JP5247056B2 - 伝搬遅延時間測定装置およびレーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、搬送波が既知の拡散信号により変調された電波、音波または光の伝播遅延時間を測定する伝搬遅延時間測定装置およびレーダ装置に関するものである。

電波の伝搬遅延時間測定装置は、レーダ、ＧＰＳ（Global Positioning System）受信機または携帯端末等の電波発信機や受信機の位置特定に用いられている。従来このような電波遅延時間推定法式として、送信信号そのものあるいは送信信号と相似の参照信号と、受信信号との相互相関関数により相関ピークを検出し、ピーク位置から遅延時間を推定する方式が一般的に用いられてきた。

また、ＭＵＳＩＣ(Multiple Signal Classification)やＥＳＰＲＩＴ(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques)等の高分解能アルゴリズムを用いて、相関演算より高い時間分解能を得る方式について、非特許文献１および非特許文献２に記載されている。この高分解能アルゴリズムを用いた遅延時間推定方式では、受信機においてＰＮ（Pseudo Noise）符号により変調された電波を受信し、それをフーリエ変換した信号を、変調された符号と同じＰＮ符号（ここでは参照信号と呼ぶ）をフーリエ変換した信号で除算し、求めた周波数伝達関数に対してＭＵＳＩＣアルゴリズムを適用することで高精度に遅延時間を推定する。この方式の問題点としては、受信信号の周波数スペクトラムを参照信号の周波数スペクトラムで除算しており、信号対ノイズ比(Signal to Noise ratio：以下、ＳＮＲとする)が悪化する可能性があることである。一般的にＳＮＲが悪化した場合、上記高分解能アルゴリズムを用いても時間的に近接した信号を分離することができず、その結果信号伝搬遅延時間推定精度が劣化してしまう。

上記問題を解決するために、受信信号の周波数スペクトラムを参照信号の周波数スペクトラムで除算して生成した周波数伝達関数を逆ＦＦＴして時間領域に変換した後に、時間領域上で雑音を除去し、除去した信号をＦＦＴし、雑音成分を除去した伝達関数を得る方法が、例えば特許文献１に記載されている。

特開平１１−２６１４４４号公報（図１） 菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」科学技術出版（１９９８年刊） 中原、小川、菊間、稲垣、Ｂ−１０、‘ＦＦＴ−ＭＵＳＩＣ法とＦＦＴ演算型相関法の多重波伝搬遅延時間分解能の比較検討’、１９９５年電子情報通信学総合大会

上記特許文献１に記載の技術においても、周波数伝達関数を得るために、受信信号の周波数スペクトラムを参照信号の周波数スペクトラムで除算しており、入射時のＳＮＲが低い場合、除算によりＳＮＲが劣化するという問題がある。

この発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、ＳＮＲの劣化を少なくして周波数伝達関数を取得し、その後に高分解能処理を行うことにより高精度に伝搬遅延時間を測定することが可能な伝搬遅延時間測定装置および該装置を適用したレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係る伝搬遅延時間測定装置は、搬送波が既知の拡散信号により変調された電波、音波または光波を受信して電気信号に変換し、変換した信号から受信拡散信号を抽出した後、Ａ／Ｄ変換してデジタル化された受信拡散信号を生成し、当該デジタル化された受信拡散信号と参照信号に基づいて前記受信した電波、音波または光波の伝搬遅延時間を測定する伝搬遅延時間測定装置において、送信時における拡散信号と同じ参照信号を生成する参照信号生成部と、前記デジタル化された受信拡散信号の伝播過程で生じた周波数シフト量を補償し、この補償した受信拡散信号と前記参照信号の相互相関関数を算出し、受信拡散信号の伝搬遅延時間を推定する相互相関関数算出部と、前記相互相関関数算出部で算出された相互相関関数の絶対値が所定の閾値を超えた全てのピーク値に対してその周辺を抽出するか、またはピーク値の周辺に時間窓を乗算してからピーク値に対する周辺を抽出する検出部と、前記抽出された相互相関関数のピーク値周辺をフーリエ変換して周波数関数を得る第１のフーリエ変換部と、前記相互相関関数算出部で算出された相関ピーク位置を用い、前記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、前記算出された自己相関関数のピーク値周辺を抽出する第２の抽出部と、前記抽出された自己相関関数のピーク値周辺をフーリエ変換して周波数関数を得る第２のフーリエ変換部と、信号対ノイズ比の劣化を少なくする周波数範囲で、前記第１のフーリエ変換部で得られた周波数関数を前記第２のフーリエ変換部で得られた周波数関数で除算して周波数伝達関数を得る除算部と、前記除算部で得られた周波数伝達関数に基づいて、前記相互相関関数のピーク値に含まれる前記受信拡散信号に近似したマルチパス波を分離して前記受信拡散信号の真の遅延時間を表す評価関数を算出する高分解能処理部を備え、前記高分解能処理部は、前記除算部で得られた周波数伝達関数の相関行列から固有値と固有ベクトルを算出する固有解析部と、前記固有解析部で得られた固有値から信号ピークが含まれるかを判定する第１の判定部と、前記第１の判定部で信号ピークが含まれると判定された場合において、前記周波数伝達関数に基づいて、前記相互相関関数のピーク値に含まれる受信拡散信号に近似したマルチパス波を分離して当該受信拡散信号の真の遅延時間を表す評価関数を算出する遅延時間推定部とを有したものである。

この発明によれば、受信信号のＳＮＲが低い場合でも時間的に近接した遅延信号を分離して拡散信号の伝搬遅延時間を高精度に測定できる効果がある。また、相互相関関数のピーク値周辺を抽出し、その抽出した一部分のみを高分解能処理を行うようにしているので、従来の方式と比較して演算量を低減できるという効果もある。また、信号ピークの判定を行い、信号ピークを検出した場合のみ、遅延時間を推定する構成としたので、低ＳＮＲ環境下においても信号ピークを検出し、正確に遅延時間を推定することが可能となる。

実施の形態１．
この発明は、レーダ装置、ＧＰＳ測位装置、携帯等の無線端末に使用できるものであるが、実施の形態１乃至６では、ＧＰＳ測位装置に適用した場合の例を説明する。また、ＧＰＳ測位装置には、衛星の概略位置、ＧＰＳ時刻等の情報を、別途サーバーを通して受信する構成（アシスト型ＧＰＳ受信機）があるが、実施の形態１乃至６では、それらのアシストを必要としない自立型ＧＰＳ受信機に適用した場合について説明する。

この発明で扱う拡散信号としては、ＧＰＳを例とした場合、ＧＰＳ信号を生成するためのＣ／Ａコードが相当する。このＣ／Ａコードの構成を図２に示す。横軸は時刻を表す。ＧＰＳ衛星から送られる電波であるＧＰＳ信号は、搬送波周波数Ｌ１（LINK 1：１５７５．４２ＭＨｚ）の信号を、ＢＰＳＫ変調(Binary Phase Shift Keying：二値位相変調)した信号である。その変調の基本となるのがＣ／Ａコード（Clear/Acquisition Code）と呼ばれる信号である。なお、実際のＧＰＳ信号は、搬送波周波数Ｌ１をＰコード（Precision Code）で変調した後、さらにＣ／Ａコードで変調した信号であるが、Ｐコードの説明については、ここでは省略する。Ｃ／Ａコードの継続時間（周期）は１ミリ秒であり、その間に１，０２３ビット（１．０２３Ｍｂｐｓ）を有する。したがって、Ｃ／Ａコードの１ビットは約１μｓｅｃであり、一般的にＣ／Ａコードの１ビットを１チップと呼ぶ。Ｃ／Ａコードの２０回の繰り返しが一つの単位となる。これが、航法データ１ビットに対応し、Ｃ／Ａコードの２０回の繰り返し信号またはその極性反転である信号（変調されたＧＰＳ信号でいえば、位相が１８０°異なる）によって、航法データを表す。したがって、航法データ１ビットは２０ミリ秒である。

図１はこの発明の実施の形態１による伝搬遅延時間推定装置の機能構成を示すブロック図である。
伝搬遅延時間推定装置は、受信アンテナ１１１、受信部１０１およびＡ／Ｄ変換部１０２からなる拡散信号取得部１１０、参照信号生成部１０３、相互相関関数算出部１０４、抽出部１０５１，１０５２、フーリエ変換部１０６１，１０６２、除算部１０７、自己相関関数算出部１０８および高分解能処理部１０９を備えている。

次に、動作について説明する。
拡散信号取得部１１０は、搬送波が既知の拡散信号により変調された電波を受信して電気信号変換し、変換した受信信号から受信拡散信号を抽出した後、Ａ／Ｄ変換してデジタル化された受信拡散信号を得る手段である。この処理は、従来から行われているものであるが、具体的には、次のようになる。
受信アンテナ１１１は、ＧＰＳ衛星から送信されるＧＰＳ信号の電波を受信し、受信した信号を受信部１０１に送る。受信部１０１では、受信したＧＰＳ信号を増幅、周波数変換等を行う。例えば、バンドパスフィルタで搬送波周波数Ｌ１（１５７５．４２ＭＨｚ）の前後約２〜２０ＭＨｚ帯域以外の信号を除去し、搬送波周波数Ｌ１と同じ周波数の正弦波を乗じて、ローパスフィルタで高調波成分を除去することにより直接ベースバンド信号に周波数変換し、受信拡散信号を取り出す。また、別の方法として、搬送波周波数よりも小さい周波数を乗算することで受信信号を一旦ＩＦ（中間周波数）帯に変換してから検波してベースバンド信号を取り出すという構成も考えられるが、ここでは前者のベースバンド信号に変換する方法で説明する。

このとき受信部１０１では、位相が９０度異なる２つの正弦波を用いて、信号の実部と虚部を取り出す。この２つの信号は位相が９０度異なるので、以下、これを実部および虚部の絶対値として持つ複素数として捉え、位相と振幅の情報を持つ１つの信号として扱い、これを複素信号と呼ぶ。以下の説明において、取り出した信号は複素数であるとしている。また、実部のみを取り出し、Ａ／Ｄ変換部１０２においてデジタルデータに変換した後に、位相が９０度異なる２つの正弦波を用いて実部と虚部を取り出すという構成も考えられるが、ここでは前者のＡ／Ｄ変換前に実部および虚部を取り出し、複素信号として扱う構成について説明する。

受信した信号の搬送波周波数と、これに乗じた正弦波の周波数が一致していれば、受信拡散信号の位相は一定である。しかし、ＧＰＳ衛星とＧＰＳ測位装置１００との相対速度に起因して、受信したＧＰＳ信号の搬送波周波数は、ＧＰＳ衛星が送信した周波数（１５７５．４２ＭＨｚ）とは一致していない。また、受信部１０１が有する発振器の発振周波数にも誤差があるので、受信した信号に乗じる正弦波も、１５７５．４２ＭＨｚとは異なる周波数を有する。この周波数の差の影響で、受信部１０１で変換した信号の位相は変化する。すなわち、変換した信号の位相は、上記周波数の差を周波数として回転する。このことを考慮し、受信部１０１では、後で周波数の差を補正できるように、位相と振幅の情報を持つ複素信号を出力する。

Ａ／Ｄ変換部１０２では、受信部１０１が出力した受信拡散信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングし、デジタル信号に変換する。この場合、受信部１０１が出力する信号の実部および虚部をそれぞれ変換し、実部・虚部のペアによって表される複素数を出力する。Ｃ／Ａコードは、一周期が１，０２３ビットで構成されている。Ｃ／Ａコードの一周期は１ミリ秒であるから、２．０４６ＭＨｚ以上の周波数でサンプリングを行う必要がある。

参照信号生成部１０３は、送信時における拡散信号と同じ参照信号を生成する手段である。具体的には、受信したＧＰＳ信号を送信したＧＰＳ衛星の番号から、そのＧＰＳ衛星が用いているＣ／Ａコードと一致する拡散信号を参照信号として生成する（１または−１の二値）。このとき、受信部１０１が出力するデジタルデータのサンプリング周波数と同期するよう、データ数を調整する。例えばサンプリング周波数が２．０４６ＭＨｚであれば、Ｃ／Ａコードの１ビットに対してデータを２つ生成する。

相互相関関数算出部１０４は、拡散信号取得部１１０で取得したデジタル化された受信拡散信号の伝播過程で生じた周波数シフト量を補償し、この補償した受信拡散信号と参照信号の相互相関関数を算出し、受信拡散信号の伝搬遅延時間を推定する手段である。具体的には、この相関をとる区間はＣ／Ａコード一周期（１ミリ秒）分である。拡散信号取得部１１０で取得した受信拡散信号は、上述したように衛星運動に伴うドップラー周波数や受信部１０１が有する発信器の発振周波数がもつ誤差により、周波数シフトを受けているので、その周波数シフトを補償する。そして、この補償した受信拡散信号と参照信号生成部１０３で生成した参照信号であるＣ／Ａコードとの相互相関関数ｃｃｆを（１）式の処理により算出する。なお、上記周波数シフト量は未知であるので、ｃｃｆは相関区間の開始時点ｐおよび周波数差ｆ_dの関数となる。

ここで、Ｎは１ｍｓ内に含まれるサンプル数であり、ｆ_dは参照信号であるＣ／Ａコードの周波数シフト、ΔＴはサンプリング周期である。＊は複素共役を計算することを意味する。ただし、ｃｃｆ_q（ｐ、ｆ_d）は相互相関関数（複素数）、ｑは受信信号を１ｍｓ毎に分割したときのＣ／Ａコード周期番号インデックス、ｐは相関区間の開始時点（サンプリングデータの数を単位とする整数。ｐ＝０，１，・・・，Ｎ−１）である。また、ｆ_dは周波数差、ＮはＣ／Ａコード一周期あたりのサンプリングデータ数（自然数。Ｃ／Ａコード一周期は１ミリ秒なので、サンプリング周波数は１０００Ｎ）、ｖ_q（ｘ）は拡散信号取得部１１０が取得した受信拡散信号のｑ番目Ｃ／Ａコード周期におけるｘ＋１番目のサンプリングデータ（複素数）である。さらに、Ｃ_ca（ｘ）は参照信号生成部１０３が生成するｘ＋１番目のＣ／Ａコードであり、Ｃ_ca（ｘ+Ｎ）＝Ｃ_ca（ｘ）の周期性が成り立つとする。ｅは自然対数の底、ｊは虚数単位、πは円周率である。
なお、相互相関関数ｃｃｆはＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）により計算してもよい。その場合、計算量を削減することができる。

図３に相互相関関数算出部１０４が算出する相互相関関数ｃｃｆの絶対値の時間−周波数プロファイルの例を示す。相互相関関数ｃｃｆは、相関開始時点ｐと周波数差ｆ_dを変数とする関数である。周波数差ｆ_dが実際の周波数差ｆ_Tと一致する場合、相互相関関数ｃｃｆの絶対値は図３に示すようなピークを有する。このピークは、相関区間の開始時点ｐと受信したＣ／Ａコードの開始時点とが一致するところに現れ、ｐ×ΔＴとすれば、受信したＣ／Ａコード遅延時間として推定することができる。しかし、周波数差ｆ_dが実際の周波数差と一致しない場合には、このようなピークは出てこない。なお以降の説明においては、周波数差ｆ_dが実際の周波数差ｆ_Tと等しいとして、ｆ_d＝ｆ_Tの場合の相互相関関数ｃｃｆ（ｐ，ｆ_T）をｃｃｆ（ｐ）とおいて説明する。また、Ｃ／Ａコード１ｍｓ周期毎の相関開始時刻すなわちｐΔＴを以後、遅延時間として説明する。算出されたｃｃｆ（ｐ）を抽出部１０５１に渡し、ｃｃｆ（ｐ）の絶対値が最大となるピーク位置ｐ_peakを自己相関関数算出部１０８に渡す。

図４は、受信拡散信号に対して時間的に近接してマルチパス波が入射したときの相互相関関数ｃｃｆ（ｐ）の例を表している。なお、雑音はないものとした。マルチパス波と直接波（受信拡散信号）の遅延時間の差は、約０．２μｓｅｃであり、両者の周波数シフト、振幅値は同じとしている。図に示したように、マルチパス波が時間的に近接していた場合、相互相関関数ｃｃｆ（ｐ）の形状が歪み、直接波の信号遅延時間を正確に測定できなくなる。

抽出部（第１の抽出部）１０５１は、相互相関関数算出部１０４で推定された伝搬遅延時間を表す相互相関関数の相関ピーク値周辺を抽出する手段である。具体的には、相互相関関数算出部１０４で算出された相互相関関数ｃｃｆの相関ピークｐ_peakの周辺ｐ_peak−Ｎ_ab〜ｐ_peak＋Ｎ_ab−１の２Ｎ_ab個を抽出し、抽出した相互相関関数を新たにｃｃｆｅ（ｉ）（ｉ＝０，１，…，２Ｎ_ab−１）とする。抽出する幅は、高分解能処理部１０９において高分解能処理する際のサンプル数を確保するため、広めに設定する。Ｎ_abは、例えばＮ_abΔＴ＝１０μｓｅｃとなるように設定する。
フーリエ変換部（第１のフーリエ変換部）１０６１は、抽出部１０５１で抽出された相互相関関数のピーク値周辺をフーリエ変換する手段である。具体的には、抽出部１０５１で抽出された相互相関関数ｃｃｆｅのフーリエ変換処理を、ＦＦＴを用いて（２）式のように行う。

自己相関関数算出部１０８は、相互相関関数算出部１０４で算出された相関ピーク位置を用い、参照信号生成部１０３で生成された参照信号の自己相関関数を算出する手段である。具体的には、相互相関関数算出部１０４において算出された相関ピーク位置ｐ_peakを用いて、（３）式の処理により、参照信号生成部１０３で生成された参照信号であるＣ／Ａコードの自己相関関数ａｃｆ（ｐ）を算出する。この自己相関関数ａｃｆ（ｐ）は、ｐ＝ｐ_peakにおいてピークを持つことが分かる。

抽出部（第２の抽出部）１０５２は、算出された自己相関関数のピーク値周辺を抽出する手段である。具体的には、自己相関関数算出部１０８で算出された自己相関関数ａｃｆ（ｐ）の自己相関ピーク付近を、抽出部１０５１で抽出した幅と同様の幅、すなわちｐ_peak−Ｎ_ab〜ｐ_peak＋Ｎ_ab−１を抽出する。抽出した自己相関関数をａｃｆｅ（ｉ）とする。
フーリエ変換部（第２のフーリエ変換部）１０６２は、抽出部１０５２で抽出された自己相関関数のピーク値周辺をフーリエ変換する手段である。具体的には、抽出部１０５２で抽出された自己相関関数ａｃｆｅのフーリエ変換を、ＦＦＴを用いて行い、（４）式のような周波数関数を得る。

除算部１０７は、信号対ノイズ比の劣化を少なくする周波数範囲で、フーリエ変換部１０６１で得られた周波数関数をフーリエ変換部１０６２で得られた周波数関数により除算して周波数伝達関数を得る手段である。具体的には、（２）式に示すフーリエ変換部１０６１から入力される相互相関関数の周波数関数を、（４）式に示すフーリエ変換部１０６２から入力される自己相関関数の周波数関数で、各周波数ビンにおいて（５）式を用いて除算する。

ここで、Ｋは除算を行う正の周波数範囲における周波数ビンの数であり、負の周波数も考慮すると除算を行う周波数ビンの総数は２Ｋ＋１となる。
また、ＦＦＴ後の周波数分解能Δｆは２Ｎ_abΔＴとなるので除算を行う周波数範囲は、−２ＫＮ_abΔＴ［Ｈｚ］〜２ＫＮ_abΔＴ［Ｈｚ］となる。除算する周波数範囲は、受信機のバンドパスフィルタの帯域幅程度が妥当である。例えば、仮に受信機バンドパスフィルタの帯域が８ＭＨｚであった場合、除算を行う範囲は、−４ＭＨｚ〜４ＭＨｚとする。また、ＰＮＲ（Peak to Noise floor level Ratio；相互相関関数のピークとノイズフロアの比）によって除算する周波数範囲を変化させる構成でもよい。すなわち、ＰＮＲが低い場合には、除算する周波数範囲を狭めＧＰＳ信号のメインローブの幅（±１ＭＨｚ）程度とするが、ＰＮＲがある程度高い場合には、除算する周波数範囲を受信機帯域幅（±４ＭＨｚ）程度とするような構成である。これは、ＰＮＲが低い場合、ＧＰＳ信号のメインローブ以外の周波数ではノイズが支配的になるので、（５）式の除算を行う場合においてノイズが増幅される可能性があるからである。

高分解能処理部１０９は、除算部１０７で得られた周波数伝達関数に基づいて、相互相関関数算出部１０４で算出した相互相関関数のピーク値に含まれる受信拡散信号に近似したマルチパス波を分離して受信拡散信号の真の遅延時間を表す評価関数を算出する手段である。具体的には、次のように行う。
高分解能処理には、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、最尤推定法等があるが、ここではＭＵＳＩＣ法を適用した場合について説明する。ＭＵＳＩＣ法の詳細な説明は、菊間信良著、「アレーアンテナによる適応信号処理」、科学技術出版（１９９８年刊）、１９１〜２０２頁および２６９〜２８２頁に詳述されているが、ここではその処理について簡単に説明する。
除算部１０７の除算処理により得られた周波数伝達関数が（６）式で表せるものとする。

ここで、η（ｋ）は内部雑音、Ｌは伝搬経路数、ｃ_lは各伝搬経路の複素振幅係数、２Ｎ_abは抽出部１０５１，１０５２で抽出された相互相関関数、自己相関関数のサンプル数である。また、τ_lはｌ番目伝搬経路における、相互相関関数のピーク位置ｐ_peakを時間に直した値ΔＴｐ_peakからの遅延時間シフト量である。

ＭＵＳＩＣアルゴリズムにおいては、上記（６）式の信号の相関行列を計算し、相関行列の固有値と固有ベクトルを求めることにより高精度に伝搬遅延時間を推定する。ところが、（６）式の場合のように直接波と相関性の高いマルチパス波が入射した場合、相関行列のランクが１となり、ＭＵＳＩＣアルゴリズムによる推定が不能となる。そこで直接波とマルチパス波の相互相関を抑圧し、相関行列のランクを回復するために、（６）式の周波数関数に対して周波数平均操作の前処理を施す必要がある。

まず、２Ｋ＋１成分の周波数アレーデータからＭ（Ｍ＜２Ｋ＋１）成分のサブアレーデータを１成分ずつずらしながら２Ｋ−Ｍ＋２個抽出する。各サブアレーの相関行列Ｒ_α（第α部分相関行列）は式（８）のように計算される。２Ｋ−Ｍ＋２個の各部分相関行列を平均し、移動平均後の共分散行列Ｒ_xxは（９）式のように計算される。

ここで、Ｃは移動平均後のフルランクのＭ×Ｍの複素振幅相関行列であり、ＩはＭ×Ｍの単位行列である。またσ²は内部雑音電力である。

次に、上記共分散行列Ｒ_xxについて固有値と固有ベクトルを求める。固有値と固有ベクトルをそれぞれλ_m、ｅ_m（ｍ＝１，…，Ｍ）とすると（１３）式が成り立つ。

共分散行列Ｒ_xxの固有値を求め、内部雑音電力σ²より大きい固有値の数から到来波数Ｌを推定する。また、予め到来波数Ｌを決定しておく構成にしてもよい。内部雑音電力σ²に等しい固有値に対応する固有ベクトルに対しては（１４）式が成り立つ。

さらに、行列ＡとＣがフルランクであることから、（１５）式が成り立つ。

したがって、（１６）式が成り立つ。

ゆえに、以下の遅延時間ベクトルａ（τ）を用いて（１７）式で表す関数を高分解能処理部１０９の評価関数として用いる。

（１７）式の評価関数Ｐ_MU（τ）は、各パス波の遅延時間シフト量τ_lと一致した場合にピークを持つことが分かる。なぜなら、（１６）式において遅延時間ベクトルａ_lと雑音固有値に対応する雑音固有ベクトルｅ_m（ｍ＝Ｌ＋１，…，Ｍ）との内積が０となる、つまりＰ_MU（τ）の分母が０となるからである。

評価関数Ｐ_MU（τ）において推定可能な遅延時間の範囲τ_maxは、遅延時間モードベクトルａ（τ）の周期性により、（２０）式のようになる。

Ｐ_MU（τ）において推定を行う遅延時間シフト量τの幅を−Ｎ_abΔＴ〜＋Ｎ_abΔＴとして、Ｐ_MU（τ）を計算する。Ｐ_MU（τ）のピークサーチを行い、１個のピークを検出する。各ピークに対応する遅延時間シフト量τ^(l) _peakと相互相関関数のピーク値ｐ_peakを用いて、各伝搬経路のＣ／Ａコード１ｍｓ内における伝搬遅延時間はτ^(l) _peak＋ΔＴｐ_peakとして推定することができる。

図５にこの実施の形態１における評価結果の例を示す。横軸がＣ／Ａコードの１周期（１ｍｓ内）における信号遅延時間であり、縦軸が正規化した評価関数値を表している。相互相関関数による遅延プロファイルでは直接波に近接するマルチパス波を分離できないのに対し、この例の遅延プロファイルでは、２波を分離し、直接波およびマルチパス波の両者の遅延時間について正確に推定できていることが分かる。

以上のように、この実施の形態１によれば、相互相関関数算出部１０４により、伝播過程で生じた周波数シフト量を補償した受信拡散信号と送信時における拡散信号と同じ参照信号の相互相関関数を算出し、推定された伝搬遅延時間を表す相互相関関数のピーク値周辺を第１の抽出部１０５１で抽出し、第１のフーリエ変換部１０６１により、相互相関関数のピーク値周辺をフーリエ変換して周波数関数を得、自己相関関数算出部１０８により、相互相関関数算出部１０４で算出された相関ピーク位置を用い、参照信号の自己相関関数を算出し、算出された自己相関関数のピーク値周辺を第２の抽出部１０５２で抽出し、第２のフーリエ変換部１０６２により、自己相関関数のピーク値周辺をフーリエ変換して周波数関数を得、除算部１０７により、信号対ノイズ比の劣化を少なくする周波数範囲で、第１のフーリエ変換部１０６１で得られた周波数関数を第２のフーリエ変換部１０６２で得られた周波数関数で除算して周波数伝達関数を得、高分解能処理部１０９において、周波数伝達関数に基づいて、相互相関関数のピーク値に含まれる受信拡散信号に近似したマルチパス波を分離して受信拡散信号の真の遅延時間を表す評価関数を算出するようにしている。したがって、受信信号のＳＮＲが低い場合でも時間的に近接した遅延信号を分離して拡散信号の伝搬遅延時間を高精度に測定することができる。また、相互相関関数のピーク値周辺を抽出し、その抽出した一部分のみを高分解能処理を行うようにしているので、従来の方式と比較して演算量を低減することができる。

実施の形態２．
実施の形態１における、抽出部１０５１，１０５２において、相互相関関数および自己相関関数のピーク値周辺の抽出は単純にある時間範囲の信号を抽出するだけであり、これは以下の方形波を各関数に乗算することになる。

一般に方形波による関数の抽出を行った場合、抽出点における不連続性により周波数スペクトル上においてサイドローブが発生し、高分解能処理において精度を劣化させる恐れがある。そこで、この実施の形態２では、相互相関関数と自己相関関数の抽出において時間窓関数を乗算することにより、周波数スペクトルのサイドローブを低減し、遅延時間分解能を向上させることを目的とする。

図６はこの発明の実施の形態２による伝搬遅延時間測定装置の機能構成を示すブロック図である。図において、図１に相当する機能構成部分には同一符号を付し、その説明については、原則として省略する。この実施の形態２が実施の形態１と異なる点は、抽出部１０５１，１０５２に代わって、時間窓関数乗算部６０１１，６０１２を設けたことである。
時間窓関数乗算部（第１の時間窓関数乗算部）６０１１は、相互相関関数算出部１０４で算出された相互相関関数のピーク値周辺に、抽出する範囲の時間窓関数を乗算する手段である。また、時間窓関数乗算部（第２の時間窓関数乗算部）６０１２は、自己相関関数算出部１０８で算出された自己相関関数のピーク値周辺に、同様に抽出する範囲の時間窓関数を乗算する手段である。
一例として、ｐ_peak−Ｎ_ab〜ｐ_peak＋Ｎ_ab−１の区間においてハミング窓を用いて抽出する構成について説明する。

ハミング窓を用いた場合の時間窓関数ｗ（ｉ）は（２２）式で表される。

ｐ_peak−Ｎ_ab〜ｐ_peak＋Ｎ_ab−１の区間で抽出された相互相関関数ｃｃｆｅ（ｉ）および自己相関関数ａｃｆｅ（ｉ）に、上記ハミング窓関数を乗算し、乗算した相互相関関数および自己相関関数を新たにｃｃｆｅｗ（ｉ）、ａｃｆｅｗ（ｉ）とおくと、ｃｃｆｅｗ（ｉ）をフーリエ変換部１０６１に、ａｃｆｅｗ（ｉ）をフーリエ変換部１０６２に送る。また、ここではハミング窓を使用した場合について説明したが、これが三角窓、ハニング窓等であってもよい。

図７は、高分解能処理部１０８で得られた実施の形態２における評価結果の例を示す。評価条件は実施の形態１と同じであるが、ハミング窓関数を乗算していることにより、直接波とマルチパス波のピークが上記実施の形態１の場合（図５）と比較して鋭くなっており、遅延時間分解能が向上していることが分かる。

実施の形態３.
図８はこの発明の実施の形態３による伝搬遅延時間測定装置の機能構成を示すブロック図である。図において、図１に相当する機能構成部分には同一符号を付し、その説明については、原則として省略する。この実施の形態３が実施の形態１と異なる点は、相互相関関数算出部１０４と抽出部１０５１の間に、新たに加算処理部８０１を設けたことである。

加算処理部８０１では、例えば、相互相関関数算出部１０４で計算された相互相関関数ｃｃｆ（ｐ）を、（２３）式に従って、周期毎に加算する。

ここで、ｑはＣ／Ａコード周期番号である。上記加算処理は，相互相関関数ｃｃｆ(ｐ)においてピーク位置ｐ_peakが得られているならば、ｐ_peak周辺のみを式（２３）に従い実行すればよい。しかし、ＳＮＲが低くｃｃｆ（ｐ）においてピークが得られない場合には、全てのｐすなわちｐ＝０，１，…，Ｎ−１において式（２３）に従い加算処理を行う必要がある。Ｎａｖ（ｑ）はＣ／Ａコード１周期毎の航法ビット変調系列であり、ｅｘｐ（０）あるいはｅｘｐ（ｊπ）のどちらかを取る。
上述したように、ＧＰＳ信号はＣ／Ａコード２０周期（２０ｍｓ）毎に航法データビット系列によりＢＰＳＫ変調されている。したがって、２０ｍｓ以上の加算処理を行う場合、航法ビット系列による位相変調を補償して積分する必要がある。このＮａｖ（ｑ）は事前の処理において求めておく。また式（２３）の加算処理を行う場合の注意点として、相互相関関数算出部１０４における周波数シフト量ｆｄは１／加算処理時間の精度で、真の周波数シフトｆｒと一致している必要がある。さもなければ、加算処理時間の増加に従い、ｆｄとｆｒの周波数差によって受信信号位相が回転し、積分によるＳＮＲ改善効果が少なくなってしまうからである。例えば、１秒の加算処理を行う場合、ｆｄとｆｒは１Ｈｚ単位で一致している必要がある。周期加算値ｓｃｃｆは抽出部１０５１に送られる。抽出部１０５１以降の処理は実施の形態１と同様である。

以上のように、この実施の形態３によれば、相互相関関数に対して加算処理を行うようにしたので、ＳＮＲの更なる向上が図れる。また、相互相関関数により信号ピークが得られない場合においても、加算処理を行うことでピーク検出可能になり、その後高分解能処理部で処理することにより、相互相関関数で信号検出できない場合においても高精度に信号遅延時間を推定することができる。

実施の形態４.
図９はこの発明の実施の形態４による伝搬遅延時間測定装置の機能構成を示すブロック図である。図において、上記実施の形態２の図６に相当する機能部分には同一符号を付し、その説明については、原則として省略する。この実施の形態４が上記実施の形態２と異なる点は、相互相関関数算出部１０４と時間窓関数乗算部６０１１の間に、新たに加算処理部８０１を設けたことである。
この実施の形態４では、上記実施の形態３で説明したように、相互相関関数ｃｃｆ（ｐ）の周期毎に加算を行った後、時間窓関数乗算部６０１１により、相互相関関数の積分値の範囲に窓関数を乗算した後に、フーリエ変換を行う。また、時間窓関数乗算部６０１２では、抽出する自己相関関数の範囲に、実施の形態２と同様に窓関数を乗算した後に、フーリエ変換を行う。

以上のように、この実施の形態４によれば、加算処理部８０１においてＳＮＲを回復した後に相関ピーク周辺を窓関数の乗算により抽出するようにしたことで、相関ピーク近傍のＳＮＲを改善し、高分解能処理部１０９において高精度に信号遅延時間を推定することができる。

実施の形態５．
上記実施の形態１における抽出部（第１の抽出部）１０５１では、相互相関関数ｃｃｆがピークを持つ相関区間の開始時点ｐ_peakの周辺を抽出することで、信号遅延時間の真値周辺の相互相関関数を抽出している。また、実施の形態２における時間窓関数乗算部６０１１においても同様に、相互相関関数ｃｃｆの相関区間の開始時点ｐ_peakの周辺に時間窓関数を乗算することで、信号遅延時間の真値周辺の相互相関関数を抽出している。しかし、低ＳＮＲ環境下においては、相互相関関数ｃｃｆがピークを持つ相関区間の開始時点ｐ_peakが信号遅延時間の真値周辺にあるとは限らない。つまり、信号電力が減少することにより信号遅延時間の真値周辺に生成される相関ピーク（以後、信号ピークと呼ぶ）値が減少し、雑音と参照信号との相関によるピーク（以後、雑音ピークと呼ぶ）値のほうが高くなる場合がある。このような場合、単純に相互相関関数ｃｃｆのピークを検出した場合、雑音ピークが検出されてしまう。したがって、高分解能処理部１０９により誤った信号遅延時間が推定されてしまうことになる。そこで、この実施の形態５では、以下に述べるように、正確に遅延時間を推定することができるようにする手段を提供する。

図１０は、この発明の実施の形態５による遅延時間測定装置の機能構成を示すブロック図である。図において、上記実施の形態１の図１に相当する機能部分には同一符号を付し、原則としてその説明については省略する。この実施の形態５が実施の形態１と異なる点は、抽出部１０５１に代わり、検出部１１０２を設け、また高分解能処理部１０９において判定部（第１の判定部）１１０４を新たに追加した高分解能処理部１１０１を備えた点である。なお、実施の形態１の高分解能処理部１０９は、本来、固有解析部１１０３と遅延時間推定部１１０５が一緒になった構成であるが、ここでは分割して示し、間に判定部１１０４を新たに設けて高分解能処理部１１０１としている。以下、実施の形態１と異なる部分の処理について説明する。

検出部１１０２は、相互相関関数算出部１０４で算出された相互相関関数の絶対値が所定の閾値を超えた全てのピーク値に対してその周辺を抽出する手段である。具体的には、相互相関関数ｃｃｆ（ｐ）の絶対値が、設定した閾値を超えた場合の相関開始時点ｐ_peak ^(h) （ｈは、1〜Ｈまでの整数）を算出する。すなわちｐ_peak ^(h)は、信号ピークと雑音ピークを含んだピーク候補値のインデックスである。なお検出する際の閾値は、相互相関関数ｃｃｆ（ｐ）の絶対値の平均値や、予めおおよその受信信号電力が分かっている場合には、それより推定された相互相関関数のノイズフロアレベルを用いてもよい。またピーク候補値インデックスの総数であるＨをあらかじめ設定しておき、Ｈを満たすまで相互相関関数ｃｃｆ（ｐ）の絶対値の大きい順に、ｐ_peak ^(h)を検出する構成でもよい。次に、ｐ_peak ^(h)周辺の相互相関関数ｃｃｆ（ｐ）を抽出する。ここでは、抽出するサンプル数は実施の形態１と同じとし、ｐ_peak ^(h)−Ｎ_ab〜ｐ_peak ^(h)＋Ｎ_ab−１の２Ｎ_ab個を抽出し、抽出したｃｃｆをｃｃｆｅ^(h)（ｉ）（ｉ＝０，１，…，２Ｎ_ab−１）とする。抽出されたピーク候補値インデックスｐ_peak ^(h)を自己相関関数算出部１０８に送る。また、ｃｃｆｅ^(h)（ｉ）をフーリエ変換部１０６１に送る。
自己相関関数算出部１０８では、検出部１０５１から送られてきたピーク候補値インデックスｐ_peak ^(h)に基づき、自己相関関数ａｃｆｅ^(h)（ｉ）を（３）式に従い計算する。計算したａｃｆｅ^(h)（ｉ）を抽出部１０５２に送る。

次に、高分解能処理部１１０１の動作について説明する。
固有解析部１１０３では、まず除算部１０７から送られてきた周波数伝達関数ｘ（ｋ）^(h)の相関行列を計算し、移動平均処理を施したＲｘｘ^(h)を算出する。次に、Ｒｘｘ^(h)の固有値展開を行い、固有ベクトルｅ_m ^(h)と固有値λ_m ^(h)を求める。これは実施の形態１の（７）〜（１３）式の処理に相当する。求めた固有ベクトルｅ_m ^(h)、固有値λ_m ^(h)を判定部１１０４に送る。判定部１１０４では、除算部１０７より送られてきた周波数伝達関数ｘ（ｋ）^(h)の固有値λ_m ^(h)の分布から、検出部１１０２で抽出されたｃｃｆｅ^(h)（ｉ）に信号ピークが含まれるか、雑音ピークが含まれるかを判定する。仮に雑音ピークが含まれている場合、ｃｃｆｅ^(h)（ｉ）には、雑音成分と自己相関関数のサイドローブが含まれる。一方、ａｃｆｅ^(h)（ｉ）には自己相関関数のピーク周辺のみ含まれ、自己相関関数のピーク周辺とサイドローブとは相関が小さく、除算部１０７により得られたｘ（ｋ）^(h)においては雑音成分が支配的となることが想定される。よって、ｘ（ｋ）^(h)の固有値は雑音固有値のみであり、信号固有値は含まれないことが期待される。雑音固有値のみ含まれた場合、（１３）式から全ての固有値がほぼ同じ値を持つことになるので固有値分布から信号ピークが含まれるかを判定することは容易である。

ここで、判定部１１０４の判定方法としては、固有値λ_m ^(h)の平均値の実数倍を判定の閾値とし、その閾値を超えた固有値λ_m ^(h)が存在した場合に信号ピークが含まれると判断する。実数倍の係数は、事前のシミュレーションにより適切な値を求めておく等が考えられる。また、（１３）式により雑音固有値は雑音電力に等しいので、事前に雑音電力が既知である場合にはその値を用いて固有値検出の閾値としてもよい。全ての固有値λ_m ^(h)（ｈ＝１，２，・・・，Ｈ）に対して判定処理を行い、信号ピークが含まれると判断されたｈ_sigにおける、ｅ_m ^(hsig)とλ_m ^(hsig)を遅延時間推定部１１０５に送る。
遅延時間推定部１１０５では、判定部１１０４から送られてきた固有ベクトルと固有値ｅ_m ^(hsig)とλ_m ^(hsig)を用いて、（１７）式の評価関数を計算し、評価関数がピークとなる遅延時間τ^(hsig,l) _peakを求め、各伝搬経路のＣ／Ａコード１ｍｓ内における伝搬遅延時間はτ^(l) _peak＋ΔＴｐ_peak ^(hsig)として推定することができる。また、遅延時間推定部１１０５は、判定部１１０４により信号ピークと判定されたｐ_peak ^(hsig)の周辺を抽出して求めた伝達関数ｘ（ｋ）^(hsig)を用いて、ＥＳＰＲＩＴ法や最尤推定法を用いて遅延時間を推定する構成でもよい。

以上のように、この実施の形態５では、相互相関関数算出部１０４で算出された相互相関関数のピークを検出する際に閾値を設け、閾値を超えたピーク候補全てに対してピーク値周辺の抽出を行う検出部１１０２を設け、高分解能処理部１１０１において、判定部（第１の判定部）１１０４により閾値を超えた相関ピークに対して、固有値の分布から信号ピークの判定を行い、信号ピークを検出した場合のみ、遅延時間を推定する構成としたので、低ＳＮＲ環境下においても信号ピークを検出し、正確に遅延時間を推定することが可能となる。
なお、検出部１１０２において、相互相関関数算出部１０４で算出された相互相関関数の絶対値が所定の閾値を超えた場合の全てのピーク値の周辺を抽出しているが、その際ピーク値の周辺に時間窓を乗算してからピーク値に対する周辺を抽出するようにしてもよい。
また、検出部１１０２は、上記例では相互相関関数算出部１０４で算出された相互相関関数に対してピーク値の検出を直接行うようにした構成であるが、実施の形態３における加算処理部８０１の後の抽出部１０５１の代わりとして設けるようにしてもよい。その場合、加算処理部８０１は相互相関関数算出部１０４で算出された相互相関関数を周期毎に加算しているので、検出部１１０２では、算出された相互相関関数の周期加算値が所定の閾値を超えた全てのピーク値に対してその周辺を抽出するか、またはピーク値の周辺に時間窓関数を乗算してから抽出することになる。そのため、ＳＮＲの向上が図れ、また、相互相関関数により信号ピークが得られない場合においても、加算処理を行うことでピーク検出可能になり、その後の高分解能処理部１１０１の処理において高精度に信号遅延時間を推定することができるようになる。

実施の形態６．
上記実施の形態５では、周波数伝達関数から求めた相関行列の固有値分布から信号ピークと雑音ピークの判定を行うが、雑音固有値にばらつきが生じた場合に判定を誤る可能性がある。そこでこの実施の形態６では、以下に述べるように、信号ピークを検出する確率を上げることができるようにする手段を提供する。
図１１は、この発明の実施の形態６による遅延時間測定装置の機能構成を示すブロック図である。図において、上記実施の形態５の図１０に相当する機能部分には同一符号を付し、原則としてその説明については省略する。この実施の形態６が実施の形態５と異なる点は、遅延時間推定部１１０５に代わり、遅延時間評価関数算出部１２０１と判定部（第２の判定部）１２０３を新たに備えた点である。以下、実施の形態５と異なる部分の処理について説明する。

遅延時間評価関数算出部１２０１は、判定部（第１の判定部）１１０４で信号ピークが含まれると判定された場合に、固有解析部１１０３で算出された雑音固有ベクトルに基づいて遅延時間評価関数を算出する手段である。具体的には、判定部１１０４で信号ピークが含まれると判定された周波数伝達関数ｘ（ｋ）^(h)から求めた雑音固有ベクトルを用いて（１７）式のＭＵＳＩＣ評価関数（遅延時間評価関数）を算出し、もう一つの判定部（第２の判定部）１２０３に送る。
判定部１２０３は、算出された遅延時間評価関数値が所定の閾値を超えた場合にのみ遅延時間評価関数値を遅延時間推定値として出力する手段である。具体的には、遅延時間評価関数算出部１２０１から送られてきたＭＵＳＩＣ評価関数を用いて、周波数伝達関数ｘ（ｋ）^(h)に信号ピークが含まれるか雑音ピークが含まれるかを再判定する。周波数伝達関数ｘ（ｋ）^(h)に信号ピークが含まれる場合、ｘ（ｋ）^(h)の共分散行列から求めた雑音固有ベクトルと遅延時間モードベクトルとの内積は０に近づき、遅延時間の真値近傍でＭＵＳＩＣ評価関数は鋭いピークを持つ。よって、評価関数のピークを検出することで信号遅延時間を推定することが可能となる。しかし、周波数伝達関数ｘ（ｋ）^(h)に雑音ピークが含まれる場合、ｘ（ｋ）^(h)の相関行列から求めた雑音固有ベクトルと遅延時間モードベクトルとの直交性が保証されず、内積が０より大きくなることが考えられる。したがって、ＭＵＳＩＣ評価関数値が設定した閾値を超えた場合に信号ピークと判定し、閾値以下である場合に雑音ピークであると判定する。ＭＵＳＩＣ評価関数の閾値は、予め計算機シミュレーションや実験等により求めた値を用いる。閾値を超えた場合、信号ピークと判定されたＭＵＳＩＣ評価関数のピークの位置を信号遅延時間として算出して出力する。したがって、雑音ピークを誤って信号ピークとする判定を減少させることができる。

以上のように、この実施の形態６によれば、判定部（第１の判定部）１１０４で信号ピークが含まれると判定された場合に、遅延時間評価関数算出部１２０１により固有解析部１１０３で算出された雑音固有ベクトルに基づいてＭＵＳＩＣ評価関数（遅延時間評価関数）を算出し、判定部（第２の判定部）１２０３により、ＭＵＳＩＣ評価関数値が設定した閾値を超えた場合にのみ信号ピークを含んでいると判定し、ＭＵＳＩＣ評価関数のピークの位置を信号遅延時間として算出して出力するようにしたので、信号ピークを検出する確率を上昇させることが可能となる。

実施の形態７.
上記実施の形態１では、この発明の根幹となる伝搬遅延時間測定装置について述べてきたが、この実施の形態７では、その伝搬遅延時間測定装置を適用したレーダ装置について説明する。
図１１はこの発明の実施の形態７によるレーダ装置の機能構成を示すブロック図である。図において、実施の形態１の図１に相当する機能部分には同一符号を付し、その説明は、原則として省略する。このレーダ装置は、送受信アンテナ１００５、送受信部１００１、拡散信号生成部１００３、Ａ／Ｄ変換部１００２、相互相関関数算出部１０４、抽出部１０５１，１０５２、フーリエ変換部１０６１，１０６２、除算部１０７、自己相関関数算出部１０８、高分解能処理部１０９を備えている。

拡散信号生成部１００３では、パルス信号あるいは擬似雑音符号を拡散信号として生成する。生成された拡散信号は、結合器１００４によって分配され、送受信部１００１、相互相関関数算出部１０４および自己相関関数算出部１０８に出力される。送受信部１００１では、内部の送信機において、入力された拡散信号により搬送波を変調して送信信号を生成した後、電力増幅し、送受切替器（図示せず）を介して送受信アンテナ１００５に給電する。送受信アンテナ１００５は、送信信号を電波にして空間に放射し、目標で反射して戻って来た電波を受信して電気信号に変換し、送受切替器を介して送受信部１００１の内部の受信機に与える。送受信部１００１の受信機では、受信信号に対して増幅、周波数変換等の周知の処理を行って受信拡散信号を抽出し、その信号をＡ／Ｄ変換部１００２に出力する。Ａ／Ｄ変換部１００２では、受信拡散信号をＡ／Ｄ変換してデジタル化された受信拡散信号を生成し、相互相関関数算出部１０４へ出力する。以降の各機能部分の動作は、上記実施の形態１で詳細に説明した伝搬遅延時間測定装置の動作と同様であるので省略する。
なお、相互相関関数算出部１０４および自己相関関数算出部１０８に与える送信時の拡散信号としては、送受信部１００１の受信機およびＡ／Ｄ変換部１００２を含む同様な構成の復調手段により送信信号から復調した信号を用いる方法もある。

以上のように、この実施の形態７では、実施の形態１と同じ伝搬遅延時間測定方法を用いて伝搬遅延時間を推定するようにしたので、ＳＮＲが低い場合においても、高分解能処理において高精度に目標距離を推定することができる。また、近接した目標も分離して測定することが可能となる。
なお、実施の形態７では、実施の形態１を適用したレーダ装置について説明してきたが、実施の形態２乃至実施の形態６のいずれかの伝搬遅延時間測定方法を適用しても、それぞれの実施の形態と同様な効果を奏することができる。
また、各実施の形態では、拡散信号が既知である電波の場合について説明してきたが、電波の代わりに光に対して適用してもよく、同様の効果を持つ光波レーダを得ることができる。また、音波に対して適用してもよく、同様の効果を持つソナーを得ることができる。

この発明の実施の形態１による伝搬遅延時間測定装置の機能構成を示すブロック図である。 ＧＰＳ信号を生成するためのＣ／Ａコードの構成を拡散信号の例として示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る相互相関関数の一例を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る近接したマルチパス波が混入した場合の相互相関関数の一例を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る評価結果例を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による伝搬遅延時間測定装置の機能構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２に係る評価結果例を示す説明図である。 この発明の実施の形態３による伝搬遅延時間測定装置の機能構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４による伝搬遅延時間測定装置の機能構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態５による伝搬遅延時間測定装置の機能構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態６による伝搬遅延時間測定装置の機能構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態７によるレーダ装置の機能構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０１ 受信部、１０２，１００２ Ａ／Ｄ変換部、１０３ 参照信号生成部、１０４ 相互相関関数算出部、１０７ 除算部、１０８ 自己相関関数算出部、１０９，１１０１ 高分解能処理部、１１１ 受信アンテナ、８０１ 加算処理部、１００１ 送受信部、１００３ 拡散信号生成部、１００４ 結合器、１００５ 送受信アンテナ、１０５１ 抽出部（第１の抽出部）、１０５２ 抽出部（第２の抽出部）、１０６１ フーリエ変換部（第１のフーリエ変換部）、１０６２ フーリエ変換部（第２のフーリエ変換部）、１１０３ 固有値解析部、 １１０４ 判定部（第１の判定部）、 １１０５ 遅延時間推定部、 １２０１ 遅延時間評価関数算出部、 １２０３ 判定部（第２の判定部）、６０１１，６０１２ 時間窓関数乗算部。

Claims (6)

1. 搬送波が既知の拡散信号により変調された電波、音波または光波を受信して電気信号に変換し、変換した信号から受信拡散信号を抽出した後、Ａ／Ｄ変換してデジタル化された受信拡散信号を生成し、当該デジタル化された受信拡散信号と参照信号に基づいて前記受信した電波、音波または光波の伝搬遅延時間を測定する伝搬遅延時間測定装置において、
   送信時における拡散信号と同じ参照信号を生成する参照信号生成部と、
   前記デジタル化された受信拡散信号の伝播過程で生じた周波数シフト量を補償し、この補償した受信拡散信号と前記参照信号の相互相関関数を算出し、受信拡散信号の伝搬遅延時間を推定する相互相関関数算出部と、
   前記相互相関関数算出部で算出された相互相関関数の絶対値が所定の閾値を超えた全てのピーク値に対してその周辺を抽出するか、またはピーク値の周辺に時間窓を乗算してからピーク値に対する周辺を抽出する検出部と、
   前記抽出された相互相関関数のピーク値周辺をフーリエ変換して周波数関数を得る第１のフーリエ変換部と、
   前記相互相関関数算出部で算出された相関ピーク位置を用い、前記参照信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、
   前記算出された自己相関関数のピーク値周辺を抽出する第２の抽出部と、
   前記抽出された自己相関関数のピーク値周辺をフーリエ変換して周波数関数を得る第２のフーリエ変換部と、
   信号対ノイズ比の劣化を少なくする周波数範囲で、前記第１のフーリエ変換部で得られた周波数関数を前記第２のフーリエ変換部で得られた周波数関数で除算して周波数伝達関数を得る除算部と、
   前記除算部で得られた周波数伝達関数に基づいて、前記相互相関関数のピーク値に含まれる前記受信拡散信号に近似したマルチパス波を分離して前記受信拡散信号の真の遅延時間を表す評価関数を算出する高分解能処理部を備え、
   前記高分解能処理部は、
   前記除算部で得られた周波数伝達関数の相関行列から固有値と固有ベクトルを算出する固有解析部と、
   前記固有解析部で得られた固有値から信号ピークが含まれるかを判定する第１の判定部と、
   前記第１の判定部で信号ピークが含まれると判定された場合において、前記周波数伝達関数に基づいて、前記相互相関関数のピーク値に含まれる受信拡散信号に近似したマルチパス波を分離して当該受信拡散信号の真の遅延時間を表す評価関数を算出する遅延時間推定部とを有したことを特徴とする伝搬遅延時間測定装置。
2. 相互相関関数算出部で算出された相互相関関数を周期毎に加算する加算処理部を備え、
   検出部は、前記加算処理部で算出された相互相関関数の周期加算値が所定の閾値を超えた全てのピーク値に対してその周辺を抽出するか、またはピーク値の周辺に時間窓関数を乗算してからピーク値に対する周辺を抽出するようにしたことを特徴とする請求項１記載の伝搬遅延時間測定装置。
3. 高分解能処理部は、遅延時間推定部に代えて、
   第１の判定部で信号ピークが含まれると判定された場合に、固有解析部で算出された雑音固有ベクトルに基づいて遅延時間評価関数を算出する遅延時間評価関数算出部と、
   算出された遅延時間評価関数値が所定の閾値を超えた場合にのみ遅延時間評価関数値を遅延時間推定値として出力する第２の判定部を有したことを特徴とする請求項１または請求項２記載の伝搬遅延時間測定装置。
4. 搬送波が拡散信号により変調された送信信号を電波、音波または光波にして送信し、目標で反射して戻って来た電波、音波または光波を受信して電気信号に変換し、変換した信号から受信拡散信号を抽出した後、Ａ／Ｄ変換してデジタル化された受信拡散信号を生成し、当該デジタル化された受信拡散信号と送信信号に基づいて前記受信した電波、音波または光波の伝搬遅延時間を測定するレーダ装置において、
   所定の拡散信号を生成する送信信号生成部と、
   前記デジタル化された受信拡散信号の伝播過程で生じた周波数シフト量を補償し、この補償した受信拡散信号と送信時の前記所定の拡散信号の相互相関関数を算出し、受信拡散信号の伝搬遅延時間を推定する相互相関関数算出部と、
   前記互相関関数算出部で算出された相互相関関数の絶対値が所定の閾値を超えた全てのピーク値に対してその周辺を抽出するか、またはピーク値の周辺に時間窓を乗算してからピーク値に対する周辺を抽出する検出部と、
   前記抽出された相互相関関数のピーク値周辺をフーリエ変換して周波数関数を得る第１のフーリエ変換部と、
   前記相互相関関数算出部で算出された相関ピーク位置を用い、前記デジタル化された送信拡散信号の自己相関関数を算出する自己相関関数算出部と、
   前記算出された自己相関関数のピーク値周辺を抽出する第２の抽出部と、
   前記抽出された自己相関関数のピーク値周辺をフーリエ変換して周波数関数を得る第２のフーリエ変換部と、
   信号対ノイズ比の劣化を少なくする周波数範囲で、前記第１のフーリエ変換部で得られた周波数関数を前記第２のフーリエ変換部で得られた周波数関数で除算して周波数伝達関数を得る除算部と、
   前記除算部で得られた周波数伝達関数に基づいて、前記相互相関関数のピーク値に含まれる前記受信拡散信号に近似したマルチパス波を分離して前記受信拡散信号の真の遅延時間を表す評価関数を算出する高分解能処理部を備え、
   前記高分解能処理部は、
   前記除算部で得られた周波数伝達関数の相関行列から固有値と固有ベクトルを算出する固有解析部と、
   前記固有解析部で得られた固有値から信号ピークが含まれるかを判定する第１の判定部と、
   前記第１の判定部で信号ピークが含まれると判定された場合において、前記周波数伝達関数に基づいて、前記相互相関関数のピーク値に含まれる受信拡散信号に近似したマルチパス波を分離して当該受信拡散信号の真の遅延時間を表す評価関数を算出する遅延時間推定部とを有したことを特徴とするレーダ装置。
5. 相互相関関数算出部で算出された相互相関関数を周期毎に加算する加算処理部を備え、
   検出部は、前記加算処理部で算出された相互相関関数の周期加算値が所定の閾値を超えた全てのピーク値に対してその周辺を抽出するか、またはピーク値の周辺に時間窓関数を乗算してからピーク値に対する周辺を抽出するようにしたことを特徴とする請求項４記載のレーダ装置。
6. 高分解能処理部は、遅延時間推定部に代えて、
   第１の判定部で信号ピークが含まれると判定された場合に、固有解析部で得られた雑音固有ベクトルに基づいて遅延時間評価関数を算出する遅延時間評価関数算出部と、
   算出された遅延時間評価関数値が所定の閾値を超えた場合にのみ遅延時間評価関数値を遅延時間推定値として出力する第２の判定部を有したことを特徴とする請求項４または請求項５記載のレーダ装置。

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