JP4283170B2

JP4283170B2 - 物体検出装置

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Publication number: JP4283170B2
Application number: JP2004178739A
Authority: JP
Inventors: 耕治加藤; 真和竹市; 善久佐藤; 敏弘服部
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Priority date: 2003-12-17
Filing date: 2004-06-16
Publication date: 2009-06-24
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Description

本発明は、物体検出装置に関するものである。

従来、超音波を送信し、その反射波を受信して反射物体までの距離を測定する超音波距離測定装置が提案されている。この超音波距離測定装置によれば、受信信号に対してバンドパスフィルタを掛けることで送信信号の周波数成分についてのみ取得し、この取得した信号に対して包絡線検波を行って、受信信号の立ち上がり部分（エッジ部）を検出する。そして、送信信号の立ち上がり部からの時間を測定して、反射物体までの距離を測定する。

また、パルス信号の周波数や位相等を変調した変調信号を送信し、その反射波等を受信した後、変調信号との相関（自己相関）をとることによって受信信号のパルス幅を圧縮するパルス圧縮方法が知られている（例えば、非特許文献１参照。）。
梅田章、外１２名、"超音波センサによる静止構造物の面的検出に関する研究委員会報告書"、３−２−６超音波信号処理（５０〜６０頁）、［online］、平成４年６月１日、社団法人日本プラントメンテナンス協会、［平成１６年５月２４日検索］、インターネット＜ＵＲＬ：http://www.jipm.or.jp/giken/houkoku/index.htm＞

上述した、従来の超音波距離測定装置は、バンドパスフィルタを掛けて送信信号の周波数成分を取得しているため、このバンドパスフィルタを通過してしまう周波数成分のノイズ成分を除去することができず、良好なＳＮ比の受信信号を取得することができない。

また、上述したパルス圧縮方法は、静止（運動していない）物体に対してはＳＮ比の改善がある程度期待できるものの、例えば、等速で運動する物体から反射された反射波の受信信号については良好にパルス圧縮できるものではない。これは、物体が等速で運動する場合、ドップラー効果の影響により反射波の受信信号の周波数がシフトするため、パルス圧縮する際、変調信号との相関がとれなくなり、その結果、受信信号のパルス幅が良好に圧縮できなくなるためである。

本発明は、かかる問題を鑑みてなされたもので、受信信号のＳＮ比を向上することができる物体検出装置を提供することを目的とする。

請求項１に記載の物体検出装置は、送信信号を発生する送信信号発生手段と、送信信号発生手段の発生する送信信号について変調を施した変調信号を出力する変調手段と、変調手段の出力する変調信号を送信波として送波し、その反射波を受波する送受波手段と、送受波手段の受波する反射波の受信信号と変調信号との相関を求め、その結果により反射波の受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮手段とを備え、このパルス圧縮手段は、受信信号のドップラーシフトを補正するための補正信号を用いて、反射波の受信信号のドップラーシフトを補正するドップラーシフト補正手段を備え、ドップラーシフト補正手段の補正したドップラー補正後受信信号と変調信号との相関の程度を示す相関値を求め、この相関値から前記受信信号をパルス圧縮するものであって、このパルス圧縮手段として、前記ドップラーシフト補正手段における補正信号の周波数が各々異なるものを複数備え、複数のパルス圧縮手段によって圧縮された各々の受信信号の振幅を加算し、その加算した受信信号の振幅に対して予め設定した振幅レベルとの大小関係を判定する閾値判定を行い、その判定結果に基づいて物体を検出する物体検出手段を備えることを特徴とする。

前述したように、従来のパルス圧縮方法は、静止（運動していない）物体を検出する際に用いることを前提としており、例えば、等速で運動する物体から反射された反射波の受信信号については良好にパルス圧縮できるものではない。

これは、物体が等速で運動する場合、ドップラー効果の影響により反射波の受信信号の周波数がシフトするため、パルス圧縮する際、変調信号との相関がとれなくなり、その結果、受信信号のパルス幅が良好に圧縮できなくなるためである。

本発明は、この問題を鑑みてなされたもので、ドップラーシフトを補正するための補正信号を用いて受信信号のドップラーシフトを補正し、この補正したドップラー補正後受信信号と変調信号とから相関を求めるようにすることで、受信信号のＳＮ比の向上を図ったものである。

例えば、送信信号発生手段において、角周波数（ω）のパルス信号（f[t]）を送信信号として発生し、この送信信号の位相をデジタル符号変調したうえで送波する場合、この送信波の基本波成分は、次式によって示される。なお、次式中の（θ[t]）は、位相変調成分を示す関数である。

（数１７）
送信波=f[t]×cos（ωｔ+θ[t]）
そして、この送信波と略同等の周波数成分となる反射波の受信信号に対し、角周波数（ω_１t+θ2）の正弦波信号を用いて直交復調して、復調信号の同相成分と直交成分に分離すると、次式のように示される。なお、（θ2）は、送信波が検出物体に反射して受信するまでの経路を伝搬することによって生ずる位相差である。

（数１８）
復調信号=f[t]×cos（ωt+θ[t]）×cos（ω_１t+θ2）＋ｊ｛f[t]×cos（ωt+θ[t]）×-sin（ω_１t+θ2）｝=（1/2）×f[t]×｛cos（ωt+θ[t]+ω_１t+θ2）+cos（ωt+θ[t]-ω_１t-θ2）｝-(1/2)×ｊ｛sin（ωt+θ[t]+ω_１t+θ2）+sin（-ωt-θ[t]+ω_１t+θ2）｝
ここで、パルス信号（f[t]）の角周波数（ω）に同期した角周波数（ω_１=ω）の正弦波信号で直交復調した場合、復調信号は次式のように示される。

（数１９）
復調信号=（1/2）×f[t]×｛cos（ωt+θ[t]+ωt+θ2）+cos（ωt+θ[t]-ωt-θ2）｝-(1/2)×ｊ｛sin（ωt+θ[t]+ωt+θ2）+sin（-ωt-θ[t]+ωt+θ2）｝=（1/2）×f[t]×｛cos（2ωt+θ[t]+θ2）+cos（θ[t]-θ2）｝-(1/2)×ｊ｛sin（2ωt+θ[t]+θ2）+sin（-θ[t]+θ2）｝
上記数式の示す復調信号に対して、直交復調の機能として有するローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いて角周波数（ω）の２倍周波数成分を除去すると、ＬＰＦからの出力は、次式のように示される。なお、次式中のAは定数である。

（数２０）
ＬＰＦ出力=（1/2）×f[t]×+cos（θ[t]-θ2）+ｊ(1/2)×sin（θ[t]-θ2）=A×f[t]×ｅ^{ｊ（θ[t]-θ2）}
このように、パルス信号f[t]の角周波数（ω）に同期した角周波数の正弦波信号で直交復調し、その復調信号に含まれる２倍周波数成分を除去することで、受信信号の振幅（A）成分、及び、位相成分（θ[t]-θ2）を抽出することができる。なお、受信信号の振幅成分と位相成分を抽出する方法としては、上述した直交復調に限定されるものではない。

ここで、ドップラー効果の影響を受けていない受信信号と変調信号との相関を求めるために、受信信号に対し時間的に異なるタイミングで複数回変調信号の共役複素数に対応する共役複素信号を受信信号に乗じた後、この乗算結果を加算して、その加算結果を平均化する次式の演算を行う。なお、次式中の（N）は、符号系列の符号数である（変調単位）。

（数２１）
(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^{ｊ（θ[t]-θ2）}×ｅ^-ｊθ[t]}=(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2}
上記数式の演算結果を同相成分（I）と直交成分（Q）からなる複素平面（IQ平面）上にて示すと、送信信号の送信区間で一定の方向（IQ平面上の１点）を示すベクトルとなり、また、その乗算結果を加算平均することで、加算回数と比例した大きさのベクトルとなる。一方、受信信号に含まれるノイズとして、例えば、送信波と略等しい周波数の音波を受波する場合であっても、その受波したノイズの信号と変調信号との相関はないため、IQ平面上でランダム化され、そのベクトルは小さいものとなる。

しかしながら、例えば、等速で運動する物体から反射された反射波の受信信号をパルス圧縮する場合、ドップラー効果の影響により反射波の受信信号の周波数がシフトするため、次式に示す結果を得ることになる。なお、下記式中のΔθ[t]は、ドップラーシフトによる位相変化を示す関数である。

（数２２）
(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2×ｅ^ｊΔθ[t]}
これは、送信信号の送信区間に相当する時間だけ受波した場合、パルス圧縮する過程でドップラーシフトによる位相変化分が加算され、その結果、IQ平面上において受信信号のベクトルが回転することになり、その結果、受信信号のパルス幅が良好に圧縮できなくなることを意味する。

そこで、本発明では、ドップラー効果の影響を受けた受信信号と変調信号との相関を求める際、受信信号のドップラーシフトを補正するための補正信号を用いて受信信号のドップラーシフトを補正し、この補正した受信信号と変調信号とから相関を求め、その結果により受信信号をパルス圧縮する。なお、次式中の（ｅ^-ｊΔθ[t]）は、前述の補正信号（補正項）に相当するものである。

（数２３）
(1/N)×Σ（{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2×ｅ^ｊΔθ[t-1]}×{ｅ^-ｊΔθ[t]}）=(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2}
上記数式２３の演算結果から、受信信号のドップラーシフト分の周波数が除去されていることが分かる。また、この演算結果をIQ平面上に示すと、送信信号の送信区間で一定の位相差（θ2）、すなわち、IQ平面上の１点を示すベクトルとなり、また、その乗算結果を加算平均することで、加算回数と比例した大きさのベクトルとなる。

図１９中の相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃは、本発明のドップラーシフト補正手段を備えるパルス圧縮手段を示したものである。すなわち、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃは、受信信号に対し時間的に異なるタイミングで複数回変調信号の共役複素信号を受信信号を乗じた後、この乗算結果を加算して、その加算結果を平均化することにより相関を求めるものであるが、乗算結果を加算する前の段階で、反射波の受信信号のドップラーシフトを補正するものである。これにより、ドップラーシフトによる位相変化分が加算されることがなくなるため、IQ平面上において受信信号のベクトルが回転しなくなる。

これにより、ドップラー効果の影響により受信信号の周波数がシフトする場合であっても、相関の程度を示す相関値のピークとピーク以外（すなわち、サイドローブ）との相関値の差を際立たせることができる。その結果、受信信号のＳＮ比を向上することができる。

なお、一度、送信波を送波し、その反射波の受信信号からドップラーシフトによる位相変化分（Δθ）を検出し、この位相変化分（Δθ）と変調速度とから、ドップラーシフトを補正するための補正信号（ｅ^-ｊΔθ[t]）の周波数を算出して、この算出した周波数に変更するようにしてもよい。

なお、この閾値判定に用いられる振幅レベル（閾値）は、各々のパルス圧縮手段に対して各々設定されるもの（言い換えれば、各々のパルス圧縮手段からの各々の受信信号に対して各々設定されるもの）であり、物体検出手段は、各々の受信信号に対応する各々の振幅レベルを用いて閾値判定を行う。

請求項２に記載の物体検出装置によれば、送信信号発生手段は、複数のパルスからなる複数のパルス列で構成される送信信号を発生し、変調手段は、送信信号発生手段の発生する送信信号の振幅、周波数、及び位相の少なくとも１つについて、複数の符号の組み合わせで構成される符号系列に従って送信信号のパルス列毎にデジタル変調を施した変調信号を出力し、パルス圧縮手段は、送受波手段の受波する反射波の受信信号と変調信号との各々の符号の相関を求めるものであることを特徴とする。これにより、受信信号の符号と変調信号の符号とから相関を求めることができる。

請求項３に記載の物体検出装置によれば、送受波手段は、圧電素子を駆動することで、その駆動に伴って共振する共振型マイクを備え、変調手段は、圧電素子を駆動するための送信信号の位相について変調を施した変調信号を出力することを特徴とする。これにより、共振型マイクから送波される送信波の位相を変調することが可能となる。

請求項４に記載の物体検出装置によれば、送信信号発生手段は、共振型マイクの振動に関する特性と符号系列を構成する符号の組み合わせとに基づいて、送信信号を発生し続ける持続時間を制御する制御手段を備えることを特徴とする。これにより、送信信号を発生し続ける持続時間を制御することができる。

請求項５に記載の物体検出装置によれば、制御手段は、変調手段において、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する場合、１つ前の符号のパルス列の変調信号による共振型マイクの振動が略収まった後に、異なる符号のパルス列の変調信号が出力されるように持続時間を制御すること特徴とする。これにより、符号に応じて位相の変化した送信波を共振型マイクから送波することができる。

請求項６に記載の物体検出装置によれば、制御手段は、変調手段において、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する場合、１つ前の符号のパルス列のパルス数よりも多いパルス数の異なる符号のパルス列の変調信号が出力されるように持続時間を制御すること特徴とする。

これにより、共振型マイクの振動が収まるのを待たずに、異なる符合のパルス列の変調信号を出力することができるようになるため、変調速度を高めることができる。その結果、各パルス列の時間間隔が短くなるため、物体の距離を検出する際の距離分解能を高めることが可能となる。

請求項７に記載の物体検出装置によれば、制御手段は、変調手段において、１つ前の符号のパルス列と同じ符合のパルス列の変調信号を出力する場合、１つ前の符号のパルス列のパルス数よりも少ないパルス数の同じ符号のパルス列の変調信号が出力されるように持続時間を制御すること特徴とする。

例えば、共振マイクから送波される送信波の振幅が飽和する臨界に達する前に、位相変調を繰り返す場合、１つ前の符号と同じ符号の変調信号を出力すると、送信波の振幅が大きくなり、他の符号と同じ大きさの振幅とならなくなる。

そこで、１つ前の符号と同じ符号の変調信号を出力する場合には、１つ前の符号のパルス列のパルス数よりも少ないパルス数のパルス列の変調信号を出力する。すなわち、パルスを発生しない抜き部分を含むパルス列の変調信号を出力する。これにより、送信波の振幅の大きさを一定に保つことができる。

請求項８に記載の物体検出装置によれば、変調手段は、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する際、異なる符号のパルス列の変調信号を出力するまでに、１つ前の符号のパルス列の各パルスの位相を徐々に変化させることを特徴とする。

一般に、圧電素子の駆動に伴って共振する共振マイクの位相変調に対する応答速度は低い。そこで、この応答速度の低さに着目し、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する際、異なる符号のパルス列の変調信号を出力するまでに、１つ前の符号のパルス列の各パルスの位相を目的の位相となるまで徐々に変化させる。これにより、共振型マイクからは、適切な位相変調タイミングで変調された送信波を送波することが可能となる。

請求項９に記載の物体検出装置によれば、送信信号の周波数と同期した周波数、又は、共振型マイクの共振周波数と略等しい周波数の正弦波信号を発生する正弦波発生手段と、正弦波発生手段の発生する正弦波信号を用いて、送受波手段の受波する反射波の受信信号に対して直交復調を行い、その復調された受信信号の同相成分、及び直交成分を出力する直交復調手段とを備え、パルス圧縮手段は、直交復調手段によって復調された受信信号をパルス圧縮することを特徴とする。

このように、送信信号の周波数と同期した周波数、又は、共振型マイクの共振周波数と略等しい周波数の正弦波信号を用いて受信信号を直交復調することで、ＳＮ比の改善された受信信号をパルス圧縮することができる。

請求項１０に記載の物体検出装置によれば、送信信号発生手段、及び変調手段の少なくとも一方の手段は、検出すべき物体までの距離に応じて、符号系列を構成する符号数、送信信号を構成するパルス列数、及びパルス列のパルス数の少なくとも一方が可変であることを特徴とする。

このように、符号系列を構成する符号数、パルス列数、及びパルス列のパルス列の少なくとも一方を変更することで、送受波手段が送波と受波を繰り返し行う際、送信波と反射波とが送受波手段において重複しないようにすることができる。

以下、本発明の距離検出装置、物体検出装置について、図面に基づいて説明する。なお、本実施形態では、本発明の距離検出装置、物体検出装置を自動車等の車両に搭載し、車両周囲の障害物等の物体までの距離を検出する際に用いる場合の例について説明する。

（第１の実施形態）
図１に、本実施形態の距離検出装置の構成図を示す。同図に示すように、本実施形態の距離検出装置１００は、マイコン１、送信回路２、電源装置３、正弦波発生器４、送受信マイク５、ＡＭＰ（増幅器）６、位相器７、乗算器８ａ、８ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）９ａ、９ｂ、ＡＤＣ（アナログ／デジタルコンバータ）１０ａ、１０ｂによって構成される。

マイコン１は、通常のマイクロコンピュータであり、図示しないＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＰＵ、Ｉ／Ｏ、及びこれらを接続するバスによって構成される。このマイコン１は、図３に示すように、角周波数（ω）のパルス信号f[t]を生成し、このパルス信号f[t]を送信回路２へ出力する。また、マイコン１は、ＡＤＣ１０ａ、１０ｂから出力される出力信号を受信し、この受信した出力信号に対して所定の信号処理を施す。

送信回路２は、マイコン１の出力するパルス信号f[t]からバーストパルス信号を生成する。なお、本実施形態の送信回路は、図３に示すような正弦波のバーストパルス信号を生成するものとする。この送信回路２によって生成されたバーストパルス信号は、正弦波発生器４に出力されるとともに、電源装置３において、バーストパルス信号に送受信マイク５を駆動するための電圧分を加えて（オフセット電圧をのせて）送受信マイク５に出力される。

正弦波発生器４は、任意の角周波数（ω_１）の正弦波を発生するものである。なお、本実施形態の正弦波発生器４は、送信回路２から出力されるバーストパルス信号の角周波数（ω）に同期した角周波数の正弦波を発生することもできる。この正弦波発生器４の発生する正弦波の信号は、位相器７、及び乗算器８ａに出力される。

送受信マイク５は、超音波センサであり、図２に示すように、圧電素子５ａ、圧電素子５ｂを囲むカバー５ｂ、及び、防護スクリーン５ｃによって構成される。この送受信マイク５は、送信回路２からのバーストパルス信号が圧電素子５ａに供給されることで圧電素子５ａが駆動し、この駆動により発生する超音波が防護スクリーン５ｃを介して外部に向かって送波されるものである。

また、送受信マイク５は、この送波した超音波の反射波を受波し、この反射波を受波することで圧電素子５ａに電圧が発生する。この発生した電圧は、ＡＭＰ６によって増幅され、乗算器８ａ、８ｂへ出力される。

なお、本実施形態の距離検出装置１００では、送受信マイク５を１つのみ採用しているが、複数の送受信マイク５を採用するようにしてもよい。その場合には、複数の送受信マイク５の切り替えを行うためのスイッチを設け、マイコン１によって所定時間毎にこのスイッチを切り替えるように制御することで、対象とする送受信マイク５を変更する。これにより、複数の送受信マイク５を用いて、車両の多様な方向に存在する物体を検知することができる。また、その場合、送受信マイク５以外の構成が共有化できるため、距離検出装置１００のコストが削減できる。

位相器７、乗算器８ａ、８ｂ、及びＬＰＦ９ａ、９ｂは、ＡＭＰ６からの出力信号を直交復調するために用いられるものである。すなわち、正弦波発生器４からの正弦波信号を二つに分け、一方は、位相器７を介して位相を変更したのち乗算器８ｂに入力し、他方は、そのまま乗算器８ａに入力する。そして、送受信マイク５からの出力電圧信号に対して各々の乗算器８ａ、８ｂにおいて乗算し、その後、ＬＰＦ９ａ、９ｂにてフィルタリングして、送受信マイク５からの出力信号を復調するものである。図４は、直交復調のイメージを示したものであり、送受信マイク５からの出力信号に角周波数（ω_１）のcos波、sin波を掛け合わせることで復調する。

位相器７は、正弦波発生器４からの正弦波信号の位相を所定の位相に変更する。乗算器８ａは、ＡＭＰ６からの出力信号と正弦波発生器４からの正弦波信号とを乗算し、乗算器８ｂは、ＡＭＰ６からの出力信号と位相器７からの位相の変更された正弦波信号とを乗算する。

ＬＰＦ９ａ、９ｂは、乗算器８ａ、８ｂからの出力信号に含まれる高周波成分を除去するために用いられる。ＡＤＣ１０ａ、１０ｂは、所定のサンプリング周波数（例えば、パルス信号f[t]の周波数の数倍程度）でＬＰＦ９ａ、９ｂから出力される復調信号をサンプリングしてデジタル信号に変換したのち、マイコン１へ出力する。

マイコン１は、ＡＤＣ１０ａ、１０ｂからの同相成分、及び直交成分のデジタル化された復調信号をベクトル加算する。そして、送信波の送波開始時間と、ベクトル加算した結果が予め設定される閾値を超える時間との時間差から物体までの距離を検出する。

本実施形態では、送受信マイク５から送波される送信波とその反射波とが略同等の周波数成分の信号であることに着目し、直交復調に用いる正弦波発生器４からの正弦波信号の角周波数（ω_１）をバーストパルス信号f[t]の角周波数（ω）に同期させ、この同期した角周波数の正弦波信号を用いて直交復調することで、結果的に、マイコン１の受信信号のＳＮ比を向上させるものである。以下、本実施形態の特徴部分について説明する。

先ず、上述したように、角周波数（ω）のパルス信号f[t]から生成されるバーストパルス信号により圧電素子５ａを駆動する場合、この圧電素子５ａを駆動することにより送波される送信波の基本成分は、次式によって示される。なお、次式中の（θ）は、送信波が検出物体に反射して受信するまでの経路を伝搬することによって生ずる位相差である。

（数２４）
送信波=f[t]×cos（ωｔ+θ）
そして、この送信波と略同等の周波数成分となる反射波の圧電素子５ａから出力される出力信号に対し、角周波数（ω_１）の正弦波信号で直交復調を行うと、次式のような復調信号が得られる。

（数２５）
復調信号=f[t]×cos（ωt+θ）×cos（ω_１t）＋ｊ｛f[t]×cos（ωt+θ）×-sin（ω_１t）｝=（1/2）×f[t]×｛cos（ωt+θ+ω_１t）+cos（ωt+θ-ω_１t）｝-(1/2)×ｊ｛sin（ωt+θ+ω_１t）+sin（-ωt-θ+ω_１t）｝
このように、角周波数（ω_１）の正弦波信号で直交復調すると、復調信号は、正弦波信号に対する同相成分（I）と直交成分（Q）（ｊの付与された項）の信号に分離された形で得られる。

これに対し、バーストパルス信号の角周波数（ω）に同期した角周波数（ω_１=ω）の正弦波信号で直交復調した場合、復調信号は次式のように示される。

（数２６）
復調信号=（1/2）×f[t]×｛cos（ωt+θ+ωt）+cos（ωt+θ-ωt）｝-(1/2)×ｊ｛sin（ωt+θ+ωt）+sin（-ωt-θ+ωt）｝=（1/2）×f[t]×｛cos（2ωt+θ）+cos（θ）｝-(1/2)×ｊ｛sin（2ωt+θ）+sin（-θ）｝
上記数式２６の示す復調信号に対して、角周波数（ω）の２倍周波数成分をＬＰＦ１０ａ、１０ｂで除去すると、ＬＰＦ１０ａ、１０ｂからの出力信号は、次式のように示される。なお、次式中のAは定数である。

（数２７）
ＬＰＦ出力=（1/2）×f[t]×+cos（θ）+ｊ(1/2)×sin（θ）=A×f[t]×ｅ^ｊθ
このように、送信波と略同等の周波数成分となる反射波の信号に対して、圧電素子５ａを振動させるバーストパルス信号の角周波数（ω）に同期した角周波数の正弦波信号で直交復調し、その復調信号に含まれる２倍周波数成分を除去すると、位相差（θ）で、振幅が（1/A）倍のパルス信号f[t]を得ることができる。

この２倍周波成分の除去された復調信号は、例えば、図５（ｂ）に示すように、同相成分（I）信号と直交成分（Q）信号からなる複素平面（IQ平面）上において、図５（ａ）に示すバーストパルス信号の送信区間で常に同じ方向（IQ平面上の１点）を示すベクトルとなる。

従って、直交復調された復調信号を所定のサンプリング周波数で、送信波の送信区間と等しい時間だけサンプリングし、そのサンプリングした復調信号を同相成分、直交成分毎に加算（ベクトル加算）することで、図６（ａ）に示すように、加算回数に比例した長さ（大きさ）のベクトルとなる。

このベクトル加算は、例えば、図７に示すように、サンプリング結果の各時間から１０サンプル分を加算した結果をプロットすることを意味しており、同図に示すように、サンプリング結果が立ち下がる直前の時間（t_a）において、加算した結果のプロットが最大値をとる。そして、送信波の送波開始時間と、この加算した結果のプロットが最大値となる時間との時間差から、物体までの正確な距離が検知できる。

これに対し、バーストパルス信号に同期しない角周波数（ω_１）の正弦波信号を用いて直交復調した場合に得られる復調信号は、図５（ｃ）に示すように、IQ平面上において異なる方向のベクトルを示すことになる。例えば、角周波数（ω_１）が角周波数（ω）より小さい場合、IQ平面上に示されるベクトルは、原点を中心として回転するようになる。そのため、ベクトル加算した結果は、図６（ｂ）に示すように、加算しても大きなベクトルとならない。そのため、図７で示したサンプリング結果が立ち下がる直前の時間（t_a）において、加算した結果のプロットが最大値をとらず、物体までの正確な距離が検知できない。

従って、送信波と略同等の周波数成分となる反射波の信号に対して、圧電素子を振動させるパルス信号の角周波数（ω）に同期した角周波数の正弦波信号で直交復調し、その復調信号に含まれる２倍周波数成分を除去した復調信号をベクトル加算し、このベクトル加算した復調信号を用いて物体を検知することで、ＳＮ比の向上した復調信号を用いて物体を検知することができる。これにより、復調信号の信号レベルを低減することが可能となり、その結果、低消費電力化や物体検知距離の長距離化を図ることも可能となる。

（変形例１）
本実施形態では、バーストパルス信号の角周波数（ω）と同期した角周波数の正弦波信号を用いて直交復調するものであるが、例えば、この直交復調に用いる正弦波信号の角周波数を送受信マイク５の共振角周波数と等しい角周波数としてもよい。

すなわち、一般に、送受信マイク５を駆動するためのパルス信号f[t]は、圧電素子５ａが反射波を効率良く受波できるように、圧電素子５ａの共振周波数と一致するように予め設定される。従って、圧電素子５ａの共振周波数と略等しい周波数の正弦波信号を用いて、反射波の信号に対して直交復調することで、本実施形態と同様な作用効果が期待できる。

（変形例２）
例えば、送信波を反射する反射物体が運動している場合、送受信マイク５の受波する反射波には、ドップラー効果の影響により角周波数（ω_２）の周波数成分が加わる。このドップラー効果の影響を受けた反射波に対して直交復調し、その復調信号にＬＰＦを掛けて得られる復調信号は、次式で示すように、上記数式２７に対してｅ^ｊω２tの項が加わり、IQ平面上においては、ｅ^ｊω２の回転が加わるベクトルとなる。

（数２８）
ＬＰＦ出力=A×f[t]×ｅ^ｊθ×ｅ^ｊω２t
しかしながら、反射物体が等速で運動する場合、角周波数（ω_２）は一定の値を示すため、上記数式２８は次式のように示される。

（数２９）
ＬＰＦ出力=A×f[t]×ｅ^ｊθ×ｅ^ｊω２t=A×f[t]×ｅ^ｊθ×ｅ^ｊθ(t)
ここで、ＬＰＦから前回出力された出力信号と今回出力された出力信号との差分をとると次式のように示される。なお、次式中のA1〜A3は定数である。

（数３０）
差分検出=A1×f[t]×ｅ^ｊθ×ｅ^ｊθ[t]／｛A2×f[t]×ｅ^ｊθ×ｅ^ｊθ[t+1]｝=A3×ｅ^{ｊ{θ[t]-θ[t+1]}}=A3×ｅ^ｊθ2
このように、差分を取った復調信号は、IQ平面上において、位相（θ２）の一定方向を示すベクトル（差分ベクトル）となる。このことから、マイコン１において、ＡＤＣ１０ａ、１０ｂにて前回サンプリングした復調信号と、今回サンプリングした復調信号との差をとり、この差分となる差分ベクトルをベクトル加算することで、反射物体が等速運動する場合であっても、復調信号のＳＮ比を改善することができる。

（変形例３）
上述した変形例２における差分ベクトルをベクトル加算する処理を行わない場合や、差分ベクトルをベクトル加算する処理を行う場合でも、反射物が加速度運動をする場合は、IQ平面上において一定の方向を示すベクトルとならず、そのベクトルがIQ平面上において回転してしまう。

そのため、ベクトル加算する時間をバーストパルス信号の送信時間よりも短い時間だけ加算することで、ベクトルの示す方向がある程度の範囲に抑えることが可能となり、その結果、復調信号のＳＮ比をある程度改善することができる。なお、加算したベクトルのバラツキ範囲は、例えば、±π／２以内程度となるように、ベクトル加算する時間を設定するとよい。

（変形例４）
本実施形態では、送信回路２から送受信マイク５に送るバーストパルス信号の送信区間を任意に変更する手段を設けるようにしてもよい。そして、この変更された送信区間に応じて、ベクトル加算する時間幅を変更するようにしてもよい。

（変形例５）
本実施形態では、バーストパルス信号の送信区間内の時間をベクトル加算する時間としているが、例えば、送受信マイク５が送信波を送波し、その反射波を受波する１サイクル毎にベクトル加算された復調信号をマイコン１において記憶しておき、複数サイクル分のベクトル加算された復調信号を平均処理して、復調信号の信号レベルの平均値を算出し、この算出した復調信号の平均値を用いて物体を検知するようにしてもよい。これにより、物体の検知の安定化を図ることができる。

（第２の実施形態）
図８に、本実施形態の物体検出装置の構成図を示す。同図に示すように、本実施形態の物体検出装置２００は、パルス発生器２０１、正弦波発生器２０２、ＡＤＣ（アナログ／デジタルコンバータ）２０３、ＡＭＰ（増幅器）２０４、マイク２０５、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２０６、２０７、位相器２０８、乗算器２０９、２１０、及び信号変換器２２０を備えている。

さらに、物体検出装置２００は、図示しないマイクロコンピュータを備えており、相関フィルタ２１２、一致度判定部２１３、振幅判定部２１４、距離検出部２１５、報知部２１６、及び制御部２３０等の演算処理機能を備えている。

パルス発生器２０１は、複数のパルスからなる複数のパルス列によって構成される角周波数（ω）のバーストパルス信号（以下、単に、パルス信号f[t]と呼ぶ）を発生し、このパルス信号（f[t]）を信号変換器２２０へ出力する。なお、制御部２３０によって、パルスを発生し続ける持続時間が制御される。

信号変換器２２０では、パルス信号（f[t]）の位相をデジタル位相符号変調するもので、複数の符号の組み合わせで構成される符号系列に従ってパルス信号（f[t]）のパルス列毎に位相を変更する。

正弦波発生器２０２は、任意の角周波数（ω_１）の正弦波を発生するものである。なお、本実施形態の正弦波発生器２０２は、パルス発生器２０１から出力されるパルス信号（f[t]）の角周波数（ω）に同期した角周波数の正弦波を発生することもできる。この正弦波発生器２０２の発生する正弦波の信号は、位相器２０８、及び乗算器２１０に出力される。

マイク２０５は、すなわち、超音波センサであり、図９（ａ）に示すように、圧電素子２０５ａ、圧電素子２０５ａを囲むカバー２０５ｂによって構成される。このマイク２０５は、圧電素子２０５ａの駆動に伴ってカバー２０５ｂが共振する共振型マイクであり、すなわち、信号変換器２２０においてパルス信号（f[t]）の位相を変化させた変調信号が圧電素子２０５ａに供給されることで圧電素子２０５ａが駆動し、この駆動に伴ってカバー２０５ｂが共振することにより、超音波が外部の検出すべき物体２４０に向かって送波されるものである。

このように、圧電素子２０５ａを駆動するためのパルス信号（f[t]）の位相を変化させることで、マイク２０５から送波される送信波の位相をデジタル変調することが可能となる。

図９（ｂ）は、マイク２０５から送波される位相変調された超音波の振幅を示すもので、図９（ｃ）は、その位相変化を示すものである。同図に示すように、本実施形態の符号系列の符号として、パルス信号（f[t]）のパルス列の位相を（π/2）だけ遅らせるパルス列に対して符号「−１」を割り当て、逆に、パルス列の位相を（π/2）だけ進めるパルス列に対して符号「１」を割り当てている。

また、マイク２０５は、この送波した超音波の反射波を受波し、この反射波を受波することで圧電素子２０５ａに電圧が発生する。この発生した電圧は、ＡＭＰ２０４によって所定倍に増幅され、ＡＤＣ２０３に出力される。

ＡＤＣ２０３は、所定のサンプリング周波数（例えば、パルス信号f[t]の周波数の数倍程度）でＡＭＰ２０４から出力される受信信号をサンプリングしてデジタル信号に変換し、この変換した受信信号を乗算器２０９、２１０に出力する。

なお、本実施形態の物体検出装置２００では、マイク２０５を１つのみ採用しているが、複数採用するようにしてもよい。その場合には、複数のマイクの切り替えを行うためのスイッチを設け、所定時間毎にこのスイッチを切り替えるように制御することで、物体検出の対象とするマイクを変更する。これにより、複数のマイクを用いて、車両の多様な方向に存在する物体を検知することができる。また、その場合、マイク２０５以外の構成が共有化できるため、物体検出装置２００のコストが削減できる。

位相器２０８、乗算器２０９、２１０、及びＬＰＦ２０６、２０７は、ＡＤＣ２０３からの受信信号を直交復調するために用いられるものである。すなわち、正弦波発生器２０２からの正弦波信号を二つに分け、一方は、位相器２０８を介して位相を変更したのち乗算器２０９に入力し、他方は、そのまま乗算器２１０に入力する。そして、ＡＤＣ２０３から出力される受信信号に対して乗算器２０９、２１０において乗算し、その後、ＬＰＦ２０６、２０７にて高周波成分をフィルタリングして、受信信号を復調するものである。

位相器２０８は、正弦波発生器４からの正弦波信号の位相を所定の位相（例えば、-π/2）に変更する。乗算器２１０は、ＡＤＣ２０３から出力される受信信号と正弦波発生器２０２から出力される正弦波信号とを乗算し、乗算器２０９は、ＡＤＣ２０３から出力される受信信号と位相器２０８によって位相の変更された正弦波信号とを乗算する。これにより、受信信号を同相成分（I成分）と直交成分（Q成分）に分離する。

ＬＰＦ２０６、２０７は、乗算器２０９、２１０から出力される受信信号のI成分とQ成分に含まれる高周波を除去するために用いられ、高周波成分を除去したI成分、及びQ成分の受信信号を相関フィルタ２１２へ出力する。

相関フィルタ２１２は、受信信号のパルス幅を圧縮するパルス圧縮を行うもので、つまり、受信信号に対し時間的に異なるタイミングで複数回変調信号の共役複素符号を受信信号の符号に乗じた後、その乗算結果とそれ以前の乗算結果との差分ベクトルを個々の符号毎に演算し、この演算した個々の符号毎の差分ベクトルを加算したのち、その加算結果を平均化して、受信信号と変調信号との相関値をI成分、及びQ成分毎に求めるとともに、各差分ベクトルの符号の一致度を判定し、その判定結果に応じた一致度信号を一致度判定部２１３へ出力する。

一致度判定部２１３では、相関フィルタ２１２において求められたI成分、及びQ成分毎の相関値信号を振幅判定部２１４へ出力するか否かを判定する。すなわち、相関フィルタ２１２から、各差分ベクトルの符号（各差分ベクトルの示す方向）の一致度が高いとの判定結果が得られた場合に、上記I成分、及びQ成分毎の相関値信号を振幅判定部２１４へ出力し、各差分ベクトルの符号の一致度が低いとの判定結果が得られた場合には、受信信号が無効である旨の値（例えば、０等）を出力する。

振幅判定部２１４では、一致度判定部２１３からI成分、及びQ成分毎の相関値信号が出力される場合に、このI、Q成分の相関値信号から受信信号の振幅を計算し、予め設定した振幅レベル以上の振幅である場合に、その振幅レベル以上の振幅を示す時間を反射波を受信したタイミング（受信タイミング）と判定する。距離検出部２１５は、パルス信号（f[t]）の発生タイミング（言い換えれば、マイクから送波される超音波の送波タイミング）と反射波の受信タイミングとの時間差から、反射物体までの距離を検出する。報知部２１６では、距離検出部２１５の検出する距離が所定距離以内となった場合に、警報等を発生して、車両の運転者に物体の接近を報知する。

本実施形態では、パルス信号（f[t]）の位相をデジタル符号変調した変調信号を送信波として送波し、その反射波の受信信号と変調信号との差分ベクトルを用いたパルス圧縮を行うことによって、受信信号のＳＮ比の向上を図るものである。

以下、本実施形態の特徴部分について説明する。先ず、パルス発生器２０１において、角周波数（ω）のパルス信号（f[t]）を送信信号として発生し、この送信信号の位相をデジタル変調したうえで送波する場合、この送信波の基本波成分は、次式によって示される。なお、次式中の（θ[t]）は、例えば、図１３（ｂ）に示すような位相変調された送信信号の変調成分を示す関数である。

（数３１）
送信波=f[t]×cos（ωｔ+θ[t]）
そして、この送信波と略同等の周波数成分となる反射波の受信信号に対し、角周波数（ω_１t+θ2）の正弦波信号を用いて直交復調して、復調信号の同相成分と直交成分に分離すると、次式のように示される。なお、（θ2）は、送信波が検出物体に反射して受信するまでの経路を伝搬することによって生ずる位相差である。

（数３２）
復調信号=f[t]×cos（ωt+θ[t]）×cos（ω_１t+θ2）＋ｊ｛f[t]×cos（ωt+θ[t]）×-sin（ω_１t+θ2）｝=（1/2）×f[t]×｛cos（ωt+θ[t]+ω_１t+θ2）+cos（ωt+θ[t]-ω_１t-θ2）｝-(1/2)×ｊ｛sin（ωt+θ[t]+ω_１t+θ2）+sin（-ωt-θ[t]+ω_１t+θ2）｝
ここで、パルス信号（f[t]）の角周波数（ω）に同期した角周波数（ω_１=ω）の正弦波信号で直交復調すると、復調信号は次式のように示される。

（数３３）
復調信号=（1/2）×f[t]×｛cos（ωt+θ[t]+ωt+θ2）+cos（ωt+θ[t]-ωt-θ2）｝-(1/2)×ｊ｛sin（ωt+θ[t]+ωt+θ2）+sin（-ωt-θ[t]+ωt+θ2）｝=（1/2）×f[t]×｛cos（2ωt+θ[t]+θ2）+cos（θ[t]-θ2）｝-(1/2)×ｊ｛sin（2ωt+θ[t]+θ2）+sin（-θ[t]+θ2）｝
上記式の示す復調信号に対して、直交復調の機能として有するＬＰＦ２０６、２０７を用いて角周波数（ω）の２倍周波数成分を除去すると、ＬＰＦ２０６、２０７からの出力は、次式のように示される。なお、次式中のAは定数である。

（数３４）
ＬＰＦ出力=（1/2）×f[t]×+cos（θ[t]-θ2）+ｊ(1/2)×sin（θ[t]-θ2）=A×f[t]×ｅ^{ｊ（θ[t]-θ2）}
このように、パルス信号（f[t]）の角周波数（ω）に同期した角周波数の正弦波信号で直交復調し、その復調信号に含まれる２倍周波数成分を除去することで、受信信号の振幅（A）成分、及び、位相成分（θ[t]-θ2）を抽出することができ、その結果、ＳＮ比の改善された受信信号を相関フィルタ２１２にてパルス圧縮することができる。なお、本実施形態では、受信信号の振幅成分と位相成分を抽出する方法として直交復調を採用しているが、直交復調に限定されるものではない。

ここで、検出対象の物体が静止（運動していない）物体である場合には、相関フィルタ２１２において、差分ベクトルを用いずにパルス圧縮を行うようにしてもよい。すなわち、ＬＰＦ２０６、２０７からの出力信号である受信信号と変調信号との相関を求めるために、受信信号に対し時間的に異なるタイミングで複数回変調信号の共役複素符号を受信信号の符号に乗じた後、この乗算結果を加算して、その加算結果を平均化する次式の演算を行う。なお、次式中の(N)は、符号系列の符号数である（変調単位）。

（数３５）
(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^{ｊ（θ[t]-θ2）}×ｅ^-ｊθ[t]}=(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2}
上記数式３５の演算結果を同相成分（I）と直交成分（Q）からなる複素平面（IQ平面）上にて示すと、図１３（ｃ）のように、図１３（ａ）の送信信号の送信区間で一定の方向（IQ平面上の１点）を示すベクトルとなり、また、その乗算結果を加算平均することで、加算回数と比例した大きさのベクトルとなる。一方、受信信号のノイズとして、例えば、送信波と略等しい周波数の波を受波する場合であっても、その受波したノイズの信号と変調信号との相関はないため、図１３（ｄ）に示すようにIQ平面上でランダム化され、そのベクトルは小さいものとなる。

図１１は、ＬＰＦからの出力信号である受信信号と変調信号との相関を求める相関フィルタ２１２の機能構成を示すものである。この相関フィルタ２１２は、受信信号と変調信号との符号の相関をとるもので、その機能としては、上記数式３５の演算処理を行うものである。

つまり、相関フィルタ２１２では、受信信号に対し時間的に異なるタイミングで複数回変調信号の共役複素符号を受信信号の符号に乗じた後、その乗算結果を加算し、その加算結果を平均化することで相関値を求める。このように、相関フィルタ２１２において受信信号と変調信号との相関を求めることで、相関の程度を示す相関値のピークとピーク以外（サイドローブ）との相関値の差を際立たせることができる。

このように、パルス信号（f[t]）をデジタル符号変調した変調信号を送信波として送波し、その反射波の受信信号を符号を用いてパルス圧縮することで、静止物体から反射される反射波の受信信号のＳＮ比を向上することができる。

一方、検出対象の物体が静止（運動していない）物体ではなく、例えば、等速で運動する物体から反射された反射波の受信信号をパルス圧縮する場合、ドップラー効果の影響により反射波の受信信号の周波数がシフトするため、次式に示す結果を得ることになる。なお、下記式中のΔθ[t]は、ドップラーシフトによる位相変化を示す関数である。

（数３６）
(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2×ｅ^ｊΔθ[t]}
これは、図１５（ａ）に示すように、パルス信号（f[t]）の送信区間に相当する時間だけ受波した場合、パルス圧縮する過程でドップラーシフトによる位相変化分が加算され、その結果、IQ平面上において受信信号のベクトルが回転することになり、その結果、受信信号のパルス幅が良好に圧縮できなくなることを意味する。

そこで、本実施形態の相関フィルタ２１２では、次式に示すように、等速で運動する物体から反射された反射波の受信信号と変調信号との相関を求めるために、受信信号に対し時間的に異なるタイミングで複数回変調信号の共役複素符号を受信信号の符号に乗じた後、その乗算結果とそれ以前の乗算結果との差分ベクトルを個々の符号毎に演算し、この演算した個々の符号毎の差分ベクトルを加算して、その加算結果を平均化する演算を行う。

（数３７）
(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2×ｅ^ｊΔθ[t-1]}×{A×f[t]×ｅ^{-（-ｊθ2）}×ｅ^-ｊΔθ[t]}=(1/N)×Σ{A²×f²[t]×ｅ^ｊΔθ}
上記数式３７の演算結果をIQ平面上に示すと、図１５（ｂ）のように、図１３（ａ）のパルス信号（f[t]）の送信区間で一定の位相差（θ2）、すなわち、IQ平面上の１点を示すベクトルとなり、また、その乗算結果を加算平均することで、加算回数と比例した大きさのベクトルとなる。

図１２は、受信信号と変調信号との相関をベクトル差分を用いて求める相関フィルタ２１２の機能構成を示すものである。この相関フィルタ２１２は、受信信号と変調信号との符号の相関をとるもので、その機能としては、上記数式３７の演算処理を行うものである。

すなわち、相関フィルタ２１２では、受信信号に対し時間的に異なるタイミングで複数回変調信号の符号を受信信号の符号に乗じた後、その乗算結果とそれ以前（例えば、その１回前）の乗算結果との差分ベクトルを個々の符号毎に演算し、この演算した個々の符号毎の差分ベクトルを加算して、その加算結果を平均化することで相関値を求める。

このように、差分ベクトルを求めることで、物体が等速で運動する場合のドップラー効果による受信信号の周波数のシフト分が相殺される。従って、この周波数のシフト分が相殺された差分ベクトルの加算平均から変調信号との相関を求めることで、物体が等速で運動する場合であっても、静止物体を検出する場合と同様に、相関の程度を示す相関値のピークとピーク以外（すなわち、サイドローブ）との相関値の差を際立たせることができる。その結果、受信信号のＳＮ比を向上することができる。

なお、静止物体からの反射波の受信信号であっても、相関フィルタ２１２において差分ベクトルを用いた相関値を求めることで、次式に示す演算結果を得る。

（数３８）
(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2}→(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2}×{A×f[t]×ｅ^{-（-ｊθ2）}}=(1/N)×Σ{A²×f²[t]×ｅ^ｊ0}=A²×f²[t]
上記数式３８の演算結果をIQ平面上にて示すと、図１４に示すように、IQ平面上において、送信信号の送信区間でI軸上の１点を示すベクトルとなる。従って、静止物体を検出する場合であっても受信信号のＳＮ比を向上することができる。

さらに、相関フィルタ２１２では、各差分ベクトルのI成分、Q成分の符号（各差分ベクトルの示す方向）の一致度の程度を判定する。上述したように、等速で運動する物体からの反射波の受信信号に基づく差分ベクトルは、図１５（ｂ）に示したように、IQ平面上において送信信号の送信区間で一定の位相（Δθ）のベクトルとなり、この物体の速度が十分に低い場合には、図１７（ｂ）に示すように、送信信号の送信区間でI軸上の１点を示すベクトルとなる。これに対し、受信信号にノイズが含まれる場合には、図１７（ａ）に示すように、I軸上の１点に集中しない差分ベクトル群となる。

このことから、IQ平面における差分ベクトル群の方向を受信信号の信頼度の指標とすることができるため、IQ平面における差分ベクトル群の方向に関する一致度を判定することで、信頼度の高い受信信号を用いて物体を検出することができる。

なお、相関フィルタ２１２における一致度判定では、例えば、各差分ベクトルを合成した差分合成ベクトルを算出し、この算出した差分合成ベクトルの位相、同相成分の符号、及び同相成分と直交成分との絶対値の大きさ等を用いて判定すればよい。

例えば、差分合成ベクトルの同相成分の符号が正である場合に、複数の差分ベクトルの方向に関する一致度が高いと判定してもよい。このように、差分合成ベクトルの同相成分の符号が正であるか否かを判定することで、±90度以内の方向を示す差分合成ベクトルであるか否かを判定することができる。その結果、一致度判定が容易になる。

また、差分合成ベクトルの同相成分の絶対値が直交成分の絶対値よりも大きい場合に、各差分ベクトルの方向に関する一致度が高いと判定してもよい。このように、差分合成ベクトルの同相成分の絶対値と直交成分の絶対値との大小関係を比較することで、±45度以内の方向を示す差分合成ベクトルであるか否かを判定することができる。その結果、差分ベクトル毎の位相を算出する必要がなくなる。

また、さらに、差分合成ベクトルの位相を算出して、その位相が±90度以内であるか、又は、±45度以内であるかを判定してもよい。このように、差分ベクトル群を合成した差分合成ベクトルの位相、同相成分の符号、及び同相成分と直交成分との絶対値の大きさの何れかを用いて、各差分ベクトルの方向に関する一致度を判定することで、一致度判定部２１３において、信頼度の高い受信信号であるか否かを判定することができる。

そして、振幅判定部２１４では、一致度判定部２１３からI成分、及びQ成分毎の相関値信号が出力される場合に、このI、Q成分の相関値信号から受信信号の振幅を計算し、予め設定した振幅レベル以上の振幅である場合に、その振幅レベル以上の振幅を示す時間を反射波を受信したタイミング（受信タイミング）と判定する。このように、信頼度が高いと判定された受信信号の振幅レベルについても考慮することで、より信頼度の高い受信信号を用いて物体を検出することができる。

このように、本実施形態の物体検出装置２００は、パルス信号（f[t]）の位相をデジタル符号変調した変調信号を送信波として送波し、その反射波の受信信号と変調信号との差分ベクトルを用いたパルス圧縮を行う。これにより、検出すべき物体が等速で運動する場合であっても、その物体からの反射波の受信信号のＳＮ比を向上することができる。

（変形例６）
従来、例えば、超音波ソナー装置等において物体との相対速度や物体までの距離の変化を把握する場合、反射物体からの反射波を少なくとも２回受信し、この受信した受信信号の時間差から把握する必要があったが、本実施形態の相関フィルタ２１２では、差分ベクトルを求めているため、この差分ベクトルの位相を利用することで、反射波を１回受信するだけで、物体との相対速度や物体までの距離の変化を把握することができる。

すなわち、差分ベクトルの位相（Δθ）と、信号変換器２２０におけるパルス信号（f[t]）の変調速度とから、この差分ベクトルの位相がIQ平面において１回転（360度回転）するのに要する時間を求めることができるため、この求まった時間の逆数からドップラーシフト分の周波数（Δf）が求められる。そして、この求まったドップラーシフト分の周波数（Δf）を次式に当てはめることで、反射物体の相対速度（V）を得ることができる。なお、下記式中の（Ｃ）は、音速（送信波が電波の場合は光速）を示し、（fp）はパルス信号（f[t]）の周波数を示すものである。

（数３９）
V=Δfp×C／f
このように、反射物体からの反射波を複数回受信しなくとも、反射波を１回受信するだけで、その受信信号の差分ベクトルの位相から物体との相対速度を検出することができる。なお、図１５（ｂ）に示すように、IQ平面における差分ベクトルの回転する方向から、物体が近づいているのか、或いは遠ざかっているのか（物体までの距離の変化）を把握することができる。

また、上述したように、差分ベクトルの位相から物体との相対速度を検出することができるため、少なくとも２つの差分ベクトルの位相の位相差と変調速度とから、反射物体の加速度や減速度を得ることが可能となる。

（変形例７）
本実施形態の相関フィルタ２１２では、各差分ベクトルのI成分、Q成分の符号（各差分ベクトルの示す方向）の一致度の程度を判定する際、各差分ベクトルを合成した差分合成ベクトルを算出し、この算出した差分合成ベクトルの位相、同相成分の符号、及び同相成分と直交成分との絶対値の大きさ等を用いて判定しているが、本変形例では、各差分ベクトルの各々のI成分、Q成分の符号が一致する数に基づいて判定する。

例えば、I成分の符号が正である差分ベクトルの数や、I成分の絶対値がQ成分の絶対値よりも大きい値を示す差分ベクトルの数が所定数以上である場合に、各差分ベクトルの方向に関する一致度が高いと判定する。

これにより、I成分の符号が正を示す差分ベクトルの数に基づいて±90度以内の方向を示す差分ベクトルの数を判定したり、各差分ベクトルのI成分の絶対値とQ成分の絶対値との大小関係を比較して、±45度以内の方向を示す差分ベクトルの数を判定したりすることができる。

上記所定数については、実験等によって設定するとよい。図１８（ａ）、（ｂ）は、I成分の符号が正である差分ベクトルの数によって判定する場合の例を示したものであるが、同図（ａ）に示すように、全ての差分ベクトルの符号が一致するか否かを判定してもよいし、同図（ｂ）に示すように、５つ以上の差分ベクトルの符号が一致（２つの差分ベクトルの符号が不一致）するか否かを判定するようにしてもよい。

（変形例８）
本実施形態の相関フィルタ２１２において、受信信号と変調信号との相関を差分ベクトルを用いて求める場合、信号変換器２２０において、差分ベクトルを用いずに相関値を求める場合の符号系列と異なった組み合わせの符号で構成される符号系列を用いて、パルス信号（f[t]）の位相を変調させるようにするとよい。

すなわち、例えば、図１６（ａ）に示すように、差分ベクトルを用いずにパルス圧縮する際の相関値を求める場合にサイドローブ（sl）レベルを抑えることができる符号系列の符号の組み合わせと、図１６（ｂ）に示すように、差分ベクトルを用いてパルス圧縮する際の相関値を求める場合にサイドローブ（sl）レベルを抑えることができる符号系列の符号の組み合わせとは異なる。

従って、差分ベクトルを用いてパルス圧縮する場合には、差分ベクトルを用いずにパルス圧縮する場合の符号系列と異なった組み合わせの符号で構成される符号系列を用いてパルス圧縮することで、サイドローブ（sl）レベルを抑えることができる。

なお、差分ベクトルを用いる／用いないに係わらず、符号系列としては、図１６（ａ）に示すように、少なくとも相関値のレベルがピーク（pk）となる前のサイドローブ（sl）レベルが１符号分一致以下（相関値のレベルが１以下）となる組み合わせの符号で構成される符号系列を用いるとよい。

つまり、本実施形態の物体検出装置２００のように、反射物体までの距離を検出する場合には、相関値のレベルがピーク（pk）となる時間を用いて距離を算出するため、相関値のレベルがピーク（pk）となった後のサイドローブレベルの大小は距離検出に影響を与えない。従って、少なくとも相関値のレベルがピークとなる前のサイドローブレベルが１以下となる組み合わせの符号で構成される符号系列を用いることで、正確な距離検出が可能となる。

（変形例９）
本実施形態の制御部２３０では、パルス発生器２０１において発生するパルス信号（f[t]）を発生し続ける持続時間を制御するものであるが、マイク２０５の振動に関する特性と信号変換器２２０において用いる符号系列を構成する符号の組み合わせとに基づいて上記持続時間を制御するとよい。

本実施形態のマイク２０５は、圧電素子２０５ａの駆動に伴ってカバー２０５ｂが共振する共振型マイクであるが、このような共振型マイクから送波される超音波は、一般に、圧電素子２０５ａを駆動する変調信号に対する振幅と位相の応答速度が低い。例えば、圧電素子２０５ａの駆動を開始しても、図１０に示すように、送波される超音波の振幅は徐々に振幅が大きくなり、また、圧電素子２０５ａの駆動を停止しても、その振幅は徐々に小さくなる。

そのため、例えば、信号変換器２２０において、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する場合、制御部２３０では、１つ前の符号のパルス列の変調信号によるマイク２０５の振動が略収まった後に、異なる符号のパルス列の変調信号が出力されるように持続時間を制御するとよい。これにより、符号に応じて位相の変化した超音波をマイク２０５から送波することができる。

（変形例１０）
上記変形例９は、信号変換器２２０において、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する場合、制御部２３０では、１つ前の符号のパルス列の変調信号によるマイク２０５の振動が略収まった後に、異なる符号のパルス列の変調信号が出力されるように持続時間を制御するものであるが、１つ前の符号のパルス列のパルス数よりも多いパルス数の異なる符号のパルス列の変調信号が出力されるように持続時間を制御するようにしてもよい。

例えば、図１０に示すように、信号変換器２２０において、パルス数（ｎ）からなる同相のパルス列の後に逆相のパルス列の変調信号を出力する場合、同相のパルス列によるマイク２０５の振動を打ち消すために、パルス数を（ｍ）だけ多くしたパルス数（ｎ＋ｍ）からなる逆相のパルス列の変調信号を出力する。

これにより、上記変形例９のように、マイク２０５の振動が収まるのを待たずに、異なる符合のパルス列の変調信号を出力することができるようになるため、変調速度を高めることができる。その結果、各パルス列の時間間隔が短くなるため、物体の距離を検出する際の距離分解能を高めることが可能となる。

（変形例１１）
上記変形例９及び１０では、信号変換器２２０において、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する場合に、パルス発生器２０１において発生するパルス信号（f[t]）を発生し続ける持続時間を制御するものであるが、信号変換器２２０において、１つ前の符号のパルス列と同じ符合のパルス列の変調信号を出力する場合には、１つ前の符号のパルス列のパルス数よりも少ないパルス数の同じ符号のパルス列の変調信号が出力されるように持続時間を制御するとよい。

例えば、（共振）マイク２０５から送波される（送信波）超音波の振幅が飽和する臨界に達する前に、位相変調を繰り返す場合、１つ前の符号と同じ符号の変調信号を出力すると、（送信波）超音波の振幅が大きくなり、他の符号と同じ大きさの振幅とならなくなる。

そこで、１つ前の符号と同じ符号の変調信号を出力する場合には、１つ前の符号のパルス列のパルス数よりも少ないパルス数のパルス列の変調信号を出力する。すなわち、パルスを発生しない抜き部分を含むパルス列の変調信号を出力する。これにより、超音波（送信波）の振幅の大きさを一定に保つことができる。

（変形例１２）
上記変形例９及び１０では、信号変換器２２０において、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する場合に、パルス発生器２０１において発生するパルス信号（f[t]）を発生し続ける持続時間を制御するものであるが、本変形例のように、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する際、位相変換器２２０において、異なる符号のパルス列の変調信号を出力するまでに、１つ前の符号のパルス列の各パルスの位相を徐々に変化させるようにしてもよい。

一般に、圧電素子２０５ａの駆動に伴って共振するマイク２０５の位相変調に対する応答速度は低い。そこで、この応答速度の低さに着目し、位相変換器２２０において、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する際、異なる符号のパルス列の変調信号を出力するまでに、１つ前の符号のパルス列の各パルスの位相を徐々に変化させるようにする。これにより、マイク２０５からは、適切な位相変調タイミングで変調された送信波を送波することが可能となる。

（第３の実施形態）
図１９に、本実施形態の物体検出装置の構成図を示す。同図に示すように、本実施形態の物体検出装置２００は、パルス発生器２０１、正弦波発生器２０２、ＡＤＣ（アナログ／デジタルコンバータ）２０３、ＡＭＰ（増幅器）２０４、マイク２０５、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２０６、２０７、位相器２０８、乗算器２０９、２１０、及び信号変換器２２０を備えている。

さらに、物体検出装置２００は、図示しないマイクロコンピュータを備えており、相関検出フィルタ２１２ａ、相関検出ＤＳ（Ｄｏｐｐｌｅｒ sｈｉｆｔ）補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃ、振幅判定部２１４、距離検出部２１５、報知部２１６、及び制御部２３０等の演算処理機能を備えている。

マイク２０５は、すなわち、超音波センサであり、図９（ａ）に示したように、圧電素子２０５ａ、圧電素子２０５ａを囲むカバー２０５ｂによって構成される。このマイク２０５は、圧電素子２０５ａの駆動に伴ってカバー２０５ｂが共振する共振型マイクである。

すなわち、信号変換器２２０においてパルス信号（f[t]）の位相を変化させた変調信号が圧電素子２０５ａに供給されることで圧電素子２０５ａが駆動し、この駆動に伴ってカバー２０５ｂが共振することにより、超音波が外部の検出すべき物体２４０に向かって送波されるものである。

なお、本実施形態の物体検出装置２００では、マイク２０５を１つのみ採用しているが、複数採用するようにしてもよい。その場合には、複数のマイクの切り替えを行うためのスイッチを設け、所定時間毎にこのスイッチを切り替えるように制御することで、物体検出の対象とするマイクを変更する。

これにより、複数のマイクを用いて、車両の多様な方向に存在する物体を検知することができる。また、その場合、マイク２０５以外の構成が共有化できるため、物体検出装置２００のコストが削減できる。

ＬＰＦ２０６、２０７は、乗算器２０９、２１０から出力される受信信号のI成分とQ成分に含まれる高周波を除去するために用いられ、高周波成分を除去したI成分、及びQ成分の受信信号を相関検出フィルタ２１２ａ、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃへ出力する。

相関検出フィルタ２１２ａは、受信信号のパルス幅を圧縮するパルス圧縮を行うもので、すなわち、受信信号に対し時間的に異なるタイミングで複数回変調信号の共役複素符号を受信信号の符号に乗じた後、その乗算結果を加算し、その加算結果を平均化して、受信信号と変調信号との相関値をI成分、及びQ成分毎に求める。そして、この求めたI成分、及びQ成分毎の相関値信号を振幅判定部２１４へ出力する。

相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃは、受信信号のドップラーシフトを補正するための補正信号を用いて受信信号のドップラーシフトを補正し、その補正したドップラー補正後受信信号のパルス幅を圧縮するパルス圧縮を行うものである。

すなわち、受信信号に対し時間的に異なるタイミングで複数回変調信号の共役複素信号を受信信号を乗じた後、この乗算結果を加算して、その加算結果を平均化することにより相関を求めるものであるが、乗算結果を加算する前の段階で、反射波の受信信号のドップラーシフトを補正する。

これにより、ドップラーシフトによる位相変化分が加算されることがなくなるため、IQ平面上において受信信号のベクトルが回転しなくなる。相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃは、求めたI成分、及びQ成分毎の相関値信号を振幅判定部２１４へ出力する。

なお、本実施形態の物体検出装置２００の用途が特定されている場合、検出すべき物体との相対速度の速度域を予め想定することができる。従って、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃの各補正信号は、この想定される相対速度域に応じたドップラーシフトの周波数帯をカバーするように、各々異なる周波数を設定するとよい。

例えば、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂの補正信号の周波数として、検出すべき物体との位置関係が近づく場合の相対速度（時速数キロ程度）、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｃの補正信号の周波数として、検出すべき物体との位置関係が遠ざかる場合の相対速度（時速数キロ程度）に各々対応するように設定する。

これにより、例えば、振幅判定部２１４において、最も高い相関が得られた受信信号に基づいて物体を検出することで、想定される相対速度域におけるドップラーシフトを適確に補正した受信信号から物体検出を行うことができる。

振幅判定部２１４では、相関検出フィルタ２１２ａ、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃからのI成分、及びQ成分毎の相関値信号から受信信号の振幅を各々計算し、各々の受信信号の振幅が予め設定した振幅レベル（閾値）以上の振幅である場合に、その振幅レベル以上の振幅を示す時間を反射波を受信したタイミング（受信タイミング）と判定する閾値判定を行う。

この振幅判定部２１４の閾値判定に用いられる振幅レベルは、相関検出フィルタ２１２ａ、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃからの各々の受信信号に対して各々設定されており、各々の受信信号に対応する振幅レベルを用いて閾値判定を行うものである。

なお、相関検出フィルタ２１２ａ、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃからのI成分、及びQ成分毎の相関値信号から受信信号の振幅を加算し、その加算した受信信号の振幅が予め設定した振幅レベル以上の振幅であるか否かを判定するようにしてもよい。これにより、各々の受信信号に対して振幅に関する閾値判定を行うことなく物体を検出することができるため、処理の軽減を図ることが可能となる。

距離検出部２１５は、パルス信号（f[t]）の発生タイミング（言い換えれば、マイクから送波される超音波の送波タイミング）と反射波の受信タイミングとの時間差から、反射物体までの距離を検出する。報知部２１６では、距離検出部２１５の検出する距離が所定距離以内となった場合に、警報等を発生して、車両の運転者に物体の接近を報知する。

本実施形態では、ドップラーシフトを補正するための補正信号を用いて受信信号のドップラーシフトを補正し、この補正したドップラー補正後受信信号と変調信号とから相関を求めるようにすることで、受信信号のＳＮ比の向上を図ったものである。

すなわち、前述したように、従来のパルス圧縮方法は、静止（運動していない）物体を検出する際に用いることを前提としており（図１９に示す相関検出フィルタ２１２ａも同様）、例えば、等速で運動する物体から反射された反射波の受信信号については良好にパルス圧縮できるものではない。これは、物体が等速で運動する場合、ドップラー効果の影響により反射波の受信信号の周波数がシフトするため、パルス圧縮する際、変調信号との相関がとれなくなり、その結果、受信信号のパルス幅が良好に圧縮できなくなるためである。

そこで、本実施形態の物体検出装置２００では、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃを備えて、受信信号のドップラーシフトを補正したドップラー補正後受信信号のパルス幅を圧縮することで、受信信号のＳＮ比の向上を図る。

以下、本実施形態の特徴部分について詳しく説明する。先ず、パルス発生器２０１において、角周波数（ω）のパルス信号（f[t]）を送信信号として発生し、この送信信号の位相をデジタル符号変調したうえで送波する場合、この送信波の基本波成分は、次式によって示される。なお、次式中の（θ[t]）は、位相変調成分を示す関数である。

（数４０）
送信波=f[t]×cos（ωｔ+θ[t]）
そして、この送信波と略同等の周波数成分となる反射波の受信信号に対し、角周波数（ω_１t+θ2）の正弦波信号を用いて直交復調して、復調信号の同相成分と直交成分に分離すると、次式のように示される。なお、（θ2）は、送信波が検出物体に反射して受信するまでの経路を伝搬することによって生ずる位相差である。

（数４１）
復調信号=f[t]×cos（ωt+θ[t]）×cos（ω_１t+θ2）＋ｊ｛f[t]×cos（ωt+θ[t]）×-sin（ω_１t+θ2）｝=（1/2）×f[t]×｛cos（ωt+θ[t]+ω_１t+θ2）+cos（ωt+θ[t]-ω_１t-θ2）｝-(1/2)×ｊ｛sin（ωt+θ[t]+ω_１t+θ2）+sin（-ωt-θ[t]+ω_１t+θ2）｝
ここで、パルス信号（f[t]）の角周波数（ω）に同期した角周波数（ω_１=ω）の正弦波信号で直交復調した場合、復調信号は次式のように示される。

（数４２）
復調信号=（1/2）×f[t]×｛cos（ωt+θ[t]+ωt+θ2）+cos（ωt+θ[t]-ωt-θ2）｝-(1/2)×ｊ｛sin（ωt+θ[t]+ωt+θ2）+sin（-ωt-θ[t]+ωt+θ2）｝=（1/2）×f[t]×｛cos（2ωt+θ[t]+θ2）+cos（θ[t]-θ2）｝-(1/2)×ｊ｛sin（2ωt+θ[t]+θ2）+sin（-θ[t]+θ2）｝
上記数式の示す復調信号に対して、直交復調の機能として有するローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いて角周波数（ω）の２倍周波数成分を除去すると、ＬＰＦからの出力は、次式のように示される。なお、次式中のAは定数である。

（数４３）
ＬＰＦ出力=（1/2）×f[t]×+cos（θ[t]-θ2）+ｊ(1/2)×sin（θ[t]-θ2）=A×f[t]×ｅ^{ｊ（θ[t]-θ2）}
このように、パルス信号f[t]の角周波数（ω）に同期した角周波数の正弦波信号で直交復調し、その復調信号に含まれる２倍周波数成分を除去することで、受信信号の振幅（A）成分、及び、位相成分（θ[t]-θ2）を抽出することができる。なお、受信信号の振幅成分と位相成分を抽出する方法としては、上述した直交復調に限定されるものではない。

（数４４）
(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^{ｊ（θ[t]-θ2）}×ｅ^-ｊθ[t]}=(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2}
上記数式の演算結果を同相成分（I）と直交成分（Q）からなる複素平面（IQ平面）上にて示すと、送信信号の送信区間で一定の方向（IQ平面上の１点）を示すベクトルとなり、また、その乗算結果を加算平均することで、加算回数と比例した大きさのベクトルとなる。

一方、受信信号に含まれるノイズとして、例えば、送信波と略等しい周波数の音波を受波する場合であっても、その受波したノイズの信号と変調信号との相関はないため、IQ平面上でランダム化され、そのベクトルは小さいものとなる。

（数４５）
(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2×ｅ^ｊΔθ[t]}
これは、送信信号の送信区間に相当する時間だけ受波した場合、パルス圧縮する過程でドップラーシフトによる位相変化分が加算され、その結果、IQ平面上において受信信号のベクトルが回転することになり、その結果、受信信号のパルス幅が良好に圧縮できなくなることを意味する。

そこで、本実施形態では、ドップラー効果の影響を受けた受信信号と変調信号との相関を求める際、受信信号のドップラーシフトを補正するための補正信号を用いて受信信号のドップラーシフトを補正し、この補正した受信信号と変調信号とから相関を求め、その結果により受信信号をパルス圧縮する。なお、次式中の（ｅ^-ｊΔθ[t]）は、前述の補正信号（補正項）に相当するものである。

（数４６）
(1/N)×Σ（{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2×ｅ^ｊΔθ[t-1]}×{ｅ^-ｊΔθ[t]}）=(1/N)×Σ{A×f[t]×ｅ^-ｊθ2}
上記数式の演算結果から、受信信号のドップラーシフト分の周波数が除去されていることが分かる。また、この演算結果をIQ平面上に示すと、送信信号の送信区間で一定の位相差（θ2）、すなわち、IQ平面上の１点を示すベクトルとなり、また、その乗算結果を加算平均することで、加算回数と比例した大きさのベクトルとなる。

このように、本実施形態の物体検出装置２００は、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃを備えて、受信信号のドップラーシフトを補正したドップラー補正後受信信号のパルス幅を圧縮する。これにより、ドップラー効果の影響により受信信号の周波数がシフトする場合であっても、相関の程度を示す相関値のピークとピーク以外（すなわち、サイドローブ）との相関値の差を際立たせることができる。その結果、受信信号のＳＮ比を向上することができる。

（変形例１３）
本実施形態の物体検出装置２００は、受信信号のドップラーシフトを補正し、その補正したドップラー補正後受信信号のパルス幅を圧縮する相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃを備えている。

これに対し、本変形例では、例えば、図２０に示すように、補正信号の周波数が可変である相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｄと車両の移動速度を検出する車速センサ２１７を備えて、車速からドップラーシフト分の周波数を算出し、この算出した周波数に応じて補正信号（ｅ^-ｊΔθ[t]）の周波数を変更し、この変更した補正信号を用いて補正する。これにより、静止物体の反射した反射波の受信信号のＳＮ比を向上することができる。

（変形例１４）
本実施形態における物体検出装置２００では、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂの補正信号の周波数として、検出すべき物体との位置関係が近づく場合の相対速度（時速数キロ程度）、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｃの補正信号の周波数として、検出すべき物体との位置関係が遠ざかる場合の相対速度（時速数キロ程度）に各々対応するように設定している。

しかしながら、物体検出装置２００が車両等の移動体に搭載される場合、移動体から遠ざかる物体は、一般的に衝突する可能性が低いため、そのような遠ざかる物体を検出する必要がない。

従って、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃの補正信号の周波数として、検出すべき物体との位置関係が近づく場合の相対速度に各々対応するように設定する。これにより、検出すべき物体との位置関係が遠ざかる場合の相対速度に対応するための相関検出ＤＳ補正フィルタを備える必要がなくなるため、装置の構成を減らすことができる。

（変形例１５）
本実施形態の制御部２３０では、パルス発生器２０１において発生するパルス信号（f[t]）を発生し続ける持続時間を制御するものであるが、マイク２０５の振動に関する特性と信号変換器２２０において用いる符号系列を構成する符号の組み合わせとに基づいて上記持続時間を制御するとよい。

（変形例１６）
上記変形例１５は、信号変換器２２０において、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する場合、制御部２３０では、１つ前の符号のパルス列の変調信号によるマイク２０５の振動が略収まった後に、異なる符号のパルス列の変調信号が出力されるように持続時間を制御するものであるが、１つ前の符号のパルス列のパルス数よりも多いパルス数の異なる符号のパルス列の変調信号が出力されるように持続時間を制御するようにしてもよい。

これにより、上記変形例１５のように、マイク２０５の振動が収まるのを待たずに、異なる符合のパルス列の変調信号を出力することができるようになるため、変調速度を高めることができる。その結果、各パルス列の時間間隔が短くなるため、物体の距離を検出する際の距離分解能を高めることが可能となる。

（変形例１７）
上記変形例１５及び１６では、信号変換器２２０において、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する場合に、パルス発生器２０１において発生するパルス信号（f[t]）を発生し続ける持続時間を制御するものであるが、信号変換器２２０において、１つ前の符号のパルス列と同じ符合のパルス列の変調信号を出力する場合には、１つ前の符号のパルス列のパルス数よりも少ないパルス数の同じ符号のパルス列の変調信号が出力されるように持続時間を制御するとよい。

（変形例１８）
上記変形例１５及び１６では、信号変換器２２０において、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する場合に、パルス発生器２０１において発生するパルス信号（f[t]）を発生し続ける持続時間を制御するものであるが、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する際、位相変換器２２０において、異なる符号のパルス列の変調信号を出力するまでに、１つ前の符号のパルス列の各パルスの位相を徐々に変化させるようにしてもよい。

（変形例１９）
本実施形態の振幅判定部２１４では、相関検出フィルタ２１２ａ、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃからのI成分、及びQ成分毎の相関値信号から受信信号の振幅を各々計算しているため、最も高い相関を示す相関値信号の出力先（相関検出フィルタ２１２ａ、相関検出ＤＳ補正フィルタ２１２ｂ、２１２ｃの何れか）を特定して、物体との相対速度や物体との位置関係の変化（近づく／遠ざかる）を検出するようにしてもよい。

（変形例２０）
本実施形態の物体検出装置２００におけるパルス発生器２１０、及び信号変換器２２０の少なくとも一方について、検出すべき物体までの距離に応じて、符号系列を構成する符号数、送信信号を構成するパルス列数、及びパルス列のパルス数の少なくとも一方が可変であるように構成してもよい。

第１の実施形態に係わる、距離検出装置１００の概略構成を示す図である。第１の実施形態に係わる、送受信マイク５の構成を示す図である。第１の実施形態に係わる、マイコン１において発生するパルス信号f[t]、及び送信回路２から送信されるバーストパルス信号を示すイメージ図である。第１の実施形態に係わる、直交復調の概念を示すイメージ図である。（ａ）は、バーストパルス信号の送信区間を示す図であり、（ｂ）は、直交復調後の復調信号のベクトルがIQ平面において１点の方向を示す図であり、（ｃ）は、直交復調後の復調信号のベクトルがIQ平面において回転する場合を示す図である。（ａ）は、ベクトル加算により復調信号のベクトルが大きくなる場合を示す図であり、（ｂ）は、ベクトル加算により復調信号のベクトルが大きくならない場合を示す図である。第１の実施形態に係わる、ベクトル加算の処理を示すイメージ図である。第２の実施形態に係わる、物体検出装置２００の構成を示す図である。（ａ）は、マイク２０５の構成を示す図であり、（ｂ）は、マイク２０５から送波される位相変調された超音波の振幅を示す図であり、（ｃ）は、マイク２０５から送波される位相変調された超音波の位相を示す図である。同相のパルス列によるマイク２０５の振動を打ち消すために、パルス数を（ｍ）だけ多くしたパルス数（ｎ＋ｍ）からなる逆相のパルス列の変調信号を出力した場合にマイク２０５から送波される超音波波形を示した図である。受信信号と変調信号との相関を求める相関フィルタ２１２の機能構成を示す図である。受信信号と変調信号との相関をベクトル差分を用いて求める相関フィルタ２１２の機能構成を示す図である。（ａ）は、送信信号の送信区間を示す図であり、（ｂ）は、位相変調された送信信号を示す図であり、（ｃ）は、送信信号の送信区間で一定の方向（IQ平面上の１点）を示すベクトルを示した図であり、（ｄ）は、IQ平面上でランダム化されるベクトルを示した図である。 IQ平面上において、送信信号の送信区間でI軸上の１点を示すベクトルを示した図である。（ａ）は、ドップラーシフトによる位相変化分が加算されることにより、IQ平面上において受信信号のベクトルが回転するイメージを示した図であり、（ｂ）は、パルス信号（f[t]）の送信区間内で一定の位相（θ2）となるベクトルを示した図である。（ａ）は、差分ベクトルの演算を行わずにパルス圧縮する際の相関値を求める場合において、サイドローブ（sl）のレベルを抑えることができる符号系列の符号の組み合わせを示した図であり、（ｂ）は、差分ベクトルを用いてパルス圧縮する際の相関値を求める場合において、サイドローブ（sl）レベルを抑えることができる符号系列の符号の組み合わせを示した図である。（ａ）は、I軸上の１点に集中しない差分ベクトル群を示した図であり、（ｂ）は、差分合成ベクトルを示した図である。（ａ）は、全ての差分ベクトルの符号が一致する場合を示した図であり、（ｂ）は、５つ以上の差分ベクトルの符号が一致（２つの差分ベクトルの符号が不一致）する場合を示した図である。第３の実施形態に係わる、物体検出装置２００の構成を示す図である。第３の実施形態の変形例１３に係わる、物体検出装置２００の構成を示す図である。

符号の説明

１・・・マイコン、２・・・送信回路、３・・・電源装置、４・・・正弦波発生器、５・・・送受信マイク、６・・・ＡＭＰ、７・・・位相器、８ａ、８ｂ・・・乗算器、９ａ、９ｂ・・・ＬＰＦ、１０ａ、１０ｂ・・・ＡＤＣ、１００・・・距離検出装置、２００・・・物体検出装置、２１２・・・相関フィルタ、２１２ａ・・・相関検出フィルタ、２１２ｂ、２１２ｃ、２１２ｄ・・・相関検出ＤＳ補正フィルタ、２１３・・・一致度判定部、２１４・・・振幅判定部、２１７・・・車速センサ

Claims

送信信号を発生する送信信号発生手段と、
前記送信信号発生手段の発生する送信信号について変調を施した変調信号を出力する変調手段と、
前記変調手段の出力する変調信号を送信波として送波し、その反射波を受波する送受波手段と、
前記送受波手段の受波する反射波の受信信号と前記変調信号との相関を求め、その結果により前記反射波の受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮手段とを備え、
このパルス圧縮手段は、
前記受信信号のドップラーシフトを補正するための補正信号を用いて、前記反射波の受信信号のドップラーシフトを補正するドップラーシフト補正手段を備え、
前記ドップラーシフト補正手段の補正したドップラー補正後受信信号と前記変調信号との相関の程度を示す相関値を求め、この相関値から前記受信信号をパルス圧縮するものであって、
このパルス圧縮手段として、前記ドップラーシフト補正手段における補正信号の周波数が各々異なるものを複数備え、
前記複数のパルス圧縮手段によって圧縮された各々の受信信号の振幅を加算し、その加算した受信信号の振幅に対して予め設定した振幅レベルとの大小関係を判定する閾値判定を行い、その判定結果に基づいて物体を検出する物体検出手段を備えることを特徴とする物体検出装置。
前記送信信号発生手段は、複数のパルスからなる複数のパルス列で構成される送信信号を発生し、
前記変調手段は、前記送信信号発生手段の発生する送信信号の振幅、周波数、及び位相の少なくとも１つについて、複数の符号の組み合わせで構成される符号系列に従って前記送信信号のパルス列毎にデジタル変調を施した変調信号を出力し、
前記パルス圧縮手段は、前記送受波手段の受波する反射波の受信信号と前記変調信号との各々の符号の相関を求めるものであることを特徴とする請求項１に記載の物体検出装置。
前記送受波手段は、圧電素子を駆動することで、その駆動に伴って共振する共振型マイクを備え、
前記変調手段は、前記圧電素子を駆動するための前記送信信号の位相について変調を施した変調信号を出力することを特徴とする請求項２記載の物体検出装置。
前記送信信号発生手段は、前記共振型マイクの振動に関する特性と前記符号系列を構成する符号の組み合わせとに基づいて、前記送信信号を発生し続ける持続時間を制御する制御手段を備えることを特徴とする請求項３記載の物体検出装置。
前記制御手段は、前記変調手段において、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する場合、前記１つ前の符号のパルス列の変調信号による前記共振型マイクの振動が略収まった後に、前記異なる符号のパルス列の変調信号が出力されるように前記持続時間を制御すること特徴とする請求項４記載の物体検出装置。
前記制御手段は、前記変調手段において、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する場合、前記１つ前の符号のパルス列のパルス数よりも多いパルス数の前記異なる符号のパルス列の変調信号が出力されるように前記持続時間を制御すること特徴とする請求項４記載の物体検出装置。
前記制御手段は、前記変調手段において、１つ前の符号のパルス列と同じ符合のパルス列の変調信号を出力する場合、前記１つ前の符号のパルス列のパルス数よりも少ないパルス数の前記同じ符号のパルス列の変調信号が出力されるように前記持続時間を制御すること特徴とする請求項４〜６の何れか１項に記載の物体検出装置。
前記変調手段は、１つ前の符号のパルス列と異なる符合のパルス列の変調信号を出力する際、前記異なる符号のパルス列の変調信号を出力するまでに、前記１つ前の符号のパルス列の各パルスの位相を徐々に変化させることを特徴とする請求項４記載の物体検出装置。
前記送信信号の周波数と同期した周波数、又は、前記共振型マイクの共振周波数と略等しい周波数の正弦波信号を発生する正弦波発生手段と、
前記正弦波発生手段の発生する正弦波信号を用いて、前記送受波手段の受波する反射波の受信信号に対して直交復調を行い、その復調された受信信号の同相成分、及び直交成分を出力する直交復調手段とを備え、
前記パルス圧縮手段は、前記直交復調手段によって復調された受信信号をパルス圧縮することを特徴とする請求項１〜８の何れか１項に記載の物体検出装置。
前記送信信号発生手段、及び前記変調手段の少なくとも一方の手段は、検出すべき物体までの距離に応じて、前記符号系列を構成する符号数、前記送信信号を構成するパルス列数、及び前記パルス列のパルス数の少なくとも一方が可変であることを特徴とする請求項２〜９の何れか１項に記載の物体検出装置。