JP2011234846A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】復調信号に含まれる不要波成分を低減する。
【解決手段】ＦＭ変調器２０は、変調信号に基づいて周波数変調処理された連続波の送信信号を出力する。受信ミキサ３０は、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、その目標位置に対応した復調信号を得る。復調信号処理部４０は、復調信号に含まれる変調周波数の整数倍に対応した周波数成分を低減する。これにより、固定目標からの不要波成分が低減される。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の出願人は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の出願人は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報 特開２００８−２８９８５１号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願の発明者らは、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置からドプラ情報等の生体内情報を抽出する技術に注目して研究を重ねてきた。

本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、復調信号に含まれる不要波成分を低減する技術を提供することにある。

上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、変調周波数に応じて周期的に周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する送信処理部と、前記送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信処理部と、前記復調信号に含まれる前記変調周波数の整数倍に対応した周波数成分を低減する復調信号処理部と、前記周波数成分を低減された復調信号から生体内情報を得る生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。

望ましい具体例において、前記復調信号処理部は、前記復調信号に基づいて前記周波数成分の強度を測定し、その強度に応じた低減量だけ当該周波数成分を低減する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記復調信号処理部は、前記変調周波数に対応した周波数成分の強度に基づいて前記低減量を設定する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記復調信号処理部は、前記変調周波数の整数倍に対応した周波数成分を低減する櫛型フィルタを備える、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記復調信号処理部は、前記復調信号の周波数スペクトラムから前記変調周波数の整数倍に対応した周波数成分を特定して当該周波数成分を低減することを特徴とする。

本発明により、復調信号に含まれる不要波成分を低減することが可能になる。これにより、例えば、固定目標などからの不要波成分を低減しつつドプラ情報等の生体内情報を確認することなどが可能になる。

本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。 ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。 周波数変調の影響を受けたドプラ信号を説明するための図である。 固定目標からの信号を含んだドプラ信号の時間変化波形を示す図である。 不要波成分の低減に用いる櫛型フィルタの周波数特性を示す図である。 櫛型フィルタの構成例を示す図である。 固定目標の信号が低減されたドプラ信号の時間変化波形を示す図である。 不要波成分を低減するための輝度特性を示す図である。

図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。

送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、例えば正弦波によるＦＭ変調処理が施されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）が入力される。送信ビームフォーマ１４は、ＦＭ連続波に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして、ＦＭ連続波による送信ビームが形成される。

ＦＭ変調器２０は、送信ビームフォーマ１４にＦＭ連続波を出力する。ＦＭ変調器２０は、変調波生成部２４から供給される変調信号を用いて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波（搬送波信号）に対して周波数変調を施すことにより、ＦＭ連続波を発生する。このＦＭ連続波の波形等については後に詳述する。

受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。

受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波に基づいて生成される。つまり、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。

π／２シフト回路２６は遅延処理されたＦＭ連続波の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。なお、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

復調信号処理部４０は、復調信号（同相信号成分と直交信号成分の各々）に対して、不要波低減処理とＦＦＴ処理（高速フーリエ変換処理）を実行する。その結果、復調信号処理部４０において、復調信号に含まれる不要波成分が低減され、さらに、復調信号が周波数スペクトラムに変換される。復調信号に含まれる不要波成分やその低減処理については後に詳述する。

ドプラ画像形成部５０は、ドプラ信号波形などのドプラ画像を形成してモニタなどに表示する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ画像形成部５０は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号が抽出され、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度が算出されてリアルタイムで出力されてもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度などが算出されてもよい。

図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、連続波（ＣＷ）を変調波でＦＭ変調した超音波（ＦＭＣＷ波）を送受波して受信信号が得られて、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。そこで、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

＜位置選択性について＞
周波数ｆ₀のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_mの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。次式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆ_mの比であるβはＦＭの変調指数（変調度）である。

また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。なお、次式において、ｆ_mに対するドプラシフトは、ｆ₀のシフト分ｆ_dに比べて小さいので無視している。

数２式で表される受信波形は、超音波振動子を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。図１を利用して説明したように、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が参照信号として利用され、遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。したがってミキサ３２へ供給される参照信号ｖ_rI（ｔ）とミキサ３４へ供給される参照信号ｖ_rQ（ｔ）は、次式のように表現できる。

数３式において、φ_mrは、遅延回路２５における遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ_0rは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。

受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖ_R（ｔ）と参照信号ｖ_rI（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖ_R（ｔ）と参照信号ｖ_rQ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。

ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖ_R（ｔ）と参照信号ｖ_rI（ｔ）の乗算ｖ_DI（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ₀の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６によって除去される。

ここで、ベッセル関数に関する数５式の公式を利用すると、数４式は数６式のように計算される。

一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖ_R（ｔ）と参照信号ｖ_rQ（ｔ）の乗算ｖ_DQ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ₀の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８によって除去される。

ここで、数６式のｖ_DI（ｔ）と数７式のｖ_DQ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖ_DI（ｔ）とｖ_DQ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆ_mの偶数次高調波成分を次式のように表現する。

次に、ｖ_DI（ｔ）とｖ_DQ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆ_mの成分、変調周波数ｆ_mの奇数次高調波成分を次式のように表現する。

数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆ_dを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆ_mの成分と変調周波数ｆ_mの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。

ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２５における遅延処理によりφ_mrを調整してφ_mと一致させた場合（φ_mr＝φ_m）を考える。φ_mrとφ_mを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果をベッセル関数に適用すると、第１次ベッセル関数の性質により、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。

数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。

数１１式は、参照波（参照信号）の位相φ_mrを送受信間の位相差φ_mに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。

上述した数２式の受信波形は、ある深さからの受信信号の波形である。これに対し、ＦＭＣＷ送信波を利用して、実際に受信用振動子１２において得られる受信信号は、複数の深さからの信号が合成された受信信号である。受信ミキサ３０においては、複数の深さからの信号が合成された受信信号と参照信号との乗算に相当する処理が実行される。

数８式などに現れた直流信号成分に対応したドプラ信号の振幅を支配するＪ₀（ｋβ）は、第１次ベッセル関数の性質により、ｋβが０のときに最大値である１となり、ｋβが０からずれると急激に小さくなる。そのため、遅延回路２５においてφ_mrを調整し、目標位置から得られる受信信号のφ_mと一致させると、目標位置におけるＪ₀（ｋβ）が最大値である１となり、目標位置以外におけるＪ₀（ｋβ）が極端に小さな値となる。したがって、遅延回路２５においてφ_mrを調整し、目標位置から得られる受信信号のφ_mと一致させることにより、目標位置におけるドプラ信号（直流信号成分）を選択的に抽出することができる。

以上のように、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置は、遅延回路２５における遅延処理に基づいて決定される。図１のシステム制御部６０は、目標位置の深さに応じて遅延回路２５における遅延時間を制御する。

さらに、図１の超音波診断装置では、周波数変調の影響に伴って発生する不要波成分が低減される。そこで、周波数変調に伴って発生する不要波成分と、それを低減するための処理について以下に詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

＜周波数変調に伴う不要波成分について＞
ドプラ法の基本原理において、移動体（例えば血流）に関するドプラ周波数（ドプラシフト周波数）は、計測に利用される超音波の周波数と移動体の速度に比例する。図１の超音波診断装置においては、ＦＭ連続波を利用しており、ＦＭ連続波は、数１式に示したように、周波数（瞬時周波数）が周期的に変化している。そのため、移動体の速度が一定の場合においても、ＦＭ連続波を利用してその移動体のドプラ周波数を計測すると、ＦＭ連続波の周期性に伴ってドプラ周波数が周期的に変動する。

図２は、ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。図２には、ドプラシフトの影響を受けていないＦＭ連続波７０と、ドプラシフトの影響を受けたＦＭ連続波７２が図示されている。なお、図２の横軸は時間軸であり、図２の縦軸にはＦＭ連続波７０，７２の瞬時周波数が示されている。

図１の超音波診断装置における超音波の送信信号は、その瞬時周波数がＦＭ連続波７０のように周期的に正弦波状に変化する。そのため、移動体の速度が一定の場合においてもドプラシフトが周期的に変化し、その結果としてＦＭ連続波７２のような波形が得られる。つまり、ＦＭ連続波７０の瞬時周波数が低い（小さい）時刻においては、比較的小さいドプラ周波数ｆ_dLとなり、ＦＭ連続波７０の瞬時周波数が高い（大きい）時刻においては、比較的大きいドプラ周波数ｆ_dHとなる。

このように、ＦＭ連続波７０を利用して得られるドプラ周波数の変動は、ＦＭ連続波７０の周期性に対応した周期的なものとなる。特に、移動体の速度が大きい場合には、ドプラ周波数ｆ_dLとドプラ周波数ｆ_dHの差も大きくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的顕著になる。一方、移動体の速度が小さい場合にはドプラ周波数ｆ_dLとドプラ周波数ｆ_dHの差が小さくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的目立たなくなる。

図１の超音波診断装置における超音波の送信信号は、周波数ｆ₀のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_mの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波であり、その信号は前述の数１式のとおりである。その送信信号（ＦＭＣＷ送信波）の瞬時角周波数は、数１式の位相項を時間微分して次式のように表現される。

ここで、ドプラシフトを音速（超音波の速度）ｃと移動体の速度ｖの比だけ、瞬時周波数が変化する量として定義する。この場合、相対速度ｖに対するドプラ周波数変化は往復で速度２ｖとして次式で表現される。

数１３式で表現されるドプラ周波数変化を瞬時位相に変換すると次式となる。

数１４式で表現される瞬時位相は、移動体からの受信波の瞬時位相に対して、初項で表現される搬送波ｆ₀によるドプラシフトに加え、第２項で表現される変調波によるドプラシフトが追加されることを意味している。なお、第３項は積分定数であり、ドプラ周波数の位相を意味する。一般に、血流などの速度計測では、ドプラ周波数の位相情報までは必要としない。また、時間的に変化しない位相成分であるため、速度計測において物理的に大きな意味を含んでいないと考える。

受信波は、送受信時間差（目標位置までの往復の伝播時間）τだけ送信波よりも遅れて到着するため、送受信時間差τを考慮すると、受信波は次式のように表現される。

受信ミキサ３０では、送信波に実質的に同じ波形の参照波（参照信号）と受信波との乗算（次式）に相当する処理が実行される。

数１６式から２ｆ₀の周波数成分をローパスフィルタで除去すると、受信ミキサ３０の出力（例えばＬＰＦ３６の出力）は次式のように表現することができる。

数１７式の結果について、さらに計算を進めると、次式のようになる。

数１８式は、復調信号に含まれるドプラ信号が、新たに定義された変調度β´（数１７式参照）と変調周波数ｆ_mにより周波数変調された信号に等しいことを意味している。

図３は、周波数変調の影響を受けたドプラ信号を説明するための図であり、図３には、数１８式に対応したドプラ信号の周波数スペクトラムが示されている。なお、図３の横軸は周波数であり縦軸は電力である。

図３や数１８式に示されるように、変調信号の影響を受けたドプラ信号には、変調周波数ｆ_mのベッセル関数のゼロ次成分であるＪ₀（β´）に加え、１次成分Ｊ₁（β´），２次成分Ｊ₂（β´），３次成分Ｊ₃（β´），・・・の折り返し成分が含まれている。なお、直流近傍の成分（ゼロ次成分）は周波数０からドプラ周波数ｆ_dだけ離れた位置に現れており、１次成分は周波数ｆ_mからドプラ周波数ｆ_dだけ離れた位置に現れており、２次成分は周波数２ｆ_mからドプラ周波数ｆ_dだけ離れた位置に現れている。

ところで、実際のドプラ計測では、移動組織から得られるドプラ信号よりも固定目標からの反射信号の方が圧倒的に大きい。例えば、ドプラ信号よりも固定目標からの反射信号の大きさが５０〜７０ｄＢ程度大きくなる。固定目標とは、骨や血管壁などの生体組織に加えて、プローブと体表間の不整合に伴う成分も無視できない。実際のドプラ計測では、こうした固定目標からの比較的大きな信号が観測対象となるドプラ信号に重畳される。

図３は、固定目標からの信号８０が重畳された状態を示している。固定目標からの信号８０も周波数変調の影響を受けている。つまり、固定目標からの信号８０には、変調周波数ｆ_mのゼロ次成分に対応した直流成分８０（０），１次成分８０（１），２次成分８０（２），３次成分８０（３），・・・が含まれている。

図４は、固定目標からの信号を含んだドプラ信号の時間変化波形を示す図であり、図３の周波数スペクトラムの時間変化を示している。つまり、図４には、ドプラ信号の直流成分と１次成分（−１次成分）と２次成分の各々についての時間変化波形が示されている。横軸に示す時間の経過に伴って測定対象である血流などの速度が変化すると、速度の変化に応じてドプラ周波数ｆ_dも変化する。そのため、図４に示す各成分の波形は、横軸に示す時間の経過に従って縦軸に示す周波数方向に変化している。

さらに、図４には、固定目標からの信号８０も含まれている。つまり、直流成分８０（０）と１次成分８０（１）と２次成分８０（２）と３次成分８０（３）が含まれている。移動目標に比べて、固定目標からの信号８０の電力が非常に大きいため、電力値に対応した輝度で図４に示す波形を表示すると、固定目標からの信号８０がドプラ信号の表示の障害となる。特に、心臓壁のように多少の運動を伴う固定目標が存在すると、固定目標からの信号８０が周波数軸方向に広がってしまい、本来観測したい移動組織からのドプラ信号の障害となる。そこで、図１の超音波診断装置は、固定目標からの信号８０を低減させる機能を備えている。

＜不要波成分の低減について＞
図３，４を利用して説明したように、固定目標からの信号８０は、変調周波数ｆ_mの整数倍の成分となって出現する。そこで、図１の復調信号処理部４０は、復調信号（同相信号成分と直交信号成分の各々）に含まれる変調周波数ｆ_mの整数倍に対応した周波数成分を低減する。その低減にあたって、復調信号処理部４０は櫛型フィルタを利用する。

図５は、不要波成分の低減に用いる櫛型フィルタの周波数特性を示す図である。図５には、比較的なだらかな（Ａ）の周波数特性と比較的シャープな（Ｂ）の周波数特性の２つの周波数特性が示されており、各周波数特性の横軸は周波数であり、縦軸は周波数応答、つまり入力と出力の比（出力／入力）である。

（Ａ）（Ｂ）の周波数特性は、共に、変調周波数ｆ_mの整数倍の周波数成分を除去する特性となっている。これにより、固定目標からの信号が出現する周波数部分が低減され、望ましくは除去される。なお、固定目標からの信号は正弦波であり、図１の変調波生成部２４で利用される水晶発振器などの安定度に応じた、比較的安定した周波数となるため、櫛型フィルタの周波数特性を図５（Ｂ）のように、あるいはそれ以上に、シャープな特性とすることが可能である。

図６は、櫛型フィルタの構成例を示す図である。図６に示す櫛型フィルタは、加算部４２と遅延部４４で形成された部分構成を複数段に亘って直列的に接続した全体構成となっている。部分構成の段数を増加させるにつれて、櫛型フィルタの周波数特性をよりシャープなものとすることが可能になる。なお、図６の櫛型フィルタはアナログ回路により実現されてもよいが、デジタルフィルタとすることにより比較的容易に実現できる。櫛型フィルタをデジタルフィルタとした場合には、例えば、ＡＤコンバータによりアナログの復調信号がデジタルの復調信号に変換され、デジタルの復調信号が櫛型フィルタにより処理される。

図１の復調信号処理部４０は、例えば図５，６の櫛型フィルタを利用して、復調信号（同相信号成分と直交信号成分の各々）に含まれる変調周波数ｆ_mの整数倍に対応した周波数成分（不要波成分）を低減する。望ましくはこれらの不要波成分を完全に除去する。そして、不要波成分を低減された復調信号をＦＦＴ処理（高速フーリエ変換処理）する。その結果、固定目標からの不要波成分が低減された周波数スペクトラムが得られる。

図７は、固定目標の信号が低減されたドプラ信号の時間変化波形を示す図である。固定目標からの信号を含んだドプラ信号の時間変化波形（図４）から、固定目標の信号を除去することにより、図７に示すように、ドプラ信号の直流成分と１次成分（−１次成分）と２次成分の各々についての時間変化波形が明瞭に映し出される。

なお、図１の復調信号処理部４０は、変調周波数ｆ_mの整数倍に対応した周波数成分の強度を測定し、その強度に応じた低減量だけ周波数成分を低減するようにしてもよい。例えば、不要波成分を含んだままの復調信号をＦＦＴ処理することにより、図３の周波数スペクトラムが得られる。固定目標からの信号８０に含まれる直流成分８０（０）は、例えばウォールモーションフィルタなどの公知の技術により既に低減されている場合がある。そこで、復調信号処理部４０は、図３の周波数スペクトラム内の変調周波数ｆ_mに対応した周波数成分の強度（縦軸に示す電力値）を計測し、その強度の分だけ信号が除去されるように櫛型フィルタの減衰特性を設定する。例えば、変調周波数ｆ_mに対応した周波数成分の強度が大きい場合に、図５に示す櫛型フィルタの減衰部分の減衰量（低減量）を大きくする。一方、変調周波数ｆ_mに対応した周波数成分の強度が小さい場合に、櫛型フィルタの減衰量を小さくする。

また、図１の復調信号処理部４０は、復調信号を周波数スペクトラムに変換してから、周波数スペクトラムに含まれる変調周波数ｆ_mの整数倍に対応した周波数成分を特定し、それらの周波数成分を低減するようにしてもよい。例えば、図４の時間変化波形を得てからそれを表示する段階で、周波数０、周波数ｆ_m（−ｆ_m）、周波数２ｆ_m、周波数３ｆ_mの各周波数に対応した表示部分の輝度のみを小さくすることにより、図７に相当する表示態様を実現することもできる。

図８は、不要波成分を低減するための輝度特性を示す図である。図８には（Ａ）（Ｂ）の２つの輝度特性が示されており、各輝度特性の横軸は周波数であり縦軸は輝度応答である。（Ａ）と（Ｂ）の輝度特性は、共に、変調周波数ｆ_mの整数倍の部分、つまり不要波部分の輝度を低減する特性となっている。（Ａ）では変調周波数ｆ_mの整数倍の各部分が矩形状に除去されており、（Ｂ）では変調周波数ｆ_mの整数倍の各部分における減衰特性に傾斜が設けられている。（Ａ）の特性を利用することにより、例えば不要波成分の部分のみを極めてシャープに低減することが可能になり、（Ｂ）の特性を利用することにより例えば不要波成分の低減に伴う表示の違和感を抑えることが可能になる。

なお、図１の復調信号処理部４０は、変調周波数ｆ_mの整数倍に対応した周波数成分の強度を測定し、その強度に応じた低減量だけ、その周波数成分に対応した輝度を低減するようにしてもよい。また、ユーザ操作に応じて輝度の低減量が調整されてもよい。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

２０ ＦＭ変調器、２２ ＲＦ波発振器、２４ 変調波生成部、２５ 遅延回路、３０ 受信ミキサ、４０ 復調信号処理部、５０ ドプラ画像形成部。

Claims (5)

1. 変調周波数に応じて周期的に周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する送信処理部と、
   前記送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
   生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信処理部と、
   前記復調信号に含まれる前記変調周波数の整数倍に対応した周波数成分を低減する復調信号処理部と、
   前記周波数成分を低減された復調信号から生体内情報を得る生体内情報抽出部と、
   を有する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記復調信号処理部は、前記復調信号に基づいて前記周波数成分の強度を測定し、その強度に応じた低減量だけ当該周波数成分を低減する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記復調信号処理部は、前記変調周波数に対応した周波数成分の強度に基づいて前記低減量を設定する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記復調信号処理部は、前記変調周波数の整数倍に対応した周波数成分を低減する櫛型フィルタを備える、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項１から３のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記復調信号処理部は、前記復調信号の周波数スペクトラムから前記変調周波数の整数倍に対応した周波数成分を特定して当該周波数成分を低減する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。

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