JP2009297444A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】連続波を利用して超音波を送受波して超音波プローブと装置本体との間で信号を無線で送受信する超音波診断装置を提供する。
【解決手段】変調器２０は、周期的な信号に基づいてＲＦ波に対して変調処理を施して連続波を発生する。変調器２０から出力される連続波は、遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理され、参照信号として受信ミキサ３０の各ミキサに供給される。遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、目標位置の深さに応じた遅延量だけ連続波に遅延処理を施し、遅延された参照信号を出力する。これにより、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理が行われる。復調処理された信号は、超音波プローブ１００から装置本体２００へ無線送信される。そして、装置本体２００のドプラ情報解析部８０において目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波プローブと装置本体との間で信号を無線で送受信する超音波診断装置に関する。

本願発明者らは、超音波プローブで得られたエコーデータなどを装置本体へ無線送信するワイヤレス型の超音波診断装置を提案している（特許文献１参照）。ワイヤレス型の超音波診断装置では、超音波プローブの送信アンテナから、超音波信号などによって変調された無線信号が空間内へ送信される。そして、装置本体に設けられた受信アンテナによってその無線信号が受信され、受信された信号が装置本体内において復調されて画像処理などが行われる。

一方において、超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している（特許文献２参照）。

特開２００７−１９００６７号公報 特開２００５−２５３９４９号公報

特許文献１に記載された無線化に関する技術や、特許文献２に記載された連続波に関する技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、これらの画期的な技術の融合化についてさらに研究開発を重ねてきた。

本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して超音波を送受波して超音波プローブと装置本体との間で信号を無線で送受信する超音波診断装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、超音波プローブと装置本体との間で信号を無線で送受信する超音波診断装置において、前記超音波プローブは、連続波の超音波送信信号を出力する超音波送信処理部と、超音波送信信号に対応した超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより超音波受信信号を得る送受波部と、実質的に超音波送信信号に等しい波形の参照信号を用いて超音波受信信号に対して復調処理を施すことにより超音波復調信号を得る超音波受信処理部と、超音波復調信号に対応した信号を装置本体へ無線送信する無線送信部と、を有し、前記装置本体は、前記超音波プローブから無線送信される信号を受信する無線受信部と、無線受信部によって受信された信号から超音波復調信号を復元する無線信号処理部と、復元された超音波復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波送信処理部は、周期的な信号に基づいて変調処理された連続波の超音波送信信号を出力し、前記超音波受信処理部は、生体内の目標位置から得られる超音波受信信号と参照信号との間の相関関係を調整して復調処理を施し、これにより、前記生体内情報抽出部において目標位置からの生体内情報が選択的に抽出される、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、目標位置の深さに応じた遅延量だけ参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる超音波受信信号と参照信号との間の相関を強める、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、前記超音波プローブと前記装置本体との間で参照信号の遅延量に関する信号を無線で送受信する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記無線送信部は、超音波復調信号の同相成分と直交成分とを多重化した信号を無線送信し、前記無線信号処理部は、無線受信部によって受信された信号から超音波復調信号の同相成分と直交成分を分割して復元する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波プローブは、超音波復調信号の周波数スペクトラムを得るスペクトラム演算部をさらに有し、当該周波数スペクトラムに対応した信号を装置本体へ無線送信する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波送信処理部は、周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイングにより周波数を変化させて形成された連続波の超音波送信信号を出力することを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波送信処理部は、周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させて形成された連続波の超音波送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波送信処理部は、搬送波信号に対して周波数変調処理を施すことにより形成された連続波の超音波送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波送信処理部は、搬送波信号に対して位相変調処理を施すことにより形成された連続波の超音波送信信号を出力する、ことを特徴とする。

本発明により、連続波を利用して超音波を送受波して超音波プローブと装置本体との間で信号を無線で送受信する超音波診断装置が提供される。

以下、本発明の好適な実施形態を説明する。

図１には本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示す機能ブロック図である。本実施形態の超音波診断装置は、超音波プローブ１００と装置本体２００で構成されており、超音波プローブ１００で取得されたエコー情報が各種信号処理を経て無線信号で装置本体２００へ送信される。

超音波プローブ１００は、生体内へ超音波の送信波を連続的に送波する送信用振動子１０と、生体内からの反射波を連続的に受波する受信用振動子１２とを備えている。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０と受信用振動子１２の各々を１つの振動子で実現する場合には、ビームフォーマなどの機能を省略でき、超音波プローブ１００の小型化や軽量化が可能になる。

本実施形態において利用される連続波は、周期的な信号に基づいて変調処理されることが望ましい。変調処理された連続波は、変調器２０によって形成される。変調器２０は、変調信号発生器２４から供給される周期的な信号に基づいて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対して変調処理を施して連続波を発生する。変調器２０における変調処理としては、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）や位相シフトキーイング（ＰＳＫ）などのデジタル変調処理と、周波数変調（ＦＭ）および位相変調（ＰＭ）などのアナログ変調処理が好適である。

電力増幅器１４は、変調された連続波を電力増幅して送信用振動子１０に供給する。そして、変調された連続波に対応する送信波が送信用振動子１０から送波され、生体内からの反射波が連続的に受信用振動子１２によって受波される。

前置増幅器１６は、受信用振動子１２から供給される受波信号に対して低雑音増幅等の受信処理を施し、受信ＲＦ信号を形成して受信ミキサ３０へ出力する。受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、変調された連続波（超音波送信信号）に基づいて生成される。つまり、変調器２０から出力される連続波が遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理され、遅延回路２６Ｉにおいて遅延処理された連続波がミキサ３２に供給され、遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理された連続波がミキサ３４に供給される。

遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、目標位置の深さに応じた遅延量だけ連続波に遅延処理を施し、遅延された参照信号を出力する。遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑの各々は、例えば移相器あるいは遅延線などによって形成することができる。また、遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑの各々は、例えばｎ段のシフトレジスタによって形成することもできる。この場合、シフトレジスタのｎ段のタップから目標位置の深さに応じた遅延量のタップが選択され、選択されたタップから目標位置の深さに応じた参照信号（遅延処理された連続波）が出力される。

なお、遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、互いに連続波の位相をπ／２だけずらして遅延処理を行う。その結果、ミキサ３２から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、ミキサ３４から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられるＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８によって、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされて検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

後に詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号（復調信号）には、目標位置からの受信信号成分が多く含まれている。ＬＰＦ３６，３８において、その目標位置からの受信信号成分に含まれている直流信号成分が抽出される。そして、ＡＤＣ（アナログデジタルコンバータ）４０，４２によって、同相信号成分および直交信号成分の各々がアナログ信号からデジタル信号へ変換される。

ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）４４，４６は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ回路４４，４６において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ回路４４，４６から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ＭＵＸ（マルチプレクサ）４８は、同相信号成分のデータと直交信号成分のデータを多重化する。ＭＵＸ４８は、例えば、ＦＦＴ回路４４から出力されるデータとＦＦＴ回路４６から出力されるデータを時分割多重して１本のストリームを形成する。また、ＭＵＸ４８は、例えば、無線による送受信の周波数帯域内において、ＦＦＴ回路４４から出力されるデータ用の帯域とＦＦＴ回路４６から出力されるデータ用の帯域とを割り当てるようにしてもよい。

なお、ＭＵＸ４８には、遅延量の信号も入力されている。この遅延量は、遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑにおける参照信号に対する遅延処理の遅延量であり、後に詳述するように、生体内の目標位置の深さに対応する量である。ＭＵＸ４８は、ＦＦＴ回路４４，４６から出力される周波数スペクトラムのデータに加えて遅延量の信号（データ）も多重化する。

無線送信部５０は、ＭＵＸ４８において多重化されたデータに対して、無線送信のための各種信号処理を施して無線送信信号を形成する。無線送信部５０は、ＭＵＸ４８から出力されるデータに対して、例えば、無線送信用の変調処理を施す。無線送信用の変調処理としては、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）や位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）などのデジタル変調処理が好適である。但し、これらのデジタル変調処理以外の変調方式を利用してもよい。また、無線送信部５０は、無線送信されるデータに対して、誤り訂正のための符号処理などを施してもよい。

無線送信部５０において形成された無線送信信号は電力増幅され、送信アンテナ５２から電波として送信される。送信アンテナ５２は、例えば、平面アンテナである。

超音波プローブ１００内の各部は、プローブ制御部６０によって制御される。プローブ制御部６０は、例えば、超音波の送信制御や受信制御や参照信号の遅延制御などを行う。

超音波プローブ１００から送信された無線信号は、装置本体２００の受信アンテナ７２によって受信され無線受信部７４に送られる。

無線受信部７４は、受信された無線信号に前置増幅処理や電力増幅処理などを施し、さらに、無線送信用の変調処理が施された無線信号に対して無線受信用の復調処理を施す。これにより、超音波プローブ１００の無線送信部５０によって変調される前のデータ、つまりＭＵＸ４８から出力されるデータが再生（復元）される。

ＤＥ−ＭＵＸ（デマルチプレクサ）７６は、無線受信部７４から出力されるデータ、つまり、ＭＵＸ４８において多重化されたデータから、同相信号成分のデータと直交信号成分のデータを分割する。これにより、ＦＦＴ回路４４，４６から出力される周波数スペクトラムデータが復元される。

ドプラ情報解析部８０は、復調信号の周波数スペクトラムからドプラ情報を抽出する。その際、予め遅延回路２６Ｉ，２６Ｑによって、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係が調整されているため、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。遅延関係の調整と目標位置からのドプラ情報の抽出との関連については後に詳述する。ドプラ情報解析部８０は、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ情報を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力する。なお、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示処理部８２は、生体組織の深さ（位置）ごとの速度に基づいて、例えばドプラ波形や、深さ速度の情報を含むグラフなどを形成し、形成したドプラ波形やグラフなどを表示部８４にリアルタイムで表示させる。

目標位置の深さは、超音波プローブ１００から無線送信される遅延量のデータに基づいて装置本体２００において確認される。なお、目標位置の深さに関するデータを装置本体２００から超音波プローブ１００へ無線送信し、超音波プローブ１００のプローブ制御部６０が装置本体２００からの送信された深さデータに応じた遅延量で参照信号の遅延制御を行うようにしてもよい。

このように、本実施形態では、超音波プローブ１００により連続波を利用して超音波を送受波し、さらに、超音波プローブ１００と装置本体２００との間で信号を無線で送受信する超音波診断装置を実現している。

なお、図１において超音波プローブ１００内に設けられたＦＦＴ回路４４，４６を装置本体２００のＤＥ−ＭＵＸ７６の後段に移設してもよい。この場合にはＭＵＸ４８においてＡＤＣ４０，４２から出力されるデータが多重化され、ＤＥ−ＭＵＸ７６においてＡＤＣ４０，４２から出力されるデータが復元されて、装置本体２００側に移設されたＦＦＴ回路４４，４６において同相成分と直交成分の周波数スペクトラムが形成される。

また、図１において超音波プローブ１００内に設けられたＡＤＣ４０，４２とＦＦＴ回路４４，４６を装置本体２００のＤＥ−ＭＵＸ７６の後段に移設してもよい。この場合には、ＬＰＦ３６，３８から出力される同相成分のアナログ信号と直交成分のアナログ信号がＭＵＸ４８において多重化される。ＭＵＸ４８は、例えば、互いに周波数の異なる第１搬送波と第２搬送波を用いて、第１搬送波で同相成分のアナログ信号の無線送信信号を形成し、第２搬送波で直交成分のアナログ信号の無線送信信号を形成する。そして、ＤＥ−ＭＵＸ７６において、第１搬送波に対応した参照波を用いて同相成分のアナログ信号を復調し、第２搬送波に対応した参照波を用いて直交成分のアナログ信号を復調する。

超音波プローブ１００からＡＤＣ４０，４２やＦＦＴ回路４４，４６を無くすことにより、超音波プローブ１００の小型化や軽量化が可能になる。

次に、本実施形態における目標位置の選択性について説明する。本実施形態では、変調処理された連続波に対応した超音波を送受波して超音波受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と超音波受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの超音波受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からの生体内情報としてドプラ情報を選択的に抽出する。変調器２０における変調方式としては、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）や位相シフトキーイング（ＰＳＫ）などのデジタル変調処理と、周波数変調（ＦＭ）および位相変調（ＰＭ）などのアナログ変調処理が好適である。そこで、各変調方式ごとに位置選択性について説明する。

＜周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）による位置選択性＞
図２は、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）により形成される連続波の超音波送信信号を説明するための図である。図２（Ｉ）には、変調信号発生器（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列の一例が示されている。変調信号発生器は、例えば図２（Ｉ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列としては、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列などパルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。

図２（ＩＩ）には、ＦＳＫ変調器として機能する変調器（図１の符号２０）において形成される変調された連続波（超音波送信信号）が示されている。ＦＳＫ変調器は、図２（Ｉ）の２値符号に基づいた周波数シフトキーイングにより、ＲＦ波（搬送波）に対してデジタル変調処理を施して連続波の送信信号を形成する。ＦＳＫ変調器は、例えば２値符号が「１」のビット期間において周波数ｆ_１とし２値符号が「０」のビット期間において周波数ｆ_２とすることにより、図２（ＩＩ）の超音波送信信号を形成する。

こうして、例えば図２（ＩＩ）の超音波送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子（図１の符号１０）から出力され、受信用振動子（図１の符号１２）を介して生体内から受信信号が得られる。

図３は、ＦＳＫ変調器から出力される連続波の位相の変化を説明するための図である。周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）によりデジタル変調処理された信号を復調処理する際には、その信号の周波数を弁別すればよい。例えば図２（ＩＩ）の連続波であれば、周波数ｆ_１と周波数ｆ_２を弁別することにより、図２（ＩＩ）の信号から図２（Ｉ）の２値符号を復調することができる。単に周波数を弁別するだけであれば、符号に対応した各周波数の位相は特に決めなくてもよい。例えば、符号の切り替わりの時点で位相が不連続に変化しても、単に周波数を弁別するだけであれば問題はない。しかし、符号変化時に位相が不連続となると、その分だけ周波数帯域が広がってしまう。そこで、符号変化時に位相が連続的に変化するように各周波数と１ビットの時間長Ｔを決めておけば、より狭い帯域でＦＳＫ変調および復調を行うことが可能となる。

図３は、その条件を満足したときの連続波の位相変化を描いたものである。図３に示す連続波の位相変化は、２値符号の符号変化時に位相が連続的に変化し、２値符号が「１」のビット期間（周波数ｆ_１の期間）において連続波の位相が＋φだけ変化し（φだけ進み）、２値符号が「０」のビット期間（周波数ｆ_２の期間）において連続波の位相が−φだけ変化する（φだけ遅れる）場合の連続波の位相変化である。

本実施形態では、変調器（図１の符号２０）において形成された送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（目標位置の深さ）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなる。

図４から図６は、ＦＳＫの場合における位置選択性を説明するための図であり、図４から図６の各図には、目標位置からの受信信号（受信波）と参照信号（参照波）の各位相の時間変化の様子と、目標位置からの受信信号と参照信号との間の位相差の時間変化の様子が図示されている。図４から図６の各図において、位相φは、擬似ランダム信号の１ビットの期間Ｔにおける連続波の位相の変化である。そして、各図において位相差の時間変化については、φ＝π／２の場合における変化も図示されている。

乗算器（図１の受信ミキサ３０）は、受信信号と参照信号の両者の位相差に応じた結果（例えば電圧）を出力する。例えば、両者の位相差がπ／２，３π／２，−π／２，−３π／２の場合に乗算器の出力値が「０（ゼロ）」であり、両者の位相差が０（ゼロ），２πの場合に乗算器の出力値が「＋１」であり、両者の位相差がπ，−πの場合に乗算器の出力値が「−１」となる。

なお、図４から図６の例においては、７ビットの周期で変化する擬似ランダムパターンを用いているが、装置を具現化する際には、例えば１００〜２００ビット程度の周期で変化する擬似ランダムパターンを用いることが望ましい。

図４は、参照信号の位相が目標位置からの受信信号と一致している場合の様子を示している。参照信号の位相が目標位置からの受信信号の位相と一致している場合には、両者の位相差は常に０（ゼロ）となる。両者の位相差が０の場合の乗算器（図１の受信ミキサ３０）の出力を「＋１」とすると、両者の位相が一致している場合に７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値は「＋７」となる。

これに対し、図５，図６は、参照信号の位相が目標位置からの受信信号と一致していない場合の様子を示している。

図５は、目標位置からの受信信号（実線）に対して、参照信号（破線）の位相がＴだけ遅れている場合の様子を示している。この場合の両者の位相差は、図５の下段に示すとおりであり、φ＝π／２の場合において、乗算器（図１の受信ミキサ３０）の出力が常に「０（ゼロ）」となり、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値も「０（ゼロ）」となる。

また、図６は、目標位置からの受信信号（実線）に対して、参照信号（破線）の位相が２Ｔだけ遅れている場合の様子を示している。この場合の両者の位相差は、図６の下段に示すとおりであり、φ＝π／２の場合において、乗算器（図１の受信ミキサ３０）の出力は「＋１」と「−１」をランダムに繰り返し、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値が「＋１」となる。

このように、参照信号の位相が目標位置からの受信信号の位相と一致している場合には乗算器出力の合計値が「＋７」と極端に大きくなり、両者の位相が一致していない場合には乗算器出力の合計値が「０」や「＋１」と極端に小さくなる。

図７は、参照波の位相と乗算器出力との関係を示す図である。図７に示すグラフは、図４から図６の例に対応しており、図７に示すグラフの縦軸は、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値である。また、図７に示すグラフの横軸は、受信信号に対する参照波（参照信号）の位相、つまり、受信信号と参照信号の位相差を示している。なお、図７の横軸は、１ビットの時間であるＴを基準単位とした場合の位相の相対的な大きさを示している。

参照信号と受信信号の位相差が０（ゼロ）の場合には、図４を利用して説明したように、乗算器出力の合計値は「＋７」となる。したがって、図７において、参照波の位相が０の場合における乗算器出力値が「＋７」となっている。また、図５，図６を利用して説明したように、位相差がＴの場合における乗算器出力値は「０」となり、位相差が２Ｔの場合における乗算器出力値は「＋１」となる。したがって、図７において、参照波の位相が１の場合における乗算器出力値は「０」となり、参照波の位相が２の場合における乗算器出力値は「＋１」となっている。

図７には、参照波の位相を３，４，５，６，７，・・・とさらに変化させた場合の乗算器出力値も示している。乗算器出力値（７ビットの期間内の合計値）は、位相差が存在する場合に比べて、位相差が０（ゼロ）の場合に極端に大きな値「＋７」を示していることがわかる。また、参照波の位相が相対値で７だけずれると、７ビットの周期の擬似ランダム信号が１周期分だけずれるため、乗算器出力値は、位相差が０の場合と同じく極端に大きな値「＋７」を示す。

図８は、ＦＳＫの場合における復調信号を説明するための図であり、図８には、ミキサ処理により得られる復調信号の周波数スペクトラムが示されている。図８の復調信号は、相関が最大の場合における参照信号と受信信号の乗算結果に相当する。つまり、目標位置からの受信信号と、目標位置の深さに位相を合わせた参照信号との間の乗算結果が、図８の復調信号となる。

図８に示す復調信号には、直流信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ_０の２倍の高調波成分が含まれている。なお、図２（ＩＩ）に示したように、ＦＳＫによりデジタル変調された連続波の周波数は、例えば周波数ｆ_１と周波数ｆ_２をランダムに繰り返す。周波数ｆ_１と周波数ｆ_２の差が小さく、二つの周波数に対応したスペクトラムが周波数ｆ_０のスペクトラムとして重なって検出できる程度の場合には、図８のような周波数スペクトラムとなる。

ドプラ信号は、直流信号成分と周波数ｆ_０の２倍の高調波成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ（図１の符号３６，３８）において、高調波成分がカットされて直流信号成分のみが抽出されるため、ＦＦＴ回路（図１の符号４４，４６）においては、図８に示す直流信号成分と周波数ｆ_０の２倍の高調波成分のうち、直流信号成分の周波数スペクトラムのみが形成される。そして、ドプラ情報解析部（図１の符号８０）において、図８に示す直流信号成分の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ（図１の符号３０）において、直交検波を施しているため、流速の極性を判断することもできる。直流信号成分の周波数スペクトラムからクラッタ信号を抽出して、目標位置に存在する血管壁の位置などを算出してもよい。

＜位相シフトキーイング（ＰＳＫ）による位置選択性＞
図９は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により形成される連続波の送信信号を説明するための図である。図９（Ａ）には、ＲＦ波発振器（図１の符号２２）から出力されるＲＦ信号（ＲＦ波）の波形が示されている。ＲＦ信号は、一定の周波数（例えば５ＭＨｚ程度）の連続波である。図９（Ｂ）には、変調信号発生器（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列の一例が示されている。変調信号発生器は、例えば図９（Ｂ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。

図９（Ｃ）には、ＰＳＫ変調器として機能する変調器（図１の符号２０）において形成される変調された連続波（送信信号）が示されている。ＰＳＫ変調器は、図９（Ａ）のＲＦ信号に対して、図９（Ｂ）の２値符号に基づいて、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変調処理を施す。ＰＳＫ変調器は、２値符号が「１」のビット期間においてＲＦ信号の位相をそのままとし、２値符号が「−１」のビット期間においてＲＦ信号の位相を反転する（１８０度ずらす）ことにより、図９（Ｃ）の送信信号を形成する。こうして、例えば図９（Ｃ）の送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子（図１の符号１０）から出力され、受信用振動子（図１の符号１２）を介して生体内から受信信号が得られる。

図１０は、ＰＳＫの場合における位置選択性を説明するための図である。受信信号と参照信号の相関の鋭さは、変調信号発生器（図１の符号２４）において形成される周期的な信号列のシーケンスに依存する。相関性を鋭くするためには、周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列として、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列など、パルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。簡単な例として、ｎ＝３のＰＮ符号を用いた場合の位置選択性について、図１０を用いて説明する。

ｎ＝３の場合のＰＮ符号の長さは７（＝２^３―１）ビットである。このシーケンスを際限なく繰り返すので、この擬似ランダムパターンは繰り返し周期の逆数の線スペクトラムを持っている。この信号を用いて周波数ｆ_０の搬送波に０−πの２相でＰＳＫ変調をすると、その時間波形は、先に説明した図９（Ｃ）のようになる。

受信信号は、送信信号が目標の深さに応じた遅延時間だけ遅れ、また組織によって減衰した信号である。その減衰を無視すると、例えば図１０の受信信号の波形が得られる。送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相をφ_１〜φ_６まで変化させて受信信号と乗算した結果（乗算器出力）が図１０に示されている。

図１０から、参照信号と受信信号の位相が一致したφ_３の場合に、乗算器出力（ミキサ出力）の直流成分が最大になる。また、交流成分としては、搬送波およびその高調波成分のみとなるのも、参照信号と受信信号の位相が一致した場合の特徴である。図１０から、位相がφ_３以外の場合には、乗算器出力として正と負の電圧がランダムに発生するので、これらの平均電圧は非常に小さくなる。

参照信号と受信信号の位相が一致した場合の復調信号の周波数スペクトラムは、ＦＳＫの場合と同様であり、ＰＳＫの場合においても図８のようになる。そのため、ＰＳＫの場合にも、ドプラ情報解析部（図１の符号８０）において、図８に示す直流信号成分の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ（図１の符号３０）において、直交検波を施しているため、流速の極性を判断することもできる。直流信号成分の周波数スペクトラムからクラッタ信号を抽出して、目標位置に存在する血管壁の位置などを算出してもよい。

＜周波数変調（ＦＭ）および位相変調（ＰＭ）による位置選択性＞
図１の変調器２０においてアナログ変調処理を施す場合、例えば周波数変調（ＦＭ変調）や位相変調（ＰＭ変調）を施す場合、変調器２０は、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波、および、変調信号発生器２４から供給される正弦波や鋸歯状波などの変調波に基づいて連続波を発生する。

周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_ｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。次式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆ_ｍの比であるβはＦＭの変調指数である。

また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。なお、次式においてｆ_ｍに対するドプラシフトは、ｆ_０のシフト分ｆ_ｄに比較して小さいので無視している。

数２式で表される受信波形は、受信用振動子１２を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。図１を利用して説明したように、変調器２０から出力される連続波（ＦＭ連続波）が遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおいて遅延処理され、参照信号としてミキサ３２，３４に供給される。遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、互いに連続波の位相をπ／２だけずらして遅延処理を行う。従って、ミキサ３２へ供給される参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）と、ミキサ３４へ供給される参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）は、次式のように表現できる。

数３式において、φ_ｍｒは、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおける遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ_０ｒは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。

受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。

ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＩ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６において除去される周波数成分である。

ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。

数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。

一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＱ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８において除去される周波数成分である。

ここで、数６式のｖ_ＤＩ（ｔ）と数７式のｖ_ＤＱ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆ_ｍの偶数次高調波成分を次式のように表現する。

次に、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆ_ｍの成分、変調周波数ｆ_ｍの奇数次高調波成分を次式のように表現する。

数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆ_ｄを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆ_ｍの成分と変調周波数ｆ_ｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。通信工学ではこの種の信号形式を両側帯波搬送波除去変調（Double-Sideband Suppressed-Carrier, DSB-SC）と呼んでいる。

ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおける遅延処理によりφ_ｍｒを調整してφ_ｍと一致させた場合（φ_ｍｒ＝φ_ｍ）を考える。φ_ｍｒとφ_ｍを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果を数５式のベッセル関数に適用すると、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。

数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。

数１１式は、参照波（参照信号）の位相φ_ｍｒを送受信間の位相差φ_ｍに設定すると、圧縮変換により、直流付近のドプラ信号のみが抽出できることを示している。つまり、変調波ｆ_ｍとその高調波成分（２ｆ_ｍ，３ｆ_ｍ，・・・）の付近のドプラ信号は出現しない。

このように、ベースバンド信号は、受信波と参照波間の遅延時間が完全に一致している場合は、ｆ_ｍおよびその高調波成分は出現せず、数１１式のように直流成分のみとなる。受信波と参照波間の遅延時間が一致していないと、両者の時間差により、変調波の高調波成分、つまりｆ_ｍおよびその高調波成分が発生する。高調波成分は、受信波と参照波間の時間差が“０”からわずかでもずれると発生する。

こうした特徴から、周波数変調を利用する場合においても、受信波（受信信号）と参照波（参照信号）との間の位相関係を調整することにより、ベースバンド信号の直流および直流付近の信号成分に基づいて対象とする組織の速度情報を得ることができる。この意味において、この方式による超音波診断装置を位相シフト型ＦＭＣＷ超音波ドプラシステムと称することができる。

なお、周波数変調処理に換えて、周波数変調処理と同じ角度変調の方式として当業者において明らかな位相変調処理（ＰＭ処理）を利用してもよい。つまり、搬送波信号に対して位相変調処理を施すことにより、変調器２０から出力されるＦＭ連続波と同じ波形あるいは同等な波形を形成してもよい。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。例えば、変調された連続波のデータをメモリなどに記憶しておき、そのメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波（超音波送信信号）を生成してもよい。

本発明に係る超音波診断装置の全体構成を示す機能ブロック図である。 ＦＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。 ＦＳＫ変調器から出力される連続波の位相変化を説明するための図である。 参照信号の位相が受信信号と一致している場合の様子を示す図である。 参照信号の位相がＴだけ遅れている場合の様子を示す図である。 参照信号の位相が２Ｔだけ遅れている場合の様子を示す図である。 参照波の位相と乗算器出力との関係を示す図である。 ＦＳＫの場合における復調信号を説明するための図である。 ＰＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。 ＰＳＫの場合における位置選択性を説明するための図である。

符号の説明

２０ 変調器、２２ ＲＦ波発振器、２４ 変調信号発生器、２６Ｉ，２６Ｑ 遅延回路、４４，４６ ＦＦＴ回路、４８ ＭＵＸ、５０ 無線送信部、７４ 無線受信部、７６ ＤＥ−ＭＵＸ、８０ ドプラ情報解析部。

Claims (10)

1. 超音波プローブと装置本体との間で信号を無線で送受信する超音波診断装置において、
   前記超音波プローブは、
   連続波の超音波送信信号を出力する超音波送信処理部と、
   超音波送信信号に対応した超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより超音波受信信号を得る送受波部と、
   実質的に超音波送信信号に等しい波形の参照信号を用いて超音波受信信号に対して復調処理を施すことにより超音波復調信号を得る超音波受信処理部と、
   超音波復調信号に対応した信号を装置本体へ無線送信する無線送信部と、
   を有し、
   前記装置本体は、
   前記超音波プローブから無線送信される信号を受信する無線受信部と、
   無線受信部によって受信された信号から超音波復調信号を復元する無線信号処理部と、
   復元された超音波復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
   を有する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記超音波送信処理部は、周期的な信号に基づいて変調処理された連続波の超音波送信信号を出力し、
   前記超音波受信処理部は、生体内の目標位置から得られる超音波受信信号と参照信号との間の相関関係を調整して復調処理を施し、
   これにより、前記生体内情報抽出部において目標位置からの生体内情報が選択的に抽出される、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   目標位置の深さに応じた遅延量だけ参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる超音波受信信号と参照信号との間の相関を強める、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項３に記載の超音波診断装置において、
   前記超音波プローブと前記装置本体との間で参照信号の遅延量に関する信号を無線で送受信する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記無線送信部は、超音波復調信号の同相成分と直交成分とを多重化した信号を無線送信し、
   前記無線信号処理部は、無線受信部によって受信された信号から超音波復調信号の同相成分と直交成分を分割して復元する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記超音波プローブは、超音波復調信号の周波数スペクトラムを得るスペクトラム演算部をさらに有し、当該周波数スペクトラムに対応した信号を装置本体へ無線送信する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
7. 請求項２から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記超音波送信処理部は、周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイングにより周波数を変化させて形成された連続波の超音波送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
8. 請求項２から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記超音波送信処理部は、周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させて形成された連続波の超音波送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
9. 請求項２から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記超音波送信処理部は、搬送波信号に対して周波数変調処理を施すことにより形成された連続波の超音波送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
10. 請求項２から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
    前記超音波送信処理部は、搬送波信号に対して位相変調処理を施すことにより形成された連続波の超音波送信信号を出力する、
    ことを特徴とする超音波診断装置。

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