JP2011104241A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】連続波を利用した目標位置の選択に関する改良技術を提供する。
【解決手段】周波数変調処理部２２は、変調信号を用いてＲＦ波に対して周波数変調を施すことによりＦＭ連続波を発生する。デジタル変調処理部２０は、パターン発生部２１から供給される信号列に基づいて、ＦＭ連続波に対してデジタル変調処理を施し、送信信号を出力する。送信信号は、遅延回路２５において遅延処理され、参照信号として受信ミキサ３０に供給される。受信ミキサ３０は、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施す。デジタル変調処理とそれに伴う受信系の処理により、超音波ビーム上に沿った複数の診断レンジの中から目標位置を含む関心レンジが選択され、さらに、周波数変調処理とそれに伴う受信系の処理により、その関心レンジ内から目標位置に対応した信号が抽出される。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報 特開２００８−２８９８５１号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。

本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、連続波を利用した目標位置の選択に関する改良技術を提供することにある。

上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、周期的に周波数を変化させつつ周期的に符号化された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る送受波部と、受信信号に対して生体内の目標位置に応じた受信処理を施すことにより、当該目標位置に対応した目標信号を得る受信信号処理部と、前記目標信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。

望ましい具体例として、前記送信信号処理部は、角度変調処理により周期的に周波数を変化させつつデジタル変調処理により周期的に符号化された連続波の送信信号を出力し、前記受信信号処理部は、前記受信処理として、角度変調処理とデジタル変調処理に対応した復調処理を実行する、ことを特徴とする。この具体例において、角度変調処理には、例えば周波数変調処理と位相変調処理が含まれ、デジタル変調処理には、例えば位相シフトキーイングと周波数シフトキーイングが含まれる。

望ましい具体例として、前記送信信号処理部は、変調の周期Ｔａで角度変調処理されて周期Ｔａの自然数倍である周期Ｔｄの信号列に基づいてデジタル変調処理された連続波の送信信号を出力し、前記受信信号処理部は、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて復調処理を実行する、ことを特徴とする。

望ましい具体例として、前記送信信号処理部は、周期Ｔｄで複数ビットの符号パターンを繰り返す信号列に基づいたデジタル変調処理と当該信号列の１ビットの期間を変調の周期Ｔａとした角度変調処理とにより得られる連続波の送信信号を出力し、前記受信信号処理部は、デジタル変調処理に対応した復調処理により、複数の符号パターンに対応した複数の診断レンジの中から前記目標位置を含む関心レンジを選択し、角度変調処理に対応した復調処理により、当該関心レンジ内から前記目標位置に対応した目標信号を抽出する、ことを特徴とする。

望ましい具体例として、前記受信信号処理部は、前記目標位置の深さに応じた遅延量だけ前記送信信号を遅延処理して得られる参照信号を用いて前記受信信号を復調処理することにより、デジタル変調処理と角度変調処理に対応した復調処理を一括して実行する、ことを特徴とする。

望ましい具体例として、前記送信信号処理部は、周期Ｔａの変調波信号を用いて搬送波信号を角度変調処理することにより変調連続波信号を形成し、さらに、当該変調連続波信号を周期Ｔｄの信号列に基づいてデジタル変調処理することにより前記連続波の送信信号を形成し、前記受信信号処理部は、前記目標位置の深さに応じた符号パターンに基づいて前記受信信号を復調処理し、さらに、前記目標位置の深さに応じた遅延量だけ前記変調連続波信号を遅延処理して得られる参照信号を用いて前記復調処理後の信号を復調処理することを特徴とする。

本発明により、連続波を利用した目標位置の選択に関する改良技術が提供される。

本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。 周波数変調処理された送信信号と受信信号を説明するための図である。 ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。 ＰＳＫにより得られる連続波の送信信号を説明するための図である。 ＰＳＫに利用される信号列の自己相関特性を示す図である。 関心レンジの選択と目標位置の選択を説明するための図である。

図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。

送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４は、デジタル変調処理部２０から得られる連続波の送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして超音波の送信ビームが形成される。

本実施形態における連続波の送信信号は、デジタル変調処理部２０と周波数変調処理部２２によって形成される。

周波数変調処理部２２は、変調信号発生部２３から得られる変調信号を用いて、ＲＦ波発振器２４から得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して周波数変調を施すことによりＦＭ連続波を発生する。なお、周波数変調処理と同じ角度変調処理に属する位相変調処理を利用してＦＭ連続波と同じ波形のＰＭ連続波を形成し、ＦＭ連続波に代えてそのＰＭ連続波を利用してもよい。

デジタル変調処理部２０は、パターン発生部２１から得られる信号列に基づいて、ＦＭ連続波に対してデジタル変調処理を施し、連続波の送信信号を出力する。デジタル変調処理としては、例えば位相シフトキーイングや周波数シフトキーイングなどが好適である。

なお、デジタル変調処理部２０と周波数変調処理部２２によって形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。

受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。

受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、デジタル変調処理部２０から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、デジタル変調処理部２０から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。

π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

後に詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号（復調信号）には、目標位置からの受信信号成分が多く含まれている。ＬＰＦ３６，３８において、その目標位置からの受信信号成分に含まれている直流信号成分が抽出される。

ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、ＬＰＦ３６，３８から出力される復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５０から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、周波数変調処理部２２において周波数変調処理され、デジタル変調処理部２０においてデジタル変調処理された連続波の送信信号が利用される。そして、デジタル変調処理とそれに伴う受信系の処理により、超音波ビーム上に沿った複数の診断レンジの中から目標位置を含む関心レンジが選択され、さらに、周波数変調処理とそれに伴う受信系の処理により、その関心レンジ内から目標位置に対応した信号が抽出される。そこで、周波数変調処理による位置選択性、デジタル変調処理の一つである位相シフトキーイングの自己相関性、位相シフトキーイングと周波数変調処理を利用した関心レンジの選択と目標位置の選択について以下に順に詳述する。なお図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

＜周波数変調処理による位置選択性＞
周波数ｆ₀のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_mの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭ連続波は次式のように表現できる。次式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆ_mの比であるβはＦＭの変調指数である。

本実施形態においては、周波数変調処理部２２で形成されるＦＭ連続波に対してさらにデジタル変調処理部２０でデジタル変調処理が実行される。そのデジタル変調処理においては、数１式に示すＦＭ連続波の波形を維持するように処理が実行される。そこで数１式に示すＦＭ連続波による位置選択性について説明する。

数１式に示すＦＭ連続波を超音波の送信波（送信信号）とした場合、ドプラシフトを伴う受信波（受信信号）は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。なお次式においてｆ_mに対するドプラシフトは、ｆ₀のシフト分ｆ_dに比較して小さいので無視している。

図２は、周波数変調処理された送信信号と受信信号を説明するための図である。図２（ａ）は、送信信号の波形（数１式参照）を示しており、横軸が時間軸であり縦軸が振幅である。また、図２（ｂ）は、送信信号と受信信号の各々についての瞬時周波数変化を示している。図２（ｂ）の横軸は時間軸であり縦軸は周波数（瞬時周波数）である。なお、図２（ａ）と図２（ｂ）の時間軸は互いに揃えられている。

図２（ｂ）に示されるように、ＦＭ連続波の送信信号（破線）は、周期Ｔ_m＝１／ｆ_mで周波数を変化させた連続波となっている。また、受信信号（実線）は、送信信号から、位相角でφ_mだけ遅れている。なお、図２（ｂ）においては、数２式で示した受信信号の減衰やドプラシフトを省略している。

数２式で表される受信信号は、超音波振動子を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。本実施形態においては、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、送信信号を参照信号として受信信号と乗算を行う。図１を利用して説明したように、周波数変調処理部２２から出力されるＦＭ連続波は、デジタル変調処理部２０を介して（デジタル変調処理されるがＦＭ連続波の波形は維持されて）遅延回路２５に供給される。そして、遅延回路２５において遅延処理され、参照信号として、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。したがってミキサ３２へ供給される参照信号ｖ_rI（ｔ）とミキサ３４へ供給される参照信号ｖ_rQ（ｔ）は次式のように表現できる。

数３式において、φ_mrは、遅延回路２５における遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ_0rは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。

受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖ_R（ｔ）と参照信号ｖ_rI（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖ_R（ｔ）と参照信号ｖ_rQ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。

ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖ_R（ｔ）と参照信号ｖ_rI（ｔ）の乗算ｖ_DI（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ₀の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６によって除去される。

ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。

数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。

一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖ_R（ｔ）と参照信号ｖ_rQ（ｔ）の乗算ｖ_DQ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ₀の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８によって除去される。

ここで、数６式のｖ_DI（ｔ）と数７式のｖ_DQ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖ_DI（ｔ）とｖ_DQ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆ_mの偶数次高調波成分を次式のように表現する。

次に、ｖ_DI（ｔ）とｖ_DQ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆ_mの成分、変調周波数ｆ_mの奇数次高調波成分を次式のように表現する。

数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆ_dを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆ_mの成分と変調周波数ｆ_mの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。通信工学ではこの種の信号形式を両側帯波搬送波除去変調（Double-Sideband Suppressed-Carrier, DSB-SC）と呼んでいる。

ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２５における遅延処理によりφ_mrを調整してφ_mと一致させた場合（φ_mr＝φ_m）を考える。φ_mrとφ_mを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果を数５式のベッセル関数に適用すると、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。

数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。

数１１式は、参照波（参照信号）の位相φ_mrを送受信間の位相差φ_mに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。その結果として得られる複素ドプラ周波数ｆ_dの値と極性は、血流などの流体の速度とその極性を表わしている。また、ドプラ信号の振幅は、搬送波および参照波の位相に依存しないこともわかる。

そして、図１の超音波診断装置においては、以下に説明するように、ＰＷドプラ（パルスドプラ）と同様に特定位置のドプラ情報をＣＷドプラと類似の比較的良好なＳＮＲで得ることができる。数６式から数９式において、ドプラ信号の振幅を支配するＪ₀（ｋβ）の因数であるｋβについて考察する。数４式におけるｋの定義からｋβは次式のように表現できる。次式は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化することを意味している。

図３は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。第１次ベッセル関数の性質により、ｋβが０のときにＪ₀（ｋβ）が最大値となる。図３において実線で示されるｋβの波形は、体表からの深さｄが正の範囲において０となる深さが３箇所ある。これら３箇所の深さから得られるドプラ信号の振幅が最大となることを意味している。

数１２式などから、目的とする深さからの受信信号の位相φ_mと、参照波の位相φ_mrとを一致させるとｋβを０とすることができ、ｋβが０となる深さにおいてＪ₀（ｋβ）が最大となりドプラ信号の振幅が最大となる。つまり、遅延回路２５において、目的とする深さからの受信信号の位相φ_mと参照波の位相φ_mrを一致させることにより、目的とする深さからのドプラ信号の振幅が最大となるようにして、そのドプラ信号を選択的に抽出することができる。

以上のように、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置は、遅延回路２５における遅延処理に基づいて決定される。図１のシステム制御部６０は、目標位置の深さに応じて遅延回路２５における遅延時間を制御する。

さらに、図１の超音波診断装置では、デジタル変調処理を利用して、超音波ビーム上に沿った複数の診断レンジの中から目標位置を含む関心レンジを選択している。そこで、そのデジタル変調処理として位相シフトキーイング（ＰＳＫ）を利用した実施形態について説明する。

＜位相シフトキーイングの自己相関性＞
図４は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により得られる連続波の送信信号を説明するための図である。図４のＦＭＣＷ信号は、変調信号（変調波）を用いて搬送波信号（ＲＦ波）を周波数変調処理して得られる信号であり、例えば数１式により表現できることは前述したとおりである。

図４のＰＮ信号は、パターン発生部２１が発生する信号列の一例であり、ＰＮ信号の１ビットの期間が変調波の周期Ｔａとなっている。なお、ＰＮ信号の１ビットの期間が周期Ｔａのｎ倍（ｎは２以上の自然数）であってもよい。

図４のＦＭＣＷ−ＰＳＫ送信信号は、デジタル変調処理部２０において形成される。デジタル変調処理部２０は、ＰＮ信号に基づいて、ＦＭＣＷ信号に対して位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変調処理を施す。デジタル変調処理部２０は、ＰＮ信号の符号が「１」のビット期間においてＦＭＣＷ信号の位相をそのままとし、ＰＮ信号の符号が「０」のビット期間においてＦＭＣＷ信号の位相を反転する（１８０度ずらす）ことにより、図４のＦＭＣＷ−ＰＳＫ送信信号を形成する。

図４の参照信号は、遅延回路２５において送信信号が遅延処理されて得られる信号であり、図４のＦＭＣＷ−ＰＳＫ送信信号が遅延量τだけ遅延処理された信号である。この遅延量τは、生体内の目標位置まで超音波が送波されてその目標位置から超音波が戻ってくるまでの時間（往復の伝播時間）である。つまり、遅延量τは、目標位置に応じた遅延量である。

図４の受信信号１は、目標位置から得られる受信信号を示している。目標位置に応じた遅延量τだけ送信信号が遅延処理されて参照信号が形成されているため、図４の参照信号と受信信号１との間には遅延時間差がない。

図４のベースバンド信号１は、参照信号と受信信号１の乗算結果に相当し、受信ミキサ３０において得られる信号（例えばミキサ３２から出力される信号）に含まれる目標位置からの信号成分である。参照信号と受信信号１との間には遅延時間差がないため、ベースバンド信号１には、破線で示す直流信号成分（ＤＣ成分）が含まれている。

これに対し、図４の受信信号２は、目標位置とは異なる位置から得られる受信信号を示している。受信信号２は、参照信号と比較して、ＰＮ信号の符号パターンがずれている。そのため、参照信号と受信信号２の乗算結果に相当するベースバンド信号２には、破線で示すように正と負の電圧がランダムに出現する。そして、このランダムな信号が時間的に平均化されてしまうため、受信ミキサ３０の出力にはベースバンド信号２の成分が殆ど現れない。

受信信号２に限らず、目標位置とは異なる位置から得られる受信信号は、参照信号と比較してＰＮ信号の符号パターンがずれているため、ベースバンド信号２のように、正と負の電圧がランダムに出現する。そのため、受信ミキサ３０の出力には、ベースバンド信号１、つまり目標位置からの信号成分が支配的に含まれることになる。

図５は、ＰＳＫに利用される信号列の自己相関特性を示す図である。受信信号と参照信号の相関の鋭さは、パターン発生部２１において形成される周期的な信号列のシーケンスに依存する。自己相関性を鋭くするためには、周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列として、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列など、パルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。簡単な例として、ｎ＝３のＰＮ符号（ＰＮ信号）を用いた場合の自己相関について説明する。

ｎ＝３の場合のＰＮ符号の長さは７（＝２³―１）ビットである。このシーケンスが際限なく繰り返され、このＰＮ符号（ＰＮ信号）を用いて０−πの２相のＰＳＫ変調をかけると、その時間波形は、先に説明した図４のＦＭＣＷ−ＰＳＫ送信信号のようになる。

図５には、参照信号の位相と乗算器出力との対応関係が示されている。図５においてはＰＮパターンの繰り返し周期ごとに合計値のピークが出現し、ピーク以外の位相では、電圧（合計値）は極端に小さくなっている。この例におけるＰＮパターンの長さは７ビットであり、約３周期分すなわち２０ビットの合計である“２０”が最大値となっている。一方、ピーク以外の位相では、合計は−２または−４であり、“２０”に比べて極端に小さい。

本実施形態においては、信号列の自己相関特性が利用され、超音波ビーム上に沿った複数の診断レンジの中から目標位置を含む関心レンジが選択される。また、前述した周波数変調処理に伴う位置選択性により、関心レンジ内から目標位置に対応した受信信号が抽出される。

＜関心レンジの選択と目標位置の選択＞
図６は、関心レンジの選択と目標位置の選択を説明するための図である。図６の変調波１とＦＭＣＷ信号１は、本実施形態に対する比較例である。この比較例においては、変調波１の周期が超音波ビーム１本の期間Ｔｂに設定されており、変調波１を利用して搬送波信号を周波数変調処理することにより、ＦＭＣＷ信号１が得られる。なお、図６のドプラ信号は、目標位置から得られる受信信号に含まれるドプラ信号を示している。

図６の変調波２以下に示す波形が本実施形態における信号である。本実施形態では、変調波の周波数が、比較例の自然数倍に設定される。例えば、図６に示すように、変調波２の周波数が変調波１の周波数の７倍に設定される。つまり、変調波２の周期Ｔａが超音波ビーム１本の期間Ｔｂの１／７に設定される。そして、変調波２を利用して搬送波信号を周波数変調処理することにより、ＦＭＣＷ信号２が得られる。

前述した周波数変調処理の位置選択性により、ＦＭＣＷ信号２を利用して超音波を送受波することにより、周期Ｔａの期間内において１つの位置を選択することができる。ところが、図６のＦＭＣＷ信号２は、超音波ビーム１本の期間Ｔｂ内で、周期Ｔａを７回繰り返すため、ＦＭＣＷ信号２を利用した送受波では、各周期ごとに１つの位置が選択され、超音波ビーム１本の期間Ｔｂ内では７つの位置が選択されてしまう。

そこで、本実施形態では、１つの周期Ｔａの長さを１つの診断レンジとし、複数の周期Ｔａに対応した複数の診断レンジの中から、ＰＳＫの自己相関性により、１つの関心レンジが選択される。図６の例においては、７つの周期Ｔａに対応した７つの診断レンジの中から、１つの関心レンジが選択される。

図６に示すように、本実施形態においては、ＰＮ信号に基づいて、ＦＭＣＷ信号２に対して位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の処理が施され、これにより、ＦＭＣＷ−ＰＳＫ信号が得られる。図６の例において、ＰＮ信号は、超音波ビーム１本の期間Ｔｂと同じ周期Ｔｄで、７ビットの符号パターンを繰り返す信号列である。また、ＰＮ信号の１ビットの期間が変調波２の周期Ｔａとなっている。

図６に示すＦＭＣＷ−ＰＳＫ信号と受信信号との間には遅延時間差がない。つまり、図６に示すＦＭＣＷ−ＰＳＫ信号と受信信号の関係は、目標位置との間の相関関係が調整された参照信号と目標位置から得られる受信信号との間の関係に相当する。そして、図６に示す乗算器出力は、図６のＦＭＣＷ−ＰＳＫ信号と受信信号と乗算結果を示しており、これは、受信ミキサ３０において得られる信号（例えばミキサ３２から出力される信号）に含まれる目標位置からの信号成分に相当する。

ＰＮ信号は、符号パターンがずれている場合に、自己相関値が極端に小さくなる（図５参照）。つまり、参照信号の符号パターンと一致する符合パターンを持つ受信信号が選択的に抽出される。図６の例において、ＰＮ信号は、超音波ビーム１本の期間Ｔｂと同じ周期Ｔｄで、７ビットの符号パターンを繰り返している。そのため、目標位置の深さに応じて送信信号（ＦＭＣＷ−ＰＳＫ信号）を遅延処理して得られる参照信号を利用することにより、ＰＳＫの自己相関性から、目標位置に対応した符号パターンを持つ受信信号が選択的に抽出される。すなわち、７つの周期Ｔａに対応した７つの診断レンジの中から、目標位置を含む関心レンジ内の受信信号が選択される。さらに、関心レンジ内において、周波数変調処理の位置選択性により目標位置が選択され、目標位置からの受信信号（ベースバンド信号）が選択的に抽出される。

このように、本実施形態においては、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）とそれに伴う受信系の処理により、超音波ビーム上に沿った複数の診断レンジの中から目標位置を含む関心レンジが選択され、さらに、周波数変調処理とそれに伴う受信系の処理により、その関心レンジ内から目標位置に対応した受信信号が抽出される。

なお、図１に示す実施形態では、目標位置の深さに応じた遅延量だけ送信信号を遅延処理して得られる参照信号を用いることにより、受信ミキサ３０において、ＰＳＫに関する復調処理と周波数変調に関する復調処理を一括して実行している。これに代えて、ＰＳＫに関する復調処理と周波数変調に関する復調処理を別々に段階的に実行してもよい。例えば、目標位置の深さに応じた符号パターンに基づいてＰＳＫに関する復調処理を実行してから、目標位置の深さに応じた遅延量だけＦＭ連続波（周波数変調処理部２２から出力される連続波）を遅延処理して得られる参照信号を用いて、ＰＳＫに関する復調処理後の信号を復調処理（直交検波処理）してもよい。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

２０ デジタル変調処理部、２１ パターン発生部、２２ 周波数変調処理部、２３ 変調信号発生部、２４ ＲＦ波発振器、２５ 遅延回路、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部。

Claims (6)

1. 周期的に周波数を変化させつつ周期的に符号化された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
   送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る送受波部と、
   受信信号に対して生体内の目標位置に応じた受信処理を施すことにより、当該目標位置に対応した目標信号を得る受信信号処理部と、
   前記目標信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
   を有する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、角度変調処理により周期的に周波数を変化させつつデジタル変調処理により周期的に符号化された連続波の送信信号を出力し、
   前記受信信号処理部は、前記受信処理として、角度変調処理とデジタル変調処理に対応した復調処理を実行する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、変調の周期Ｔａで角度変調処理されて周期Ｔａの自然数倍である周期Ｔｄの信号列に基づいてデジタル変調処理された連続波の送信信号を出力し、
   前記受信信号処理部は、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて復調処理を実行する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項３に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、周期Ｔｄで複数ビットの符号パターンを繰り返す信号列に基づいたデジタル変調処理と当該信号列の１ビットの期間を変調の周期Ｔａとした角度変調処理とにより得られる連続波の送信信号を出力し、
   前記受信信号処理部は、デジタル変調処理に対応した復調処理により、複数の符号パターンに対応した複数の診断レンジの中から前記目標位置を含む関心レンジを選択し、角度変調処理に対応した復調処理により、当該関心レンジ内から前記目標位置に対応した目標信号を抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項４に記載の超音波診断装置において、
   前記受信信号処理部は、前記目標位置の深さに応じた遅延量だけ前記送信信号を遅延処理して得られる参照信号を用いて前記受信信号を復調処理することにより、デジタル変調処理と角度変調処理に対応した復調処理を一括して実行する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項４に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、周期Ｔａの変調波信号を用いて搬送波信号を角度変調処理することにより変調連続波信号を形成し、さらに、当該変調連続波信号を周期Ｔｄの信号列に基づいてデジタル変調処理することにより前記連続波の送信信号を形成し、
   前記受信信号処理部は、前記目標位置の深さに応じた符号パターンに基づいて前記受信信号を復調処理し、さらに、前記目標位置の深さに応じた遅延量だけ前記変調連続波信号を遅延処理して得られる参照信号を用いて前記復調処理後の信号を復調処理する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。

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