JP5308748B2

JP5308748B2 - 超音波診断装置

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Publication number: JP5308748B2
Application number: JP2008228521A
Authority: JP
Inventors: 正徳国田; 睦弘赤羽
Original assignee: Hitachi Aloka Medical Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2008-09-05
Filing date: 2008-09-05
Publication date: 2013-10-09
Anticipated expiration: 2028-09-05
Also published as: JP2010057812A

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより生体内組織の速度に加えて生体内組織の位置を計測することができる技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報特開２００６−１４９１６号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、デジタル変調処理された連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。

本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、デジタル変調処理された連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術において目標位置の設定機能を高めることにある。

上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された第１連続波信号と第２連続波信号を多重化した送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより受信信号を得る送受波部と、第１連続波信号に実質的に等しい波形の第１参照信号を用いて前記受信信号に対して復調処理を施すことにより第１復調信号を得て、第２連続波信号に実質的に等しい波形の第２参照信号を用いて前記受信信号に対して復調処理を施すことにより第２復調信号を得る受信信号処理部と、第１復調信号と第２復調信号のうちの少なくとも一方の復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有し、生体内の第１目標位置から得られる受信信号と第１参照信号の間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより第１復調信号を得て、第１復調信号から第１目標位置の生体内情報を抽出し、生体内の第２目標位置から得られる受信信号と第２参照信号の間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより第２復調信号を得て、第２復調信号から第２目標位置の生体内情報を抽出する、ことを特徴とする。

上記態様では、参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施しているため、参照信号との相関が比較的大きい信号成分を含んだ復調信号を得ることができる。そして、その復調処理にあたり、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関関係が調整され、例えば、第１参照信号との相関が比較的大きい信号成分として第１目標位置からの受信信号を抽出することができ、第２参照信号との相関が比較的大きい信号成分として第２目標位置からの受信信号を抽出することができる。第１目標位置と第２目標位置のように複数の目標位置を設定することができるため、例えば、第１目標位置と第２目標位置とを互いに異なる位置とすることにより、２つの目標位置から生体内情報を抽出することが可能になり、また、第１目標位置と第２目標位置とを互いに同じ位置とすることにより、その位置において比較的有利な方の生体内情報を選択的に利用することなども可能になる。

なお、上記態様において、第１参照信号と第１連続波信号は、互いに完全に等しい波形であることが望ましいものの、互いに実質的に等しい波形とみなせる程度の対応関係でもよい。同様に、第２参照信号と第２連続波信号は、互いに完全に等しい波形であることが望ましいものの、互いに実質的に等しい波形とみなせる程度の対応関係でもよい。

望ましい態様において、前記第１連続波信号と第２連続波信号は、互いに異なる周期の信号列に基づいてデジタル変調処理された連続波である、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、前記第１連続波信号を介して得られる第１復調信号と前記第２連続波信号を介して得られる第２復調信号のうち、同一の目標位置における不要信号が少ない方の復調信号を利用して、当該目標位置からの生体内情報を選択的に抽出する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記不要信号には、前記デジタル変調処理における周期的な信号列の周期に対応して、超音波の送受波方向に沿って周期的に出現する極大成分が含まれており、前記超音波診断装置は、前記第１復調信号と第２復調信号のうち、極大成分が目標位置からずれている方の復調信号を利用する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、前記第１目標位置の深さに応じた遅延処理を施して受信信号と第１参照信号の間の遅延関係を調整することにより当該２つの信号間の相関関係を調整し、第１目標位置から得られる受信信号の信号列パターンと第１参照信号の信号列パターンとを互いに一致させ、前記第２目標位置の深さに応じた遅延処理を施して受信信号と第２参照信号の間の遅延関係を調整することにより当該２つの信号間の相関関係を調整し、第２目標位置から得られる受信信号の信号列パターンと第２参照信号の信号列パターンとを互いに一致させる、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号処理部は、周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させた第１連続波信号と第２連続波信号を利用する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号処理部は、周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイングにより周波数を変化させた第１連続波信号と第２連続波信号を利用する、ことを特徴とする。

本発明により、デジタル変調処理された連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術において目標位置の設定機能が高められる。例えば、本発明の好適な態様によれば、第１目標位置と第２目標位置のように複数の目標位置を設定することができるため、例えば第１目標位置と第２目標位置とを互いに異なる位置とすることにより２つの目標位置から生体内情報を抽出することが可能になり、また、例えば第１目標位置と第２目標位置とを互いに同じ位置とすることによりその位置において比較的有利な方の生体内情報を選択的に利用することなども可能になる。

以下、本発明の好適な実施形態を説明する。

図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示す機能ブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。本実施形態において利用される送信信号は、デジタル変調処理された第１連続波信号と第２連続波信号を多重化して形成される。

第１デジタル変調処理部２１は、第１パターン発生部２５から供給される周期的な信号列に基づいて、第１ＲＦ波発振器２３から供給されるＲＦ波に対してデジタル変調処理を施して第１連続波信号を発生する。第１デジタル変調処理部２１における変調処理としては、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などが好適である。第１デジタル変調処理部２１において形成される第１連続波信号の波形については後の原理説明で詳述する。

第２デジタル変調処理部２２は、第２パターン発生部２６から供給される周期的な信号列に基づいて、第２ＲＦ波発振器２４から供給されるＲＦ波に対してデジタル変調処理を施して第２連続波信号を発生する。第２デジタル変調処理部２２における変調処理としては、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などが好適である。第２デジタル変調処理部２２において形成される第２連続波信号の波形については後の原理説明で詳述する。

多重処理部２０は、第１連続波信号と第２連続波信号を多重化した送信信号を形成する。多重処理部２０は、例えば第１連続波信号と第２連続波信号を加算処理して送信信号を形成する。多重処理部２０において形成された送信信号は電力増幅器１４へ出力される。

電力増幅器１４は、送信信号を電力増幅して送信用振動子１０に供給する。これにより、送信信号に対応した送信波が送信用振動子１０から送波され、生体内からの反射波が連続的に受信用振動子１２によって受波される。そして、前置増幅器１６は、受信用振動子１２から供給される受波信号に対して低雑音増幅等の受信処理を施し、受信ＲＦ信号を形成して受信ミキサ２９と受信ミキサ３０へ出力する。

受信ミキサ２９は、受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３１，３３で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ２９の各ミキサに供給される参照信号は、第１連続波信号に基づいて生成される。つまり、第１デジタル変調処理部２１から出力される第１連続波信号が遅延回路２７Ｉと遅延回路２７Ｑにおいて遅延処理され、遅延回路２７Ｉにおいて遅延処理された連続波がミキサ３１に供給され、遅延回路２７Ｑにおいて遅延処理された連続波がミキサ３３に供給される。

遅延回路２７Ｉと遅延回路２７Ｑは、目標位置の深さに応じた遅延量だけ第１連続波信号に遅延処理を施し、遅延された参照信号を出力する。遅延回路２７Ｉと遅延回路２７Ｑは、各々、例えばｎ段のシフトレジスタによって形成することができる。この場合、シフトレジスタのｎ段のタップから目標位置の深さに応じた遅延量のタップが選択され、選択されたタップから目標位置の深さに応じた参照信号（遅延処理された第１連続波信号）が出力される。

なお、遅延回路２７Ｉと遅延回路２７Ｑは、互いに連続波の位相をπ／２だけずらして遅延処理を行う。その結果、ミキサ３１から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、ミキサ３３から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ２９の後段に設けられるＬＰＦ（ローパスフィルタ）３５，３７によって、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされて検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

後の原理説明で詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号（復調信号）には、目標位置からの受信信号成分が多く含まれている。ＬＰＦ３５，３７において、その目標位置からの受信信号成分に含まれている直流信号成分が抽出される。

ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）４１，４３は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ回路４１，４３において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ回路４１，４３から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報解析部４５は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ情報を抽出する。その際、予め遅延回路２７Ｉ，２７Ｑによって、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係が調整されているため、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。遅延関係の調整と目標位置からのドプラ情報の抽出との関連については、後の原理説明において詳述する。ドプラ情報解析部４５は、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ情報を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出してリアルタイムで出力してもよい。なお、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

一方、受信ミキサ３０からドプラ情報解析部４６までの経路にも、受信ミキサ２９からドプラ情報解析部４５までの各部に対応した構成が設けられている。そして、上述した受信ミキサ２９からドプラ情報解析部４５までの処理と同様な信号処理が、受信ミキサ３０からドプラ情報解析部４６において実行される。

但し、受信ミキサ３０の各ミキサ３２，３４に供給される参照信号は、第２連続波信号に基づいて生成される。つまり、第２デジタル変調処理部２２から出力される第２連続波信号が遅延回路２８Ｉと遅延回路２８Ｑにおいて遅延処理され、遅延回路２８Ｉにおいて遅延処理された連続波がミキサ３２に供給され、遅延回路２８Ｑにおいて遅延処理された連続波がミキサ３４に供給される。

遅延回路２８Ｉと遅延回路２８Ｑは、目標位置の深さに応じた遅延量だけ第２連続波信号に遅延処理を施し、遅延された参照信号を出力する。なお、遅延回路２８Ｉと遅延回路２８Ｑにおいて設定される目標位置（第２目標位置）は、遅延回路２７Ｉと遅延回路２７Ｑにおいて設定される目標位置（第１目標位置）と同じでもよいし異なってもよい。

遅延回路２８Ｉと遅延回路２８Ｑは、互いに連続波の位相をπ／２だけずらして遅延処理を行う。その結果、ミキサ３２から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、ミキサ３４から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられるＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８によって同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされて検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）４２，４４は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ回路４２，４４において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。

ドプラ情報解析部４６は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ情報を抽出する。予め遅延回路２８Ｉ，２８Ｑによって、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係が調整されているため、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。

表示処理部５０は、生体組織の深さ（位置）ごとの速度に基づいて、例えばドプラ波形や、深さ速度の情報を含むグラフなどを形成し、形成したドプラ波形やグラフなどを表示部５２にリアルタイムで表示させる。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上に概説したように、本実施形態では、デジタル変調処理された第１連続波信号と第２連続波信号を多重化して送信信号を形成している。そして、その送信信号に対応した超音波を送受波して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からの生体内情報としてドプラ情報を選択的に抽出する。第１デジタル変調処理部２１と第２デジタル変調処理部２２における変調方式としては、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）が好適である。そこで、各変調方式ごとに、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、既に図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

＜位相シフトキーイング（ＰＳＫ）による位置選択性＞
図２は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により形成される連続波信号を説明するための図である。図２（Ａ）には、第１ＲＦ波発振器２３から出力されるＲＦ信号（ＲＦ波）の波形が示されている。ＲＦ信号は、一定の周波数（例えば５ＭＨｚ程度）の連続波である。図２（Ｂ）には、第１パターン発生部２５から出力される周期的な信号列に対応した４相コードが示されている。第１パターン発生部２５は、ランダムに値を変化させた４値符号（擬似ランダム信号）を発生する。その４値符号の各値に４つの位相（０，π／２，π，３π／２）の各々を対応付けたものが図２（Ｂ）の４相コードである。なお、２πと０、５π／２とπ／２、３πとπが互いに同じコードに対応している。

図２（Ｃ）には、ＰＳＫ変調器として機能する第１デジタル変調処理部２１において形成されるＰＳＫ信号、つまり変調された連続波信号（第１連続波信号）が示されている。第１デジタル変調処理部２１は、図２（Ａ）のＲＦ信号に対して、図２（Ｂ）の４相コードに基づいて、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変調処理を施す。第１デジタル変調処理部２１は、４相コードの各コードの期間において、ＲＦ信号の位相をそのコードに対応した位相量だけシフトさせることにより、図２（Ｃ）のＰＳＫ信号（連続波信号）を形成する。

なお、第２デジタル変調処理部２２においても、図２を利用して説明したＰＳＫの変調処理が実行される。例えば、第２ＲＦ波発振器２４からも、図２（Ａ）と同じ波形のＲＦ信号（ＲＦ波）が出力される。但し、第１ＲＦ波発振器２３から出力されるＲＦ信号の周波数（搬送波周波数）ｆ_０１と、第２ＲＦ波発振器２４から出力されるＲＦ信号の周波数（搬送波周波数）ｆ_０２は、互いに異なる周波数であることが望ましい。

また、第２パターン発生部２６は、ランダムに値を変化させた４値符号（擬似ランダム信号）を発生し、その４値符号の各値に４つの位相の各々を対応付けて、図２（Ｂ）と同様な４相コードが形成される。第１パターン発生部２５と第２パターン発生部２６から出力される２つの擬似ランダム信号については、擬似ランダムパターンの種類や長さや切り返し周期を互いに独立に設定してもよい。

そして、第２デジタル変調処理部２２においても、図２（Ａ）のＲＦ信号に対して、図２（Ｂ）の４相コードに基づいて、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変調処理が行われて、図２（Ｃ）と同様な波形のＰＳＫ信号（第２連続波信号）が形成される。さらに、多重処理部２０において、２つのＰＳＫ信号つまり第１連続波信号と第２連続波信号が多重化され、送信信号が形成される。

図３は、２つのＰＳＫ信号と送信信号の周波数スペクトラムを示す図である。図３（１）には、第１デジタル変調処理部２１において形成されるＰＳＫ信号（第１連続波信号）の周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ_０１は、第１ＲＦ波発振器２３から出力されるＲＦ信号の周波数である。ＰＳＫ信号（第１連続波信号）の周波数スペクトラムはＲＦ信号の周波数ｆ_０１を中心として側帯波が広がった形状となっている。

図３（２）には、第２デジタル変調処理部２２において形成されるＰＳＫ信号（第２連続波信号）の周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ_０２は、第２ＲＦ波発振器２４から出力されるＲＦ信号の周波数である。第２連続波信号の周波数スペクトラムもＲＦ信号の周波数ｆ_０２を中心として側帯波が広がった形状となっている。周波数ｆ_０１と周波数ｆ_０２とを互いに異なる周波数とすることにより、周波数軸上において第１連続波信号と第２連続波信号が互いにずれて形成される。

図３（３）には、多重処理部２０において形成される送信信号の周波数スペクトラムが示されている。図３（１）の第１連続波信号と図３（２）の第２連続波信号が加算されることにより、図３（３）の送信信号、つまり２つのＰＳＫ信号が多重化された信号が形成される。こうして、例えば図３（３）の送信信号に対応した超音波が送信用振動子１０から出力され、受信用振動子１２を介して生体内から受信信号が得られる。

本実施形態では、第１デジタル変調処理部２１において形成された第１連続波信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ２９においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（第１目標位置）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなり、位置選択性が実現される。

同様に、第２デジタル変調処理部２２において形成された第２連続波信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ３０においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（第２目標位置）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなり、位置選択性が実現される。

図４は、４相のＰＳＫによる位置選択性を説明するための図である。図４に示す４相コードは、図２の４相コードと同じパターンであり、図２を利用して説明したように、４相コードを用いてＲＦ信号に対して位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変調処理を施すことにより、図４のＰＳＫ信号（連続波信号）が形成される。つまり、第１デジタル変調処理部２１において第１連続波信号が形成され、第２デジタル変調処理部２２において第２連続波信号が形成される。

そこで、まず、第１連続波信号による位置選択性について説明する。第１連続波信号を遅延処理して得られる参照信号の位相をφ_１〜φ_３まで変化させて受信信号と乗算すると図４に示すような結果（乗算器出力）が得られる。

図４に示す位相の中で、φ_３は、位相すなわち遅延時間を目標の深さに調整したときの結果である。受信信号と参照信号がどの時間帯でも一致していることがわかる。乗算器出力は、受信信号が参照信号の極性によりスイッチングされた形となり、その周波数スペクトラムは、直流成分と搬送波（ＲＦ信号）の２倍の高調波成分となる。ドプラ信号は、これらのスペクトラムがドプラシフトを受け、直流成分に附着した形で、一般的に微小電力で出現する。

図４に示す位相の中で、目標の深さの遅延時間に相当する値に一致しないのは、参照信号の位相がφ_１，φ_２の場合である。この場合には、受信信号と参照信号の両者の位相差がπ／２となると、乗算器出力の直流成分は“０”となる。両者の位相差がπの場合は、乗算器出力の直流成分は“−１”となる。また、両者の位相差が“０”あるいは“２π”の場合は、乗算器出力の直流成分は“＋１”となる。したがって、時間的に平均化した乗算器出力は、φ＝φ_１の場合に−２、φ＝φ_２の場合に＋３となる。これに対し、φ＝φ_３の場合には“＋９”であり、φ＝φ_１，φ_２の場合との比較において、明らかに大きな相関値を示している。

このように、参照信号の位相を目標位置の深さに対応付けることにより、その目標位置から得られる受信信号との相関が極端に大きくなり、その目標位置からの受信信号を選択的に抽出することが可能になる。

なお、第２連続波信号による位置選択性についても、第１連続波信号の場合と同様である。つまり、第２連続波信号を遅延処理して得られる参照信号の位相をφ_１〜φ_３まで変化させて受信信号と乗算すると図４に示すような結果（乗算器出力）が得られ、参照信号の位相に対応した目標位置からの受信信号が選択的に抽出される。

図５は、乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を説明するための図である。図５には、受信信号の擬似ランダムパターンと、位相の異なる複数の参照信号の各々の擬似ランダムパターンとを乗算した結果の合計値が示されている。受信ミキサ２９と受信ミキサ３０の各々から図５に示す乗算器出力に対応した出力結果が得られる。

図５においては、擬似ランダムパターンの繰り返し周期ごとに合計値のピークが出現し、ピーク以外の位相では、電圧（合計値）は極端に小さくなっている。この例における擬似ランダムパターンの長さは７ビットであり、乗算器出力は約３周期分、すなわち２０ビットの合計である“２０”が最大値となっている。一方、ピーク以外の位相では、合計は−２または−４であり、“２０”に比べて極端に小さい。

このように、目標位置からの受信信号に対応するように参照信号の位相を調整することにより、その目標の深さからの反射波電力とドプラ情報を選択的に検出する位置選択性が実現される。また、その位置選択性は、第１連続波信号に対応した参照信号と第２連続波信号に対応した参照信号とを利用して独立的かつ並行的に実現される。そのため、例えば、第１連続波信号に対する位相調整による第１目標位置と、第２連続波信号に対する位相調整による第２目標位置とを互いに異なる位置として、並行的に２つの目標位置からドプラ情報を抽出することなどが可能になる。

図６は、２つの目標位置からドプラ情報を抽出する例を説明するための図である。断層画像１００は、診断対象となる生体内のＢモード画像などである。例えば、超音波診断装置のＢモード画像形成機能を利用して予め生体内の断層画像１００を形成し、ユーザがその断層画像１００を見ながら血管などの診断対象の位置を確認して計測用の超音波ビームＢＭの方向などを設定する。そして、その超音波ビームＢＭ上において、診断対象の深さつまり目標位置を設定する。こうして設定された目標位置がサンプルボリュームＳＶであり、図６においては、サンプルボリュームＳＶが互いに異なる２つの深さの血管に設定されている。

そして、設定された２つのサンプルボリュームＳＶのうちの一方を第１目標位置として遅延回路２７Ｉと遅延回路２７Ｑにおける遅延量が設定され、同様に、２つのサンプルボリュームＳＶのうちの他方を第２目標位置として遅延回路２８Ｉと遅延回路２８Ｑにおける遅延量が設定される。こうして、上述した本実施形態における位置選択性の機能により２つのサンプルボリュームＳＶの位置から並行的にドプラ情報が抽出される。

なお、上記の例では、第１連続波信号と第２連続波信号の２つの連続波信号を多重化しているため、２つの目標位置からドプラ情報を抽出することができる。つまり、連続波信号の数に応じて目標位置の数が決定される。そのため、連続波信号の数を増やすことにより、目標位置の数を３つ以上に増やすことも可能である。例えば、第１連続波信号と第２連続波信号に加えて、第３連続波信号や第４連続波信号を多重化することにより、３つあるいは４つの目標位置からドプラ情報を抽出することもできる。

また、第１連続波信号による第１目標位置と第２連続波信号による第２目標位置を互いに同じ位置に設定して、その位置において比較的有利な方の連続波信号を選択的に用いてドプラ情報を抽出してもよい。例えば、図５に示すように、本実施形態における位置選択性は、深さ方向に周期性を伴っている。この周期性に応じて深さ方向に周期的に不要信号が出現する。その不要信号が少ない方の連続波信号を選択的に利用してもよい。そこで、周期的に出現する不要信号について説明する。

図７は、位置選択の周期性を説明するための図である。図７の上段に示す乗算器出力（信号電力）は、乗算器（受信ミキサ２９，３０）から出力されるドプラ信号成分の電力を示しており、図５を用いて説明したように深さ方向に沿って周期性を持っている。したがって、例えば、目標位置（選択位置）からの受信信号と参照信号の位相を一致させると、当該目標位置からの受信信号を抽出すると同時に、当該目標位置と周期的な対応関係にある他の位置からの受信信号も抽出してしまう。その周期的な対応関係は、第１パターン発生部２５と第２パターン発生部２６の各々から出力される周期的な信号列（擬似ランダム信号）の周期１／ｆ_ｐ１に伴うものである。例えば、図７の上段に示すように、深さｄを目標位置として設定した場合に、擬似ランダム信号の周期１／ｆ_ｐ１に対応した距離だけ離れた表面付近の受信信号も抽出されてしまう。

表面付近からの信号は、周波数依存減衰（ＦＤＡ）の影響をほとんど受けないため、固定組織からの反射電力が極端に大きい。そのため、表面付近からの信号が抽出されてしまうと、表面付近からの反射電力が目標位置からの微小信号に覆いかぶさる状態となり、当該微小信号の検出感度を劣化させてしまう可能性がある。図７の下段は、その検出感度の劣化を説明するための図である。

図７の下段に示す乗算器出力（クラッタ積算電力）は、体表からの深さとクラッタ積算電力との対応関係を示している。横軸の各深さ（体表からの深さ）に対応する縦軸の値（クラッタ積算電力）は、各深さに対応するように参照信号の位相を設定した場合に、その設定条件の参照信号を用いて得られる復調信号に含まれるクラッタ電力を積算したものである。例えば、参照信号の位相をτ_１に設定すると、位相τ_１に対応した目標位置（選択位置）からの受信信号が選択的に抽出される。ところが、通常は深さ方向のほぼ全域に亘って固定組織が存在するため、目標位置以外の深さからの固定組織成分（クラッタ成分）も選択性は低いが抽出されてしまう。そこで、位相をτ_１に設定した参照信号を用いて得られる復調信号に含まれるクラッタ電力を超音波ビーム方向に沿って合計した値がクラッタ積算電力Ｐ_１となる。同様に、参照信号の位相をτ_２に設定した場合のクラッタ積算電力がＰ_２である。

図７の下段において、参照信号の位相がτ_１の場合は、τ_２の場合に比べて、目標位置（選択位置）が組織表面に近いため、ＦＤＡの影響をほとんど受けない表面に近い固定組織からの反射電力が選択的に抽出されてしまい、クラッタ積算電力の値が大きくなっている。クラッタ積算電力の値が最大値Ｐ_ｍａｘとなるのは、選択位置を表面あるいは表面近傍に設定した場合である。さらに、先に説明した位置選択の周期性により、クラッタ積算電力も深さ方向に沿って周期的に変化する。そのため、表面近傍の固定組織に伴うクラッタ積算電力の極大成分が深さ方向に沿って周期的に出現する。

例えば、深さｄを目標位置として設定すると、擬似ランダム信号の周期１／ｆ_ｐ１に対応した距離だけ離れた表面付近の受信信号が抽出されてしまい、深さｄにおいてもクラッタ積算電力の値が最大値Ｐ_ｍａｘとなってしまう。したがって、図７の条件のままで目標位置を深さｄに設定してしまうと、目標位置からの微弱なドプラ信号が大きなクラッタ積算電力に埋もれてしまい、ドプラ信号の検出感度を低下させてしまう可能性がある。本実施形態においては、擬似ランダム信号の周期を変化させて、検出感度の低下などの問題を回避している。

図８は、擬似ランダム信号の周期の変化に伴うクラッタ積算電力の変化を説明するための図である。図８においては、擬似ランダム信号の繰り返し周波数がｆ_ｐ２の場合に、つまり擬似ランダム信号の周期が１／ｆ_ｐ２の場合に、深さｄでクラッタ積算電力が最大となっている。そこで、例えば、擬似ランダム信号の繰り返し周波数を遅く（小さく）してｆ_ｐ１に変化させると、クラッタ積算電力の極大成分が深さｄよりも深い方向へ移動する。つまり目標位置である深さｄからクラッタ積算電力の極大成分をずらすことができる。したがって、クラッタ積算電力の極大成分による影響を回避しつつ、目標位置である深さｄからドプラ信号を選択的に抽出することが可能になる。図８に示すように、擬似ランダム信号の繰り返し周波数を速く（大きく）して、繰り返し周波数をｆ_ｐ３，ｆ_ｐ４などに変化させても、目標位置である深さｄからクラッタ積算電力の極大成分をずらすことができる。

なお、先に説明した位置選択の周期性により、目標位置よりも手前の位置（浅い位置）における信号も選択的に抽出される場合がある。この場合には、その手前の位置にノイズとなる大きな信号成分が存在しないことが望ましい。例えば、Ｂモード画像などを利用して目標位置の手間の組織状態などを確認してから、本実施形態により目標位置のドプラ信号を抽出すればよい。

図９は、擬似ランダム信号の周期の制御例を説明するための図である。図９の横軸は、擬似ランダム信号（擬似ランダムパターン）の周期であり、擬似ランダム信号の繰り返し周波数も併記されている。図９の縦軸は、体表からの深さ（目標位置の深さ）である。図９は、擬似ランダムパターンの各周期ごとに、その周期におけるクラッタ積算電力の深さ方向の周期性を縦軸方向に示したものである。

先に説明したように（図７，８参照）、クラッタ積算電力は深さ方向に沿って周期的に繰り返し出現する極大成分を含んでいる。図９において、点描パターンで塗りつぶされた領域が極大成分の領域である。この領域においては、クラッタ積算電力の極大成分の影響によりドプラ信号を高感度に検出することが困難となる。つまり、点描パターンで塗りつぶされた極大成分の領域がドプラ信号を検出する際のブラインドゾーンとなる。

例えば、擬似ランダムパターンの周波数を１０ｋＨｚとし、参照信号の位相を調整して深さ７．５ｃｍの位置を目標位置とした場合、その目標位置が点描パターンで塗りつぶされた極大成分の領域（ブラインドゾーン）となるためドプラ信号を高感度に検出することが難しい。

そこで、例えば、目標位置が深さ７．５ｃｍの近傍の場合に、擬似ランダムパターンの周波数を８ｋＨｚに変更する。擬似ランダムパターンの周波数が８ｋＨｚの場合には、深さ７．５ｃｍの近傍からブランドゾーンがずれるため、ドプラ信号を高感度に検出することが可能になる。なお、擬似ランダムパターンの周波数が８ｋＨｚの場合には深さ９．５ｃｍの近傍にブラインドゾーンが位置するため、深さ９．５ｃｍの近傍においては擬似ランダムパターンの周波数を１０ｋＨｚに戻せばよい。

さらに、擬似ランダムパターンの周波数が１０ｋＨｚの場合には、深さ１５ｃｍの近傍にもブラインドゾーンが存在するため、深さ１５ｃｍの近傍においては、擬似ランダムパターンの周波数を８ｋＨｚに変更し、深さ１８．８ｃｍの近傍において擬似ランダムパターンの周波数を１０ｋＨｚに戻す。

このように、擬似ランダムパターンの周波数を適宜変更することにより、深さ方向の広い領域に亘って、望ましくは深さ方向の全領域に亘って、ブラインドゾーンを避けつつドプラ信号を検出することが可能になる。

なお、先に説明したように、本実施形態においては、第１連続波信号に対応した参照信号と第２連続波信号に対応した参照信号とを利用して、独立的かつ並行的な位置選択性を実現している。そこで、例えば、第１連続波信号の擬似ランダムパターンの周波数を１０ｋＨｚに固定的に設定して第２連続波信号の擬似ランダムパターンの周波数を８ｋＨｚに固定的に設定し、第１連続波信号を介して得られるドプラ信号または第２連続波信号を介して得られるドプラ信号を選択的に利用することにより、図９に示した１０ｋＨｚと８ｋＨｚの周波数選択パターンを実現してもよい。

以上、第１デジタル変調処理部２１と第２デジタル変調処理部２２において位相シフトキーイング（ＰＳＫ）を用いた実施形態について説明したが、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）に換えて周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）を利用しても位置選択性を実現することができる。そこで、次に、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）を利用した位置選択性について説明する。

＜周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）による位置選択性＞
図１０は、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）により形成される連続波信号を説明するための図である。図１０（Ｉ）には、第１パターン発生部２５から出力される周期的な信号列の一例が示されている。第１パターン発生部２５は、例えば、図１０（Ｉ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列としては、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列などパルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。

図１０（ＩＩ）には、ＦＳＫ変調器として機能する第１デジタル変調処理部２１において形成されるＦＳＫ信号、つまり変調された連続波信号が示されている。第１デジタル変調処理部２１は、図１０（Ｉ）の２値符号に基づいた周波数シフトキーイングにより、ＲＦ波（搬送波）に対してデジタル変調処理を施してＦＳＫ信号を形成する。第１デジタル変調処理部２１は、例えば２値符号が「１」のビット期間においてＲＦ波の周波数をｆ_１にシフトさせ、２値符号が「０」のビット期間においてＲＦ波の周波数をｆ_２にシフトさせることにより、図１０（ＩＩ）のＦＳＫ信号（連続波信号）を形成する。

なお、第２デジタル変調処理部２２においても、図１０を利用して説明したＦＳＫの変調処理が実行される。例えば、第２パターン発生部２６は、図１０（Ｉ）と同様な２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。第１パターン発生部２５と第２パターン発生部２６から出力される２つの擬似ランダム信号については、擬似ランダムパターンの種類や長さや切り返し周期を互いに独立に設定してもよい。

そして、第２デジタル変調処理部２２においても、ＲＦ信号に対して、図１０（Ｉ）の２値符号に基づいた周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）の変調処理が行われて、図１０（ＩＩ）と同様な波形のＦＳＫ信号（第２連続波信号）が形成される。さらに、多重処理部２０において、２つのＦＳＫ信号つまり第１連続波信号と第２連続波信号が多重化され、送信信号が形成される。

図１１は、２つのＦＳＫ信号と送信信号の周波数スペクトラムを示す図である。図１１（１）には、第１デジタル変調処理部２１において形成されるＦＳＫ信号（第１連続波信号）の周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ_０１は、第１ＲＦ波発振器２３から出力されるＲＦ信号の周波数である。また、図１１（２）には、第２デジタル変調処理部２２において形成されるＦＳＫ信号（第２連続波信号）の周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ_０２は、第２ＲＦ波発振器２４から出力されるＲＦ信号の周波数である。周波数ｆ_０１と周波数ｆ_０２とを互いに異なる周波数とすることにより、周波数軸上において第１連続波信号と第２連続波信号が互いにずれて形成される。

図１１（３）には、多重処理部２０において形成される送信信号の周波数スペクトラムが示されている。図１１（１）の第１連続波信号と図１１（２）の第２連続波信号が加算されることにより、図１１（３）の送信信号、つまり２つのＦＳＫ信号が多重化された信号が形成される。こうして、例えば図１１（３）の送信信号に対応した超音波が送信用振動子１０から出力され、受信用振動子１２を介して生体内から受信信号が得られる。

周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）の場合においても、第１デジタル変調処理部２１において形成された第１連続波信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ２９においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（第１目標位置）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなり、位置選択性が実現される。

図１２は、ＦＳＫにおける参照波（参照信号）の位相と乗算器出力との関係を示す図である。受信ミキサ２９と受信ミキサ３０の各々から図１２に示す乗算器出力に対応した出力結果が得られる。図１２に示すグラフは、７ビットの周期で変化する擬似ランダムパターンを用いた例に対応しており、図１２に示すグラフの縦軸は、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値である。また、図１２に示すグラフの横軸は、受信信号に対する参照波（参照信号）の位相、つまり、受信信号と参照信号の位相差を示している。なお、図１２の横軸は、１ビットの時間であるＴを基準単位とした場合の位相の相対的な大きさを示している。

参照信号と受信信号の位相差が０（ゼロ）の場合には、その受信信号と参照信号の擬似ランダムパターンが互いに一致するため、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値は「＋７」となる。したがって、図１２において、参照波の位相が０の場合における乗算器出力値が「＋７」となっている。これに対して、参照信号と受信信号の間に位相差が生じると、その受信信号と参照信号の擬似ランダムパターンが互いにずれるため、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値が「＋１，０，−１」程度と極端に小さくなる。なお、参照波の位相が相対値で７だけずれると、７ビットの周期の擬似ランダム信号が１周期分だけずれるため、乗算器出力値は、位相差が０の場合と同じく極端に大きな値「＋７」を示す。

このように、ＦＳＫの場合においても、ＰＳＫの場合（図５参照）と同様に、参照信号の位相に応じた位置選択性が実現される。また、その位置選択性は、第１連続波信号に対応した参照信号と第２連続波信号に対応した参照信号とを利用して独立的かつ並行的に実現される。そのため、例えば、第１連続波信号に対する位相調整による第１目標位置と、第２連続波信号に対する位相調整による第２目標位置とを互いに異なる位置として、並行的に２つの目標位置からドプラ情報を抽出することなどが可能になる。

さらに、ＰＳＫの場合（図５参照）と同様に、図１２に示すＦＳＫの場合においても、位置選択性が擬似ランダムパターンの周期に応じた周期性を備えている。そのため、ＰＳＫの場合（図７，８参照）と同様に、ＦＳＫの場合においても体表近傍の固定組織に伴う極大成分が深さ方向に周期的に出現する。そして、やはりＰＳＫの場合（図９参照）と同様に、ＦＳＫの場合においても、擬似ランダムパターンの周期（周波数）を適宜制御することにより、極大成分の影響によるブラインドゾーンを避けつつ、ドプラ信号を検出することが可能になる。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。例えば、デジタル変調された連続波のデータをメモリなどに記憶しておきこのメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。

本発明に係る超音波診断装置の全体構成を示す機能ブロック図である。ＰＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。２つのＰＳＫ信号と送信信号の周波数スペクトラムを示す図である。４相のＰＳＫによる位置選択性を説明するための図である。乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を説明するための図である。２つの目標位置からドプラ情報を抽出する例を説明するための図である。位置選択の周期性を説明するための図である。擬似ランダム信号の周期の変化に伴うクラッタ積算電力の変化を説明するための図である。擬似ランダム信号の周期の制御例を説明するための図である。ＦＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。２つのＦＳＫ信号と送信信号の周波数スペクトラムを示す図である。ＦＳＫにおける参照波の位相と乗算器出力との関係を示す図である。

符号の説明

２１第１デジタル変調処理部、２２第２デジタル変調処理部、２３第１ＲＦ波発振器、２４第２ＲＦ波発振器、２５第１パターン発生部、２６第２パターン発生部、２７Ｉ，２７Ｑ，２８Ｉ，２８Ｑ遅延回路、４１，４２，４３，４４ＦＦＴ回路、４５，４６ドプラ情報解析部。

Claims

周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された第１連続波信号と第２連続波信号を多重化した送信信号を出力する送信信号処理部と、
前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより受信信号を得る送受波部と、
第１連続波信号に実質的に等しい波形の第１参照信号を用いて前記受信信号に対して復調処理を施すことにより第１復調信号を得て、第２連続波信号に実質的に等しい波形の第２参照信号を用いて前記受信信号に対して復調処理を施すことにより第２復調信号を得る受信信号処理部と、
第１復調信号と第２復調信号のうちの少なくとも一方の復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有し、
生体内の第１目標位置から得られる受信信号と第１参照信号の間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより第１復調信号を得て、第１復調信号から第１目標位置の生体内情報を抽出し、
生体内の第２目標位置から得られる受信信号と第２参照信号の間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより第２復調信号を得て、第２復調信号から第２目標位置の生体内情報を抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記第１連続波信号と第２連続波信号は、互いに異なる周期の信号列に基づいてデジタル変調処理された連続波である、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記第１連続波信号を介して得られる第１復調信号と前記第２連続波信号を介して得られる第２復調信号のうち、同一の目標位置における不要信号が少ない方の復調信号を利用して、当該目標位置からの生体内情報を抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記不要信号には、前記デジタル変調処理における周期的な信号列の周期に対応して、超音波の送受波方向に沿って周期的に出現する極大成分が含まれており、
前記第１復調信号と第２復調信号のうち、極大成分が目標位置からずれている方の復調信号を利用する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項１から４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記第１目標位置の深さに応じた遅延処理を施して受信信号と第１参照信号の間の遅延関係を調整することにより当該２つの信号間の相関関係を調整し、第１目標位置から得られる受信信号の信号列パターンと第１参照信号の信号列パターンとを互いに一致させ、
前記第２目標位置の深さに応じた遅延処理を施して受信信号と第２参照信号の間の遅延関係を調整することにより当該２つの信号間の相関関係を調整し、第２目標位置から得られる受信信号の信号列パターンと第２参照信号の信号列パターンとを互いに一致させる、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させた第１連続波信号と第２連続波信号を利用する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイングにより周波数を変化させた第１連続波信号と第２連続波信号を利用する、
ことを特徴とする超音波診断装置。