JP5559655B2 - 超音波診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報 特開２００８−２８９８５１号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。

本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、超音波の連続波において選択性に優れた新しい信号処理を実現することにある。

上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、前記２列の数値パターンに基づいて得られる参照信号を利用して、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。

望ましい具体例において、前記２列の数値パターンは、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンであり、前記送信信号処理部は、正弦パターンと余弦パターンを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記正弦パターンは、互いに異なるＮ個（Ｎは自然数で偶数）の位相値に対応したＮ個の正弦関数値で構成され、前記余弦パターンは、当該Ｎ個の位相値に対応したＮ個の余弦関数値で構成され、前記連続波の送信信号は、当該Ｎ個の位相値に対応したパターン長Ｎの位相パターンを備える、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、パターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力し、前記受信信号処理部は、パターン長Ｎをｎ個（ｎは自然数）ごとにｍブロック（ｍは自然数）に分割して、各ブロックごとに部分的な復調信号を得ることにより、パターン長Ｎに対応したｍブロックに亘る部分的な復調信号を抽出する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記受信信号処理部は、各ブロックごとに次々に得られる複数の部分的な復調信号を得られた順に並べた復調信号列内で、ｍブロックの範囲を１ブロックずつシフトさせつつ段階的に、パターン長Ｎに対応したｍブロックに亘る復調信号列を抽出する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記受信信号処理部は、正弦パターンに基づいて得られる第１参照信号と余弦パターンに基づいて得られる第２参照信号とからなる参照信号の組を利用して、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施す、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記受信信号処理部は、前記第１参照信号を利用して前記受信信号に対して復調処理を施すことにより得られる第１復調信号と、前記第２参照信号を利用して前記受信信号に対して復調処理を施すことにより得られる第２復調信号と、を合成処理する、ことを特徴とする。

本発明により、超音波の連続波において選択性に優れた新しい信号処理が実現される。

本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。 余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。 余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。 参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。 乗算器出力の具体例を示す図である。 位相シフト連続波を利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。 位相パターンの１周期に亘る加算処理を説明するための図である。 本発明に係る他の好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。

図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。

送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、合成処理部２４から連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして超音波の送信ビームが形成され、二次元平面内で又は三次元空間内で送信ビームが走査される。

送信ビームフォーマ１４に供給される連続波の送信信号は、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される。

正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して、正弦パターンに基づいた処理を施す。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して余弦パターンに基づいた処理を施す。

そして、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。

受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして二次元平面内で又は三次元空間内で走査される送信ビームに対応した受信ビームが形成され、受信ビームに沿って受信ＲＦ信号が収集される。

受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、合成処理部２４から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、合成処理部２４から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。

π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

加算部４６，４８は、ＬＰＦ３６，３８から得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、位相シフト連続波の位相パターンに関する加算処理が実行され、参照信号の位相パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後にさらに詳述する。

ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、加算部４６，４８から得られる復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５０から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、位相シフト連続波に対応した超音波を送受して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで図１の超音波診断装置における位相シフト処理と、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

＜位相シフト処理について＞
図１の超音波診断装置では、互いに相補的な関係にある２列の数値パターンを用いて位相シフト処理が行われる。つまり、正弦パターン処理部２２Ｂにおいて正弦パターンが利用され、余弦パターン処理部２２Ａにおいて余弦パターンが利用される。

２列の数値パターンである正弦パターンと余弦パターンは次式により定義される。次式において、ａ_ｉが余弦パターンであり余弦関数から得られる。一方、ｂ_ｉが正弦パターンであり正弦関数から得られる。また、Ｎはパターン長を示す自然数であり、ｉはパターンを構成している各数値（各符号）の番号である。ちなみに、Ｎは任意の自然数かつ偶数であり２の累乗に限定されない。

正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（正弦波）の振幅を正弦パターンに従って変化させる。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、π／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（余弦波）の振幅を余弦パターンに従って変化させる。そして、正弦パターン処理部２２Ｂから出力される連続波と、余弦パターン処理部２２Ａから出力される連続波が合成処理部２４において合成され、次式に示す連続波の送信信号が形成される。

送信信号に対応した受信信号は、その送信信号が送信された時刻から、次式に示す遅延時間τだけ遅れて受信系に到達する。なお、次式において、Ｔ_ｂは数値パターンの１ビット（各数値）の時間長つまりビット長であり、ｌ（エル）は任意の自然数である。そしてξは１／２ビット長以下の時間である。

図１の超音波診断装置では、送信信号を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。送信信号を基準とした受信信号の遅延時間をτ、遅延回路２５における遅延量（時間シフト量）をｋＴ_ｂ、ドプラシフトによる位相の変化量をω_ｄとすると、受信ミキサ３０のミキサ３２において乗算される受信信号（数４式）と参照信号（数５式）は、それぞれ次のように表現される。

そして、受信ミキサ３０において、次式に示すように受信信号と参照信号が乗算され、乗算結果としてベースバンド成分が得られる。

受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）のうち、第１項は、互いに同じ数値パターンであるａ_ｉ同士およびｂ_ｉ同士の積に関する相関電力であり、第２項は、互いに異なる数値パターンであるａ_ｉとｂ_ｉの積に関する相互干渉電力である。目標位置の選択性を高めるためには、第１項に示される相関はシャープであることが必要とされ、第２項に示される相互干渉は小さいことが望ましい。なお、数６式の計算過程において２ω_０ｔの項は、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６により除去される。

ここで、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項である余弦波の位相について検討する。この余弦波の位相は、数３式に示した遅延時間τを用いると、次式のように表現できる。

数７式に示す余弦波の位相にはξが含まれており、１／２ビット長以下の時間であるξに応じて余弦波の位相が変化する。この位相の変化は、目標位置の選択性（相関性）に重要な影響を及ぼす要因ではないため、以下においては位相の表現からξを省略して目標位置の選択性について説明する。

まず、相関電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項に含まれる相関値は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。

数８式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。実際に目標位置から得られる受信信号には、Ｎ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれており、また、参照信号にもＮ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれている。受信ミキサ３０において次々に得られる数８式の乗算結果は、ＬＰＦ３６を経て加算部４６に出力される。そして、加算部４６において、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は数９式のように表現できる。さらに、数１０式に示す公式を利用すると、数９式は数１１式のように簡潔に表現できる。

数１１式におけるδ_ｋｌは、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。また、ｋとｌが互いに等しい場合にｃｏｓθ_ｋｌが１となるため、数１１式はさらに簡潔に次式のように変換される。

数１２式は、ｋで特定される目標位置に対応した参照信号と、ｌ（エル）で特定される深さからの受信信号と、を乗算して得られる自己相関値を示しており、ｋとｌが互いに等しい場合にＮとなり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。つまり、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみがＮとなる。

次に、相互干渉電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第２項に含まれる相互干渉は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。

数１３式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。受信ミキサ３０において次々に得られる数１３式の乗算結果は、ＬＰＦ３６を経て加算部４６に出力され、加算部４６において、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は次式のように表現できる。

数１４式の第２項は、数１０式により０となる。数１４式の第１項におけるΣの項は、数１０式に示すとおりであり、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。一方、数１４式の第１項のｓｉｎθ_ｋｌは、ｋとｌが互いに等しい場合に０となる。つまり、次式に示すとおり、相互干渉電力については、ｋとｌが互いに等しい場合でもｋとｌが互いに異なる場合でも常に０となる。

以上の解析から、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って全てのｉについて加算すると、その加算結果は次のようになる。

数１６式によれば、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。そして、ｋ＝ｌの場合には、数１６式は次式のようになる。

数１７式で表現される信号は、ドプラシフトによる位相の変化量ω_ｄを含んでいる。つまり、ドプラ周波数の成分を含んだベースバンド帯域のドプラ信号である。加算部４６において数１６式の加算処理が実行され、加算部４６から数１７式の信号（復調信号）が出力される。そして、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析処理により、数１７式の信号が周波数スペクトラムとして測定され、例えばω_ｄの大きさ（ドプラ周波数の大きさ）から移動目標の速さなどが算出される。

なお、目標位置に移動目標が存在しない場合には、数１７式におけるω_ｄが０（ゼロ）となる。したがって、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析処理の結果がω_ｄ＝０であれば、固定目標からの信号であることが分かる。

さらに、図１の超音波診断装置では、ドプラ周波数の極性を識別するために、受信ミキサ３０において直交検波が行われている。受信ミキサ３０のミキサ３４には、遅延回路２５により遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。したがって、その参照信号は、次式のように表現できる。なお、数５式に示す参照信号から位相を−π／２だけずらした信号が数１８式の参照信号となるが、数５式に示す参照信号から位相を＋π／２だけずらした信号を利用してもよい。

ミキサ３４では、数１８式の参照信号と数４式の受信信号が次式のように乗算処理される。なお、次式の計算過程において２ω_０ｔの項は、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３８により除去される。

数１２式と数１５式を適用して、受信信号と参照信号の乗算結果（数１９式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って全てのｉについて加算すると、その加算結果は次のようになる。

数２０式によれば、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。そして、ｋ＝ｌの場合には、数２０式は次式のようになる。

数２１式で表現される信号は、ドプラシフトによる位相の変化量ω_ｄを含んでいる。つまり、ドプラ周波数の成分を含んだベースバンド帯域のドプラ信号である。加算部４８において数２０式の加算処理が実行され、加算部４８から数２１式の信号（復調信号）が出力される。数２１式と数１７式は、直交検波により得られた互いに直交関係にある復調信号であり、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析処理により、数２１式と数１７式から、ドプラ周波数の大きさに加えて極性、つまり、移動目標が受信用振動子１２に近づいているのか、又は、移動目標が受信用振動子１２から遠ざかっているのかを識別することが可能になる。

次に、正弦パターンと余弦パターンの具体例について説明する。パターン長を８（Ｎ＝８）とすると、数１式から、余弦パターンＡ（数２２式）と正弦パターンＢ（数２３式）が得られる。

余弦パターンＡと正弦パターンＢを構成する各数値（各符号）は、単純な２値符号とは異なり、−１と＋１との間で離散的な値をとる。また、余弦パターンＡと正弦パターンＢを利用して形成される送信信号（数２式）の振幅は次式のように算出されるため、常に１となり、送信信号の振幅が時間的に変動しないことがわかる。

余弦パターンＡと正弦パターンＢを数２式に適用して得られる送信信号は次式のようになる。

図２は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。つまり、図２に示す送信信号は、数２５式で表現される信号である。また、図３は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。図２と図３に示す送信信号は、余弦パターンＡと正弦パターンＢを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させ、その位相パターンを繰り返すことにより得られる連続波（位相シフト連続波）となっている。

＜位置選択性について＞
図４は、参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。図４には、数２５式の送信信号を利用した場合に、ある深さから得られる受信信号の位相（受信波の位相）が示されている。また、図４には、数２５式の送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相（参照波の位相φ_０〜φ_７）も示されている。そして、受信信号と各参照信号を乗算して得られる出力と、１パターン（パターン長８）に亘る出力の合計も図示されている。図４に示すように、参照波の位相がφ_０の場合に、受信波の位相と参照波の位相が互いに一致して合計が８となり、参照波の位相がφ_０以外では合計が０となる。

図５は、乗算器出力の具体例を示す図である。図５には、数２５式の送信信号を利用した場合に、距離軸方向のφ_０からφ_８までの各深さにおいて、時間軸方向の１ビット長ごとに得られる乗算器出力（受信ミキサ３０の出力）が示されている。また、位相パターンの１周期（８ビット長）に亘って得られる乗算器出力の加算値も図示されている。図５に示す深さφ_０からφ_７の各々は、図４に示す参照波の位相φ_０からφ_７に対応した深さである。また、図５に示す深さφ_８は、位相パターンを繰り返した際に、１周期後の参照波の位相φ_０に対応する深さである。

図５に示す深さφ_０と深さφ_８では、位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って、参照信号と受信信号との間で位相が全て一致するため（図４参照）、「１」に相当する乗算器出力が連続的に得られる。これに対し、深さφ_１からφ_７では、参照信号と受信信号との間で位相がずれているため（図４参照）、乗算器出力がランダムに変化している。なお、深さφ_１からφ_７においてランダムに変化する乗算器出力を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる（図４参照）。

そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を平均化することにより、目標位置である深さφ_０と深さφ_８において平均値が極大となり、複数の深さにおける平均値が混在する平均化された復調信号の中で、目標位置に対応した復調信号が支配的となり目標位置に対応した復調信号が選択的に抽出される。乗算器出力を平均化する場合には、例えば、加算部４６，４８に代えてローパスフィルタを利用すればよい。

図５に示すように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ_１からφ_７の受信信号に関する乗算器出力は、加算または平均化することによりゼロになるものの、１ビット長ごとにランダムに変動している。この変動のために、位相パターンを繰り返す位相シフト連続波を利用して得られる乗算器出力の周波数スペクトラムには、位相パターンの１周期（ＮＴ_ｂ）の逆数ｆ_ｐの整数倍に対応した線スペクトラムが現れる。

図６は、位相シフト連続波（位相変調された連続波）を利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。図６（Ａ）は、受信信号の周波数スペクトラムを示している。受信信号は、生体内における減衰を無視すると送信信号と同じ波形となる。送信信号は、位相シフト連続波であり、したがって、受信信号の周波数スペクトラムも、位相シフト連続波の周波数スペクトラムとなる。周波数ｆ_０は、ＲＦ信号の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ_０を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、位相パターンの繰り返し周波数ｆ_ｐである。また周波数ｆ_０を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ_０からヌル点までの周波数間隔は、１ビットの時間間隔Ｔ_ｂの逆数となる。

図６（Ｂ）は、受信ミキサ３０における乗算により得られるベースバンド信号の周波数スペクトラムを示している。図６（Ｂ）に示す周波数スペクトラムには、直流付近の信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ_０の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、これらの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ３６，３８において、周波数ｆ_０の２倍の高調波成分が遮断されて直流付近の信号成分のみが抽出される。つまり、図６（Ｂ）に示す周波数スペクトラムの周波数０の近傍の信号が抽出される。

直流信号成分には、ドプラ信号の他に、固定組織からの反射波に起因するクラッタ信号が含まれている。特に、体表や骨からの反射波は、ドプラ信号よりも数１０ｄＢも大きい場合があり、ドプラ信号を測定する際の妨害となる。クラッタ信号は、図６（Ｂ）に示すように、位相パターンの繰り返し周波数ｆ_ｐとその高調波成分を含んでおり、ドプラ信号に重畳される。

クラッタ信号は、目標位置を対象とした選択的な復調処理を施した場合においても、受信ミキサ３０から出力されるベースバンド信号内に現れる。選択的な復調処理は、測定対象となる例えば血流などからの受信信号の位相パターンと参照信号の位相パターンとを互いに一致させる処理である。測定対象とは異なる位置に存在する組織などについては、位相パターンに関する一致は成立していない。したがって、図５に示したように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ_１からφ_７に組織がある場合に、乗算器出力が１ビット長ごとにランダムに変動し、図６（Ｂ）に示すようにクラッタ信号が発生する。

図５を利用して説明したように、深さφ_１からφ_７においてランダムに変化する乗算器出力、つまり部分的な復調信号を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる。そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を加算または平均化することにより、図６（Ｂ）に示すクラッタ信号を低減または除去することができる。但し、単純に位相パターンの１周期に亘って復調信号を加算すると、ドプラ周波数成分が消滅してしまうため、必要とされるドプラ周波数が残るような加算処理を実現することが望ましい。

そこで、図１の超音波診断装置では、以下に説明する処理により位相パターンの１周期に亘って復調信号の加算処理を実現し、クラッタ信号を低減し望ましくは完全に除去しつつ、必要なドプラ周波数を検出できるようにしている。

＜位相パターンの１周期に亘る加算処理について＞
図１の超音波診断装置において、合成処理部２４は、パターン長Ｎの位相パターン（図２，３参照）を繰り返すように連続波の送信信号を出力する。そして、受信ミキサ３０からＦＦＴ処理部５０までの受信処理において、パターン長Ｎをｎ個（ｎは自然数）ごとにｍブロック（ｍは自然数）に分割して、各ブロックごとに部分的な復調信号を得ることにより、パターン長Ｎに対応したｍブロックに亘る部分的な復調信号が抽出される。こうして抽出されたｍブロックに亘る部分的な復調信号が周波数解析処理される。

図７は、位相パターンの１周期に亘る加算処理を説明するための図である。この加算処理は、ミキサ３２から加算部４６において処理される同相信号成分とミキサ３４から加算部４８において処理される直交信号成分の各々について実行される。

図７には、パターン長Ｎの位相パターンを繰り返す連続波の送信信号を利用した場合に得られる復調信号が示されている。つまり、図７に示す復調信号列は、各ブロックごとに次々に得られる複数の部分的な復調信号を得られた順に並べた信号列である。

復調信号列に含まれるＳＵＭ１，ＳＵＭ２，・・・，ＳＵＭｍは、ｎビット長ごとに部分的に加算処理された復調信号を示している。例えば、ＳＵＭ１は、１番目のブロックに対応した部分的な復調信号の加算結果であり、ＳＵＭ２は、２番目のブロックに対応した部分的な復調信号の加算結果である。このように、各ブロックごとに復調信号が加算処理される。この加算処理は、例えば加算部４６，４８において実行される。パターン長Ｎがｍ個のブロックで構成されるため、パターン長Ｎの期間内にｍ個の加算結果（ＳＵＭ）が得られる。

そして、本実施形態においては、復調信号列内でｍブロックの範囲を１ブロックずつシフトさせつつ、段階的に、パターン長Ｎに対応したｍブロックに亘る部分的な復調信号が抽出される。つまり、図７に示す信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・が次々に抽出されてメモリ等に記憶される。

信号列Ｙ１は、ＳＵＭ１を先頭としてＳＵＭ１からＳＵＭｍまでのｍ個の加算結果で構成されている。そして、信号列Ｙ１の次に抽出される信号列Ｙ２は、ＳＵＭ２を先頭としてＳＵＭ２からＳＵＭｍまでの加算結果の後にＳＵＭ１を加えたｍ個の加算結果で構成されている。さらに、信号列Ｙ２の次に抽出される信号列Ｙ３は、ＳＵＭ３を先頭としてＳＵＭ３からＳＵＭｍまでの加算結果の後にＳＵＭ１とＳＵＭ２を加えたｍ個の加算結果で構成されている。このように、先頭ブロックが段階的にシフトされつつ、信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・が次々に抽出される。

なお、１ビットの時間長をＴ_ｂとすると、ｎビットの時間長はｎＴ_ｂとなり、ｎビットごとに得られるＳＵＭ１，ＳＵＭ２，・・・の時間間隔はｎＴ_ｂとなる。そのため、次々に抽出される信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・の時間間隔もｎＴ_ｂとなる。抽出された信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・は、メモリ等に記憶され、ＦＦＴ処理部５０（図１）において周波数解析処理される。

信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・は、ＦＦＴ処理部５０（図１）において、各信号列ごとにＦＦＴ演算される。その結果、各信号列ごとに復調信号が周波数スペクトラムに変換され、信号列Ｙ１に対応した周波数スペクトラムＳＰ１、信号列Ｙ２に対応した周波数スペクトラムＳＰ２、・・・が例えば時間間隔ｎＴ_ｂで次々に形成される。そして、周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｍまでの結果が得られると、これらの周波数スペクトラムがＦＦＴ処理部５０において加算処理される。

複数の信号列Ｙ１〜Ｙｍに対応した複数の周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｍを加算することは、これら複数の信号列に含まれる同時刻（互いに対応する時刻）における信号同士を加算することに相当する。例えば、複数の信号列Ｙ１〜Ｙｍの先頭ブロック同士が加算されることに相当する。つまり、位相パターンの１周期に亘って得られるＳＵＭ１からＳＵＭｍまでの部分的な復調信号が全て加算処理されることに等しい。なお、先頭ブロック以外においても、信号列Ｙ１〜Ｙｍまでの複数の加算結果（ＳＵＭ）が加算され、ＳＵＭ１からＳＵＭｍまでの部分的な復調信号が全て加算処理されることに等しい。これにより、先に詳述したとおり、図６（Ｂ）に示すクラッタ信号が低減され、望ましくは完全に除去される。

周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｍが得られると、時間間隔ｎＴ_ｂ後に、次の周波数スペクトラムＳＰ１を得ることができる。したがって、例えば、周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｍまでの加算結果が得られてから、時間間隔ｎＴ_ｂ後に、周波数スペクトラムＳＰ２〜ＳＰｍ，ＳＰ１までの加算結果を得ることができる。つまり、時間間隔ｎＴ_ｂで次々に周波数スペクトラムの加算結果を得ることができる。

こうして、図１のＦＦＴ処理部５０において、周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｍの加算結果が得られると、ドプラ情報解析部５２において、その加算結果の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ３０において直交検波をしているため、流速等の極性を判断することもできる。

また、加算結果の周波数スペクトラムに含まれる直流成分から固定目標の情報を得ることもできる。その直流成分は、固定目標からの電力に比例した量となるため、従来のＢモードやＭモードなどと同様に、固定目標の特性を反映させたものとなる。加算結果の周波数スペクトラムに含まれる直流成分を解析すればよいため、従来のＢモードやＭモードなどにおいて必要とされるＲＦ帯域における包絡線検波や両波整流検波などの復調回路が不要になる。

なお、図１においては、遅延回路２５と、π／２シフト回路２６と、受信ミキサ３０から加算部４６，４８までの受信系回路に関して、１つの目標位置に対応した単独の構成を示している。この図１に示す受信系回路を並列的に複数設けて、超音波ビームに沿った複数の目標位置から並列的にドプラ情報や固定目標の情報を抽出するようにしてもよい。さらに、図１に示す受信系回路を以下に説明する回路構成としてもよい。

図８には、本発明に係る超音波診断装置の他の好適な実施形態が示されており、図８はその全体構成を示す機能ブロック図である。図１の実施形態との比較において、図８の実施形態は、遅延回路２５Ａ，２５Ｂと、π／２シフト回路２６Ａ，２６Ｂと、受信ミキサ３０Ｉ，３０Ｑから加算部４６，４８までの受信系回路の構成が異なっており、その他の構成は図１の実施形態と同じである。そこで、図１の実施形態と同じ構成についての説明を適宜省略し、図８の実施形態における受信系回路について説明する。

図８の実施形態では、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が参照信号として利用される。つまり、正弦パターン処理部２２Ｂから出力される信号を遅延回路２５Ｂにおいて遅延処理して得られる参照信号ｖ_ｂｒｅｆと、余弦パターン処理部２２Ａから出力される信号を遅延回路２５Ａにおいて遅延処理して得られる参照信号ｖ_ａｒｅｆが利用される。遅延回路２５Ａ，２５Ｂにおける遅延量（時間シフト量）をｋＴ_ｂとすると、２つの参照信号は、それぞれ次のように表現される。

遅延処理された２つの参照信号は受信ミキサ３０Ｉに供給され、受信ミキサ３０Ｉのミキサ３２Ａにおいて受信信号（数４式）と参照信号ｖ_ａｒｅｆ（数２６式）が乗算され、数２７式に示す乗算結果が得られる。また、受信ミキサ３０Ｉのミキサ３２Ｂにおいて受信信号（数４式）と参照信号ｖ_ｂｒｅｆ（数２６式）が乗算され、数２８式に示す乗算結果が得られる。なお、数２７式と数２８式の計算過程において２ω_０ｔの項は、受信ミキサ３０Ｉの後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６Ａ，３６Ｂにより除去される。

そして、ＬＰＦ３６Ａ，３６Ｂから出力される２つの乗算結果（数２７式，数２８式）が加算部４６において加算され、次式に示す信号が得られる。

数２９式の最終結果は、数６式の最終結果と全く同じになる。つまり、図８の実施形態において、２つの参照信号を利用してＬＰＦ３６Ａ，３６Ｂから出力される２つの乗算結果を加えると、図１の実施形態においてＬＰＦ３６から出力される乗算結果（復調信号）と同じ結果が得られる。

また、図８の実施形態において、遅延処理された２つの参照信号は、π／２シフト回路２６Ａ，２６Ｂにおいて位相を−π／２（又は＋π／２）だけずらされて、受信ミキサ３０Ｑのミキサ３４Ａ，３４Ｂに供給され、受信信号（数４式）と乗算される。そして、ミキサ３４Ａ，３４Ｂにおいて乗算処理されてＬＰＦ３８Ａ，３８Ｂから出力される２つの乗算結果が加算部４８において加算される。その加算結果は、図１の実施形態においてＬＰＦ３８から出力される乗算結果（復調信号）と同じになる。

このように、図８の実施形態においても、図１の実施形態と同じ復調信号（同相信号成分および直交信号成分）が得られ、その復調信号に対して、加算部４６，４８以降において、図１と同じ処理が実行される。こうして、図８の実施形態においても、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

２２Ａ 余弦パターン処理部、２２Ｂ 正弦パターン処理部、２４ 合成処理部、２５ 遅延回路、３０ 受信ミキサ、４６，４８ 加算部、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部。

Claims (5)

1. 正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
   前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
   前記２列の数値パターンに基づいて得られる参照信号を利用して、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
   前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
   を有し、
   前記２列の数値パターンは、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンであり、
   前記送信信号処理部は、正弦パターンと余弦パターンを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させた連続波の送信信号を出力し、
   前記受信信号処理部は、正弦パターンに基づいて得られる第１参照信号と余弦パターンに基づいて得られる第２参照信号とからなる参照信号の組を利用して、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施す、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記受信信号処理部は、前記第１参照信号を利用して前記受信信号に対して復調処理を施すことにより得られる第１復調信号と、前記第２参照信号を利用して前記受信信号に対して復調処理を施すことにより得られる第２復調信号と、を合成処理する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項１または２に記載の超音波診断装置において、
   前記正弦パターンは、互いに異なるＮ個（Ｎは自然数で偶数）の位相値に対応したＮ個の正弦関数値で構成され、
   前記余弦パターンは、当該Ｎ個の位相値に対応したＮ個の余弦関数値で構成され、
   前記連続波の送信信号は、当該Ｎ個の位相値に対応したパターン長Ｎの位相パターンを備える、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項３に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、パターン長Ｎの位相パターンを繰り返すように前記連続波の送信信号を出力し、
   前記受信信号処理部は、パターン長Ｎをｎ個（ｎは自然数）ごとにｍブロック（ｍは自然数）に分割して、各ブロックごとに部分的な復調信号を得ることにより、パターン長Ｎに対応したｍブロックに亘る部分的な復調信号を抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項４に記載の超音波診断装置において、
   前記受信信号処理部は、各ブロックごとに次々に得られる複数の部分的な復調信号を得られた順に並べた復調信号列内で、ｍブロックの範囲を１ブロックずつシフトさせつつ段階的に、パターン長Ｎに対応したｍブロックに亘る復調信号列を抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。

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