようにしてもよい）を計算して、測距のための時間情報として出力する。なお、物体検出部４９は、前記時間差に音速を乗じるとともに１／２を乗じることにより、センサ３３から物体（図１に示す例では、障害物１０１）までの距離を計算して出力するようにしてもよい。

物体検出部４９によって計算される時間や距離などの情報は、インターフェース回路（図示省略）を介してＥＣＵ５などの上位制御部へと伝送される。

実施の形態に係る物体検出装置１（特に、しきい値生成部４８および物体検出部４９）の作用効果の例を図７に示す。図７において、Ｔｘは送信信号生成部４１における符号化に用いた符号の種類を表し、Ｒｘは物体検出部４９において物体を検出したと判定したとき（即ち、ＦＦＴＭＡＸ信号が検出しきい値よりも大きくなったとき）の受信信号の実際の符号の種類を表す。したがって、Ｔｘの符号とＲｘの符号とが同じ場合は自己の符号の信号を適切に検出／識別した成功率であって１００％が理想であり、Ｔｘの符号とＲｘの符号とが異なる場合は他符号の信号を誤って検出／識別した誤検出率であって０％が理想である。

図７は、符号Ａ乃至Ｆの６種類の符号を利用するときの自他符号の識別における成功率
および誤検出率を示す表である。図７から、他符号を自己の符号であると認識してしまう誤検出率が十分に小さいことが確認される。図７に示す結果から、ＦＦＴＭＡＸ信号を用いてピーク検出を行うことの有効性、および、ＦＦＴＭＡＸ信号に対するしきい値適用処理を行う際のしきい値の生成にＣＦＡＲ処理を用いることの有効性が確認される。言い換えると、ＦＦＴＭＡＸ信号の形状とＣＦＡＲ処理との相性が良く、両者を組み合わせることの有効性が確認され、ＣＦＡＲ処理によって動的なしきい値生成処理が適切に制御されるため、誤検出を抑制し得ることが確認される。

図８は、ＦＦＴＭＡＸ信号とＣＦＡＲ処理によって生成される検出しきい値との例を示す図であり、（Ａ）は受信符号Ａでリファレンス符号Ａである場合、（Ｂ）は受信符号Ｂでリファレンス符号Ａである場合、（Ｃ）は受信符号Ａでリファレンス符号Ｂである場合、（Ｄ）は受信符号Ｂでリファレンス符号Ｂである場合である（尚、符号Ａ，符号Ｂについては図５参照）。図８から、ＦＦＴＭＡＸ信号について、検出対象となるピークの両側のサイドローブが盛り上がること、および、ＦＦＴＭＡＸ信号はＦＦＴ出力の最大値選択であるので波形の凹凸が小さいことが確認される。そして、このような、サイドローブが盛り上がったり波形の凹凸が小さかったりするＦＦＴＭＡＸ信号に対してＣＦＡＲ処理を適用することにより、ＦＦＴＭＡＸ信号のピークを的確に検出し得る検出しきい値が良好に生成されることが確認される。以上から、サイドローブが盛り上がったり波形の凹凸が小さかったりするという特徴を有するＦＦＴＭＡＸ信号の形状とＣＦＡＲ処理によるしきい値生成との相性が良いことが確認される。

実施の形態に係る物体検出装置１によれば、高速フーリエ変換によって得られる周波数ビンごとのＦＦＴ出力のうちの振幅が最大のＦＦＴＭＡＸ信号について平均化処理を行って生成される検出しきい値とＦＦＴＭＡＸ信号とを比較するようにしているので、他符号を自分の符号であると認識してしまう誤検出率を低減させることが可能となる。したがって、実施の形態に係る物体検出装置１によれば、複数のセンサを相互に識別して同時に測距することが可能となる。

実施の形態に係る物体検出装置１によれば、また、サンプル数の拡張処理およびサンプル平均値を用いてサンプルの間引き処理を行うようにしているので、所望の周波数分解能や周波数レンジを実現したり演算量を減らしたりすることが可能となる。

実施の形態に係る物体検出装置１によれば、また、検出しきい値を生成する際の平均化処理としてＣＦＡＲ処理が行われるようにしているので、発明者の新たな知見によるとＦＦＴＭＡＸ信号の形状とＣＦＡＲ処理との相性が良いために両者を組み合わせることで適切な検出しきい値を生成することが可能となる。

実施の形態に係る物体検出装置１によれば、また、ＦＦＴＭＡＸ信号が検出された周波数ビンはドップラー周波数ｆ’に相当するので、検出部２と物体との間の相対速度を求めることができ、非常に有用な情報を提供することが可能となる。

以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。

具体的には、上記の実施の形態では図１や図２に示す具体的な回路構成によってこの発明が実現されるようにしているが、この発明を実現するための具体的な回路構成は図１や図２に示す態様に限定されるものではなく、他の具体的な回路構成によってこの発明が実現されるようにしてもよい。

１ 物体検出装置
２ 検出部
２１ 第１の検出部
２２ 第２の検出部
２３ 第３の検出部
３１ クロック生成回路
３２ センサ駆動回路
３３ センサ
３４ アナログ受信回路
３５ ＡＤ変換回路
４ デジタル信号処理回路
４１ 送信信号生成部
４２ 直交検波部
４３ シフトレジスタ
４４ 復号部
４５ 間引き部
４６ ＦＦＴ部
４７ 振幅最大値選択部
４８ しきい値生成部
４９ 物体検出部
５ ＥＣＵ

Claims (4)

1. 相互に異なる符号を使用する複数の検出部を備える物体検出装置であり、
   前記検出部が、
   送信信号に基づいて送信波を送信するとともに前記送信波が物体で反射した反射波を受信する手段と、
   前記反射波に基づくデータに対して高速フーリエ変換を行って周波数ビンごとのＦＦＴ出力を出力する手段と、
   前記周波数ビンごとの前記ＦＦＴ出力の中から振幅が最大のものを選択してＦＦＴＭＡＸ信号として出力する手段と、
   前記ＦＦＴＭＡＸ信号について平均化処理を行って検出しきい値を生成する手段と、
   前記ＦＦＴＭＡＸ信号と前記検出しきい値とを比較して物体を検出する手段と、を有する、
   ことを特徴とする物体検出装置。
2. 前記反射波に基づくデータに対して、前記高速フーリエ変換の前に、サンプル数を拡張する処理および前記拡張したサンプルを間引く処理を行い、
   前記サンプルを間引く処理は、所定数のサンプルの平均値を間引き後のデータとして用いることによって行われる、
   ことを特徴とする請求項１に記載の物体検出装置。
3. 前記平均化処理として、ＣＦＡＲ処理が行われる、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の物体検出装置。
4. 前記ＦＦＴＭＡＸ信号が検出された周波数ビンを、前記検出部と前記物体との間の相対速度を求めるためのドップラー周波数として出力する、
   ことを特徴とする請求項１から３のうちのいずれか１項に記載の物体検出装置。

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