JP2011098162A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術において、不要波成分を低減する。
【解決手段】位相調整部２３は、変調波生成部２４から得られる変調信号の位相を調整することにより、互いに位相をずらした複数の変調信号を出力する。ＦＭ変調部２０は、位相調整部２３から出力される複数の変調信号を用いて複数のＦＭ連続波を発生し、加算部２１において、それら複数のＦＭ連続波が加算されて送信信号が形成される。受信ミキサ３０は、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、その目標位置に対応した復調信号を得る。互いに位相をずらした複数のＦＭ連続波を加算した送信信号が利用されているため、復調信号に含まれる不要波成分が低減される。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報 特開２００８−２８９８５１号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究を重ねてきた。

本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術において、不要波成分を低減することにある。

上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、変調周波数に応じて周期的に周波数を変化させた連続波信号に基づく送信信号を出力する送信信号処理部と、送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る送受波部と、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有し、前記送信信号処理部は、互いに位相をずらした複数の連続波信号を合成した合成送信信号を出力し、前記受信信号処理部は、前記合成送信信号に基づく受信信号に対して前記復調処理を施すことにより、不要波成分を低減された前記復調信号を得る、ことを特徴とする。

望ましい具体例として、前記送信信号処理部は、変調信号を用いて搬送波信号を周波数変調処理することにより得られる連続波信号に基づいて合成送信信号を形成する、ことを特徴とする。

望ましい具体例として、前記送信信号処理部は、変調信号の位相を調整することにより得られる互いに位相をずらした複数の連続波信号を合成して合成送信信号を形成する、ことを特徴とする。

望ましい具体例として、前記送信信号処理部は、変調信号の位相を所定量だけ互いにずらした複数の連続波信号を合成して合成送信信号を形成する、ことを特徴とする。

望ましい具体例として、前記送信信号処理部は、第１連続波信号と、第１連続波信号から変調信号の位相をπだけずらした第２連続波信号とを加算することにより合成送信信号を形成し、前記受信信号処理部は、当該合成送信信号に基づく受信信号に対して前記復調処理を施すことにより、前記変調周波数の奇数次成分を低減された前記復調信号を得る、ことを特徴とする。

望ましい具体例として、前記送信信号処理部は、第１連続波信号と、第１連続波信号から変調信号の位相をπだけずらした第２連続波信号と、第１連続波信号から変調信号の位相を＋π／２だけずらした第３連続波信号と、第１連続波信号から変調信号の位相を＋３π／２だけずらした第４連続波信号と、を加算することにより、合成送信信号を形成し、前記受信信号処理部は、当該合成送信信号に基づく受信信号に対して前記復調処理を施すことにより、前記変調周波数の基本波成分と第２次高調波成分と第３次高調波成分を低減され、直流成分を含んだ前記復調信号を得る、ことを特徴とする。

望ましい具体例として、前記受信信号処理部は、前記目標位置の深さに応じて前記合成送信信号を遅延処理して得られる参照信号を用いて前記復調処理を施す、ことを特徴とする。

本発明により、連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術において、不要波成分を低減することが可能になる。

本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。 周波数変調処理された送信波と受信波を説明するための図である。 ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。 ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。 周波数変調の影響を受けたドプラ信号を説明するための図である。 周波数変調の影響を受けたドプラ信号の時間変化波形を示す図である。 第１ＦＭ連続波と第２ＦＭ連続波による不要波成分の低減を説明するための図である。 第３ＦＭ連続波と第４ＦＭ連続波による不要波成分の低減を説明するための図である。 ４つのＦＭ連続波とそれらを合成した送信信号を説明するための図である。 復調信号に含まれる各項の周波数スペクトラムを示す図である。 ４つのＦＭ連続波による不要波成分の低減を説明するための図である。 不要波成分がキャンセルされたドプラ信号の時間変化波形を示す図である。

図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。

送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、加算部２１を介して連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして、超音波の送信ビームが形成される。

ＦＭ変調部２０は、変調波生成部２４から位相調整部２３を介して供給される変調信号を用いて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波（搬送波信号）に対して周波数変調を施すことにより、ＦＭ連続波を発生する。

位相調整部２３は、変調波生成部２４から得られる変調信号の位相を調整することにより、互いに位相をずらした複数の変調信号を出力する。つまり、位相調整部２３は、位相０，π，π／２，３π／２の４つの変調信号を出力する。

ＦＭ変調部２０は、位相調整部２３から出力される複数の変調信号を用いて複数のＦＭ連続波を発生する。ＦＭ変調部２０は、第１変調器から第４変調器までの４つの変調器を備えており、第１変調器において位相０の変調信号を用いてＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対して周波数変調が施されて第１ＦＭ連続波が形成され、また、第２変調器において位相πの変調信号を用いてＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対して周波数変調が施されて第２ＦＭ連続波が形成される。同様に、第３変調器において位相π／２の変調信号を用いて第３ＦＭ連続波が形成され、第４変調器において位相３π／２の変調信号を用いて第４ＦＭ連続波が形成される。

こうして、ＦＭ変調部２０において、第１ＦＭ連続波から第４ＦＭ連続波までの４つのＦＭ連続波が形成され、加算部２１において、それら４つのＦＭ連続波が加算されて送信信号が形成される。なお、各ＦＭ連続波の波形などについては後にさらに詳述する。

受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。

受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、加算部２１から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、加算部２１から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。

π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

なお、本実施形態においては、ＦＭ変調部２０から得られる４つのＦＭ連続波を加算した送信信号が利用されており、これにより、同相信号成分の復調信号と直交信号成分の復調信号に含まれる不要波成分が低減される。この不要波成分の低減については、後にさらに詳述する。

ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、ＬＰＦ３６，３８から出力される不要波成分が低減された復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５０から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、連続波（ＣＷ）を変調波でＦＭ変調した超音波（ＦＭＣＷ波）を送受波して受信信号が得られて、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。さらに、互いに位相をずらした複数のＦＭ連続波を加算した送信信号が利用され、復調信号に含まれる不要波成分が低減される。そこで、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される位置選択性と不要波成分の低減について以下に詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

＜位置選択性について＞
周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_ｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭ連続波は次式のように表現できる。次式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆ_ｍの比であるβはＦＭの変調指数である。

本実施形態においては、互いに位相をずらした複数のＦＭ連続波を加算した送信信号を利用して不要波成分を低減させている。しかし、位置選択性については、単独の各ＦＭ連続波（加算前のＦＭ連続波）により実現できる。そこで、複数のＦＭ連続波を加算することによる不要波成分の低減については後に詳述することとし、ここでは、数１式に示す単独のＦＭ連続波による位置選択性について説明する。

数１式に示すＦＭ連続波を超音波の送信波（送信信号）とした場合、ドプラシフトを伴う受信波（受信信号）は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。なお、次式においてｆ_ｍに対するドプラシフトは、ｆ_０のシフト分ｆ_ｄに比較して小さいので無視している。

図２は、周波数変調処理された送信信号と受信信号を説明するための図である。図２（ａ）は、送信信号の波形（数１式参照）を示しており、横軸が時間軸であり縦軸が振幅である。また、図２（ｂ）は、送信信号と受信信号の各々についての瞬時周波数変化を示している。図２（ｂ）の横軸は時間軸であり縦軸は周波数（瞬時周波数）である。なお、図２（ａ）と図２（ｂ）の時間軸は互いに揃えられている。

図２（ｂ）に示されるように、ＦＭ連続波の送信信号（破線）は、周期Ｔ_ｍ＝１／ｆ_ｍで周波数を変化させた連続波となっている。また、受信信号（実線）は、送信信号から、位相角でφ_ｍだけ遅れている。なお、図２（ｂ）においては、数２式で示した受信信号の減衰やドプラシフトを省略している。

数２式で表される受信信号は、超音波振動子を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、送信信号を参照信号として受信信号と乗算を行う。図１を利用して説明したように、ＦＭ変調部２０から出力されるＦＭ連続波は、加算部２１を介して（他のＦＭ連続波と加算されて）、遅延回路２５に供給される。そして、遅延回路２５において遅延処理され、参照信号として、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。したがって、ミキサ３２へ供給される参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）と、ミキサ３４へ供給される参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）は次式のように表現できる。

数３式において、φ_ｍｒは、遅延回路２５における遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ_０ｒは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。

受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。

ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＩ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６によって除去される。

ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。

数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。

一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＱ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８によって除去される。

ここで、数６式のｖ_ＤＩ（ｔ）と数７式のｖ_ＤＱ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆ_ｍの偶数次高調波成分を次式のように表現する。

次に、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆ_ｍの成分、変調周波数ｆ_ｍの奇数次高調波成分を次式のように表現する。

数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆ_ｄを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆ_ｍの成分と変調周波数ｆ_ｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。通信工学ではこの種の信号形式を両側帯波搬送波除去変調（Double-Sideband Suppressed-Carrier, DSB-SC）と呼んでいる。

ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２５における遅延処理によりφ_ｍｒを調整してφ_ｍと一致させた場合（φ_ｍｒ＝φ_ｍ）を考える。φ_ｍｒとφ_ｍを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果を数５式のベッセル関数に適用すると、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。

数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。

数１１式は、参照波（参照信号）の位相φ_ｍｒを送受信間の位相差φ_ｍに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。その結果として得られる複素ドプラ周波数ｆ_ｄの値と極性は、血流などの流体の速度とその極性を表わしている。また、ドプラ信号の振幅は、搬送波および参照波の位相に依存しないこともわかる。

この事実は以下のように解釈することもできる。図１における遅延回路２５は、参照波（参照信号）における変調波の位相φ_ｍｒを、送受信間の変調波の位相差φ_ｍに設定する役目を持っている。しかし、この遅延回路２５は変調波の位相ばかりでなく、搬送波の位相も同時に変化させる。この値がφ_０ｒである。搬送波の位相は、参照波における変調波の位相φ_ｍｒに応じて変化するので、送受信間の変調波の位相差に応じた特定の値に定めることができない。しかし、数１１式に示されているように、φ_０ｒは、φ_０と同様に、どんな値になろうとも、直交検波する限りは、ドプラ信号の振幅、周波数およびその極性に影響を与えない。

そのため、例えば、変調信号（変調波）のみを目標位置の深さに応じた遅延量だけ遅延処理して遅延変調信号を形成し、その遅延変調信号を用いて搬送波信号を変調処理することにより参照信号を形成し、その参照信号とπ／２だけ位相をずらした参照信号とを用いて復調処理を施すようにしてもよい。

そして、図１の超音波診断装置においては、以下に説明するように、ＰＷドプラ（パルスドプラ）と同様に特定位置のドプラ情報をＣＷドプラと類似の比較的良好なＳＮＲで得ることができる。数６式から数９式において、ドプラ信号の振幅を支配するＪ_０（ｋβ）の因数であるｋβについて考察する。数４式におけるｋの定義からｋβは次式のように表現できる。次式は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化することを意味している。

図３は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。第１次ベッセル関数の性質により、ｋβが０のときにＪ_０（ｋβ）が最大値となる。図３において実線で示されるｋβの波形は、体表からの深さｄが正の範囲において０となる深さが３箇所ある。これら３箇所の深さから得られるドプラ信号の振幅が最大となることを意味している。

数１２式などから、目的とする深さからの受信信号の位相φ_ｍと、参照波の位相φ_ｍｒとを一致させるとｋβを０とすることができ、ｋβが０となる深さにおいてＪ_０（ｋβ）が最大となりドプラ信号の振幅が最大となる。つまり、遅延回路２５において、目的とする深さからの受信信号の位相φ_ｍと参照波の位相φ_ｍｒを一致させることにより、目的とする深さからのドプラ信号の振幅が最大となるようにして、そのドプラ信号を選択的に抽出することができる。

以上のように、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置は、遅延回路２５における遅延処理に基づいて決定される。図１のシステム制御部６０は、目標位置の深さに応じて遅延回路２５における遅延時間を制御する。

さらに、図１の超音波診断装置では、周波数変調の影響に伴うドプラ信号の不要波成分が低減され、必要とされるドプラ信号が抽出される。そこで、周波数変調に伴う不要波成分と、その不要波成分の低減について以下に詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

＜周波数変調に伴う不要波成分について＞
ドプラ法の基本原理において、移動体（例えば血流）に関するドプラ周波数（ドプラシフト周波数）は、計測に利用される超音波の周波数と移動体の速度に比例する。図１の超音波診断装置においては、ＦＭ連続波を利用しており、ＦＭ連続波は、図２において説明したように、周波数（瞬時周波数）が周期的に変化している。そのため、移動体の速度が一定の場合においても、ＦＭ連続波を利用してその移動体のドプラ周波数を計測すると、ＦＭ連続波の周期性に伴ってドプラ周波数が周期的に変動する。

図４は、ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。図４には、ドプラシフトの影響を受けていないＦＭ連続波７０と、ドプラシフトの影響を受けたＦＭ連続波７２が図示されている。なお、図４の横軸は時間軸であり、図４の縦軸にはＦＭ連続波７０，７２の瞬時周波数が示されている。

図１の超音波診断装置における連続波は、その瞬時周波数がＦＭ連続波７０のように周期的に正弦波状に変化する。そのため、移動体の速度が一定の場合においてもドプラシフトが周期的に変化し、その結果としてＦＭ連続波７２のような波形が得られる。つまり、ＦＭ連続波７０の瞬時周波数が低い（小さい）時刻においては、比較的小さいドプラ周波数ｆ_ｄＬとなり、ＦＭ連続波７０の瞬時周波数が高い（大きい）時刻においては、比較的大きいドプラ周波数ｆ_ｄＨとなる。

このように、ＦＭ連続波７０を利用して得られるドプラ周波数の変動は、ＦＭ連続波７０の周期性に対応した周期的なものとなる。特に、移動体の速度が大きい場合には、ドプラ周波数ｆ_ｄＬとドプラ周波数ｆ_ｄＨの差も大きくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的顕著になる。一方、移動体の速度が小さい場合にはドプラ周波数ｆ_ｄＬとドプラ周波数ｆ_ｄＨの差が小さくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的目立たなくなる。

図１の超音波診断装置において利用される連続波は、周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_ｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭ連続波であり、その信号は前述の数１式のとおりである。そのＦＭ連続波の瞬時角周波数は、数１式の位相項を時間微分して次式のように表現される。

ここで、ドプラシフトを音速（超音波の速度）ｃと移動体の速度ｖの比だけ、瞬時周波数が変化する量として定義する。この場合、相対速度ｖに対するドプラ周波数変化は往復で速度２ｖとして次式で表現される。

数１４式で表現されるドプラ周波数変化を瞬時位相に変換すると次式となる。

数１５式で表現される瞬時位相は、移動体からの受信波の瞬時位相に対して、初項で表現される搬送波ｆ_０によるドプラシフトに加え、第２項で表現される変調波によるドプラシフトが追加されることを意味している。なお、第３項は積分定数であり、ドプラ周波数の位相を意味する。一般に、血流などの速度計測では、ドプラ周波数の位相情報までは必要としない。また、時間的に変化しない位相成分であるため、速度計測において物理的に大きな意味を含んでいないと考える。

受信波は、送受信時間差（目標位置までの往復の伝播時間）τだけ送信波よりも遅れて到着するため、送受信時間差τを考慮すると、受信波は次式のように表現される。

受信ミキサ３０では、送信波に実質的に同じ波形の参照波（参照信号）と受信波との乗算（次式）に相当する処理が実行される。

数１７式から２ｆ_０の周波数成分をローパスフィルタで除去すると、受信ミキサ３０の出力（例えばＬＰＦ３６の出力）は次式のように表現することができる。

数１８式の結果について、さらに計算を進めると、次式のようになる。

数１９式は、ドプラ信号が、新たに定義された変調度β´（数１８式参照）と変調周波数ｆ_ｍにより周波数変調された信号に等しいことを意味している。

図５は、周波数変調の影響を受けたドプラ信号を説明するための図であり、図５には、数１９式に対応したドプラ信号の周波数スペクトラムが示されている。なお、図５の横軸は周波数であり縦軸は電力である。

図５や数１９式に示されるように、変調信号の影響を受けたドプラ信号には、変調周波数ｆ_ｍのゼロ次成分である直流成分Ｊ_０（β´）に加え、１次成分Ｊ_１（β´），２次成分Ｊ_２（β´），３次成分Ｊ_３（β´），・・・の折り返し成分が含まれている。なお、直流成分は周波数０からドプラ周波数ｆ_ｄだけ離れた位置に現れており、１次成分は周波数ｆ_ｍからドプラ周波数ｆ_ｄだけ離れた位置に現れており、２次成分は周波数２ｆ_ｍからドプラ周波数ｆ_ｄだけ離れた位置に現れている。

図６は、周波数変調の影響を受けたドプラ信号の時間変化波形を示す図であり、図５の周波数スペクトラムの時間変化を示している。つまり、図６には、ドプラ信号の直流成分と１次成分（−１次成分）と２次成分の各々についての時間変化波形が示されている。横軸に示す時間の経過に伴って測定対象である血流などの速度が変化すると、速度の変化に応じてドプラ周波数ｆ_ｄも変化する。そのため、図６に示す各成分の波形は、横軸に示す時間の経過に従って縦軸に示す周波数方向に変化している。

図１の超音波診断装置では、必要とされるドプラ信号として、ゼロ次成分である直流成分を抽出する。そのため、折り返し成分である１次成分，２次成分，３次成分，・・・を不要波成分として、これら不要波成分が低減される。

＜不要波成分の低減について＞
不要波成分を低減するために、図１の超音波診断装置では、変調波生成部２４において変調信号が生成され、位相調整部２３においてその変調信号の位相が調整され、ＦＭ変調部２０において互いに位相をずらした複数のＦＭ連続波が形成される。そして、互いに位相をずらした複数のＦＭ連続波が加算部２１で合成（加算）され、合成により得られた送信信号を利用して不要波成分が低減される。

この不要波成分の低減について数式を利用して説明する。その説明において数式の記載を簡略化するために、これまでの数式に登場したいくつかの数量を次式の定義に従ってギリシャ文字で表現する。

図１を利用して説明したように、位相調整部２３から位相０，π，π／２，３π／２の４つの変調信号が出力され、ＦＭ変調部２０の第１変調器において位相０の変調信号を用いてＲＦ波に対して周波数変調が施されて第１ＦＭ連続波が形成され、ＦＭ変調部２０の第２変調器において位相πの変調信号を用いてＲＦ波に対して周波数変調が施されて第２ＦＭ連続波が形成される。そこで、数１式のＦＭ連続波を第１ＦＭ連続波（v_TS1）とし、第１ＦＭ連続波から変調信号の位相をπだけずらした第２ＦＭ連続波（v_TC1）を次式のように表現する。なお、数式の記載を簡略化するために、数１式における振幅Ａを省略（Ａ＝１）している。

まず、数２１式に示す第１ＦＭ連続波と第２ＦＭ連続波が加算されて送信信号が形成された場合について説明する。第１ＦＭ連続波と第２ＦＭ連続波が加算された場合の参照信号は、次式に示す第１ＦＭ連続波に対応した参照信号（v_refs1）と、第２ＦＭ連続波に対応した参照信号（v_refc1）が加算された信号となる。

また、第１ＦＭ連続波と第２ＦＭ連続波が加算された送信信号に基づいて得られる受信波は、次式に示す第１ＦＭ連続波に対応した受信信号（v_RS1）と、第２ＦＭ連続波に対応した受信信号（v_RC1）が加算された信号となる。

そして、受信ミキサ３０において、例えばミキサ３２において、数２２式の参照信号と数２３式の受信信号が乗算処理されて、ベースバンド信号（復調信号）が得られる。そこで、まず、数２２式の参照信号（v_refs1）と数２３式の受信信号（v_RS1）による乗算処理を示すと次式のようになる。なお、次式の計算途中において、v_DS1の低周波数成分が抽出されてv_ds1とされている。これは、例えばＬＰＦ３６における処理に相当する。

また、数２２式の参照信号（v_refc1）と数２３式の受信信号（v_RC1）による乗算処理を示すと次式のようになる。なお、次式の計算途中において、v_DC1の低周波数成分が抽出されてv_dc1とされている。これは、例えばＬＰＦ３６における処理に相当する。

数２４式における最終結果の第２項（最終行）と数２５式における最終結果の第２項（最終行）は、共に変調周波数ｆ_ｍの奇数次の高調波成分であり、互いに極性（正負）が逆になっている。そのため、数２２式の参照信号と数２３式の受信信号が乗算処理されて得られるベースバンド信号（復調信号）内において、数２４式の奇数次の高調波成分と数２５式の奇数次の高調波成分が互いに加算されて打ち消し合うことになる。

次に、数２２式の参照信号（v_refs1）と数２３式の受信信号（v_RC1）による乗算処理と、数２２式の参照信号（v_refc1）と数２３式の受信信号（v_RS1）による乗算処理を示すと次式のようになる。なお、次式の計算途中において、v_X1の低周波数成分が抽出されている。これは、例えばＬＰＦ３６における処理に相当する。

数２６式における最終結果は、ドプラ信号に、変調周波数ｆ_ｍの偶数次の高調波成分が含まれているものの、変調周波数ｆ_ｍの奇数次の高調波成分が含まれないことを示している。数２４式から数２６式の結果により、数２２式の参照信号と数２３式の受信信号が乗算処理されて得られるベースバンド信号（復調信号）内には、変調周波数ｆ_ｍの奇数次の高調波成分が含まれないことがわかる。

このように、ＦＭ変調部２０から得られる第１ＦＭ連続波と第２ＦＭ連続波（数２１式）を加算部２１において加算した送信信号（合成送信信号）を利用することにより、復調信号に含まれる不要波成分として、変調周波数ｆ_ｍの奇数次の高調波成分を低減することができる。望ましくは、変調周波数ｆ_ｍの奇数次の高調波成分が完全に除去される。

図７は、第１ＦＭ連続波と第２ＦＭ連続波による不要波成分の低減を説明するための図である。図７の各横軸は周波数であり各縦軸は電力である。図７には、数２４式から数２６式の各々の結果に対応した周波数スペクトラムと、数２４式から数２６式の結果を加算して得られる信号の周波数スペクトラムが示されている。図７の最下段に示す加算結果から、変調周波数ｆ_ｍの奇数次の高調波成分がキャンセルされていることがわかる。

なお、数２１式に示した第１ＦＭ連続波と第２ＦＭ連続波の組に代えて、次式に示す第３ＦＭ連続波（v_TS2）と第４ＦＭ連続波（v_TC2）の組を利用しても、復調信号に含まれる不要波成分として、変調周波数ｆ_ｍの奇数次の高調波成分を低減することができる。第３ＦＭ連続波は、ＦＭ変調部２０の第３変調器において位相π／２の変調信号を用いて形成され、第４ＦＭ連続波は、ＦＭ変調部２０の第４変調器において位相３π／２の変調信号を用いて形成される。

図８は、第３ＦＭ連続波と第４ＦＭ連続波による不要波成分の低減を説明するための図である。図８の各横軸は周波数であり各縦軸は電力である。図８には、数２７式に示した第３ＦＭ連続波と第４ＦＭ連続波を用いて、数２４式から数２６式に対応した計算を進めた場合に得られる信号の周波数スペクトラムと、それらを加算して得られる周波数スペクトラムが示されている。図８の最下段に示す加算結果から、変調周波数ｆ_ｍの奇数次の高調波成分がキャンセルされていることがわかる。

なお、数２１式と数２７式においては、周波数ｆ_０の搬送波として正弦波（ｓｉｎ）を利用しているが、周波数ｆ_０の搬送波として余弦波（ｃｏｓ）を利用してもよい。

このように、第１ＦＭ連続波と第２ＦＭ連続波の組、または、第３ＦＭ連続波と第４ＦＭ連続波の組を利用することにより、変調周波数ｆ_ｍの奇数次の高調波成分を低減することができる。さらに、本実施形態においては、第１ＦＭ連続波から第４ＦＭ連続波までの４つのＦＭ連続波を合成（加算）した送信信号（合成送信信号）を利用することにより、不要波成分の低減効果を高めることができる。

そこで、４つのＦＭ連続波を合成した場合における不要波成分の低減について数式を利用して説明する。まず、第１ＦＭ連続波（v_T1）と第２ＦＭ連続波（v_T2）と第３ＦＭ連続波（v_T3）と第４ＦＭ連続波（v_T4）を次式のように表現する。

そして、数２８式の４つのＦＭ連続波を加算して得られる送信信号は次式のように表現される。

図９は、４つのＦＭ連続波とそれらを合成した送信信号を説明するための図である。図９の各横軸は周波数であり各縦軸は振幅である。図９には、数２８式に示した４つのＦＭ連続波の各々の周波数スペクトラムと、４つのＦＭ連続波を加算して得られる数２９式の送信信号（合成送信信号）の周波数スペクトラムが示されている。図９の最下段に示す周波数スペクトラムから、４つのＦＭ連続波を合成した送信信号は、搬送波周波数ｆ_０を中心として４ｆ_ｍごとに線スペクトラムを持つ側帯波から構成されていることがわかる。

数２９式の送信信号を利用して得られる受信信号は次式のように表現される。

さらに、受信ミキサ３０において得られるベースバンド信号（復調信号）は、参照信号として利用される数２９式の送信信号と数３０式の受信信号から、次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、v_Dの低周波数成分が抽出されてv_dとされている。これは、例えばＬＰＦ３６における処理に相当する。

数３１式の最終結果は３行に亘って表現されており、その第１行目に含まれるＪ_０の項が、必要とされる直流成分のドプラ信号である。このドプラ信号は次式のとおりである。

また、数３１式の最終結果の第１行目に含まれるＪ_４ｎの項は、４ｎ次（ｎ＝１〜∞）の高調波成分であり、それらの中で、ｎ＝１すなわち４次の高調波成分は次式のようになる。

次に、数３１式の最終結果の第２行目の乗算結果と第３行目の乗算について解析する。図１０は、復調信号に含まれる各項の周波数スペクトラムを示す図であり、図１０には、数３１式の最終結果の第２行目に含まれる各項の周波数スペクトラム（Ａ）と、数３１式の最終結果の第３行目に含まれる各項の周波数スペクトラム（Ｂ）が図示されている。図１０を参照して、数３１式の最終結果の第２行目の乗算結果と第３行目の乗算結果について解析する。

まず、直流成分は次式のように多項式の和として表現できる。

数３４式の最終結果の第２項は、極性が交互に反転する成分の総和となり、数３４式の最終結果においては、第１項が支配的となる。

次に、２ｆ_ｍの成分は、次式のようになり、複数の項が互いに打ち消し合って最終結果は０（ゼロ）となる。

次に、４ｆ_ｍの成分は次式のようになる。４ｆ_ｍの成分は、極性が交互に反転する成分の総和となり、その電力はほとんど相殺される。

数３２式から数３６式までの解析から、数３１式の最終結果には、直流成分以外である不要波成分のうち、４次，８次，１２次，・・・というような、変調波の４ｎ倍（ｎは自然数）の不要波成分のみが残り、他の不要波成分はキャンセルされていることがわかる。

このように、ＦＭ変調部２０から得られる第１ＦＭ連続波から第４ＦＭ連続波を加算部２１において加算した合成送信信号（数２９式）を利用することにより、変調波の４ｎ倍（ｎは自然数）の不要波成分のみが残り、他の不要波成分を低減することができる。望ましくは、変調波の４ｎ倍以外の不要波成分が完全に除去される。

なお、４つのＦＭ連続波を合成した送信信号を利用することによる不要波成分の低減については、図７と図８の組み合わせから推定することもできる。

図１１は、４つのＦＭ連続波による不要波成分の低減を説明するための図である。図１１の各横軸は周波数であり各縦軸は電力である。図１１には、図７と図８に示した復調信号の周波数スペクトラムが示されており、図１１の最下段には、図７と図８に示した復調信号を加算して得られる信号の周波数スペクトラムが示されている。数３１式の最終結果から得られる周波数スペクトラムも図１１の最下段のようになり、変調周波数ｆ_ｍの４ｎ倍（ｎは自然数）の不要波成分のみが残り、他の不要波成分がキャンセルされていることがわかる。

図１２は、不要波成分がキャンセルされたドプラ信号の時間変化波形を示す図であり、図１１最下段の周波数スペクトラムの時間変化を示している。図６と比較すると、図１２においては、１次成分（−１次成分）と２次成分の不要波成分がキャンセルされ、ドプラ信号の直流成分についての時間変化波形のみが示されている。なお、３次成分の不要波成分もキャンセルされる。そのため、図６の場合と比較して、図１２においては、例えば、血流速度の測定範囲を４倍に拡大することが可能になる。なお、例えば、図１２に示す直流成分の時間変化波形が、ドプラ信号の時間変化波形として、図１の表示部５４に表示される。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

２０ ＦＭ変調部、２１ 加算部、２２ ＲＦ波発振器、２３ 位相調整部、２４ 変調波生成部、２５ 遅延回路、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部。

Claims (7)

1. 変調周波数に応じて周期的に周波数を変化させた連続波信号に基づく送信信号を出力する送信信号処理部と、
   送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る送受波部と、
   生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
   前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
   を有し、
   前記送信信号処理部は、互いに位相をずらした複数の連続波信号を合成した合成送信信号を出力し、
   前記受信信号処理部は、前記合成送信信号に基づく受信信号に対して前記復調処理を施すことにより、不要波成分を低減された前記復調信号を得る、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、変調信号を用いて搬送波信号を周波数変調処理することにより得られる連続波信号に基づいて合成送信信号を形成する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、変調信号の位相を調整することにより得られる互いに位相をずらした複数の連続波信号を合成して合成送信信号を形成する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項３に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、変調信号の位相を所定量だけ互いにずらした複数の連続波信号を合成して合成送信信号を形成する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項４に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、第１連続波信号と、第１連続波信号から変調信号の位相をπだけずらした第２連続波信号とを加算することにより合成送信信号を形成し、
   前記受信信号処理部は、当該合成送信信号に基づく受信信号に対して前記復調処理を施すことにより、前記変調周波数の奇数次成分を低減された前記復調信号を得る、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項４に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、第１連続波信号と、第１連続波信号から変調信号の位相をπだけずらした第２連続波信号と、第１連続波信号から変調信号の位相を＋π／２だけずらした第３連続波信号と、第１連続波信号から変調信号の位相を＋３π／２だけずらした第４連続波信号と、を加算することにより、合成送信信号を形成し、
   前記受信信号処理部は、当該合成送信信号に基づく受信信号に対して前記復調処理を施すことにより、前記変調周波数の基本波成分と第２次高調波成分と第３次高調波成分を低減され、直流成分を含んだ前記復調信号を得る、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記受信信号処理部は、前記目標位置の深さに応じて前記合成送信信号を遅延処理して得られる参照信号を用いて前記復調処理を施す、
   ことを特徴とする超音波診断装置。

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