JP2010110503A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する技術において抽出の精度を高める。
【解決手段】ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。遅延回路２５において、目的とする深さからの受信信号の位相と参照波の位相を一致させることにより、目的とする深さからの復調信号を選択的に抽出することができる。さらに、半周期遅延回路３５，３７の各々において、ＦＭ連続波の周期の半周期に対応した遅延量だけ、復調信号に対して遅延処理が実行され、ミキサ３６，３８の各々において、復調信号と遅延された復調信号との乗算に相当する処理が実行され、復調信号に含まれるドプラ信号の周期的な変動成分が除去される。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより生体内組織の速度に加えて生体内組織の位置を計測することができる技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報 特開２００６−１４９１６号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する技術に注目して研究を重ねてきた。

本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する技術において抽出の精度を高めることにある。

上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、周波数を周期的に変化させた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に基づいて超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより得られる受信信号に対して、前記送信信号に実質的に等しい波形の参照信号を用いて復調処理を施す受信信号処理部と、復調処理により得られた信号からドプラ信号を抽出するドプラ信号抽出部と、を有し、前記受信信号処理部は、生体内の目標位置から得られる受信信号との間の相関関係が調整された参照信号を用いて前記復調処理を施すことにより、前記目標位置に対応した復調信号を選択的に抽出し、前記ドプラ信号抽出部は、復調信号と当該復調信号に対して周期的に反転関係にある反転復調信号とに基づいて、前記連続波の周期性に伴うドプラ周波数の変動成分を低減し、前記目標位置に対応したドプラ信号を抽出する、ことを特徴とする。

上記態様では、参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施しているため、参照信号との相関が比較的大きい信号成分を含んだ復調信号を得ることができる。そして、その復調処理にあたり、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関関係が調整され、例えば、参照信号との相関が比較的大きい信号成分として目標位置からの受信信号を抽出することができる。さらに、連続波の周期性に伴うドプラ周波数の変動成分を低減してドプラ信号を抽出するため、目標位置に対応したドプラ信号に関する抽出の精度を高めることができる。

なお、上記態様において、参照信号と送信信号は、完全に等しい波形であることが望ましい。但し、参照信号と送信信号は、実質的に等しい波形とみなせる程度の対応関係であってもよい。

望ましい態様において、前記送信信号処理部は、周期Ｔ_ｍで周波数を変化させた連続波の送信信号を出力し、前記ドプラ信号抽出部は、復調信号に対して前記周期Ｔ_ｍの半周期に対応した遅延量だけ遅延処理を施すことにより反転復調信号を得ることを特徴とする。

望ましい態様において、前記ドプラ信号抽出部は、復調信号と反転復調信号との乗算結果に基づいて、ドプラ周波数の前記変動成分を低減する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記ドプラ信号抽出部は、復調信号と反転復調信号を乗算することにより、復調信号に含まれるドプラ周波数と反転復調信号に含まれるドプラ周波数とを加算して前記変動成分を相殺する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記ドプラ信号抽出部は、復調信号と反転復調信号を乗算することにより得られる乗算信号から、前記加算されたドプラ周波数に対応した周波数成分を前記ドプラ信号として抽出する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、前記目標位置からの受信信号の位相と前記参照信号の位相が等しくなるように、目標位置の深さに応じた遅延量だけ前記参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関を強める、ことを特徴とする。

本発明により、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する技術において抽出の精度が高められる。例えば、本発明の好適な態様によれば、連続波の周期性に伴うドプラ周波数の変動成分が低減されてドプラ信号が抽出される。

以下、本発明の好適な実施形態を説明する。

図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示す機能ブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。

送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、例えば正弦波によるＦＭ変調処理が施されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）が入力される。送信ビームフォーマ１４は、ＦＭ連続波に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして、ＦＭ連続波による送信ビームが形成される。

ＦＭ変調器２０は、送信ビームフォーマ１４にＦＭ連続波を出力する。ＦＭ変調器２０は、変調波生成部２４から供給される変調信号を用いて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波（搬送波信号）に対して周波数変調を施すことにより、ＦＭ連続波を発生する。このＦＭ連続波の波形等については後に詳述する。

受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。

受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波に基づいて生成される。つまり、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。

π／２シフト回路２６は遅延処理されたＦＭ連続波の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。なお、必要に応じて、受信ミキサ３０の後段にＬＰＦ（ローパスフィルタ）を設け、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分をカットし、検波後の必要な帯域のみの復調信号を抽出してもよい。

後に詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号（復調信号）には、変調波生成部２４から供給される変調波の変調波周波数ｆ_ｍに関する複数の第ｎ次波成分（ｎは０以上の自然数）が含まれている。つまり、第０次波成分である直流成分、第１次波成分である基本波成分、さらに、ｎが２以上の複数の高調波成分が含まれている。つまり、これら複数の第ｎ次波成分を含んだ復調信号が、２つのミキサ３２，３４の各々から出力される。

さらに、本実施形態においては、ミキサ３２から出力される復調信号に対して、半周期遅延回路３５とミキサ３６により、ＦＭ連続波の周期性に伴うドプラ周波数の変動成分（ドプラ折り返し電力）の低減処理が実行され、同様に、ミキサ３４から出力される復調信号に対して、半周期遅延回路３７とミキサ３８により、ＦＭ連続波の周期性に伴うドプラ周波数の変動成分（ドプラ折り返し電力）の低減処理が実行される。これらの低減処理についても後に詳述する。

ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）４２は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部４２において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部４２から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報解析部４４は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、本実施形態では、変調波生成部２４における変調処理と遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部４４において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部４４は、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力する。なお、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示処理部４６は、生体組織の深さ（位置）ごとの速度に基づいて、例えばドプラ波形や、深さ速度の情報を含むグラフなどを形成し、形成したドプラ波形やグラフなどを表示部４８にリアルタイムで表示させる。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部５０によって制御される。つまり、システム制御部５０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上、概説したように、本実施形態では、連続波（ＣＷ）を変調波でＦＭ変調した超音波（ＦＭＣＷ波）を送受波して受信信号が得られて、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。そこで、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_ｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。

数１式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆ_ｍの比であるβはＦＭの変調指数である。

また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。

なお、数２式においてｆ_ｍに対するドプラシフトは、ｆ_０のシフト分ｆ_ｄに比較して小さいので無視している。

図２は、本実施形態における送信波と受信波を説明するための図である。図２（ａ）は、ＦＭＣＷ送信波（送信信号）の波形（数１式参照）を示しており、横軸が時間軸であり縦軸が振幅である。また、図２（ｂ）は、ＦＭＣＷ送信波（送信信号）とＦＭＣＷ受信波（受信信号）の各々についての瞬時周波数変化を示している。図２（ｂ）の横軸は時間軸であり縦軸は周波数（瞬時周波数）である。なお、図２（ａ）と図２（ｂ）の時間軸は互いに揃えられている。

図２（ｂ）に示されるように、送信信号（破線）は、周期Ｔ_ｍ＝１／ｆ_ｍで周波数を変化させた連続波となっている。また、受信信号（実線）は、送信信号から、位相角でφ_ｍだけ遅れている。なお、図２（ｂ）においては、数２式で示した受信信号の減衰やドプラシフトを省略している。

数２式で表される受信波形は、超音波振動子を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。図１を利用して説明したように、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、参照信号として、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。したがって、ミキサ３２へ供給される参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）と、ミキサ３４へ供給される参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）は、次式のように表現できる。

数３式において、φ_ｍｒは、遅延回路２５における遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ_０ｒは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。

受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。

ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＩ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、例えばローパスフィルタによって除去することができる。

ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。

数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。

一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＱ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、例えばローパスフィルタによって除去することができる。

ここで、数６式のｖ_ＤＩ（ｔ）と数７式のｖ_ＤＱ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆ_ｍの偶数次高調波成分を次式のように表現する。

次に、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆ_ｍの成分、変調周波数ｆ_ｍの奇数次高調波成分を次式のように表現する。

数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆ_ｄを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆ_ｍの成分と変調周波数ｆ_ｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。通信工学ではこの種の信号形式を両側帯波搬送波除去変調（Double-Sideband Suppressed-Carrier, DSB-SC）と呼んでいる。

ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２５における遅延処理によりφ_ｍｒを調整してφ_ｍと一致させた場合（φ_ｍｒ＝φ_ｍ）を考える。φ_ｍｒとφ_ｍを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果を数５式のベッセル関数に適用すると、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。

数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。

数１１式は、参照波（参照信号）の位相φ_ｍｒを送受信間の位相差φ_ｍに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。その結果として得られる複素ドプラ周波数ｆ_ｄの値と極性は、血流などの流体の速度とその極性を表わしている。また、ドプラ信号の振幅は、搬送波および参照波の位相に依存しないこともわかる。

この事実は以下のように解釈することもできる。図１における遅延回路２５は、参照波（参照信号）における変調波の位相φ_ｍｒを、送受信間の変調波の位相差φ_ｍに設定する役目を持っている。しかし、この遅延回路２５は変調波の位相ばかりでなく、搬送波の位相も同時に変化させる。この値がφ_０ｒである。搬送波の位相は、参照波における変調波の位相φ_ｍｒに応じて変化するので、送受信間の変調波の位相差に応じた特定の値に定めることができない。しかし、数１１式に示されているように、φ_０ｒは、φ_０と同様に、どんな値になろうとも、直交検波する限りは、ドプラ信号の振幅、周波数およびその極性に影響を与えない。

そのため、例えば、変調信号（変調波）のみを目標位置の深さに応じた遅延量だけ遅延処理して遅延変調信号を形成し、その遅延変調信号を用いて搬送波信号を変調処理することにより参照信号を形成し、その参照信号とπ／２だけ位相をずらした参照信号とを用いて復調処理を施すようにしてもよい。

そして、本実施形態においては、以下に説明するように、ＰＷドプラ（パルスドプラ）と同様に特定位置のドプラ情報を比較的良好なＳＮＲで得ることができる。数６式から数９式において、ドプラ信号の振幅を支配するＪ_０（ｋβ）の因数であるｋβについて考察する。数４式におけるｋの定義から、ｋβは次式のように表現できる。

数１２式は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化することを意味している。

図３は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。第１次ベッセル関数の性質により、ｋβが０のときにＪ_０（ｋβ）が最大値となる。図３において実線で示されるｋβの波形は、体表からの深さｄが正の範囲において０となる深さが３箇所ある。これら３箇所の深さから得られるドプラ信号の振幅が最大となることを意味している。

数１２式などから、目的とする深さからの受信信号の位相φ_ｍと、参照波の位相φ_ｍｒとを一致させるとｋβを０とすることができ、ｋβが０となる深さにおいてＪ_０（ｋβ）が最大となりドプラ信号の振幅が最大となる。つまり、遅延回路２５において、目的とする深さからの受信信号の位相φ_ｍと参照波の位相φ_ｍｒを一致させることにより、目的とする深さからのドプラ信号の振幅が最大となるようにして、そのドプラ信号を選択的に抽出することができる。

以上のように、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置は、遅延回路２５における遅延処理に基づいて決定される。図１のシステム制御部５０は、目標位置の深さに応じて遅延回路２５における遅延時間を制御し、ドプラ情報解析部４４において得られるドプラ信号と、そのドプラ信号が得られた位置（深さ）とを対応付ける。その対応関係は、表示処理部４６などに伝えられる。

さらに、本実施形態においては、ＦＭ連続波の周期性に伴うドプラ周波数の変動成分（ドプラ折り返し電力）の低減処理も実現されている。そこで、その低減処理について以下に詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

まず、ドプラ法の基本原理において、移動体（例えば血流）に関するドプラ周波数（ドプラシフト周波数）は、計測に利用される超音波の周波数と移動体の速度に比例する。本実施形態においては、ＦＭ連続波を利用しており、ＦＭ連続波は、図２を利用して説明したように、周波数（瞬時周波数）が周期的に変化している。そのため、移動体の速度が一定の場合においても、ＦＭ連続波を利用してその移動体のドプラ周波数を計測すると、ＦＭ連続波の周期性に伴ってドプラ周波数が周期的に変動する。

図４は、ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。図４には、ドプラシフトの影響を受けていないＦＭ連続波６０と、ドプラシフトの影響を受けたＦＭ連続波６２が図示されている。なお、図４の横軸は時間軸であり、図４の縦軸にはＦＭ連続波６０，６２の瞬時周波数が示されている。

本実施形態における超音波の送信信号は、その瞬時周波数がＦＭ連続波６０のように周期的に正弦波状に変化する。そのため、移動体の速度が一定の場合においても、ドプラシフトが周期的に変化し、その結果としてＦＭ連続波６２のような波形が得られる。つまり、ＦＭ連続波６０の瞬時周波数が低い（小さい）時刻においては、比較的小さいドプラ周波数ｆ_ｄＬとなり、ＦＭ連続波６０の瞬時周波数が高い（大きい）時刻においては、比較的大きいドプラ周波数ｆ_ｄＨとなる。

このように、ＦＭ連続波６０を利用して得られるドプラ周波数の変動は、ＦＭ連続波６０の周期性に対応した周期的なものとなる。特に、移動体の速度が大きい場合には、ドプラ周波数ｆ_ｄＬとドプラ周波数ｆ_ｄＨの差も大きくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的顕著になる。一方、移動体の速度が小さい場合にはドプラ周波数ｆ_ｄＬとドプラ周波数ｆ_ｄＨの差が小さくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的目立たなくなる。

図５は、ドプラ周波数の周期性を説明するための図である。図５には、ＦＭ連続波を利用して得られるドプラ周波数（ドプラシフト周波数）７０の時間変化の様子が示されている。なお、図５の横軸は時間軸であり、図５の縦軸にはドプラ周波数７０の瞬時周波数が示されている。

ＦＭ連続波を利用して速度が一定の移動体を計測すると、図５に示すようにドプラ周波数７０の瞬時周波数が時間的に周期的に変化する。その周期は、ＦＭ連続波の周波数変化の周期Ｔ_ｍと同じである。ドプラ周波数７０の瞬時周波数が時間的に変化するため、例えば、その時間的な変化を無視して任意の時刻の瞬時周波数を利用して移動体の速度などを計算してしまうと、時刻ごとに結果がばらついてしまい、また、本来観測対象としていないドプラ周波数の高調波成分が出現することとなる。

そこで、本実施形態においては、ドプラ周波数７０の周期的な変動成分を低減させることにより、望ましくは、その変動成分を完全に除去することにより、血流などの移動体の速度などを高精度に計測できるようにしている。

図５に示すように、ドプラ周波数７０の周期を反転させた信号７２とドプラ周波数７０とを加算することにより、互いの変動成分が相殺されて時間的に変化しない２ｆ_ｄの値を得ることができる。しかしながら、ドプラ周波数７０は、復調信号（ベースバンド信号）に含まれるドプラ信号の瞬時周波数であるため、ドプラ信号とその反転信号とを単純に加え合わせたとしても、図５に示すドプラ周波数７０と信号７２の加算は実現できない。

本実施形態においては、ドプラ信号を含む復調信号と、その復調信号を周期Ｔ_ｍの半周期だけ遅延させた遅延復調信号（反転復調信号）とを乗算することにより、図５に示すドプラ周波数７０と信号７２の加算を実現して、ドプラ周波数７０の周期的な変動成分を低減している。そこで、ドプラ周波数７０の変動成分が低減される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

本実施形態における超音波の送信信号は、周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_ｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波であり、その信号は前述の数１式のとおりである。その送信信号（ＦＭＣＷ送信波）の瞬時角周波数は、数１式の位相項を時間微分して次式のように表現される。

ここで、ドプラシフトを音速（超音波の速度）ｃと移動体の速度ｖの比だけ、瞬時周波数が変化する量として定義する。この場合、相対速度ｖに対するドプラ周波数変化は往復で速度２ｖとして次式で表現される。

数１４式で表現されるドプラ周波数変化を瞬時位相に変換すると次式となる。

数１５式で表現される瞬時位相は、移動体からの受信波の瞬時位相に対して、初項で表現される搬送波ｆ_０によるドプラシフトに加え、第２項で表現される変調波によるドプラシフトが追加されることを意味している。なお、第３項は積分定数であり、ドプラ周波数の位相を意味する。一般に、血流などの速度計測では、ドプラ周波数の位相情報までは必要としない。また、時間的に変化しない位相成分であるため、速度計測において物理的に大きな意味を含んでいないと考える。

受信波は、送受信時間差（目標位置までの往復の伝播時間）τだけ送信波よりも遅れて到着するため、送受信時間差τを考慮すると、受信波は次式のように表現される。

受信ミキサ３０では、送信波に実質的に同じ波形の参照波（参照信号）と受信波との乗算（次式）に相当する処理が実行される。

数１７式から２ｆ_０の周波数成分をローパスフィルタで除去すると、受信ミキサ３０の出力（例えばミキサ３２の出力）は次式のように表現することができる。

数１８式の結果について、さらに計算を進めると、次式のようになる。

数１９式は、ドプラ信号が、新たに定義された変調度β´（数１８式参照）と変調周波数ｆ_ｍにより周波数変調されていることを意味している。

図６は、周波数変調されたドプラ信号を説明するための図であり、図６には、数１９式に対応したドプラ信号の周波数スペクトラムが示されている。なお、図６の横軸は周波数であり縦軸は電圧である。

図６や数１９式に示されるように、変調信号の影響を受けたドプラ信号には、変調周波数ｆ_ｍのゼロ次成分Ｊ_０（β´）に加え、１次成分Ｊ_１（β´），２次成分Ｊ_２（β´），３次成分Ｊ_３（β´），・・・の折り返し成分が含まれている。

移動体の速度ｖがゼロに近い場合には、変調度β´（数１８式参照）がゼロに近い値となり、ベッセル関数の性質から、ゼロ次成分Ｊ_０（β´）が１に近い値となり、折り返し成分である１次成分Ｊ_１（β´），２次成分Ｊ_２（β´），３次成分Ｊ_３（β´），・・・は全て０（ゼロ）に近い値となる。つまり、移動体の速度ｖがゼロに近い場合には、ドプラ信号に含まれる折り返し成分が無視できる程度に小さくなることがわかる。

しかし、移動体の速度ｖが比較的大きい場合には、ドプラ信号に含まれる折り返し成分を単純には無視できない。そこで、本実施形態においては、次のようにしてドプラ信号に含まれる折り返し成分を低減し、望ましくは折り返し成分を除去している。

図１の受信ミキサ３０の出力（例えばミキサ３２の出力）に含まれるドプラ信号、つまり、復調信号に含まれるベースバンド領域におけるドプラ信号は、前述の数１８式のように表現される。受信ミキサ３０の後段には、半周期遅延回路３５，３７が設けられており、半周期遅延回路３５，３７の各々において、周期Ｔ_ｍの半周期に対応した遅延量だけ、復調信号に対して遅延処理が実行される。

そこで、数１８式のｖ_ｄ（ｔ）をｖ_ｄ１（ｔ）とし、数１８式のｖ_ｄ（ｔ）に対して、周期Ｔ_ｍの半周期に対応した遅延量だけ遅延処理した信号をｖ_ｄ２（ｔ）とすると、次式が得られる。

例えば、ミキサ３２から数２０式のｖ_ｄ１（ｔ）が出力され、半周期遅延回路３５から数２０式のｖ_ｄ２（ｔ）が出力される。そして、ミキサ３６において、ｖ_ｄ１（ｔ）とｖ_ｄ２（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。ｖ_ｄ１（ｔ）とｖ_ｄ２（ｔ）の乗算は次式のように表現される。

数２１式の結果である最終３行においては、第１項のドプラ信号が、第２項および第３項に含まれる変調に伴う成分Ｊ_０（２β´），Ｊ_１（２β´），Ｊ_２（２β´），Ｊ_３（２β´），・・・から独立している。また、第１項のドプラ信号内において、ドプラ周波数ｆ_ｄが２倍に逓倍されている。ドプラ周波数ｆ_ｄが２倍に逓倍される結果は、図５におけるドプラ周波数７０と信号７２の加算に対応している。図５に示したように、ドプラ周波数７０と信号７２の加算により、ドプラ周波数７０の変動成分である折り返し成分が除去される。

図７は、折り返し成分を除去したドプラ信号を説明するための図である。図７には、数２１式のｖ_ｄ３（ｔ）に関する周波数スペクトラムが示されている。なお、図７の横軸は周波数であり縦軸は電圧である。

図７の周波数スペクトラム内において、２倍に逓倍されたドプラ周波数２ｆ_ｄに対応したドプラ信号８０が、Ｊ_０（２β´），Ｊ_１（２β´），Ｊ_２（２β´），Ｊ_３（２β´），・・・から独立している。例えば、ミキサ３６から得られる信号がＦＦＴ処理部４２において周波数スペクトラムに変換されることにより、図７の周波数スペクトラムが得られる。そして、ドプラ情報解析部４４において、図７の周波数スペクトラムからドプラ周波数２ｆ_ｄに対応したドプラ信号８０が抽出される。これにより、周波数変調に伴うドプラ周波数の変動成分である折り返し成分が除去されて、時間的に変化しない２ｆ_ｄの値を得ることが可能になる。

なお、半周期遅延回路３５とミキサ３６における処理と同様に、半周期遅延回路３７とミキサ３８においても、復調信号と遅延された復調信号の乗算に相当する処理が実行され、周波数変調に伴うドプラ周波数の変動成分である折り返し成分が除去される。

このように、本実施形態においては、ＦＭ連続波の周期性に伴うドプラ周波数の変動成分（ドプラ折り返し電力）の低減処理が実現され、ドプラ折り返し電力が低減されて、望ましくはドプラ折り返し電力が完全に除去されて、ドプラ情報として、時間的に変化しない２ｆ_ｄの値を得ることが可能になる。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

例えば、上述した実施形態においては、周波数を周期的に変化させる連続波の変調送信信号を形成するにあたって、搬送波信号（ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波）に対して周波数変調処理を施している。この周波数変調処理に換えて、周波数変調処理と同じ角度変調の方式として当業者において明らかな位相変調処理（ＰＭ処理）を利用してもよい。つまり、搬送波信号（ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波）に対して位相変調処理を施すことにより、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波と同じ波形あるいは同等な波形を形成してもよい。なお、周波数を周期的に変化させる連続波のデータをメモリなどに記憶しておき、このメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。

本発明に係る超音波診断装置の全体構成を示す機能ブロック図である。 本実施形態における送信波と受信波を説明するための図である。 ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。 ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。 ドプラ周波数の周期性を説明するための図である。 周波数変調されたドプラ信号を説明するための図である。 折り返し成分を除去したドプラ信号を説明するための図である。

符号の説明

２０ ＦＭ変調器、２２ ＲＦ波発振器、２４ 変調波生成部、２５ 遅延回路、３５，３７ 半周期遅延回路、３６，３８ ミキサ、４２ ＦＦＴ処理部、４４ ドプラ情報解析部。

Claims (6)

1. 周波数を周期的に変化させた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
   前記送信信号に基づいて超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより得られる受信信号に対して、前記送信信号に実質的に等しい波形の参照信号を用いて復調処理を施す受信信号処理部と、
   復調処理により得られた信号からドプラ信号を抽出するドプラ信号抽出部と、
   を有し、
   前記受信信号処理部は、生体内の目標位置から得られる受信信号との間の相関関係が調整された参照信号を用いて前記復調処理を施すことにより、前記目標位置に対応した復調信号を選択的に抽出し、
   前記ドプラ信号抽出部は、復調信号と当該復調信号に対して周期的に反転関係にある反転復調信号とに基づいて、前記連続波の周期性に伴うドプラ周波数の変動成分を低減し、前記目標位置に対応したドプラ信号を抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、周期Ｔ_ｍで周波数を変化させた連続波の送信信号を出力し、
   前記ドプラ信号抽出部は、復調信号に対して前記周期Ｔ_ｍの半周期に対応した遅延量だけ遅延処理を施すことにより反転復調信号を得る、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記ドプラ信号抽出部は、復調信号と反転復調信号との乗算結果に基づいて、ドプラ周波数の前記変動成分を低減する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項３に記載の超音波診断装置において、
   前記ドプラ信号抽出部は、復調信号と反転復調信号を乗算することにより、復調信号に含まれるドプラ周波数と反転復調信号に含まれるドプラ周波数とを加算して前記変動成分を相殺する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項４に記載の超音波診断装置において、
   前記ドプラ信号抽出部は、復調信号と反転復調信号を乗算することにより得られる乗算信号から、前記加算されたドプラ周波数に対応した周波数成分を前記ドプラ信号として抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記目標位置からの受信信号の位相と前記参照信号の位相が等しくなるように、目標位置の深さに応じた遅延量だけ前記参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関を強める、
   ことを特徴とする超音波診断装置。

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