JP2000341353A - 信号検波装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 超音波ドプラ診断装置の受信信号から複素信
号を検波する際に、直交サンプリングによるとＩ成分信
号とＱ成分信号とが同時相とならない。 【解決手段】 搬送波の位相とπ/4ずれ、かつπ/2の奇
数ｍ倍ずれたタイミングｔ_nごとの受信信号のサンプリ
ング値が取得される。余弦符号操作部１７４は、データ
レート変換部１７０から出力される各サンプリング値Ｓ
(t_n)＝Ｉ(t_n)cosθ(t_n)−Ｑ(t_n)sinθ(t_n)に対して、Ｉ
(t_n)の係数を一定の符号とする符号操作を行う。これに
より、Ｑ(t_n)にはｍπ/2ごとに符号が反転する係数が係
ることになる。すなわち、Ｑ(t_n)に関する項は振動項と
なる。ＬＰＦ１８４にて当該振動項を落とすことによ
り、Ｉ(t_n)が取得される。一方、正弦符号操作部１７６
では同じＳ(t_n)に対してＩ(t_n)に関する項を振動項とす
る操作が行われ、ＬＰＦ１９４からはＩ(t_n)と同時相の
Ｑ(t_n)が出力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、信号検波装置に関
し、特に受信信号からの複素信号の生成に関する。

【０００２】

【従来の技術】超音波ドプラ診断装置では、受信信号に
対して直交位相検波がなされ複素信号が生成される。こ
の複素信号は実数成分、虚数成分とから構成され、これ
ら各成分をそれぞれＩ信号、Ｑ信号と称する。

【０００３】図８は、特開平７−２３９５０号公報に示
される従来の超音波診断装置に採用される第１の複素信
号検波処理を説明するためのブロック構成図である。こ
の超音波診断装置は、ｎ個の振動子２を有し、これに対
応してｎチャネルの受信信号が得られる。各チャネルの
受信信号は、Ａ／Ｄ変換器３において超音波の送信周波
数ｆ₀より高速のレートでサンプリングされる。デジタ
ルデータに変換された受信信号は遅延器５によって、チ
ャネル間での超音波の位相差を調整された後、加算器７
にて加算される。

【０００４】この装置では、複素信号の検波は、乗算器
とローパスフィルタ（ＬＰＦ）とを用いて行われる。加
算器７から出力される整相加算された受信信号は、２つ
に分岐される。分岐された一方の受信信号は乗算器９に
て送信周波数を有する正弦波sinωｔを乗算される。こ
の乗算結果の信号の高調波成分をＬＰＦ１１によってカ
ットすることにより、Ｑ信号が分離される。一方、分岐
された他方の受信信号は乗算器１３にて送信周波数を有
する余弦波cosωｔを乗算される。この乗算結果の信号
の高調波成分をＬＰＦ１５によってカットすることによ
り、Ｉ信号が分離される。

【０００５】図９は第２の従来技術に係る図であり、特
公平７−７８４９２号公報に示されるような、従来の超
音波診断装置における受波整相回路の構成を示す模式図
である。この従来の超音波診断装置においては、受信信
号からのＩ信号、Ｑ信号の検波は受波整相回路にて、各
チャネルの受信信号をそれぞれ９０°ずれた位相で直交
サンプリングすることにより行われる。

【０００６】ｎ個の振動子２から得られるｎチャネルの
受信信号は、超音波の送信から受信までの伝播距離の差
異に応じて異なる遅延時間を有するため、受波整相回路
４がこれを調整する。チャネル間での減衰量の差はＴＧ
Ｃ（Time Gain Compensation）回路６にて補正される。
Ａ／Ｄ変換器８、１０は、互いに９０゜ずれた位相で受
信信号をサンプリングしている。このＡ／Ｄ変換器８、
１０における直交サンプリングによりＩ信号、Ｑ信号が
分離・生成されるため、受波整相回路４は２系統の構成
とされている。Ａ／Ｄ変換器８、１０にそれぞれ対応し
て設けられた遅延器１２、１４は、チャネル間での超音
波の位相差を調整するためのものであり、同一チャネル
では遅延器１２、１４の遅延量は同じである。２つの加
算器１６、１８は、それぞれＩ信号、Ｑ信号に対応する
ものである。位相差が調整された各チャネルの受信信号
は、Ｉ信号、Ｑ信号ごとに加算器１６、１８にて加算さ
れ、整相加算された受信信号が得られる。

【０００７】図１０は第３の従来技術に係る図であり、
特開平９−２２４９３７号公報に示される超音波診断装
置における複素信号検波の処理を説明するためのブロッ
ク構成図である。この装置では、検波は受波整相回路２
０とＩ／Ｑ生成回路２２とによって行われる。この装置
では、ＴＧＣ６から出力された受信信号は、各チャネル
に１つずつ設けられたＡ／Ｄ変換器２４にてデジタル信
号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２４は、クロック制御回
路２６から入力されるサンプリングクロックにて受信信
号をサンプリングする。ここでサンプリング周波数ｆ_S
は超音波の送信周波数ｆ₀の４倍、すなわちｆ_S＝４ｆ₀
である。Ａ／Ｄ変換器２４から出力されるデジタルデー
タ列は、遅延器２８によって、電子フォーカス等のため
のチャネル間の位相調整を行われる。その最小遅延量は
例えば、前記送信される超音波の波長の１／３２であ
る。遅延された各チャネルの受信信号は加算器３０にて
足し合わされ、その後、複素信号成分生成器であるＩ／
Ｑ生成回路２２に入力される。

【０００８】図１１は、Ｉ／Ｑ生成回路の動作を説明す
るための、サンプリングクロックと加算器３０の出力信
号とのタイミングチャートである。加算器３０からの出
力信号はサンプリングクロックに対応して、送信される
超音波の１周期に４データを含む。よって、出力信号中
の隣接する２データは送信される超音波を基準として互
いに９０°位相分だけサンプリング点がずれたデータで
ある。Ｉ／Ｑ生成回路２２は、この出力信号中のデータ
を交互にＩ信号、Ｑ信号として取り出す。図において、
例えばＩ_n、Ｑ_nは、Ｉ／Ｑ生成回路２２から出力される
Ｉ信号、Ｑ信号のそれぞれｎ番目のデータを表す。Ｉ／
Ｑ生成回路２２は例えば、フリップフロップや１／４位
相器により構成される。

【０００９】ちなみに、第２、第３の従来技術におい
て、Ｉ信号とＱ信号とが互いに９０°位相がずれている
ことは次のように理解することができる。一般的に、超
音波受信信号は次式で表される。ここでＩ(t)，Ｑ(t)は
Ｉ信号、Ｑ信号である。また、θ(t)＝2πf₀tである。

【００１０】

【数３】Ｓ(t)＝Ｉ(t)cosθ(t)−Ｑ(t)sinθ(t) この式から明らかなように、sinθ(t₀)＝０を満たすサ
ンプリング点でのＳ(t)からＩ(t₀)を求めることができ
る。一方、θ(t₀)から９０°ずれた位相角θ(t₀')にお
いてはcosθ(t₀')＝０となり、このサンプリング点での
Ｓ(t)からＱ(t₀')を求めることができる。このようにし
て第２、第３の従来技術では、互いに９０°位相のずれ
た時相でのＩ(t₀)，Ｑ(t₀')を検波することができる。

【００１１】しかし、sinθ(t₀)＝０となる点でのＳ(t)
の値にはＱ(t)は寄与しない、つまりＱ(t₀)の情報は含
まれず、その値を求めることはできない。また、cosθ
(t₀')＝０となる点でのＳ(t)の値にはＩ(t)は寄与しな
い、つまりＩ(t₀')の情報は含まれず、その値を求める
ことはできない。よって、第２、第３の従来技術では、
位相角θ(t)が９０°相違することとなるｔ₀とｔ₀'での
サンプリングによって、互いに異なる時相t₀，t₀'での
Ｉ信号とＱ信号との値、つまりＩ(t₀)，Ｑ(t₀')は得ら
れるが、Ｉ(t₀)と同時相のＱ(t₀)及び、Ｑ(t₀')と同時
相のＩ(t₀')は得ることができない。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上述した超音波診断装
置で用いられる従来の複素信号検波回路は、以下の問題
を有する。まず、第１の従来技術に係る複素信号検波の
ための回路構成では、送信周波数ｆ₀に比べて十分に高
速のＡ／Ｄ変換器が必要になる。また、サンプリングレ
ートに応じた高速で動作可能な乗算器が必要となるとい
う問題がある。この乗算器が必要とされることは、回路
構成が複雑になり回路規模が大きくなるという問題や、
装置が高価となるという問題を生じる。また、乗算器や
ＬＰＦをソフトウェアにて実現する場合、データレート
が高い分、処理負荷が高いという問題もある。

【００１３】これに対して、第２、第３の従来技術に係
る複素信号検波のための回路構成では、乗算器は不要で
ある。しかし、これら第２、第３の従来技術において
は、Ｉ信号を生成するために用いられるサンプリングデ
ータと、Ｑ信号を生成するために用いられるサンプリン
グデータとの間に送信超音波の１／４波長（位相角にし
て９０°）のずれが存在する。本来、Ｉ信号とＱ信号と
はある時刻における複素信号の実数成分と虚数成分を表
すものであり、同時相であるべきものである。それに対
して第２、第３の従来技術では互いに９０°位相のずれ
たＩ信号とＱ信号とが一つの複素信号を表すデータの組
として出力される。つまり、これらの従来技術では、Ｉ
信号とＱ信号とが完全に直交しておらず、その分、Ｉ信
号、Ｑ信号の検出精度が低いという問題があった。例え
ば、Ｉ信号、Ｑ信号の精度が低いことは、これらＩ信
号、Ｑ信号を用いて行われるドプラ偏移周波数の計算誤
差を大きくし、その計算結果を用いて生成されるＢモー
ド断層像の画質が低下するという問題を生じる。

【００１４】本発明は、複素信号の実数成分Ｉ、虚数成
分Ｑを検波する信号検波において、回路構成が簡素化さ
れ、かつ同時相のＩ成分、Ｑ成分が得られる精度のよい
信号検波装置を提供し、さらにそれを用いる超音波診断
装置の性能を向上させることを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明に係る信号検波装
置は、搬送波周波数ｆ₀の被変調信号を直交検波して得
られる正弦波成分sinθ及び余弦波成分cosθ（位相角θ
は2πf₀t）それぞれの振幅に基づいて、複素信号の実数
成分信号と虚数成分信号を前記被変調信号から抽出する
ために、連続する整数変数ｎの各値に対し次の関係式

【数４】 ｍｎπ/2＜θ_n＜（ｍｎ＋１）π/2 ………（１） （但し、ｍは奇数定数）を満たす前記位相角の値θ_nに
てサンプリングクロックを発生するクロック発生器と、
前記サンプリングクロックに同期して前記被変調信号を
サンプリングするサンプリング手段と、cosθ_nの正負に
応じて前記被変調信号のサンプリングデータの符号を反
転して余弦符号操作サンプリングデータ列を生成する符
号操作手段と、前記符号操作手段の出力信号から、前記
被変調信号のベースバンドに応じた帯域の成分を取り出
すローパスフィルタリング手段とを有し、前記ローパス
フィルタリング手段から出力される前記余弦符号操作サ
ンプリングデータ列のベースバンド成分に基づいて、前
記複素信号の２つの前記成分信号の一方が求められる。

【００１６】被変調信号は、搬送波がその振幅、位相に
おいて変調されたものである。例えば、超音波診断装置
においては、送信超音波が搬送波に対応し、受信信号が
被変調信号に対応する。被変調信号Ｓ(t)は、

【数５】 Ｓ(t)＝Ｉ(t)cos(2πf₀t)−Ｑ(t)sin(2πf₀t) ………（２） と表すことができる。位相角θは時間ｔの進行ととも
に、４つの象限を順番に移動していく。本発明において
は、奇数ｍ個の象限ごとの被変調信号Ｓ(t)のサンプリ
ングデータが処理のために取得される。すなわち、θが
象限をｍ個移動するごとに少なくとも１回のサンプリン
グが行われる。ここで、より高い頻度でサンプリングを
行い、後に間引き等の処理により奇数個の象限ごとのサ
ンプリングデータを取得するという方法を採ることは任
意である。この奇数個の象限ごとのサンプリングが行わ
れる位相角が（１）式のθ_nであり、０＜δ＜π/2なる
δを用いて、

【数６】 θ_n＝ｍｎπ/2＋δ ………（３） と表すことができる。連続する整数変数ｎの初期値は任
意であり、このことは、最初のθ_nをどの象限にとるこ
とも自由であることを示している。

【００１７】（３）式に基づいて、cosθの符号sign(co
sθ_n)，sinθの符号sign(sinθ_n)は、それぞれ、（４）
（５）式で表される。

【００１８】

【数７】 sign(cosθ_n)＝(−１)^mn(mn+1)/2 ………（４） sign(sinθ_n)＝(−１)^mn(mn-1)/2 ………（５） 符号操作手段は、（２）式に対して、その右辺第１項が
Ｉ(t_n)｜cos(θ_n)｜となるように符号操作を行う。この
操作をここでは余弦符号操作と称している。なお、ここ
でθ_n＝2πf₀t_nである。（２）式右辺第１項をＩ(t_n)｜
cos(θ_n)｜に変換する場合、（２）式右辺第２項は、

【数８】 Ｑ(t_n)sin(θ_n)/sign(cosθ_n) ＝Ｑ(t_n)｜sin(θ_n)｜sign(sinθ_n)/sign(cosθ_n) ＝Ｑ(t_n)｜sin(θ_n)｜(−１)ⁿ ………（６） に変換される。なお、最後の式変形では、奇数ｍに対し
て(−１)^mn＝(−１)ⁿであることを用いた。（６）式に
含まれる因子｜sin(θ_n)｜(−１)ⁿは、ｎに応じて、ｍ/
4ｆ₀の間隔で符号を反転させる。（６）式に含まれる他
の因子Ｑ(t_n)は、検出対象である虚数成分であり、搬送
波を変調する変調信号のベースバンドと同様の帯域を有
する。つまり、因子Ｑ(t_n)は基本的にｆ₀より十分に低
い帯域を有するので、（６）式は、因子｜sin(θ_n)｜
(−１)ⁿに応じて周波数2ｆ₀/ｍ程度で高速に振動する。

【００１９】前記ベースバンドに応じた通過帯域を有す
るローパスフィルタリング手段は、余弦符号操作後の被
変調信号を入力され、その入力信号中の（６）式で表さ
れる振動成分を落とし、（２）式右辺第１項に対応する
成分Ｉ(t_n)｜cos(θ_n)｜を透過、出力する。

【００２０】θ_nは知られているので必要に応じて因子
｜cos(θ_n)｜を除去することができ、よってローパスフ
ィルタリング手段の出力に基づいて、実数成分信号Ｉ
(t)を決定することができる。

【００２１】Ｉ(t_n)が決定されると、（２）式に基づい
て、例えば計算によりＱ(t_n)も決定することができる。
このようにして、共に時刻ｔ_nにおけるＩ(t_n)とＱ(t_n)
とが被変調信号Ｓ(t)から抽出され、同時相における値
で構成される実数成分信号Ｉ(t_n)と虚数成分信号Ｑ(t_n)
とが検波、取得される。

【００２２】本発明の好適な態様は、前記符号操作手段
が、cosθ_nの正負に応じて前記被変調信号のサンプリン
グデータの符号を反転して余弦符号操作サンプリングデ
ータ列を生成する余弦成分符号操作手段と、sinθ_nの正
負に応じて前記被変調信号のサンプリングデータの符号
を反転して正弦符号操作サンプリングデータ列を生成す
る正弦成分符号操作手段とを有し、前記ローパスフィル
タリング手段は、前記符号操作手段から出力される前記
余弦符号操作サンプリングデータ列及び前記正弦符号操
作サンプリングデータ列のそれぞれからベースバンド成
分を取り出し、当該各ベースバンド成分に基づいて、前
記実数成分信号及び前記虚数成分信号のそれぞれを求め
る信号検波装置である。

【００２３】（２）式右辺第１項に対する上述の信号処
理と同様の処理を同式右辺第２項に対して施すことによ
って、当該項に含まれる因子Ｑ(t_n)を被変調信号Ｓ(t)
から抽出することができる。よって、本発明の好適な態
様においては、余弦成分符号操作手段とローパスフィル
タリング手段とによって上述のようにＩ(t_n)を決定する
処理と、正弦成分符号操作手段とローパスフィルタリン
グ手段とによってＱ(t_n)を決定する処理とが並列に行わ
れる。そして、得られたＩ(t_n)，Ｑ(t_n)とからそれぞれ
実数成分信号Ｉ(t_n)，虚数成分信号Ｑ(t_n)が決定され
る。

【００２４】他の本発明に係る信号検波装置は、前記ク
ロック発生器が、次式、

【数９】 θ_n＝ｍｎπ/2＋π/4 ………（７） で表される位相角θ_nにて前記サンプリングクロックを
発生するものである。

【００２５】上述した本発明によれば、符号操作手段に
より（２）式右辺の２つの項のうち一方が、主としてベ
ースバンド成分を含む項（ベースバンド項と称する）
に、また他の一方が高速に振動する振動項に変換され
る。例えば余弦符号操作することにより、右辺第１項が
もっぱらベースバンド成分で構成されるベースバンド項
Ｉ(t_n)｜cos(θ_n)｜に変換される。ここで、因子｜cos
(θ_n)｜はサンプリングポイントθ_nごとに変動しうる。
その範囲は最大でも０＜｜cos(θ_n)｜＜１である。ここ
で述べる他の本発明によれば、（７）式で定められるθ
_nでサンプリングを行うことにより、当該因子｜cos
(θ_n)｜を一定値２^-1/2に保つことできる。また、この
θ_nの値は、正弦符号操作を行った場合のベースバンド
項Ｑ(t_n)｜sin(θ_n)｜に含まれる因子｜sin(θ_n)｜も一
定値２^-1/2に保つ。よって、余弦符号操作後及び正弦符
号操作後の各被変調信号をそれぞれローパスフィルタに
入力し、ローパスフィルタリング手段の出力をそのま
ま、又は定数２^1/2を乗じて実数成分信号Ｉ(t)，虚数成
分信号Ｑ(t)として検出する。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。

【００２７】図１は、本発明の実施形態であり、本発明
に係る信号検波装置を内蔵した超音波診断装置の大まか
なブロック図である。探触子１２０は振動子アレイを有
し、この振動子アレイを構成するｎ個の振動子に対応し
たｎチャネルの受信信号が受波整相回路１２２に入力さ
れる。受波整相回路１２２は超音波の伝播距離の差異に
より生じるチャネル間の受信信号の位相差を調整する。

【００２８】受波整相回路１２２の出力はＩ／Ｑ生成回
路１２４に入力され、ドプラ処理に用いられる複素信号
成分であるＩ信号、Ｑ信号が生成される。組織断層エコ
ー処理部１２６、カラードプラ処理部１２８及びスペク
トルドプラ処理部１３０はそれぞれこの複素信号を処理
する。組織断層エコー処理部１２６はＩ信号とＱ信号の
２乗和から信号のパワーを演算し、Ｂモード画像やＭモ
ード画像を形成する。カラードプラ処理部１２８は自己
相関処理を行って、ドプラ画像を形成する。スペクトル
ドプラ処理部１３０は周波数解析を行う。これら、組織
断層エコー処理部１２６、カラードプラ処理部１２８及
びスペクトルドプラ処理部１３０はそれぞれ形成した画
像データをＤＳＣ（Digital Scan Converter）１３２に
出力する。ＤＳＣ１３２は、これら画像データを合成
し、表示器１３４はＤＳＣ１３２から所定のフレームレ
ートにて画像データを読み出し表示する。

【００２９】図２は、上記超音波診断装置に用いられる
受波整相回路１２２を説明する模式的なブロック図であ
る。各振動子１４０のそれぞれにＴＧＣ１４４が設けら
れている。ＴＧＣ１４４から出力された受信信号は、各
チャネルに１つずつ設けられたＡ／Ｄ変換器１４６にて
デジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１４６は、ク
ロック制御回路１４８から入力されるサンプリングクロ
ックにて受信信号をサンプリングする。本実施形態で
は、このサンプリング周波数ｆ_Sは超音波の送信周波数
ｆ₀の４倍、すなわちｆ_S＝４ｆ₀である。ｆ₀は探触子に
より異なるがおよそ数ＭＨｚであり、例えばｆ₀＝３Ｍ
Ｈｚ、ｆ_S＝１２ＭＨｚである。

【００３０】受信信号はＡ／Ｄ変換器１４６からｆ_Sと
いうデータレートのデジタルデータ列として出力され
る。デジタル遅延器１５０は遅延量を制御可能なデジタ
ル遅延器であって、例えばシフトレジスタによって構成
される。その機能は、電子フォーカス等のためのチャネ
ル間の位相調整にあり、これは従来技術と同様である。
その最小遅延量は例えば、前記送信される超音波の波長
の１／３２である。各遅延器１５０から受信信号は加算
器１５２に入力され、この加算器１５２は各チャネルか
らの受信信号を足し合わせる。加算器１５２の出力は、
Ｉ／Ｑ生成回路１２４に入力される。

【００３１】以下、本装置における複素信号検波処理を
説明する。Ｉ信号、Ｑ信号をＩ(t)，Ｑ(t)と表すと、受
信信号Ｓ(t)は次式にて表すことができる。なお、ここ
で、θ(t)＝2πf₀tである。

【００３２】

【数１０】 Ｓ(t)＝Ｉ(t)cosθ(t)−Ｑ(t)sinθ(t) ………（８） 図３は、クロック制御回路１４８からのサンプリングク
ロックのタイミングと余弦波cosθ(t)、正弦波sinθ(t)
との関係を示す模式図である。図３（ａ）（ｂ）にはそ
れぞれcosθ(t)の波形１６０、−sinθ(t)の波形１６２
が表されている。横軸変数には位相角θが採られてい
る。波形１６０，１６２上に表された黒丸がサンプリン
グポイントを表している。ここではｆ_s＝４ｆ₀であるの
で、正弦波、余弦波の１周期に４回のサンプリングが行
われる。

【００３３】加算器１５２からは、レート４ｆ₀で整相
加算されたサンプリングデータが出力され、これがＩ／
Ｑ生成回路１２４へ入力される。図４はＩ／Ｑ生成回路
１２４の概略のブロック図である。Ｉ／Ｑ生成回路１２
４へ入力されたレート４ｆ₀のＳ(t)のサンプリングデー
タは、データレート変換部１７０へ渡される。データレ
ート変換部１７０は、ｍデータ（ｍは奇数）おきに１つ
のデータを選択して出力する間引き処理を行う。そして
データレート変換部１７０からは、例えば、送信超音波
信号に対してπ/4だけシフトされた、次式で表される位
相角θ_nにおけるサンプリングデータが出力される。

【００３４】

【数１１】 θ_n＝ｍｎπ/2＋π/4 ………（９） 上式は（３）式において位相シフト量δ＝π/4としたも
のに相当する。θ_nに対応する時刻ｔ_nは、θ_n＝2πf₀t_n
の関係から、

【数１２】 ｔ_n＝ｎＴ＋Δｔ ………（１０） と表される。ここで、Ｔ＝ｍ/４ｆ₀，Δｔ＝１/(８ｆ₀)
となっている。

【００３５】なお、（９）式で表されるθ_nに対して
は、

【数１３】 cosθ_n＝２^-1/2sign(cosθ_n)＝２^-1/2(−１)^mn(mn+1)/2 ………（１１） sinθ_n＝２^-1/2sign(sinθ_n)＝２^-1/2(−１)^mn(mn-1)/2 ………（１２） である。ちなみに、ここで（４）（５）式を用いた。

【００３６】ｍは上述したように奇数であるという条件
の他に、従来技術と同様、折り返しを生じないという面
からの上限が課せられる。その上限の条件は、ここで検
波しようとする複素信号のベースバンドの帯域をＷとし
て、Ｗ≦２ｆ₀/ｍ、すなわちｍ≦２ｆ₀/Ｗである。

【００３７】図５はｍ＝３とした場合のデータレート変
換部１７０から出力されるデータのサンプリングタイミ
ングと余弦波cosθ(t)、正弦波sinθ(t)との関係を示す
模式図である。図３と同様、波形１６０，１６２上に表
された黒丸がサンプリングポイントを表している。

【００３８】データレート変換部１７０で選択されたサ
ンプリング値は符号操作部１７２に渡される。符号操作
部１７２は余弦符号操作部１７４と正弦符号操作部１７
６とを有し、これらそれぞれにデータレート変換部１７
０の出力値が入力される。

【００３９】図６は余弦符号操作部１７４での処理を説
明する模式図である。余弦符号操作部１７４は、cosθ_n
が負の場合にはサンプリング値Ｓ(t_n)の符号を反転し、
cosθ_nが正の場合にはサンプリング値Ｓ(t_n)の符号はそ
のままに保つという符号操作（余弦符号操作）を行う。
その結果、余弦波形１６０は、図６（ａ）に示されるよ
うな周波数２ｆ₀の周期性を有する波形１８０に変換さ
れ、一方、正弦波形１６２は図６（ｂ）に示されるよう
な周波数２ｆ₀の周期的波形１８２に変換される。な
お、本装置では、余弦符号操作部１７４は、サンプリン
グ値Ｓ(t_n)に対して上記符号の操作を行うと共に、２
^1/2を乗じる規格化処理も行っている。サンプリング値
Ｓ(t_n)に対する余弦符号操作部１７４による処理結果の
値をＳ_COS(t_n)と表すと、

【数１４】 Ｓ_COS(t_n)＝２^1/2(−１)^mn(mn+1)/2Ｓ(t_n)＝Ｉ(t_n)−(−１)ⁿＱ(t_n) ………（１３） となる。ここで奇数ｍに対して(−１)^mn＝(−１)ⁿであ
ることを用いた。このように余弦符号操作部１７４から
の出力データ列Ｓ_COS(t_n)は、ベースバンド信号成分で
あるＩ(t)と、２Ｔ（＝ｍ/２ｆ₀）を周期として振動す
る項(−１)ⁿＱ(t_n)で表される振動成分とを含んでい
る。

【００４０】ＬＰＦ１８４は、上記振動成分に対応し
て、２ｆ₀/ｍの周波数を有する成分をカットする帯域特
性を有している。すなわち、ＬＰＦ１８４は（１３）式
で表されるＳ_COS(t_n)を余弦符号操作部１７４から入力
され、上記振動成分をカットし、Ｉ信号を透過、出力す
る。

【００４１】データレート変換部１７０から余弦符号操
作部１７４へ入力されたデータ列からは上述のように実
数成分信号Ｉ(t)が得られる。一方、データレート変換
部１７０から正弦符号操作部１７６へ入力された同じデ
ータ列からは、虚数成分信号Ｑ(t)が得られる。この処
理は、上述したＩ(t)を得る処理と同様であるが、念の
ため以下に記述する。

【００４２】図７は正弦符号操作部１７６での処理を説
明する模式図である。正弦符号操作部１７６は、sinθ_n
が負の場合にはサンプリング値Ｓ(t_n)の符号を反転し、
sinθ_nが正の場合にはサンプリング値Ｓ(t_n)の符号はそ
のままに保つという符号操作（正弦符号操作）を行う。
その結果、正弦波形１６２は、図７（ｂ）に示されるよ
うな周波数２ｆ₀の周期性を有する波形１９０に変換さ
れ、一方、余弦波形１６０は図７（ａ）に示されるよう
な周波数２ｆ₀の周期的波形１９２に変換される。な
お、正弦符号操作部１７６は余弦符号操作部１７４と同
様、規格化処理も行う。正弦符号操作部１７６からの出
力データ列をＳ_SIN(t_n)と表すと、

【数１５】 Ｓ_SIN(t_n)＝−２^1/2(−１)^mn(mn-1)/2Ｓ(t_n)＝Ｑ(t_n)−(−１)ⁿＩ(t_n) ………（１４） となる。

【００４３】この正弦符号操作部１７６からの出力デー
タ列Ｓ_SIN(t_n)は、ＬＰＦ１８４と同様の帯域特性を有
するＬＰＦ１９４に入力される。ＬＰＦ１９４は、振動
項(−１)ⁿＩ(t_n)で表される振動成分をカットして、ベ
ースバンド信号成分であるＱ信号を透過、出力する。

【００４４】このようにして、Ｉ／Ｑ生成回路１２４で
はＩ信号及びＱ信号が生成される。これらＩ信号、Ｑ信
号で構成される複素信号は、組織断層エコー処理部１２
６、カラードプラ処理部１２８及びスペクトルドプラ処
理部１３０にて利用される。

【００４５】上述した処理から理解されるように、Ｉ信
号はＩ(t_n)に基づいて、またＱ信号はＱ(t_n)に基づいて
構成される。すなわち、これら信号は、共通のサンプリ
ングタイミングｔ_nでのＩ信号の値、Ｑ信号の値に基づ
くものであり、同時相である。この点に本装置の大きな
特徴がある。

【００４６】なお、上述の装置では、始めにＡ／Ｄ変換
器１４６でｆ_S＝４ｆ₀でサンプリングした後、データレ
ート変換部１７０にて間引き処理を行った。この構成に
よれば、ｍを必要に応じて変更することが容易である。
また、本発明に係る信号検波のためには、所定のｍに応
じて、あらかじめ間引いた間隔でサンプリングを行う構
成とすることもできる。その構成では、クロック制御回
路１４８からのサンプリングクロックの周期が変更さ
れ、データレート変換部１７０を省くことができる。

【００４７】なお、サンプリング周波数ｆ_Sはｆ₀の４ｐ
倍（ｐは自然数）とすることができ、ここで述べた４ｆ
₀の他、８ｆ₀なども可能である。

【００４８】

【発明の効果】本発明の信号検波装置によれば、乗算器
を必要とせず回路構成が簡単となるという効果が得られ
ると共に、同時相での実数成分信号と虚数成分信号とが
得られるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の超音波診断装置のブロック図であ
る。

【図２】 本発明の実施形態における受波整相回路を示
すブロック図である。

【図３】 クロック制御回路からのサンプリングクロッ
クのタイミングと余弦波cosθ(t)、正弦波sinθ(t)との
関係を示す模式図である。

【図４】 本発明の実施形態におけるＩ／Ｑ生成回路の
概略のブロック図である。

【図５】 ｍ＝３とした場合のデータレート変換部から
出力されるデータのサンプリングタイミングと余弦波co
sθ(t)、正弦波sinθ(t)との関係を示す模式図である。

【図６】 余弦符号操作部での処理を説明する模式図で
ある。

【図７】 正弦符号操作部での処理を説明する模式図で
ある。

【図８】 従来の超音波診断装置において複素信号検波
処理を行う第１の回路構成を示すブロック図である。

【図９】 従来の超音波診断装置において複素信号検波
処理を行う第２の回路構成を示すブロック図である。

【図１０】 従来の超音波診断装置において複素信号検
波処理を行う第３の回路構成を示すブロック図である。

【図１１】 図１０に示す従来のＩ／Ｑ生成回路の動作
を説明するための、サンプリングクロックと加算器の出
力信号とのタイミングチャートである。

フロントページの続き Ｆターム(参考） 2G047 AA01 BA03 BC05 EA10 EA14 GB02 GG01 GG17 4C301 DD04 EE11 EE15 JB06 5J083 AA02 AB17 AC32 AE08 BC13 BE00 CA12 5K004 AA05 FH01 FH02 FH06 FJ06

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 搬送波周波数ｆ₀の被変調信号を直交検
   波して得られる正弦波成分sinθ及び余弦波成分cosθ
   （位相角θは2πf₀t）それぞれの振幅に基づいて、複素
   信号の実数成分信号と虚数成分信号を前記被変調信号か
   ら抽出する信号検波装置において、 連続する整数変数ｎの各値に対し次の関係式 【数１】ｍｎπ/2＜θ_n＜（ｍｎ＋１）π/2 （但し、ｍは奇数定数）を満たす前記位相角の値θ_nに
   てサンプリングクロックを発生するクロック発生器と、 前記サンプリングクロックに同期して前記被変調信号を
   サンプリングするサンプリング手段と、 cosθ_nの正負に応じて前記被変調信号のサンプリングデ
   ータの符号を反転して余弦符号操作サンプリングデータ
   列を生成する符号操作手段と、 前記符号操作手段の出力信号から、前記被変調信号のベ
   ースバンドに応じた帯域の成分を取り出すローパスフィ
   ルタリング手段と、 を有し、前記ローパスフィルタリング手段から出力され
   る前記余弦符号操作サンプリングデータ列のベースバン
   ド成分に基づいて、前記複素信号の２つの前記成分信号
   の一方が求められることを特徴とする信号検波装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の信号検波装置において、 前記符号操作手段は、 cosθ_nの正負に応じて前記被変調信号のサンプリングデ
   ータの符号を反転して余弦符号操作サンプリングデータ
   列を生成する余弦成分符号操作手段と、 sinθ_nの正負に応じて前記被変調信号のサンプリングデ
   ータの符号を反転して正弦符号操作サンプリングデータ
   列を生成する正弦成分符号操作手段と、を有し、 前記ローパスフィルタリング手段は、前記符号操作手段
   から出力される前記余弦符号操作サンプリングデータ列
   及び前記正弦符号操作サンプリングデータ列のそれぞれ
   からベースバンド成分を取り出し、 当該各ベースバンド成分に基づいて、前記実数成分信号
   及び前記虚数成分信号のそれぞれが求められることを特
   徴とする信号検波装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は請求項２に記載の信号検波
   装置において、 前記クロック発生器は、次式、 【数２】θ_n＝ｍｎπ/2＋π/4 で表される位相角θ_nにて前記サンプリングクロックを
   発生することを特徴とする信号検波装置。