JP2011217897A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において目標位置の選択性を向上させる。
【解決手段】２相ＰＳＫ変調処理部２２Ａは、コードＡを用いて搬送波信号に対して２相のＰＳＫ変調処理を施す。２相ＰＳＫ変調処理部２２Ｂは、コードＢを用いてπ／２シフト回路２１を介して得られる搬送波信号に対して２相のＰＳＫ変調処理を施す。コードＡとコードＢは互いに相補関係にある。合成処理部２４は、２相ＰＳＫ変調処理部２２Ａから出力されるＰＳＫ変調処理後の搬送波信号と２相ＰＳＫ変調処理部２２Ｂから出力されるＰＳＫ変調処理後の搬送波信号とを合成し、ＱＰＳＫ連続波の送信信号を形成する。受信ミキサ３０は、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、その目標位置に対応した復調信号を得る。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報 特開２００８−２８９８５１号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。

本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において目標位置の選択性を向上させることにある。

上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、互いに相補関係にある２つの周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。

望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、符号長Ｎの第１符号列_Ｎを繰り返す周期的な信号列と、符号長Ｎの第２符号列_Ｎを繰り返す周期的な信号列と、に基づいてデジタル変調処理された連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記符号長Ｎは２の累乗であり、前記第１符合列_Ｎと前記第２符合列_Ｎの各々は、第１符合列_Ｎ／２と第２符号列_Ｎ／２に基づいて形成される、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記第１符合列_Ｎは、符号列Ａ_Ｎであり、前記第２符合列_Ｎは、符号列Ｂ_Ｎであり、符号列Ａ_Ｎは、符号列Ａ_Ｎ／２と符号列Ｂ_Ｎ／２を直列接続した符号列であり、符号列Ｂ_Ｎは、符号列Ａ_Ｎ／２と符号列−Ｂ_Ｎ／２を直列接続した符号列であり、符号列−Ｂ_Ｎ／２は、符号列Ｂ_Ｎ／２の符号の値を反転させた符号列である、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記符号列Ａ_Ｎと前記符号列Ｂ_Ｎの各々は、符号長２の符号列Ａ_２＝（１，１）と符号列Ｂ_２＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記第１符合列_Ｎは、符号列Ａ_Ｎであり、前記第２符合列_Ｎは、符号列Ｂ_Ｎ´であり、符号列Ａ_Ｎは、符号列Ａ_Ｎ／２と符号列Ｂ_Ｎ／２を直列接続した符号列であり、符号列Ｂ_Ｎ´は、符号列Ｂ_Ｎ／２ ^−１と符号列−Ａ_Ｎ／２ ^−１を直列接続した符号列であり、符号列Ｂ_Ｎ／２は、符号列Ａ_Ｎ／４と符号列−Ｂ_Ｎ／４を直列接続した符号列であり、符号列Ｂ_Ｎ／２ ^−１は、符号列Ｂ_Ｎ／２の符号の並び反転させた符号列であり、符号列−Ａ_Ｎ／２ ^−１は、符号列Ａ_Ｎ／２の符号の値と並びを共に反転させた符号列であり、符号列−Ｂ_Ｎ／４は、符号列Ｂ_Ｎ／４の符号の値を反転させた符号列である、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記符号列Ａ_Ｎと前記符号列Ｂ_Ｎ´の各々は、符号長２の符号列Ａ_２＝（１，１）と符号列Ｂ_２＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記２つの周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより搬送波信号の位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記２つの周期的な信号列の一方から得られる符号と他方から得られる符号とに基づいた４相の位相シフトキーイングにより形成された連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

本発明により、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において目標位置の選択性が向上する。

本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。 コードＡ_８に関する自己相関の計算結果を示す図である。 コードＢ_８に関する自己相関の計算結果を示す図である。 コードＢ_８´に関する自己相関の計算結果を示す図である。 本実施形態におけるＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明するための図である。 位相検波器の特性を示す図である。 送信信号と受信信号と復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。

図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。

送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、合成処理部２４を介して連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして、超音波の送信ビームが形成される。

本実施形態における連続波の送信信号は、２相ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂと合成処理部２４によって形成される。

２相ＰＳＫ変調処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して、２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）によるデジタル変調処理を施すことによりＰＳＫ連続波を発生する。一方、２相ＰＳＫ変調処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して、２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）によるデジタル変調処理を施すことによりＰＳＫ連続波を発生する。

そして、２相ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂから出力される２つのＰＳＫ連続波が合成処理部２４において合成され、４相ＰＳＫ連続波（ＱＰＳＫ連続波）が形成される。２相ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂと合成処理部２４によって形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。

受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。

受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、合成処理部２４から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、合成処理部２４から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。

π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

加算部４６，４８は、ＬＰＦ３６，３８から得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、ＱＰＳＫ連続波に含まれる符号パターンが加算処理され、参照信号の符号パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後にさらに詳述する。

ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、加算部４６，４８から得られる復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５０から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、ＰＳＫ変調処理された連続波に対応した超音波を送受して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで図１の超音波診断装置におけるＰＳＫ変調処理と目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

図１の超音波診断装置では、互いに相補関係にある２つのコード（符号列）を用いて位相シフトキーイング（ＰＳＫ）が行われる。つまり、２相ＰＳＫ変調処理部２２ＡにおいてコードＡが利用され、２相ＰＳＫ変調処理部２２ＢにおいてコードＢが利用され、コードＡとコードＢが互いに相補関係にある。

まず、コードＡとコードＢの自己相関を数１式のように定義し、そして、数２式の条件を満足する具体的なコードを検討する。

例えば、ｎ＝２の場合に、Ａ_２＝（１，１）、Ｂ_２＝（１，−１）が上述した条件を満足する。数１式と数２式に基づいた具体的な計算結果を数３式に示す。

ｎ＝２（２ビット）のコードを拡張したｎ＝４（４ビット）のコードは、数４式から得られる。

Ａ_２＝（１，１）、Ｂ_２＝（１，−１）に基づいて得られるｎ＝４のコードは、数５式に示すとおりである。

数５式に示すコードＡ_４の自己相関（数１式参照）は、数６式に示すとおりとなる。

また、数５式に示すコードＢ_４の自己相関は、数７式に示すとおりとなる。

数６式と数７式に示すように、コードＡ_４とコードＢ_４の両コード共に、自己相関の値は、コードのずれが０（ｉ＝０）のときに極大値４となる。また、両コードの相関値の和についても、コードのずれが０（ｉ＝０）のときに極大値８となる。

さらに、ｎ＝４（４ビット）のコードを拡張したｎ＝８（８ビット）のコードは、数８式から得られる。

数５式のＡ_４，Ｂ_４から得られるｎ＝８のコードは、数９式に示すとおりである。

数９式に示すコードＡ_８の自己相関（数１式参照）は、数１０式に示すとおりとなる。

図２は、コードＡ_８に関する自己相関の計算結果を示す図である。コードのずれを示すτ（＝ｉ）が１，２，４，６，７の場合に相関値が０となり、τが３，５の場合に相関値が４となり、τが０，８の場合に相関値が８となっている。極大値である８よりは小さいものの、τが３，５の場合には相関値が４であり０になっていない。

一方、数９式に示すコードＢ_８の自己相関は、数１１式に示すとおりとなる。

図３は、コードＢ_８に関する自己相関の計算結果を示す図である。コードのずれを示すτ（＝ｉ）が１，２，４，６，７の場合に相関値が０となり、τが３，５の場合に相関値が−４となり、τが０，８の場合に相関値が８となっている。τが３，５の場合の相関値が−４であり、コードＡ_８に関する自己相関の計算結果（図２）と比較すると、絶対値が等しく極性が逆になっている。

そのため、コードＡ_８とコードＢ_８の両コードの相関値の和を算出すると、コードのずれを示すτが０，８の場合、つまりコードのずれが無い場合に、相関値の和が極大値１６となり、τが他の値の場合、つまりコードのずれが有る場合に、相関値の和が常に０となる。このように、コードＡ_８とコードＢ_８は、コードがずれている場合に互いの相関値を打ち消し合う相補関係にある。

なお、互いに相補関係にあるｎ＝８のコードは、次の数１２式から得ることもできる。数１２式において、コードＢ_４ ^−１は、コードＢ_４の符号の並び反転させたコードであり、コード−Ａ_４ ^−１は、コードＡ_４の符号の値と並びを共に反転させたコードである。

数５式のＡ_４，Ｂ_４から、数１２式に基づいて得られるコードＡ_８は、数９式の場合と同じであり、数１２式に基づいて得られるコードＢ_８´は、数１３式に示すとおりとなる。

図４は、コードＢ_８´に関する自己相関の計算結果を示す図である。コードのずれを示すτ（＝ｉ）が１，２，４，６，７の場合に相関値が０となり、τが３，５の場合に相関値が−４となり、τが０，８の場合に相関値が８となっている。つまり、コードＢ_８に関する自己相関の計算結果（図３）と同じ結果が得られており、コードＡ_８とコードＢ_８´の組み合わせも、互いに相補関係にあることがわかる。

さらに、ｎ＝８（８ビット）のコードを拡張したｎ＝１６（１６ビット）のコードは、数１４式または数１５式から得られる。

さらに、３２ビット、６４ビット、１２８ビット、２５６ビット等のコードも同様の法則を適用して拡張できる。数１４式に対応した一般式を示すと数１６式のようになり、数１５式に対応した一般式を示すと数１７式のようになる。数１６式と数１７式におけるＮは、コードに含まれるビット数（符号長）であり２の累乗となる。

図１の超音波診断装置では、Ａ_２＝（１，１）、Ｂ_２＝（１，−１）から、数１６式または数１７式を利用して得られるコードＡ_ＮとコードＢ_Ｎ（又はコードＢ_Ｎ´）を用いて、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）が行われ、コードの自己相関関係から目標位置が選択される。そこで、数９式に示したコードＡ_８とコードＢ_８を利用して、本実施形態におけるＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明する。

図５は、本実施形態におけるＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明するための図である。２相ＰＳＫ変調処理部２２Ａは、コードＡ_８を用いて、ＲＦ波発振器２０から出力される搬送波信号（搬送波Ａ）に対して、２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施す。つまり、２相ＰＳＫ変調処理部２２Ａは、コードＡ_８の符号が「１」のビット期間において搬送波Ａの位相をそのままとし、符号が「−１」のビット期間において搬送波Ａの位相を反転する（πだけずらす）。これにより、図５に示すように搬送波Ａの位相が調整される。

一方、２相ＰＳＫ変調処理部２２Ｂは、コードＢ_８を用いて、ＲＦ波発振器２０から出力されπ／２シフト回路２１を介して得られる搬送波信号（搬送波Ｂ）に対して、２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施す。ＲＦ波発振器２０から出力される搬送波信号の位相がπ／２シフト回路２１において全体的にπ／２だけシフトされる。つまり、ＰＳＫ変調処理前の搬送波Ａの位相を０とすると、ＰＳＫ変調処理前の搬送波Ｂの位相はπ／２となる。２相ＰＳＫ変調処理部２２Ｂは、コードＢ_８の符号が「１」のビット期間において搬送波Ｂの位相をそのまま（π／２）とし、符号が「−１」のビット期間において搬送波Ｂの位相を反転する（πだけずらす）。これにより、図５に示すように、搬送波Ｂの位相が調整される。

合成処理部２４は、２相ＰＳＫ変調処理部２２Ａから出力されるＰＳＫ変調処理後の搬送波Ａと２相ＰＳＫ変調処理部２２Ｂから出力されるＰＳＫ変調処理後の搬送波Ｂとを合成（加算）する。これにより、図５に示すＱＰＳＫの位相（送信）のように位相が調整され、コードＡ_８の符号とコードＢ_８の符号の組み合わせに応じて、π／４，−π／４，３π／４，−３π／４の４相からなるＱＰＳＫ連続波が得られる。図５には、受信信号の位相であるＱＰＳＫの位相（受信）も示されている。

本実施形態では、送信信号を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。図５には、参照信号の位相（参照波の位相）をφ_１〜φ_８まで変化させた場合における、参照信号と受信信号の位相差と、参照信号と受信信号の乗算結果（乗算器電圧）が示されている。

例えば、参照波の位相（φ_１）は、ＱＰＳＫの位相（送信）を１ビット期間だけ遅延して得られる参照波である。そして、乗算器電圧は、ＱＰＳＫの位相（受信）と参照波の位相差から、例えば、図６に示す汎用の位相検波器の特性に基づいて得られる電圧である。

図５に示す合計は、８ビットの期間内における乗算器電圧の合計値である。図５に示すように、ＱＰＳＫの位相（受信）と完全に一致している参照波の位相（φ_８）の場合に、乗算器電圧が常に１となり合計値が極大値８となる。これに対し、ＱＰＳＫの位相（受信）と一致していない参照波の位相（φ_１〜φ_７）の場合には、乗算器電圧がランダムに変化して合計値が０となる。

そのため、目標位置から得られる受信信号と参照信号の位相を一致させることにより、目標位置からの受信信号のみを選択的に抽出することが可能になる。例えば、遅延回路２５における遅延時間を目標位置までの超音波の往復の伝播時間とすることにより、目標位置から得られる受信信号と参照信号の位相を一致させ、目標位置からの受信信号のみを選択的に抽出することが可能になる。

図５に示す合計は、図２および図３を利用して説明したコードＡ_８とコードＢ_８の両コードの相関値の和に相当する。つまり、互いに相補関係にあるコードＡ_８とコードＢ_８を利用してＱＰＳＫ連続波を形成することにより、目標位置以外から得られる受信信号の成分を極端に小さくすることができ、望ましくは完全に０とすることができ、レンジサイドローブが著しく低減される。

なお、図５に示す合計は、例えば図１の加算部４６，４８の各々において得られるが、加算部４６，４８に代えて、例えばローパスフィルタなどにより、乗算器電圧のランダムな変化を消去して、図５に示した常に１となる乗算器電圧を抽出してもよい。

また、図５においては、８ビットのコードＡ_８とコードＢ_８を利用してＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明したが、装置の具現化においては、コードに含まれるビット数（符号長）が、例えば２５６ビット等に拡張されることが望ましい。ビット数を増やして１ビットの期間を小さくすることにより、位置分解能を高めることができる。

図７は、送信信号と受信信号と復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。図７（Ａ）には、ＰＳＫ変調処理された連続波の送信信号に関する周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ_０は、ＲＦ信号（搬送波信号）の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ_０を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、コードＡ_ＮとコードＢ_Ｎの繰り返し周波数ｆ_ｐである。また、周波数ｆ_０を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ_０からヌル点までの周波数間隔はコードＡ_ＮとコードＢ_Ｎの１ビットの時間間隔Ｔの逆数となる。

図７（Ｂ）には、受信信号の周波数スペクトラムが示されている。受信信号は、生体内における減衰を無視すると、送信信号と同じ波形となる。したがって、図７（Ｂ）に示す受信信号の周波数スペクトラムは、図７（Ａ）に示す送信信号の周波数スペクトラムとほぼ同じである。但し、生体内における超音波の伝搬時間に応じて、送信信号と受信信号との間では位相が異なる。

本実施形態では、ＰＳＫ変調処理された連続波の送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。

図７（Ｃ）には、ミキサ処理により得られる復調信号の周波数スペクトラムが示されている。図７（Ｃ）の復調信号は、相関が最大の場合における参照信号と受信信号の乗算結果に相当する。つまり、目標位置からの受信信号と、目標位置の深さに位相を合わせた参照信号との間の乗算結果が、図７（Ｃ）の復調信号となる。

図７（Ｃ）に示す復調信号には、直流信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ_０の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、これらの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ（図１の符号３６，３８）において、高調波成分がカットされて直流信号成分のみが抽出されるため、ＦＦＴ処理部５０においては、図７（Ｃ）に示す直流信号成分と周波数ｆ_０の２倍の高調波成分のうち、直流信号成分の周波数スペクトラムのみが形成される。

そして、ドプラ情報解析部５２において、図７（Ｃ）に示す直流信号成分の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ（図１の符号３０）において、直交検波を施しているため、流速の極性を判断することもできる。直流信号成分の周波数スペクトラムからクラッタ信号を抽出して、目標位置に存在する血管壁の位置などを算出してもよい。

なお、上述した実施形態においては、連続波をデジタル変調する際に位相シフトキーイング（ＰＳＫ）を利用している。このＰＳＫに代えて、デジタル変調方式として周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）を利用してもよい。なお、デジタル変調された連続波のデータをメモリなどに記憶しておき、このメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。

また、図１では、遅延回路２５とπ／２シフト回路２６と受信ミキサ３０とローパスフィルタ３６，３８と加算部４６，４８の受信系回路が単独である構成を示したが、複数の目標位置に応じて複数の受信系回路を設けて、超音波ビームに沿った複数の目標位置から並列的にドプラ情報を抽出するようにしてもよい。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

２２Ａ，２２Ｂ ２相ＰＳＫ変調処理部、２４ 合成処理部、２５ 遅延回路、３０ 受信ミキサ、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部。

Claims (9)

1. 互いに相補関係にある２つの周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
   前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
   生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
   前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
   を有する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、符号長Ｎの第１符号列_Ｎを繰り返す周期的な信号列と、符号長Ｎの第２符号列_Ｎを繰り返す周期的な信号列と、に基づいてデジタル変調処理された連続波の送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記符号長Ｎは２の累乗であり、
   前記第１符合列_Ｎと前記第２符合列_Ｎの各々は、第１符合列_Ｎ／２と第２符号列_Ｎ／２に基づいて形成される、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項３に記載の超音波診断装置において、
   前記第１符合列_Ｎは、符号列Ａ_Ｎであり、
   前記第２符合列_Ｎは、符号列Ｂ_Ｎであり、
   符号列Ａ_Ｎは、符号列Ａ_Ｎ／２と符号列Ｂ_Ｎ／２を直列接続した符号列であり、
   符号列Ｂ_Ｎは、符号列Ａ_Ｎ／２と符号列−Ｂ_Ｎ／２を直列接続した符号列であり、
   符号列−Ｂ_Ｎ／２は、符号列Ｂ_Ｎ／２の符号の値を反転させた符号列である、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項４に記載の超音波診断装置において、
   前記符号列Ａ_Ｎと前記符号列Ｂ_Ｎの各々は、符号長２の符号列Ａ_２＝（１，１）と符号列Ｂ_２＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項３に記載の超音波診断装置において、
   前記第１符合列_Ｎは、符号列Ａ_Ｎであり、
   前記第２符合列_Ｎは、符号列Ｂ_Ｎ´であり、
   符号列Ａ_Ｎは、符号列Ａ_Ｎ／２と符号列Ｂ_Ｎ／２を直列接続した符号列であり、
   符号列Ｂ_Ｎ´は、符号列Ｂ_Ｎ／２ ^−１と符号列−Ａ_Ｎ／２ ^−１を直列接続した符号列であり、
   符号列Ｂ_Ｎ／２は、符号列Ａ_Ｎ／４と符号列−Ｂ_Ｎ／４を直列接続した符号列であり、
   符号列Ｂ_Ｎ／２ ^−１は、符号列Ｂ_Ｎ／２の符号の並び反転させた符号列であり、
   符号列−Ａ_Ｎ／２ ^−１は、符号列Ａ_Ｎ／２の符号の値と並びを共に反転させた符号列であり、
   符号列−Ｂ_Ｎ／４は、符号列Ｂ_Ｎ／４の符号の値を反転させた符号列である、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
7. 請求項６に記載の超音波診断装置において、
   前記符号列Ａ_Ｎと前記符号列Ｂ_Ｎ´の各々は、符号長２の符号列Ａ_２＝（１，１）と符号列Ｂ_２＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
8. 請求項１から７のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、前記２つの周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより搬送波信号の位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
9. 請求項８に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、前記２つの周期的な信号列の一方から得られる符号と他方から得られる符号とに基づいた４相の位相シフトキーイングにより形成された連続波の送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。

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