JP2010279531A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する超音波診断装置において改良された装置構成を提供する。
【解決手段】変調処理部２０は、周期的な信号列に基づいてＲＦ波に対して変調処理を施して連続波を発生する。変調処理部２０から出力される連続波は、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおいて遅延処理され、参照信号として受信ミキサ３０の各ミキサに供給される。遅延回路２６Ｉ，２６Ｑは、連続波に対して、生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理を施す。受信ミキサ３０は、メモリＡ（１７Ａ）に記憶された対象受信信号に後続する受信信号がメモリＢ（１７Ｂ）に記憶される処理と並行して、複数の目標位置の各々に対応した参照信号を順に用いて、対象受信信号に対して各目標位置ごとに復調処理を施すことにより、対象受信信号から複数の目標位置の各々に対応した復調信号を得る。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより生体内組織の速度に加えて生体内組織の位置を計測することができる技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報 特開２００６−１４９１６号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術に注目して研究を重ねてきた。

本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する超音波診断装置において改良された装置構成を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、周期的な信号に基づいて変調された連続波の送信信号を出力する送信信号出力部と、前記送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る送受波部と、受信信号を記憶する受信信号記憶部と、前記送信信号に実質的に等しい波形の参照信号を出力する参照信号出力部と、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る復調処理部と、復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有し、前記復調処理部は、対象受信信号に後続する受信信号が前記受信信号記憶部に記憶される処理と並行して、複数の目標位置の各々に対応した参照信号を順に用いて、対象受信信号に対して各目標位置ごとに復調処理を施すことにより、対象受信信号から複数の目標位置の各々に対応した復調信号を得る、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、対象受信信号に後続する受信信号が前記受信信号記憶部に記憶される処理と並行して、複数の目標位置の各々を順に焦点として、対象受信信号に対して各目標位置ごとにビーム形成処理を施すビーム形成部をさらに有し、前記復調処理部は、各目標位置ごとに、当該目標位置を焦点としてビーム形成処理された対象受信信号に対して、当該目標位置に対応した参照信号を用いて復調処理を施す、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記受信信号記憶部は、２つの記憶部要素を含み、一方の記憶部要素に対して前記後続する受信信号が記憶される処理と並行して、他方の記憶部要素から前記対象受信信号が読み出されて前記ビーム形成処理と前記復調処理を施される、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、前記後続する受信信号が記憶される処理の期間内に、前記対象受信信号に対するビーム形成処理と復調処理を完了させる、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号出力部は、周期Ｔの周期的な変調を施された連続波の送信信号を出力し、前記２つの記憶部要素には、周期Ｔごとに受信信号が交互に記憶される、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記各記憶部要素は、複数の振動素子に対応した複数のメモリで構成され、各振動素子から得られる受信信号がその振動素子に対応した各メモリに記憶される、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号出力部は、周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させて形成された連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号出力部は、周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイングにより周波数を変化させて形成された連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号出力部は、位相を連続的に変化させつつ周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号出力部は、前記周期的な信号列の各信号ごとにその信号の期間Ｔ内において位相を＋π／２または−π／２だけ変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号出力部は、周波数を周期的に変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を記憶する参照信号記憶部をさらに有する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記参照信号記憶部は、複数の目標位置の各々に対応した参照信号を記憶する、ことを特徴とする。

本発明により、連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する超音波診断装置において改良された装置構成が提供される。

本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態を示す図である。 ＰＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。 送信信号と受信信号と復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。 本実施形態における位置選択性を説明するための図である。 乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を説明するための図である。 ＦＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。 ＦＳＫ変調器から出力される連続波の位相変化を説明するための図である。 ＦＳＫ変調器から出力される連続波の周波数スペクトラムを説明するための図である。 ＦＳＫにおける位置選択性を説明するための図である。 ＦＳＫにおける位置選択性を説明するための図である。 ＦＳＫにおける参照波の位相と乗算器出力との関係を示す図である。 受信ＲＦ信号の記憶処理とその後段の処理を説明するための図である。 本発明に係る超音波診断装置の他の好適な実施形態を示す図である。 メモリバンクから受信ビームフォーマの構成を説明するための図である。 複数の受波信号の記憶処理とその後段の処理を説明するための図である。 参照信号メモリを設けた超音波診断装置を示す図である。 受信信号に対するビーム形成処理と復調処理を説明するための図である。

以下、本発明の好適な実施形態を説明する。

図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示す機能ブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。

本実施形態において利用される連続波は、周期的な信号に基づいて変調処理されたものである。変調処理された連続波は、変調処理部２０によって形成される。変調処理部２０は、変調信号発生部２４から供給される周期的な信号に基づいて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対して変調処理を施して連続波を発生する。変調処理部２０における変調処理としては、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などのデジタル変調処理と、周波数変調（ＦＭ）および位相変調（ＰＭ）などのアナログ変調処理が好適である。変調処理部２０において形成される連続波の波形等については後に詳述する。変調処理部２０は、変調処理された連続波を送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４へ出力する。

送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、デジタル変調された連続波が入力される。送信ビームフォーマ１４は、その連続波に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして変調処理された連続波による送信ビームが形成される。

前置増幅器１３は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号の各々に対して低雑音増幅等の処理を施す。受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、前置増幅器１３から得られる複数の振動素子に対応した複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。

受信ビームフォーマ１６において形成された受信ＲＦ信号は、メモリＡ（１７Ａ）とメモリＢ（１７Ｂ）に記憶される。そして、セレクタ１８が、メモリＡとメモリＢを適宜選択し、選択されたメモリから受信ＲＦ信号が読み出されて受信ミキサ３０へ出力される。メモリＡとメモリＢを利用した受信ＲＦ信号の記憶処理と、セレクタ１８によるメモリＡとメモリＢの選択処理については後に詳述する。

受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、変調処理された連続波（送信信号）に基づいて生成される。つまり、変調処理部２０から出力される連続波が遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理され、遅延回路２６Ｉにおいて遅延処理された連続波がミキサ３２に供給され、遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理された連続波がミキサ３４に供給される。

遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、目標位置の深さに応じた遅延量だけ連続波に遅延処理を施し、遅延された参照信号を出力する。遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、各々、例えばｎ段のシフトレジスタによって形成することができる。この場合、シフトレジスタのｎ段のタップから目標位置の深さに応じた遅延量のタップが選択され、選択されたタップから目標位置の深さに応じた参照信号（遅延処理された連続波）が出力される。

なお、遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、互いに連続波の位相をπ／２だけずらして遅延処理を行う。その結果、ミキサ３２から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、ミキサ３４から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられるＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８によって、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされて検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

後に詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号（復調信号）には、目標位置からの受信信号成分が多く含まれている。ＬＰＦ３６，３８において、その目標位置からの受信信号成分に含まれている直流信号成分が抽出される。

ＦＦＴ（高速フーリエ変換処理部）４０，４２は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ４０，４２において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ４０，４２から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報解析部４４は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ情報を抽出する。その際、予め遅延回路２６Ｉ，２６Ｑによって、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係が調整されているため、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。遅延関係の調整と目標位置からのドプラ情報の抽出との関連については、後に詳述する。ドプラ情報解析部４４は、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ情報を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力する。なお、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示処理部４６は、生体組織の深さ（位置）ごとの速度に基づいて、例えばドプラ波形や、深さと速度の情報を含むグラフなどを形成し、形成したドプラ波形やグラフなどを表示部４８にリアルタイムで表示させる。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部５０によって制御される。つまり、システム制御部５０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

次に、本実施形態における目標位置の選択性について説明する。本実施形態では、変調処理された連続波に対応した超音波を送受波して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からの生体内情報としてドプラ情報を選択的に抽出する。変調処理部２０における変調方式としては、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などのデジタル変調処理と、周波数変調（ＦＭ）および位相変調（ＰＭ）などのアナログ変調処理が好適である。そこで、各変調方式ごとに位置選択性について説明する。

＜位相シフトキーイング（ＰＳＫ）による位置選択性＞
図２は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により形成される連続波の送信信号を説明するための図である。図２（Ａ）には、ＲＦ波発振器（図１の符号２２）から出力されるＲＦ信号（ＲＦ波）の波形が示されている。ＲＦ信号は、一定の周波数（例えば５ＭＨｚ程度）の連続波である。図２（Ｂ）には、変調信号発生部（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列の一例が示されている。変調信号発生部は、例えば図２（Ｂ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。

図２（Ｃ）には、ＰＳＫ変調器として機能する変調処理部（図１の符号２０）において形成される変調された連続波（送信信号）が示されている。変調処理部は、図２（Ａ）のＲＦ信号に対して、図２（Ｂ）の２値符号に基づいて、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変調処理を施す。変調処理部は、２値符号が「１」のビット期間においてＲＦ信号の位相をそのままとし、２値符号が「−１」のビット期間においてＲＦ信号の位相を反転する（１８０度ずらす）ことにより、図２（Ｃ）の送信信号を形成する。こうして、例えば図２（Ｃ）の送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子（図１の符号１０）から出力され、受信用振動子（図１の符号１２）を介して生体内から受信信号が得られる。

図３は、送信信号と受信信号と復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。図３（Ａ）には、ＰＳＫ変調器として機能する変調処理部において形成される送信信号、つまりＰＳＫ変調された連続波の周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ₀は、ＲＦ信号の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ₀を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、擬似ランダム信号（図２（Ｂ）の２値符号）の繰り返し周波数ｆ_pである。また、周波数ｆ₀を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ₀からヌル点までの周波数間隔は、擬似ランダム信号（図２（Ｂ）の２値符号）の１ビットの時間間隔Ｔの逆数となる。

図３（Ｂ）には、受信信号の周波数スペクトラムが示されている。受信信号は、生体内における減衰を無視すると、送信信号と同じ波形となる。したがって、図３（Ｂ）に示す受信信号の周波数スペクトラムは、図３（Ａ）に示す送信信号の周波数スペクトラムとほぼ同じである。但し、生体内における超音波の伝搬時間に応じて、送信信号と受信信号との間では位相が異なる。

本実施形態では、変調処理部（図１の符号２０）において形成された送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。後に詳述するが、このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（目標位置の深さ）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなる。

図３（Ｃ）には、ミキサ処理により得られる復調信号の周波数スペクトラムが示されている。図３（Ｃ）の復調信号は、相関が最大の場合における参照信号と受信信号の乗算結果に相当する。つまり、目標位置からの受信信号と、目標位置の深さに位相を合わせた参照信号との間の乗算結果が、図３（Ｃ）の復調信号となる。

図３（Ｃ）に示す復調信号には、直流信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ₀の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、これらの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ（図１の符号３６，３８）において、高調波成分がカットされて直流信号成分のみが抽出されるため、ＦＦＴ（図１の符号４０，４２）においては、図３（Ｃ）に示す直流信号成分と周波数ｆ₀の２倍の高調波成分のうち、直流信号成分の周波数スペクトラムのみが形成される。そして、ドプラ情報解析部（図１の符号４４）において、図３（Ｃ）に示す直流信号成分の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ（図１の符号３０）において、直交検波を施しているため、流速の極性を判断することもできる。直流信号成分の周波数スペクトラムからクラッタ信号を抽出して、目標位置に存在する血管壁の位置などを算出してもよい。

図４は、本実施形態における位置選択性を説明するための図である。受信信号と参照信号の相関の鋭さは、変調信号発生部（図１の符号２４）において形成される周期的な信号列のシーケンスに依存する。相関性を鋭くするためには、周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列として、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列など、パルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。簡単な例として、ｎ＝３のＰＮ符号を用いた場合の位置選択性について、図４を用いて説明する。

ｎ＝３の場合のＰＮ符号の長さは７（＝２³―１）ビットである。このシーケンスが際限なく繰り返すので、この擬似ランダムパターンは繰り返し周期の逆数の線スペクトラムを持っている。この信号を用いて周波数ｆ₀の搬送波に０−πの２相のＰＳＫ変調をかけると、その時間波形は、先に説明した図２（Ｃ）のようになる。

受信信号は、送信信号が目標の深さに応じた遅延時間だけ遅れ、また組織によって減衰した信号である。その減衰を無視すると、例えば図４の受信信号の波形が得られる。送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相をφ₁〜φ₆まで変化させて受信信号と乗算した結果（乗算器出力）が図４に示されている。

図４から、参照信号と受信信号の位相が一致したφ₃の場合に、乗算器出力（ミキサ出力）の直流成分が最大になる。また、交流成分としては、搬送波およびその高調波成分のみとなるのも、参照信号と受信信号の位相が一致した場合の特徴である。この信号の周波数スペクトラムは、図３（Ｃ）に示したとおりである。また、図４から、位相がφ₃以外の場合には、乗算器出力として正と負の電圧がランダムに発生するので、これらの平均電圧は非常に小さくなる。

図５は、乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を説明するための図である。図５には、参照信号の位相と乗算器出力との対応関係が示されている。図５においては、ＰＮパターンの繰り返し周期ごとに合計値のピークが出現し、ピーク以外の位相では、電圧（合計値）は極端に小さくなっている。この例におけるＰＮパターンの長さは７ビットであり、約３周期分すなわち２０ビットの合計である“２０”が最大値となっている。一方、ピーク以外の位相では、合計は−２または−４であり、“２０”に比べて極端に小さい。

このように、目標位置からの受信信号に対応するように参照信号の位相を調整することにより、その目標の深さからの反射波電力とドプラ情報を選択的に検出する位置選択性が実現される。

＜周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）による位置選択性＞
図６は、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）により形成される連続波の送信信号を説明するための図である。図６（Ｉ）には、変調信号発生部（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列の一例が示されている。変調信号発生部は、例えば図６（Ｉ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列としては、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列などパルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。

図６（ＩＩ）には、ＦＳＫ変調器として機能する変調処理部（図１の符号２０）において形成される変調された連続波（送信信号）が示されている。変調処理部は、図６（Ｉ）の２値符号に基づいた周波数シフトキーイングにより、ＲＦ波（搬送波）に対してデジタル変調処理を施して連続波の送信信号を形成する。変調処理部は、例えば２値符号が「１」のビット期間において周波数ｆ₁とし２値符号が「０」のビット期間において周波数ｆ₂とすることにより、図６（ＩＩ）の超音波送信信号を形成する。

こうして、例えば図６（ＩＩ）の超音波送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子（図１の符号１０）から出力され、受信用振動子（図１の符号１２）を介して生体内から受信信号が得られる。

図７は、ＦＳＫ変調器から出力される連続波の位相変化を説明するための図である。なお、図７では、搬送波の位相は常に一定として０（ゼロ）で表現し、周波数ｆ₁あるいは周波数ｆ₂に対応して位相回転した量を表現している。周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）によりデジタル変調処理された信号を復調処理する際には、その信号の周波数を弁別すればよい。例えば、図６（ＩＩ）の連続波であれば、周波数ｆ₁と周波数ｆ₂を弁別することにより、図６（ＩＩ）の信号から図６（Ｉ）の２値符号を復調することができる。単に周波数を弁別するだけであれば、符号に対応した各周波数の位相は特に決めなくてもよい。例えば、符号の切り替わりの時点で位相が不連続に変化しても、単に周波数を弁別するだけであれば問題はない。しかし、符号変化時に位相が不連続となると、その分だけ周波数帯域が広がってしまう。そこで、符号変化時に位相が連続的に変化するように各周波数と１ビットの時間長Ｔを決めておけば、より狭い帯域でＦＳＫ変調および復調を行うことが可能となる。

図７は、その条件を満足したときの連続波の位相変化を描いたものである。図７に示す連続波の位相変化は、２値符号の符号変化時に位相が連続的に変化し、２値符号が「１」のビット期間（周波数ｆ₁の期間）において連続波の位相が＋φだけ変化し（φだけ進み）、２値符号が「０」のビット期間（周波数ｆ₂の期間）において連続波の位相が−φだけ変化する（φだけ遅れる）場合の連続波の位相変化である。

図７に示す例の連続波では、符号がどのように変化しようとも、連続波の位相が連続的に変化し、必ず図７のグラフ内の破線の増加直線または破線の減少直線上を移動するという特徴がある。さらに、符号に対応した周波数の間隔をある程度小さく設定しておけば、狭帯域のＦＳＫ連続波を得ることができる。周波数間隔が狭くなると１ビットで回転する位相も小さくなる。この位相回転量がπ／２となるように周波数間隔を設定すると、つまり１ビットの期間Ｔ内において位相を＋π／２または−π／２だけ変化させた連続波とすることにより、狭帯域でありながら、符号誤り率を小さく保った状態でデジタル信号の送受信をすることができる。このときのＦＳＫ方式は特別にＭＳＫ（Minimum Shift Keying）方式と呼ばれる。

図８は、ＦＳＫ変調器から出力される連続波の周波数スペクトラムを説明するための図である。図８には、横軸を周波数として縦軸に各周波数成分の電力を示したグラフが示されており、グラフ内には、周波数シフトキーイングにより周波数ｆ₀の搬送波（ＲＦ波）から周波数をｆ₁，ｆ₂だけ変化させたＦＳＫ信号（ＦＳＫの連続波）の周波数スペクトラムが変調度により変化する様子が示されている。なお、ＦＳＫの変調度ｍは次式のように定義される。

上式で表現される変調度ｍは、周波数差（ｆ₁とｆ₂の差）とビットレートｆ_b（bit/s.）との比であり、アナログＦＭ変調の変調度βと類似の意味を持っている。変調度ｍを大きくするということは、周波数差を大きく設定することに相当し、その結果、周波数スペクトラムは広がってゆく。したがって、例えば超音波プローブなどの周波数帯域を考慮しながら変調度ｍを設定することが望ましい。

周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）の場合においても変調処理部（図１の符号２０）で形成された送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（目標位置の深さ）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなる。

図９および図１０は、ＦＳＫにおける位置選択性を説明するための図であり、図９および図１０の各図には、目標位置からの受信信号（受信波）と参照信号（参照波）の各位相の時間変化の様子と、目標位置からの受信信号と参照信号との間の位相差の時間変化の様子が図示されている。各図において、位相φは、擬似ランダム信号の１ビットの期間Ｔにおける連続波の位相の変化である。そして、各図において位相差の時間変化については、φ＝π／２の場合における変化も図示されている。

乗算器（図１の受信ミキサ３０）は、受信信号と参照信号の両者の位相差に応じた結果（例えば電圧）を出力する。例えば、両者の位相差がπ／２，３π／２，−π／２，−３π／２の場合に乗算器の出力値が「０（ゼロ）」であり、両者の位相差が０（ゼロ），２πの場合に乗算器の出力値が「＋１」であり、両者の位相差がπ，−πの場合に乗算器の出力値が「−１」となる。

なお、図９および図１０の例においては、７ビットの周期で変化する擬似ランダムパターンを用いているが、装置を具現化する際には、例えば１００〜２００ビット程度の周期で変化する擬似ランダムパターンを用いることが望ましい。

図９は、参照信号の位相が目標位置からの受信信号と一致している場合の様子を示している。参照信号の位相が目標位置からの受信信号の位相と一致している場合には、両者の位相差は常に０（ゼロ）となる。両者の位相差が０の場合の乗算器（図１の受信ミキサ３０）の出力を「＋１」とすると、両者の位相が一致している場合に７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値は「＋７」となる。

これに対し、図１０は、参照信号の位相が目標位置からの受信信号と一致していない場合の様子を示している。

図１０は、目標位置からの受信信号（実線）に対して、参照信号（破線）の位相がＴだけ遅れている場合の様子を示している。この場合の両者の位相差は、図１０の下段に示すとおりであり、φ＝π／２の場合において、乗算器（図１の受信ミキサ３０）の出力が常に「０（ゼロ）」となり、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値も「０（ゼロ）」となる。

このように、参照信号の位相が目標位置からの受信信号の位相と一致している場合には乗算器出力の合計値が「＋７」と極端に大きくなり、両者の位相が一致していない場合には乗算器出力の合計値が例えば「０」と極端に小さくなる。

図１１は、ＦＳＫにおける参照波（参照信号）の位相と乗算器出力との関係を示す図である。図１１に示すグラフは、７ビットの周期で変化する擬似ランダムパターンを用いた例に対応しており、図１１に示すグラフの縦軸は、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値である。また、図１１に示すグラフの横軸は、受信信号に対する参照波（参照信号）の位相、つまり、受信信号と参照信号の位相差を示している。なお、図１１の横軸は、１ビットの時間であるＴを基準単位とした場合の位相の相対的な大きさを示している。

参照信号と受信信号の位相差が０（ゼロ）の場合には、その受信信号と参照信号の擬似ランダムパターンが互いに一致するため、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値は「＋７」となる。したがって、図１１において、参照波の位相が０の場合における乗算器出力値が「＋７」となっている。これに対して、参照信号と受信信号の間に位相差が生じると、その受信信号と参照信号の擬似ランダムパターンが互いにずれるため、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値が「＋１，０，−１」程度と極端に小さくなる。なお、参照波の位相が相対値で７だけずれると、７ビットの周期の擬似ランダム信号が１周期分だけずれるため、乗算器出力値は、位相差が０の場合と同じく極端に大きな値「＋７」を示す。

このように、ＦＳＫの場合においても、ＰＳＫの場合（図５参照）と同様に、参照信号の位相に応じた位置選択性がある。

＜周波数変調（ＦＭ）および位相変調（ＰＭ）による位置選択性＞
図１の変調処理部２０においてアナログ変調処理を施す場合、例えば周波数変調（ＦＭ変調）や位相変調（ＰＭ変調）を施す場合、変調処理部２０は、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波、および、変調信号発生部２４から供給される正弦波や鋸歯状波などの変調波に基づいて連続波を発生する。

周波数ｆ₀のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_mの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。次式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆ_mの比であるβはＦＭの変調指数である。

また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。なお、次式においてｆ_mに対するドプラシフトは、ｆ₀のシフト分ｆ_dに比較して小さいので無視している。

数３式で表される受信波形は、受信用振動子１２を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。図１を利用して説明したように、変調処理部２０から出力される連続波（ＦＭ連続波）が遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおいて遅延処理され、参照信号としてミキサ３２，３４に供給される。遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、互いに連続波の位相をπ／２だけずらして遅延処理を行う。従って、ミキサ３２へ供給される参照信号ｖ_rI（ｔ）と、ミキサ３４へ供給される参照信号ｖ_rQ（ｔ）は、次式のように表現できる。

数４式において、φ_mrは、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおける遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ_0rは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。

受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖ_R（ｔ）と参照信号ｖ_rI（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖ_R（ｔ）と参照信号ｖ_rQ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。

ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖ_R（ｔ）と参照信号ｖ_rI（ｔ）の乗算ｖ_DI（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ₀の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６において除去される周波数成分である。

ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。

数６式の公式を用いると、数５式はさらに次式のように計算される。

一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖ_R（ｔ）と参照信号ｖ_rQ（ｔ）の乗算ｖ_DQ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ₀の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８において除去される周波数成分である。

ここで、数７式のｖ_DI（ｔ）と数８式のｖ_DQ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖ_DI（ｔ）とｖ_DQ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆ_mの偶数次高調波成分を次式のように表現する。

次に、ｖ_DI（ｔ）とｖ_DQ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆ_mの成分、変調周波数ｆ_mの奇数次高調波成分を次式のように表現する。

数９式と数１０式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆ_dを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆ_mの成分と変調周波数ｆ_mの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。通信工学ではこの種の信号形式を両側帯波搬送波除去変調（Double-Sideband Suppressed-Carrier, DSB-SC）と呼んでいる。

ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおける遅延処理によりφ_mrを調整してφ_mと一致させた場合（φ_mr＝φ_m）を考える。φ_mrとφ_mを一致させた場合には、数５式におけるｋが０となる。この結果を数６式のベッセル関数に適用すると、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。

数１１式に示す結果を数９式と数１０式に適用すると次式のとおりとなる。

数１２式は、参照波（参照信号）の位相φ_mrを送受信間の位相差φ_mに設定すると、圧縮変換により、直流付近のドプラ信号のみが抽出できることを示している。つまり、変調波ｆ_mとその高調波成分（２ｆ_m，３ｆ_m，・・・）の付近のドプラ信号は出現しない。

このように、ベースバンド信号は、受信波と参照波間の遅延時間が完全に一致している場合は、ｆ_mおよびその高調波成分は出現せず、数１２式のように直流成分のみとなる。受信波と参照波間の遅延時間が一致していないと、両者の時間差により、変調波の高調波成分、つまりｆ_mおよびその高調波成分が発生する。高調波成分は、受信波と参照波間の時間差が“０”からわずかでもずれると発生する。

こうした特徴から、周波数変調を利用する場合においても、受信波（受信信号）と参照波（参照信号）との間の位相関係を調整することにより、ベースバンド信号の直流および直流付近の信号成分に基づいて対象とする組織の速度情報を得ることができる。この意味において、この方式による超音波診断装置を位相シフト型ＦＭＣＷ超音波ドプラシステムと称することができる。

なお、周波数変調処理に換えて、周波数変調処理と同じ角度変調の方式として一般的によく知られている位相変調処理（ＰＭ処理）を利用してもよい。つまり、搬送波信号に対して位相変調処理を施すことにより、変調処理部２０から出力されるＦＭ連続波と同じ波形あるいは同等な波形を形成してもよい。

以上のように、本実施形態においては、変調処理された連続波に対応した超音波を送受波して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からの生体内情報としてドプラ情報を選択的に抽出している。さらに、本実施形態においては、受信ＲＦ信号を２系統に分けて記憶し、記憶された２系統の受信ＲＦ信号を選択的に利用して復調処理している。そこで、受信ＲＦ信号の記憶処理と復調処理について説明する。

＜受信ＲＦ信号の記憶処理と復調処理＞
図１２は、受信ＲＦ信号の記憶処理とその後段の処理を説明するための図であり、図１の受信ビームフォーマ１６から後段における信号処理に関する図である。図１２と図１を併用してこれらの信号処理について説明する。

図１２に示す受信信号６０は、受信ビームフォーマ１６から出力される受信ＲＦ信号に対応している。受信信号６０は、周期ＴごとにメモリＡ（１７Ａ）とメモリＢ（１７Ｂ）へ交互に記憶される。周期Ｔは送信信号である連続波の変調の周期であり、変調信号発生部２４から供給される信号の周期に対応している。例えば、図４における２値符号の周期Ｔ_pが周期Ｔの具体例であり、周期Ｔは例えば超音波ビーム１本の期間に対応付けられる。

上記の記憶処理により、図１２に示すように、周期Ｔ_p1の期間の受信信号６０がメモリＡに記憶され、次の周期Ｔ_p2の期間の受信信号６０がメモリＢに記憶される。周期Ｔ_p3と周期Ｔ_p4においてもメモリＡとメモリＢに対して交互に受信信号６０が記憶される。

周期Ｔ_p1の期間の受信信号６０がメモリＡに記憶されると、セレクタ１８は、メモリＡから周期Ｔ_p1の期間の受信信号６０を読み出して受信ミキサ３０へ供給する。受信ミキサ３０においては、前述のとおり、目標位置に応じた復調処理が行われる。図１２に示す参照信号６２は、受信ミキサ３０における復調処理に利用される信号である。

図１２には、複数の深さ、つまり超音波ビームに沿った互いに異なる複数の目標位置に対応したφ₁〜φ₇の参照信号６２が図示されている。例えば、遅延回路２６Ｉがｎ段のシフトレジスタで構成され、シフトレジスタのｎ段のタップから目標位置の深さに応じた遅延量のタップが選択され、φ₁〜φ₇の参照信号６２が選択的に出力される。なお、図１２においては、説明のための例としてφ₁〜φ₇の７個の参照信号６２を用いているが、各超音波ビームに沿って数十から数百の目標位置が設定され、それに応じて数十から数百の参照信号６２が利用されてもよい。

受信ミキサ３０は、φ₁〜φ₇の参照信号６２を利用して、セレクタ１８から供給される周期Ｔ_p1の期間の受信信号６０に対して復調処理を施す。例えば、ミキサ３２において受信信号６０と各参照信号６２とが乗算され、ＬＰＦ３６を経由してＦＦＴ４０においてさらにＦＦＴ演算が実行される。ミキサ３２からＦＦＴ４０までの処理は、各参照信号６２ごとに順に実行される。つまり、φ₁の参照信号６２を利用してミキサ３２からＦＦＴ４０までの処理が時間σで実行されると、次に、φ₂の参照信号６２を利用してミキサ３２からＦＦＴ４０までの処理が時間σで実行される。同様に、φ₃〜φ₇の参照信号６２が次々に利用される。

周期Ｔ_p1の期間の受信信号６０に対するφ₁〜φ₇の全ての参照信号６２を利用した処理は、周期Ｔ_p2の期間内に完了される。つまり、周期Ｔ_p2の期間の受信信号６０がメモリＢに記憶される記憶処理の期間内に、周期Ｔ_p1の期間の受信信号６０に対する信号処理を完了させる。

周期Ｔ_p2の期間の受信信号６０がメモリＢに記憶されると、セレクタ１８は、メモリＢから周期Ｔ_p2の期間の受信信号６０を読み出して受信ミキサ３０へ供給する。そして、受信ミキサ３０においてφ₁〜φ₇の参照信号６２が次々に利用され、ミキサ３２からＦＦＴ４０において、周期Ｔ_p2の期間の受信信号６０に対する処理が実行される。そして、周期Ｔ_p3の期間の受信信号６０がメモリＡに記憶される記憶処理の期間内に、周期Ｔ_p2の期間の受信信号６０に対する信号処理を完了させる。同様に、周期Ｔ_p4の期間の受信信号６０がメモリＢに記憶される記憶処理の期間内に、周期Ｔ_p3の期間の受信信号６０に対する信号処理を完了させる。

なお、セレクタ１８において読み出された信号は、ミキサ３４に対しても供給されている。そして、ミキサ３２からＦＦＴ４０までの同相信号成分（Ｉ信号成分）に関する処理と並行して、ミキサ３４からＦＦＴ４２における直交信号成分（Ｑ信号成分）に関する処理も実行される。例えば、周期Ｔ_p2の期間の受信信号６０がメモリＢに記憶される記憶処理の期間内に、周期Ｔ_p1の期間の受信信号６０に対する同相信号成分と直交信号成分に関する信号処理を完了させる。

このように、本実施形態においては、受信ＲＦ信号を２系統に分けて記憶し、記憶された２系統の受信ＲＦ信号を選択的に利用して復調処理している。その復調処理においては、複数の深さ（目標位置）に対応した参照信号が順に利用され、複数の目標位置の各々に対応した復調信号が次々に抽出される。そのため、複数の目標位置の各々に対応した受信ミキサ３０を設ける必要がない。例えば、受信ミキサ３０が１つのみの構成であっても、複数の目標位置に対応した複数の復調信号をリアルタイムで得ることなどが可能になる。

なお、例えば、図１の遅延回路２６Ｉ，２６Ｑの各々の後段に、複数の深さ（目標位置）に対応した参照信号を記憶するメモリを設け、受信ミキサ３０において、それらのメモリに記憶された各目標位置に対応した参照信号を順に利用するようにしてもよい。また、図１においては、受信ＲＦ信号を２系統、つまりメモリＡ（１７Ａ）とメモリＢ（１７Ｂ）に分けて記憶する例を示したが、受信ＲＦ信号を３系統以上に分けて記憶し、記憶された３系統以上の受信ＲＦ信号を選択的に利用するようにしてもよい。

さらに、本発明においては、複数の目標位置の各々を焦点として受信ビームを形成しつつ、複数の目標位置の各々に対応した復調信号を得る態様も可能である。

図１３には、本発明に係る超音波診断装置の他の好適な実施形態が示されており、図１３はその全体構成を示す機能ブロック図である。図１の実施形態との比較において、図１３の実施形態は、前置増幅器１３から受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６までの構成が異なっており、その他の構成は図１の実施形態と同じである。そこで、図１の実施形態と同じ構成についての説明を適宜省略し、図１３の実施形態について説明する。

前置増幅器１３は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号の各々に対して低雑音増幅等の処理を施す。前置増幅器１３における処理後の信号、つまり、複数の振動素子に対応した複数の受波信号は、メモリバンクＡ（１５Ａ）とメモリバンクＢ（１５Ｂ）に記憶される。そして、セレクタ１８が、メモリバンクＡとメモリバンクＢを適宜選択し、選択されたメモリバンクから、複数の振動素子に対応した複数の受波信号が読み出され、受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６へ出力される。

図１４は、メモリバンクから受信ビームフォーマの構成を説明するための図である。図１４には、図１３のメモリバンクＡ（１５Ａ）とメモリバンクＢ（１５Ｂ）とセレクタ１８と受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６の詳細な構成が図示されている。

複数の振動素子、例えば振動素子１から振動素子ＮまでのＮ個の振動素子に対応したＮ個の受波信号は、メモリバンクＡとメモリバンクＢに供給される。メモリバンクＡは、振動素子１から振動素子Ｎの各々に対応したメモリ１からメモリＮによって構成される。同様に、メモリバンクＢもメモリ１からメモリＮによって構成される。

図１４の結線状態からも理解できるように、振動素子１に対応した受波信号は、メモリバンクＡのメモリ１とメモリバンクＢのメモリ１へ供給され、例えばシステム制御部５０（図１３）の制御に応じて選択された一方のメモリへ記憶される。また、振動素子２に対応した受波信号は、メモリバンクＡのメモリ２とメモリバンクＢのメモリ２へ供給されて選択的に記憶される。同様に、振動素子３から振動素子Ｎの受波信号についても、対応するメモリ３からメモリＮに記憶される。

セレクタ１８は、メモリバンクＡとメモリバンクＢから、複数の振動素子に対応した複数の受波信号を選択的に読み出す。例えば、メモリバンクＡが選択されている場合には、メモリバンクＡのメモリ１からメモリＮに記憶された複数の受波信号が読み出され、それら複数の受波信号が受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６へ供給される。同様に、メモリバンクＢが選択されている場合には、メモリバンクＢのメモリ１からメモリＮに記憶された複数の受波信号が受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６へ供給される。

受信ビームフォーマ１６は、目標位置を焦点として、複数の受波信号から受信ビーム信号を形成する。受信ビームフォーマ１６は、例えば、各受波信号に対して目標位置に応じた遅延を施してから複数の受波信号を加算する整相加算処理により、目標位置を焦点とした受信ビーム信号を形成する。形成された受信ビーム信号は受信ミキサ３０へ出力され、受信ミキサ３０において復調処理される。

図１５は、複数の受波信号の記憶処理とその後段の処理を説明するための図であり、図１４の各部における信号処理に関する図である。図１５と図１４を併用してこれらの信号処理について説明する。

複数の振動素子に対応した複数の受波信号は、周期ＴごとにメモリバンクＡ（１５Ａ）とメモリバンクＢ（１５Ｂ）へ交互に記憶される。周期Ｔは、送信信号である連続波の変調の周期であり、変調信号発生部２４から供給される信号の周期に対応している。例えば、図４における２値符号の周期Ｔ_pが周期Ｔの具体例であり、周期Ｔは例えば超音波ビーム１本の期間に対応付けられる。

上記の記憶処理により、図１５に示すように、周期Ｔ_p1の期間の複数の受波信号がメモリバンクＡに記憶され、次の周期Ｔ_p2の期間の複数の受波信号がメモリバンクＢに記憶される。図１５においては、チャンネル（ｃｈ）１〜１０までの１０個の振動素子に対応した１０個の受波信号が示されている。各チャンネルの受波信号は、選択されたメモリバンクの対応するメモリへ記憶される。例えば、周期Ｔ_p1の期間において、チャンネル１の受波信号がメモリバンクＡのメモリ１に記憶され、チャンネル２の受波信号がメモリバンクＡのメモリ２に記憶される。また、周期Ｔ_p2の期間においては、チャンネル１の受波信号がメモリバンクＢのメモリ１に記憶され、チャンネル２の受波信号がメモリバンクＢのメモリ２に記憶される。

周期Ｔ_p1の期間の複数の受波信号がメモリバンクＡに記憶されると、セレクタ１８はメモリバンクＡから周期Ｔ_p1の期間の複数の受波信号を読み出して受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６へ供給する。

受信ビームフォーマ１６は、複数の深さ、つまり超音波ビームに沿った互いに異なる複数の目標位置の各々を焦点として、各目標位置に対応した受信ビーム信号を形成する。図１５においては、互いに異なる９個の目標位置を焦点とする例が示されている。なお、超音波ビーム１本あたりの焦点の個数は、例えば数十から数百程度でもよい。受信ビームフォーマ１６は、期間ｄ₁において、深さ（目標位置）ｄ₁を焦点として、周期Ｔ_p1に対応した複数の受波信号に対して整相加算処理を施し、深さｄ₁に対応した受信ビーム信号を形成する。

深さｄ₁に対応した受信ビーム信号が形成されると、受信ミキサ３０において、深さ（目標位置）ｄ₁に対応した復調処理が行われる。つまり、受信ミキサ３０は、深さｄ₁に対応した参照信号を利用して、深さｄ₁に対応した受信ビーム信号に対して復調処理を施す。復調処理はミキサ３２，３４（図１３）の各々において実行される。さらに、ミキサ３２において復調処理された受信ビーム信号に対して、ＬＰＦ３６を経由してＦＦＴ４０においてＦＦＴ演算が実行され、同様に、ミキサ３４において復調処理された受信ビーム信号に対して、ＬＰＦ３８を経由してＦＦＴ４２においてＦＦＴ演算が実行される。

ミキサ３２からＦＦＴ４０までの処理とミキサ３４からＦＦＴ４２までの処理は並行して実行される。深さｄ₁に対応した受信ビーム信号に対するこれらの処理は、図１５に示す期間φ₁で実行される。

受信ビームフォーマ１６は、期間ｄ₁において深さｄ₁に対応したビーム形成処理を完了させると、その直後に続く期間ｄ₂において深さｄ₂に対応したビーム形成処理を実行する。受信ビームフォーマ１６は、周期Ｔ_p1に対応した複数の受波信号に基づいて、深さｄ₂に対応した受信ビーム信号を形成し、期間ｄ₂において深さｄ₂に対応したビーム形成処理を完了させる。期間φ₁と期間ｄ₂は必ずしも並行させる必要はないが、処理時間の短縮の面から図１５に示すようにこれらの期間を並行させることが望ましい。

深さｄ₂に対応した受信ビーム信号が形成されると、受信ミキサ３０において、深さ（目標位置）ｄ₂に対応した復調処理が行われ、さらに、復調処理された受信ビーム信号に対して、ＬＰＦ３６を経由してＦＦＴ４０においてＦＦＴ演算が実行され、同様に、ＬＰＦ３８を経由してＦＦＴ４２においてＦＦＴ演算が実行される。深さｄ₂に対応した受信ビーム信号に対するこれらの処理は、図１５に示す期間φ₂で実行される。

受信ビームフォーマ１６は、その後も、周期Ｔ_p1に対応した複数の受波信号に基づいて、期間ｄ₃から期間ｄ₉の各々において、深さｄ₃から深さｄ₉の各々に対応したビーム形成処理を実行する。また、各深さに対応した受信ビーム信号が形成されると、期間φ₃から期間φ₉の各々において、各深さに対応した復調処理等が実行される。

周期Ｔ_p1に対応した複数の受波信号に対するビーム形成処理とそれに引き続く復調処理等は、周期Ｔ_p2の期間内に完了される。つまり、周期Ｔ_p2に対応した複数の受波信号がメモリバンクＢに記憶される記憶処理の期間内に、周期Ｔ_p1に対応した複数の受波信号に対する信号処理を完了させる。

周期Ｔ_p2に対応した複数の受波信号がメモリバンクＢに記憶されると、セレクタ１８は、メモリバンクＢから周期Ｔ_p2に対応した複数の受波信号を読み出して受信ビームフォーマ１６へ供給する。

受信ビームフォーマ１６は、周期Ｔ_p2に対応した複数の受波信号に基づいて、超音波ビームに沿った互いに異なる複数の目標位置の各々を焦点として、各目標位置に対応した受信ビーム信号を形成する。また、受信ビームフォーマ１６において各深さに対応した受信ビーム信号が形成されると、受信ミキサ３０とその後段の各部において、各深さに対応した復調処理等が実行される。

周期Ｔ_p2に対応した複数の受波信号に対するビーム形成処理とそれに引き続く復調処理等は、周期Ｔ_p2の後の図示しない周期Ｔ_p3の期間内に完了される。つまり、周期Ｔ_p3に対応した複数の受波信号がメモリバンクＡに記憶される記憶処理の期間内に周期Ｔ_p2に対応した複数の受波信号に対する信号処理を完了させる。

このように、図１３から図１５の実施形態においては、複数の受波信号を２系統に分けて記憶し、記憶された２系統の受波信号を選択的に利用して、ビーム形成処理と復調処理等を施している。そのビーム形成処理においては、複数の深さ（目標位置）の各々を焦点として次々に受信ビーム信号が形成され、さらに、その復調処理においては、複数の深さ（目標位置）に対応した参照信号が順に利用され、複数の目標位置の各々に対応した復調信号が次々に抽出される。そのため、例えば、受信ビームフォーマ１６と受信ミキサ３０のペアが１つのみの構成であっても、複数の目標位置（深さ）に受信ビームの焦点を合わせたダイナミックフォーカスを実現することが可能になる。

なお、図１３においては、複数の受波信号を２系統つまりメモリバンクＡ（１５Ａ）とメモリバンクＢ（１５Ｂ）に分けて記憶する例を示したが、複数の受波信号を３系統以上に分けて記憶し、記憶された３系統以上の受波信号を選択的に利用するようにしてもよい。また、図１３の遅延回路２６Ｉ，２６Ｑの後段に、複数の深さ（目標位置）に対応した参照信号を記憶する参照信号メモリを設けてもよい。

図１６は、参照信号メモリを設けた超音波診断装置を説明するための図であり、図１６には、その全体構成に対応した機能ブロック図が示されている。図１３との比較において、図１６においては、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑの後段に、参照信号メモリＩ（２７Ｉ）と参照信号メモリＱ（２７Ｑ）が設けられており、さらに、メモリ制御部１９とメモリ制御部２８が設けられている。図１６の機能ブロック図に含まれる他の構成は図１３の構成と同じであり、図１６と図１３との間において同じ符号の構成が互いに対応関係にある。そこで、図１３と同じ構成についての説明を適宜省略し、図１６に係る実施形態について説明する。

参照信号メモリＩ（２７Ｉ）は、遅延回路２６Ｉにおいて遅延処理された参照信号を記憶する。図１６に係る実施形態においても、超音波ビームに沿って互いに異なる複数の目標位置が設定される。参照信号メモリＩ（２７Ｉ）には、複数の目標位置に対応した参照信号が記憶される。例えば、図１２を利用して説明したφ₁〜φ₇の参照信号６２が参照信号メモリＩ（２７Ｉ）に記憶される。

同様に、参照信号メモリＱ（２７Ｑ）は、遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理された参照信号を記憶する。例えば、図１２を利用して説明したφ₁〜φ₇の参照信号６２が参照信号メモリＱ（２７Ｑ）に記憶される。なお、既に図１を利用して説明したように、図１６においても遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、互いに連続波の位相をπ／２だけずらして遅延処理を行う。そのため、参照信号メモリＩ（２７Ｉ）と参照信号メモリＱ（２７Ｑ）に記憶された互いに同じ目標位置に対応した２つの参照信号は、互いに位相がπ／２だけずれている。

図１６に係る実施形態においても、図１５を利用して説明した処理が実行される。そこで、図１６と図１５を併用してその処理について説明する。

複数の振動素子に対応した複数の受波信号は、周期ＴごとにメモリバンクＡ（１５Ａ）とメモリバンクＢ（１５Ｂ）へ交互に記憶される。周期Ｔは、送信信号である連続波の変調の周期であり、変調信号発生部２４から供給される信号の周期に対応している。この記憶処理により、図１５に示すように、周期Ｔ_p1の期間の複数の受波信号がメモリバンクＡに記憶され、次の周期Ｔ_p2の期間の複数の受波信号がメモリバンクＢに記憶される。

周期Ｔ_p1の期間の複数の受波信号がメモリバンクＡに記憶されると、セレクタ１８を介して、メモリバンクＡから周期Ｔ_p1の期間の複数の受波信号が受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６へ供給される。受信ビームフォーマ１６は、複数の深さ、つまり超音波ビームに沿った互いに異なる複数の目標位置の各々を焦点として、各目標位置に対応した受信ビーム信号を形成する。例えば、図１５に示したように、互いに異なる９個の目標位置を焦点として受信ビームが形成される。

図１５に示したように、周期Ｔ_p1の期間に対応した複数の受波信号に関する処理を周期Ｔ_p2の期間内において完了させるためには、メモリバンクＡに記憶された複数の受波信号を周期Ｔ_p1よりも短い時間内で読み出す必要がある。そこで、図１６におけるメモリ制御部１９は、メモリバンクＡに記憶された複数の受波信号を周期Ｔ_p1よりも短い時間内で高速に読み出し、セレクタ１８を介して受信ビームフォーマ１６へ供給する。こうして、実時間上における長さが周期Ｔ_p1である各受波信号が、時間軸方向に圧縮されて（高速サンプリングされて）受信ビームフォーマ１６へ供給される。なお、メモリ制御部１９は、メモリバンクＢに記憶された複数の受波信号についても、高速に読み出してセレクタ１８を介して受信ビームフォーマ１６へ供給する。

受信ビームフォーマ１６において各深さ（目標位置）に対応した受信ビーム信号が形成されると、受信ミキサ３０において各深さに対応した復調処理が行われる。受信ミキサ３０は、例えば、深さｄ₁に対応した参照信号を利用して、深さｄ₁に対応した受信ビーム信号に対して復調処理を施す。その復調処理に利用される各深さに対応した参照信号は、参照信号メモリＩ（２７Ｉ）と参照信号メモリＱ（２７Ｑ）から読み出される。例えば深さｄ₁に対応した受信ビーム信号に対する復調処理等は、図１５に示す期間φ₁で実行される。

参照信号の実時間上における長さは、受波信号と同じであり、例えば周期Ｔ_p1である。そのため、図１５に示したように、周期Ｔ_p1の期間に対応した複数の受波信号に関する処理を周期Ｔ_p2の期間内において完了させるためには、各深さに対応した参照信号も高速に読み出す必要がある。そこで、図１６におけるメモリ制御部２８は、参照信号メモリＩ（２７Ｉ）と参照信号メモリＱ（２７Ｑ）に記憶された周期Ｔ_p1の参照信号を、各深さごとに、周期Ｔ_p1よりも短い時間内で高速に読み出して受信ミキサ３０（ミキサ３２，３４）へ供給する。こうして、実時間上における長さが周期Ｔ_p1である、各深さに対応した参照信号が、時間軸方向に圧縮されて（高速サンプリングされ）受信ミキサ３０へ供給される。

受信ミキサ３０において復調処理が実行されると、復調処理された受信ビーム信号に対して、ＬＰＦ３６，３８を経由してＦＦＴ４０，４２においてＦＦＴ演算が実行される。深さｄ₁に対応した受信ビーム信号に対するこれらの処理は、図１５に示す期間φ₁で実行される。

図１６に係る実施形態においても、図１５に示したように、周期Ｔ_p1に対応した複数の受波信号に基づいて、深さｄ₃から深さｄ₉の各々に対応したビーム形成処理が実行され、また、各深さに対応した受信ビーム信号が形成されると、各深さに対応した復調処理等が実行される。そして、周期Ｔ_p1に対応した複数の受波信号に対する処理が終了すると、周期Ｔ_p2に対応した複数の受波信号に対する処理が実行される。

このように、図１６に係る実施形態においても、複数の受波信号を２系統に分けて記憶し、記憶された２系統の受波信号を選択的に利用して、ビーム形成処理と復調処理等を施している。そのビーム形成処理においては、複数の深さ（目標位置）の各々を焦点として次々に受信ビーム信号が形成され、さらに、その復調処理においては、複数の深さ（目標位置）に対応した参照信号が順に利用され、複数の目標位置の各々に対応した復調信号が次々に抽出される。そのため、例えば、受信ビームフォーマ１６と受信ミキサ３０のペアが１つのみの構成であっても、複数の目標位置（深さ）に受信ビームの焦点を合わせたダイナミックフォーカスを実現することが可能になる。

図１７は、受信信号に対するビーム形成処理と復調処理を説明するための図であり、図１７には、図１３および図１６に係る実施形態において処理される信号が示されている。

図１７（Ａ）は、複数の振動素子（受信用の振動素子）から得られる複数の受信信号（受信ＲＦ信号）の波形を示している。図１７（Ａ）に示す波形は、変調方式としてＦＳＫを利用した場合に対応している。図１７（Ａ）においては、遅延関係を分かりやすく説明するために各受信用振動素子により目標位置から得られる受信信号が示されている。各振動素子（受信用振動素子）から目標位置までの距離が素子ごとに異なるため、図１７（Ａ）に示すように、複数の受信用振動素子に対応した複数の受信信号（目標位置からの受信信号）は時間軸方向に沿って互いにずれて受信される。

図１７（Ｂ）は、目標位置に対応するように遅延処理された複数の受信信号の波形を示している。つまり、図１７（Ａ）の複数の受信信号の各々に対して、受信ビームフォーマ１６において、目標位置に応じた遅延処理が施され、図１７（Ｂ）に示すように、複数の受信信号の位相が互いに揃えられる。

さらに、受信ビームフォーマ１６において、互いに位相を揃えられた複数の受信信号が加算され、図１７（Ｃ）の加算器出力が得られる。

そして、受信ミキサ３０において、図１７（Ｃ）の加算器出力に対して、目標位置に応じて遅延処理された図１７（Ｄ）の参照信号を用いて復調処理（乗算処理）が実行され、図１７（Ｅ）の乗算器出力が得られる。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。例えば、変調された連続波のデータをメモリなどに記憶しておきこのメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。

１６ 受信ビームフォーマ、１７Ａ メモリＡ、１７Ｂ メモリＢ、１８ セレクタ、２０ 変調処理部、２２ ＲＦ波発振器、２４ 変調信号発生部、２６Ｉ，２６Ｑ 遅延回路、４０，４２ ＦＦＴ回路、４４ ドプラ情報解析部。

Claims (13)

1. 周期的な信号に基づいて変調された連続波の送信信号を出力する送信信号出力部と、
   前記送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る送受波部と、
   受信信号を記憶する受信信号記憶部と、
   前記送信信号に実質的に等しい波形の参照信号を出力する参照信号出力部と、
   生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る復調処理部と、
   復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
   を有し、
   前記復調処理部は、対象受信信号に後続する受信信号が前記受信信号記憶部に記憶される処理と並行して、複数の目標位置の各々に対応した参照信号を順に用いて、対象受信信号に対して各目標位置ごとに復調処理を施すことにより、対象受信信号から複数の目標位置の各々に対応した復調信号を得る、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   対象受信信号に後続する受信信号が前記受信信号記憶部に記憶される処理と並行して、複数の目標位置の各々を順に焦点として、対象受信信号に対して各目標位置ごとにビーム形成処理を施すビーム形成部をさらに有し、
   前記復調処理部は、各目標位置ごとに、当該目標位置を焦点としてビーム形成処理された対象受信信号に対して、当該目標位置に対応した参照信号を用いて復調処理を施す、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記受信信号記憶部は、２つの記憶部要素を含み、
   一方の記憶部要素に対して前記後続する受信信号が記憶される処理と並行して、他方の記憶部要素から前記対象受信信号が読み出されて前記ビーム形成処理と前記復調処理を施される、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項３に記載の超音波診断装置において、
   前記後続する受信信号が記憶される処理の期間内に、前記対象受信信号に対するビーム形成処理と復調処理を完了させる、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項３または４に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号出力部は、周期Ｔの周期的な変調を施された連続波の送信信号を出力し、
   前記２つの記憶部要素には、周期Ｔごとに受信信号が交互に記憶される、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項３から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記各記憶部要素は、複数の振動素子に対応した複数のメモリで構成され、
   各振動素子から得られる受信信号がその振動素子に対応した各メモリに記憶される、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号出力部は、周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させて形成された連続波の送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
8. 請求項１から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号出力部は、周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイングにより周波数を変化させて形成された連続波の送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
9. 請求項８に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号出力部は、位相を連続的に変化させつつ周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
10. 請求項９に記載の超音波診断装置において、
    前記送信信号出力部は、前記周期的な信号列の各信号ごとにその信号の期間Ｔ内において位相を＋π／２または−π／２だけ変化させた連続波の送信信号を出力する、
    ことを特徴とする超音波診断装置。
11. 請求項１から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
    前記送信信号出力部は、周波数を周期的に変化させた連続波の送信信号を出力する、
    ことを特徴とする超音波診断装置。
12. 請求項１から１１のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
    生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を記憶する参照信号記憶部をさらに有する、
    ことを特徴とする超音波診断装置。
13. 請求項１２に記載の超音波診断装置において、
    前記参照信号記憶部は、複数の目標位置の各々に対応した参照信号を記憶する、
    ことを特徴とする超音波診断装置。

Images