JP2011011041A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術において、不要波成分を低減する。
【解決手段】ＦＭ変調器２０は、変調信号に基づいて周波数変調処理された連続波の送信信号を出力する。受信ミキサ３０は、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、その目標位置に対応した復調信号を得る。高調波生成部４０と位相振幅調整部４２は、変調信号に基づいて、変調信号とその高調波信号に対応した補正信号を生成する。そして、加算部４６，４８において、目標位置に対応した復調信号に対して補正信号が加算され、これにより、その復調信号に含まれる不要波成分が低減される。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の出願人は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の出願人は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報 特開２００８−２８９８５１号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究を重ねてきた。

本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術において、不要波成分を低減することにある。

上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、変調信号に基づいて変調された連続波の送信信号を出力する送信信号出力部と、前記送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る送受波部と、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記変調信号に基づいて当該変調信号とその高調波信号に対応した補正信号を生成する補正信号生成部と、前記補正信号に基づいて前記目標位置に対応した復調信号に含まれる不要波成分を低減する補正処理部と、不要波成分を低減された復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。

望ましい態様において、前記補正信号生成部は、前記変調信号とその高調波信号の位相を調整して前記補正信号を生成する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記補正信号生成部は、前記変調信号とその高調波信号の振幅を調整して前記補正信号を生成する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記補正処理部は、前記目標位置に対応した復調信号と前記補正信号とを合成することにより、当該復調信号に含まれる固定組織からの不要波成分を低減する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号出力部は、前記変調信号を用いて搬送波信号を周波数変調処理することにより得られる連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号出力部は、前記変調信号として周期的な信号列を用いて搬送波信号に対してデジタル変調処理を施すことにより得られる連続波の送信信号を出力し、前記受信信号処理部は、前記相関関係が調整された参照信号を用いて前記受信信号に対して目標位置を対象とした選択的な復調処理を施す、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記受信信号処理部は、前記目標位置に応じて前記信号列から形成される参照信号を用いて、前記受信信号に含まれる目標位置に対応した信号列パターンと前記参照信号の信号列パターンとを互いに一致させることにより、前記選択的な復調処理を実現する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記受信信号処理部は、前記選択的な復調処理により得られた信号に対して、前記搬送波信号から形成される参照波信号を用いて検波処理を施すことにより、前記目標位置に対応した復調信号を得る、ことを特徴とする。

本発明により、連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術において、不要波成分を低減することが可能になる。

本発明の好適な超音波診断装置を示す図である。 周波数変調処理された送信波と受信波を説明するための図である。 ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。 ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。 周波数変調の影響を受けたドプラ信号を説明するための図である。 固定目標からの信号の影響を受けたドプラ信号を説明するための図である。 固定目標からの信号を含んだドプラ信号の時間変化波形を示す図である。 固定目標からの信号の低減を説明するための図である。 固定目標の信号が低減されたドプラ信号の時間変化波形を示す図である。 本発明の別の好適な超音波診断装置を示す図である。 ＰＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。 選択的なＰＳＫの復調処理を説明するための図である。 乗算器出力の電圧と参照信号列の位相の関係を説明するための図である。 ＰＳＫを利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。 固定組織から得られる受信信号に対する処理を説明するための図である。 固定組織から得られる信号の周波数スペクトラムを示す図である。 固定組織からの信号の影響を受けたドプラ信号を示す図である。 固定組織からの信号の低減を説明するための図である。

以下、本発明の好適な実施形態を説明する。

図１には、本発明の好適な超音波診断装置が示されており、図１は、その超音波診断装置の全体構成を示す機能ブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。

送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、例えば正弦波によるＦＭ変調処理が施されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）が入力される。送信ビームフォーマ１４は、ＦＭ連続波に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして、ＦＭ連続波による送信ビームが形成される。

ＦＭ変調器２０は、送信ビームフォーマ１４にＦＭ連続波を出力する。ＦＭ変調器２０は、変調波生成部２４から供給される変調信号を用いて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波（搬送波信号）に対して周波数変調を施すことにより、ＦＭ連続波を発生する。このＦＭ連続波の波形等については後に詳述する。

受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。

受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波に基づいて生成される。つまり、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。

π／２シフト回路２６は遅延処理されたＦＭ連続波の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。なお、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

ＬＰＦ３６，３８から出力される復調信号には、例えば固定組織から得られる成分が含まれており、血流などの移動組織からの信号に注目した計測においては固定組織から得られる成分が不要波成分となる。そこで、加算部４６，４８において、その不要波成分が低減される（望ましくは完全に除去される）。加算部４６，４８は、高調波生成部４０と位相振幅調整部４２とπ／２シフト回路４４を介して得られる補正信号を利用して不要波成分を低減する。なお、不要波成分の低減については、後にさらに詳述する。

ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、不要波成分が低減された復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５０から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、本実施形態では、変調波生成部２４における変調処理と遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上、概説したように、本実施形態では、連続波（ＣＷ）を変調波でＦＭ変調した超音波（ＦＭＣＷ波）を送受波して受信信号が得られて、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。そこで、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_ｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。

数１式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆ_ｍの比であるβはＦＭの変調指数である。

また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。

なお、数２式においてｆ_ｍに対するドプラシフトは、ｆ_０のシフト分ｆ_ｄに比較して小さいので無視している。

図２は、周波数変調処理された送信波と受信波を説明するための図である。図２（ａ）は、ＦＭＣＷ送信波（送信信号）の波形（数１式参照）を示しており、横軸が時間軸であり縦軸が振幅である。また、図２（ｂ）は、ＦＭＣＷ送信波（送信信号）とＦＭＣＷ受信波（受信信号）の各々についての瞬時周波数変化を示している。図２（ｂ）の横軸は時間軸であり縦軸は周波数（瞬時周波数）である。なお、図２（ａ）と図２（ｂ）の時間軸は互いに揃えられている。

図２（ｂ）に示されるように、送信信号（破線）は、周期Ｔ_ｍ＝１／ｆ_ｍで周波数を変化させた連続波となっている。また、受信信号（実線）は、送信信号から、位相角でφ_ｍだけ遅れている。なお、図２（ｂ）においては、数２式で示した受信信号の減衰やドプラシフトを省略している。

数２式で表される受信波形は、超音波振動子を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。図１を利用して説明したように、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、参照信号として、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。したがって、ミキサ３２へ供給される参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）と、ミキサ３４へ供給される参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）は、次式のように表現できる。

数３式において、φ_ｍｒは、遅延回路２５における遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ_０ｒは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。

受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。

ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＩ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６によって除去される。

ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。

数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。

一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＱ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８によって除去される。

ここで、数６式のｖ_ＤＩ（ｔ）と数７式のｖ_ＤＱ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆ_ｍの偶数次高調波成分を次式のように表現する。

次に、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆ_ｍの成分、変調周波数ｆ_ｍの奇数次高調波成分を次式のように表現する。

数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆ_ｄを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆ_ｍの成分と変調周波数ｆ_ｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。通信工学ではこの種の信号形式を両側帯波搬送波除去変調（Double-Sideband Suppressed-Carrier, DSB-SC）と呼んでいる。

ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２５における遅延処理によりφ_ｍｒを調整してφ_ｍと一致させた場合（φ_ｍｒ＝φ_ｍ）を考える。φ_ｍｒとφ_ｍを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果を数５式のベッセル関数に適用すると、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。

数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。

数１１式は、参照波（参照信号）の位相φ_ｍｒを送受信間の位相差φ_ｍに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。その結果として得られる複素ドプラ周波数ｆ_ｄの値と極性は、血流などの流体の速度とその極性を表わしている。また、ドプラ信号の振幅は、搬送波および参照波の位相に依存しないこともわかる。

この事実は以下のように解釈することもできる。図１における遅延回路２５は、参照波（参照信号）における変調波の位相φ_ｍｒを、送受信間の変調波の位相差φ_ｍに設定する役目を持っている。しかし、この遅延回路２５は変調波の位相ばかりでなく、搬送波の位相も同時に変化させる。この値がφ_０ｒである。搬送波の位相は、参照波における変調波の位相φ_ｍｒに応じて変化するので、送受信間の変調波の位相差に応じた特定の値に定めることができない。しかし、数１１式に示されているように、φ_０ｒは、φ_０と同様に、どんな値になろうとも、直交検波する限りは、ドプラ信号の振幅、周波数およびその極性に影響を与えない。

そのため、例えば、変調信号（変調波）のみを目標位置の深さに応じた遅延量だけ遅延処理して遅延変調信号を形成し、その遅延変調信号を用いて搬送波信号を変調処理することにより参照信号を形成し、その参照信号とπ／２だけ位相をずらした参照信号とを用いて復調処理を施すようにしてもよい。

そして、本実施形態においては、以下に説明するように、ＰＷドプラ（パルスドプラ）と同様に特定位置のドプラ情報をＣＷドプラと類似の比較的良好なＳＮＲで得ることができる。数６式から数９式において、ドプラ信号の振幅を支配するＪ_０（ｋβ）の因数であるｋβについて考察する。数４式におけるｋの定義からｋβは次式のように表現できる。

数１２式は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化することを意味している。

図３は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。第１次ベッセル関数の性質により、ｋβが０のときにＪ_０（ｋβ）が最大値となる。図３において実線で示されるｋβの波形は、体表からの深さｄが正の範囲において０となる深さが３箇所ある。これら３箇所の深さから得られるドプラ信号の振幅が最大となることを意味している。

数１２式などから、目的とする深さからの受信信号の位相φ_ｍと、参照波の位相φ_ｍｒとを一致させるとｋβを０とすることができ、ｋβが０となる深さにおいてＪ_０（ｋβ）が最大となりドプラ信号の振幅が最大となる。つまり、遅延回路２５において、目的とする深さからの受信信号の位相φ_ｍと参照波の位相φ_ｍｒを一致させることにより、目的とする深さからのドプラ信号の振幅が最大となるようにして、そのドプラ信号を選択的に抽出することができる。

以上のように、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置は、遅延回路２５における遅延処理に基づいて決定される。図１のシステム制御部６０は、目標位置の深さに応じて遅延回路２５における遅延時間を制御する。

さらに、本実施形態においては、ＦＭ連続波の周期性に伴うドプラ信号の不要波が除去され、必要とされるドプラ信号が抽出される。そこで、その抽出処理について以下に詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

まず、ドプラ法の基本原理において、移動体（例えば血流）に関するドプラ周波数（ドプラシフト周波数）は、計測に利用される超音波の周波数と移動体の速度に比例する。本実施形態においては、ＦＭ連続波を利用しており、ＦＭ連続波は、図２を利用して説明したように、周波数（瞬時周波数）が周期的に変化している。そのため、移動体の速度が一定の場合においても、ＦＭ連続波を利用してその移動体のドプラ周波数を計測すると、ＦＭ連続波の周期性に伴ってドプラ周波数が周期的に変動する。

図４は、ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。図４には、ドプラシフトの影響を受けていないＦＭ連続波７０と、ドプラシフトの影響を受けたＦＭ連続波７２が図示されている。なお、図４の横軸は時間軸であり、図４の縦軸にはＦＭ連続波７０，７２の瞬時周波数が示されている。

本実施形態における超音波の送信信号は、その瞬時周波数がＦＭ連続波７０のように周期的に正弦波状に変化する。そのため、移動体の速度が一定の場合においても、ドプラシフトが周期的に変化し、その結果としてＦＭ連続波７２のような波形が得られる。つまり、ＦＭ連続波７０の瞬時周波数が低い（小さい）時刻においては、比較的小さいドプラ周波数ｆ_ｄＬとなり、ＦＭ連続波７０の瞬時周波数が高い（大きい）時刻においては、比較的大きいドプラ周波数ｆ_ｄＨとなる。

このように、ＦＭ連続波７０を利用して得られるドプラ周波数の変動は、ＦＭ連続波７０の周期性に対応した周期的なものとなる。特に、移動体の速度が大きい場合には、ドプラ周波数ｆ_ｄＬとドプラ周波数ｆ_ｄＨの差も大きくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的顕著になる。一方、移動体の速度が小さい場合にはドプラ周波数ｆ_ｄＬとドプラ周波数ｆ_ｄＨの差が小さくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的目立たなくなる。

本実施形態における超音波の送信信号は、周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_ｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波であり、その信号は前述の数１式のとおりである。その送信信号（ＦＭＣＷ送信波）の瞬時角周波数は、数１式の位相項を時間微分して次式のように表現される。

ここで、ドプラシフトを音速（超音波の速度）ｃと移動体の速度ｖの比だけ、瞬時周波数が変化する量として定義する。この場合、相対速度ｖに対するドプラ周波数変化は往復で速度２ｖとして次式で表現される。

数１４式で表現されるドプラ周波数変化を瞬時位相に変換すると次式となる。

数１５式で表現される瞬時位相は、移動体からの受信波の瞬時位相に対して、初項で表現される搬送波ｆ_０によるドプラシフトに加え、第２項で表現される変調波によるドプラシフトが追加されることを意味している。なお、第３項は積分定数であり、ドプラ周波数の位相を意味する。一般に、血流などの速度計測では、ドプラ周波数の位相情報までは必要としない。また、時間的に変化しない位相成分であるため、速度計測において物理的に大きな意味を含んでいないと考える。

受信波は、送受信時間差（目標位置までの往復の伝播時間）τだけ送信波よりも遅れて到着するため、送受信時間差τを考慮すると、受信波は次式のように表現される。

受信ミキサ３０では、送信波に実質的に同じ波形の参照波（参照信号）と受信波との乗算（次式）に相当する処理が実行される。

数１７式から２ｆ_０の周波数成分をローパスフィルタで除去すると、受信ミキサ３０の出力（例えばＬＰＦ３６の出力）は次式のように表現することができる。

数１８式の結果について、さらに計算を進めると、次式のようになる。

数１９式は、ドプラ信号が、新たに定義された変調度β´（数１８式参照）と変調周波数ｆ_ｍにより周波数変調された信号に等しいことを意味している。

図５は、周波数変調の影響を受けたドプラ信号を説明するための図であり、図５には、数１９式に対応したドプラ信号の周波数スペクトラムが示されている。なお、図５の横軸は周波数であり縦軸は電力である。

図５や数１９式に示されるように、変調信号の影響を受けたドプラ信号には、変調周波数ｆ_ｍのゼロ次成分である直流成分Ｊ_０（β´）に加え、１次成分Ｊ_１（β´），２次成分Ｊ_２（β´），３次成分Ｊ_３（β´），・・・の折り返し成分が含まれている。なお、直流成分は周波数０からドプラ周波数ｆ_ｄだけ離れた位置に現れており、１次成分は周波数ｆ_ｍからドプラ周波数ｆ_ｄだけ離れた位置に現れており、２次成分は周波数２ｆ_ｍからドプラ周波数ｆ_ｄだけ離れた位置に現れている。

ところで、実際のドプラ計測では、移動組織から得られるドプラ信号よりも固定目標からの反射信号の方が圧倒的に大きい。例えば、ドプラ信号よりも固定目標からの反射信号の大きさが５０〜７０ｄＢ程度大きくなる。固定目標とは、骨や血管壁などの生体組織に加えて、プローブと体表間の不整合に伴う成分も無視できない。実際のドプラ計測では、こうした固定目標からの比較的大きな信号が観測対象となるドプラ信号に重畳される。

図６は、固定目標からの信号の影響を受けたドプラ信号を説明するための図である。図６は、図５に示したドプラ信号の周波数スペクトラムに固定目標からの信号８０が重畳された状態を示している。

固定目標からの信号８０も周波数変調の影響を受けている。つまり、固定目標からの信号８０には、変調周波数ｆ_ｍのゼロ次成分に対応した直流成分８０（０），１次成分８０（１），２次成分８０（２），３次成分８０（３），・・・が含まれている。

図７は、固定目標からの信号を含んだドプラ信号の時間変化波形を示す図であり、図６の周波数スペクトラムの時間変化を示している。つまり、図７には、ドプラ信号の直流成分と１次成分（−１次成分）と２次成分の各々についての時間変化波形が示されている。横軸に示す時間の経過に伴って測定対象である血流などの速度が変化すると、速度の変化に応じてドプラ周波数ｆ_ｄも変化する。そのため、図７に示す各成分の波形は、横軸に示す時間の経過に従って縦軸に示す周波数方向に変化している。

さらに、図７には、固定目標からの信号８０も含まれている。つまり、直流成分８０（０）と１次成分８０（１）と２次成分８０（２）と３次成分８０（３）が含まれている。移動目標に比べて、固定目標からの信号８０の電力が非常に大きいため、電力値に対応した輝度で図７に示す波形を表示部５４に表示すると、固定目標からの信号８０がドプラ信号の表示の障害となる。特に、心臓壁のように多少の運動を伴う固定目標が存在すると、固定目標からの信号８０が周波数軸方向に広がってしまい、本来観測したい移動組織からのドプラ信号の障害となる。そこで、図１の超音波診断装置は、固定目標からの信号８０を低減させる機能を備えている。

図８は、固定目標からの信号の低減を説明するための図であり、図８には、図６に示した固定目標からの信号８０の影響を受けたドプラ信号に加えて、その固定目標からの信号８０を低減するための補正信号９０が図示されている。

図６を利用して説明したように、固定目標からの信号８０には、変調周波数ｆ_ｍの１次成分８０（１），２次成分８０（２），３次成分８０（３）が含まれている。図８に示す補正信号９０はこれらの成分の各々に対応している。つまり、１次成分８０（１）に対応した１次補正信号９０（１）、２次成分８０（２）に対応した２次補正信号９０（２）、３次成分８０（３）に対応した３次補正信号９０（３）が図示されている。

図８に示す補正信号９０は、固定目標からの信号８０を相殺するように生成される。つまり、１次補正信号９０（１）は、その位相が１次成分８０（１）の位相から１８０度だけ異なり、その振幅が１次成分８０（１）の振幅に等しくなるように形成される。そのため、１次成分８０（１）を含んだ信号に１次補正信号９０（１）を加算することにより、１次成分８０（１）が除去される。

同様に、２次補正信号９０（２）は、その位相が２次成分８０（２）の位相から１８０度だけ異なり、その振幅が２次成分８０（２）の振幅に等しくなるように形成され、３次補正信号９０（３）は、その位相が３次成分８０（３）の位相から１８０度だけ異なり、その振幅が３次成分８０（３）の振幅に等しくなるように形成される。これにより、２次補正信号９０（２）で２次成分８０（２）が除去され、３次補正信号９０（３）で３次成分８０（３）が除去される。

補正信号９０は、図１の高調波生成部４０と位相振幅調整部４２とπ／２シフト回路４４において形成される。

高調波生成部４０は、変調波生成部２４から得られる周波数ｆ_ｍの変調信号に基づいて変調信号とその高調波信号に対応した信号を生成する。つまり、高調波生成部４０は、周波数ｆ_ｍの変調信号から、例えばＰＬＬ（Phase Locked Loop）により、周波数ｆ_ｍの信号と周波数２ｆ_ｍの信号と周波数３ｆ_ｍの信号を生成する。

位相振幅調整部４２は、高調波生成部４０において生成された各信号の位相と振幅を調整する。例えば、周波数ｆ_ｍの信号の位相と振幅が調整されて図８の１次補正信号９０（１）が形成され、周波数２ｆ_ｍの信号の位相と振幅が調整されて図８の２次補正信号９０（２）が形成され、周波数３ｆ_ｍの信号の位相と振幅が調整されて図８の３次補正信号９０（３）が形成される。

形成された１次補正信号９０（１）と２次補正信号９０（２）と３次補正信号９０（３）は加算部４６へ供給され、加算部４６において復調信号に加算される。こうして、図８に示すように固定目標からの信号８０が重畳された復調信号から、補正信号９０の加算により、１次成分８０（１）と２次成分８０（２）と３次成分８０（３）が低減される。望ましくは、これらの成分が完全に除去される。

位相振幅調整部４２による位相と振幅の調整は、ユーザ操作に応じて行われてもよい。例えば、図７に示した固定目標からの信号８０を含んだドプラ信号の時間変化波形が表示部５４に表示され、ユーザがその画像を見ながら、固定目標からの信号８０が低減されるように、補正信号９０の位相と振幅を適宜調整する。その際、１次補正信号９０（１）と２次補正信号９０（２）と３次補正信号９０（３）の各信号ごとに、位相と振幅が調整されてもよい。

また、位相振幅調整部４２による位相と振幅の調整は、位相振幅調整部４２自身が自動で行うようにしてもよい。例えば、固定目標からの信号８０が極小となるように、位相振幅調整部４２が補正信号９０の位相と振幅を変化させて、最適な位相と振幅に絞り込むようにしてもよい。位相の絞り込みと振幅の絞り込みはどちらが先であってもよい。また、１次補正信号９０（１）と２次補正信号９０（２）と３次補正信号９０（３）の各信号ごとに、位相と振幅を絞り込むようにしてもよい。

なお、位相振幅調整部４２において調整された信号は、π／２シフト回路４４へも出力されており、π／２シフト回路４４を介して加算部４８へ供給される。加算部４８には、ＬＰＦ３８から直交信号成分の復調信号が出力されているため、その直交信号成分の復調信号に合わせて、π／２シフト回路４４において各補正信号の位相がπ／２だけシフトされる。そして、加算部４８においても、図８に示した固定目標からの信号８０が重畳された復調信号から、補正信号９０の加算により、１次成分８０（１）と２次成分８０（２）と３次成分８０（３）が低減される。望ましくは、これらの成分が完全に除去される。

ちなみに、固定目標からの信号８０に含まれる直流成分８０（０）は、例えばウォールモーションフィルタなどの公知の技術により低減することができる。また、高調波生成部４０と位相振幅調整部４２において４次以上の補正信号を形成して、固定目標からの４次以上の信号を低減するようにしてもよい。

図９は、固定目標の信号が低減されたドプラ信号の時間変化波形を示す図である。固定目標からの信号を含んだドプラ信号の時間変化波形（図７）から、固定目標からの信号を除去することにより、図９に示すように、ドプラ信号の直流成分と１次成分（−１次成分）と２次成分の各々についての時間変化波形が明瞭に映し出される。

なお、図７にも示したように、固定目標からの信号８０は、直流成分８０（０）と１次成分８０（１）と２次成分８０（２）と３次成分８０（３）を含んでおり、各成分は周波数軸上の所定の位置に出現し、また、時間的に殆ど変動しない。そのため、例えば、図７の時間変化波形を表示する段階で、周波数０、周波数ｆ_ｍ（−ｆ_ｍ）、周波数２ｆ_ｍ、周波数３ｆ_ｍの各周波数に対応した表示部分の輝度のみを、固定目標からの信号の大きさに応じて小さくしておくことにより、図９に相当する表示態様を実現することもできる。輝度値の調整はユーザ操作に応じて行われてもよい。

以上のとおり、ＦＭ変調処理が施されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）を利用する超音波診断装置について説明したが、ＦＭ変調処理に代えて、デジタル変調処理を利用してもよい。つまり、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などのデジタル変調処理が利用されてもよい。そこで、デジタル変調処理を利用した超音波診断装置について以下に説明する。

図１０には、本発明の別の好適な超音波診断装置が示されており、図１０は、デジタル変調処理を利用した超音波診断装置の全体構成を示す機能ブロック図である。図１の超音波診断装置と比較して、図１０の超音波診断装置では、ＦＭ変調器２０に代えてデジタル変調処理部２０´が設けられており、変調波生成部２４に代えてパターン発生部２４´が設けられており、さらに、復調処理部２８が新たに設けられている。図１０のブロック図に含まれる他の構成は、図１の構成と同じであり、図１０と図１との間において同じ符号の構成が互いに対応関係にある。そこで、図１と同じ構成についての説明を適宜省略して図１０に係る超音波診断装置について説明する。

図１０の超音波診断装置においても、送信用振動子１０が生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２が生体内からの反射波を連続的に受波することにより、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。但し、図１０の超音波診断装置においては、デジタル変調された連続波が利用される。

デジタル変調処理部２０´は、パターン発生部２４´から供給される周期的な信号列に基づいて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波（搬送波信号）に対してデジタル変調処理を施して連続波を発生する。デジタル変調処理部２０´における変調処理としては位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などが好適である。デジタル変調処理部２０´は、デジタル変調された連続波を送信ビームフォーマ１４に出力する。そして、受信ビームフォーマ１６において受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。

復調処理部２８は、参照信号列を用いて復調処理を実行する。復調処理部２８において利用される参照信号列は、デジタル変調処理部２０´で利用される周期的な信号列に基づいて形成される。つまり、パターン発生部２４´からデジタル変調処理部２０´へ出力される信号列と同じ信号列が遅延回路２５へ出力され、遅延回路２５においてその信号列が遅延処理され、そして、遅延処理された信号列が参照信号列として復調処理部２８に供給される。

遅延回路２５は、目標位置の深さに応じた遅延量だけ信号列に遅延処理を施して参照信号列（遅延処理された信号列）を出力する。遅延回路２５は、例えばｎ段のシフトレジスタによって形成することができる。この場合、シフトレジスタのｎ段のタップから目標位置の深さに応じた遅延量のタップが選択され、選択されたタップから目標位置の深さに応じた参照信号列（遅延処理された信号列）が出力される。

こうして、復調処理部２８は、生体内の目標位置に応じて信号列から形成される参照信号列を用いて、受信ＲＦ信号に対して目標位置を対象とした選択的な復調処理を施す。なお、復調処理部２８における復調処理については後の原理説明でさらに詳述する。

復調処理部２８において形成された信号は受信ミキサ３０へ出力される。受信ミキサ３０は、復調処理部２８から得られる信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは、処理対象となる信号を所定の参照波信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照波信号は、デジタル変調処理部２０´で利用されるＲＦ波（搬送波信号）に基づいて形成される。つまり、ＲＦ波発振器２２からデジタル変調処理部２０´へ出力されるＲＦ波が受信ミキサ３０側へも出力され、ミキサ３２にはＲＦ波発振器２２から出力されたＲＦ波が直接供給され、一方、ミキサ３４にはＲＦ波発振器２２から出力されたＲＦ波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。

こうして、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力され、また、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされて検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。さらに、加算部４６，４８は、高調波生成部４０と位相振幅調整部４２とπ／２シフト回路４４を介して得られる補正信号を利用して不要波成分を低減する。

デジタル変調処理部２０´における変調方式としては、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）などが好適である。そこで、位相シフトキーイングにより目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、既に図１０に示した構成（部分）については、以下の説明においても図１０の符号を利用する。

図１１は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により形成される連続波の送信信号を説明するための図である。図１１（Ａ）には、ＲＦ波発振器２２から出力されるＲＦ信号（ＲＦ波）の波形が示されている。ＲＦ信号は、一定の周波数（例えば５ＭＨｚ程度）の連続波である。図１１（Ｂ）には、パターン発生部２４´から出力される周期的な信号列の一例が示されている。パターン発生部２４´は、例えば図１１（Ｂ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。

図１１（Ｃ）には、ＰＳＫ変調器として機能するデジタル変調処理部２０´において形成される変調された連続波（送信信号）が示されている。デジタル変調処理部２０´は、図１１（Ａ）のＲＦ信号に対して、図１１（Ｂ）の２値符号に基づいて位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変調処理を施す。デジタル変調処理部２０´は、２値符号が「１」のビット期間においてＲＦ信号の位相をそのままとし、２値符号が「−１」のビット期間においてＲＦ信号の位相を反転する（１８０度ずらす）ことにより、図１１（Ｃ）の送信信号を形成する。こうして、例えば図１１（Ｃ）の送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子１０から出力され、受信用振動子１２を介して生体内から受信信号が得られる。

本実施形態では、パターン発生部２４´から出力された信号列に対して、目標位置に応じた遅延処理を施して参照信号列を形成し、復調処理部２８においてその参照信号列を用いて、目標位置を対象とした選択的なＰＳＫの復調処理が行われる。

図１２は、選択的なＰＳＫの復調処理を説明するための図である。復調処理部２８による選択的な復調処理においては、受信信号に含まれる目標位置に対応した信号列パターンと参照信号列の信号列パターンとを互いに一致させることにより、これら２つの信号列パターンの相関が高められている。相関性を鋭くする（高める）ためには、周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列として、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Gorey系列など、パルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。簡単な例としてｎ＝３のＰＮ符号を用いた場合の選択性について、図１２を用いて説明する。

ｎ＝３の場合のＰＮ符号の長さは７（＝２^３―１）ビットである。このシーケンスが際限なく繰り返すので、この擬似ランダムパターンは繰り返し周期の逆数の線スペクトラムを持っている。この信号を用いて周波数ｆ_０の搬送波に０−πの２相のＰＳＫ変調をかけると、その時間波形は、先に説明した図１１（Ｃ）のようになる。

目標位置から得られる受信信号は、送信信号が目標位置の深さに応じた遅延時間だけ遅れ、また組織によって減衰した信号である。その減衰を無視すると、目標位置からの受信信号として、例えば図１２の受信信号の波形が得られる。なお、図１２において受信信号の上段に示される２値符号は、目標位置から得られる受信信号に対応した２値符号、つまり目標位置に対応した信号列パターンである。

復調処理部２８において利用される参照信号列は、送信信号を形成する際に利用された信号列、つまりパターン発生部２４´から出力された信号列を遅延回路２５において遅延処理した信号である。図１２には、φ_１〜φ_９までの遅延量だけ信号列を遅延処理して形成される参照信号列（φ_１）〜（φ_９）が示されている。

各参照信号列の下段には、その参照信号列を用いて復調処理部２８が受信信号に対してＰＳＫの復調処理を実行した際に得られる出力信号が示されている。復調処理部２８は、参照信号列の符号が「１(High)」のビット期間において受信信号の位相をそのままとし、参照信号列の符号が「−１(Low)」のビット期間において受信信号の位相を反転する（１８０度ずらす）ことにより、出力信号を形成する。

図１２から、目標位置に対応した信号列パターンと参照信号列の信号パターンが一致している場合に、つまり参照信号列（φ_２）と参照信号列（φ_９）を利用した場合に、ＰＳＫ変調処理される前のＲＦ波と同じ波形（正弦波）の出力信号が得られている。例えば、送信用振動子１０から送波された超音波が目標位置に到達して受信用振動子１２まで戻ってくる往復の伝播時間だけ信号列を遅延処理することにより、参照信号列（φ_２）と参照信号列（φ_９）が得られる。一方、他の参照信号列を利用した場合には、ランダムに位相を変化（反転）させた出力信号が得られている。

このように、参照信号列の信号パターンを目標位置の信号列パターンに一致させることにより、目標位置から得られる受信信号をＲＦ波と同じ波形に復調することができる。また、目標位置から得られる受信信号と他の位置から得られる受信信号は、互いに時間的にずれている（位相がずれている）。そのため、復調処理部２８において、目標位置に対応させた参照信号列により、目標位置から得られる受信信号のみが選択的にＲＦ波と同じ波形に復調される。

なお、図１１や図１２においては、ＰＳＫによる変調と復調の一例として、０−πの２相のＰＳＫについて説明したが、本発明においては、４相、８相、１６相などの多数相のＰＳＫを利用するようにしてもよい。

復調処理部２８において形成された信号は、受信ミキサ３０へ出力され、ＲＦ波に対応した参照波信号と混合（乗算処理）される。図１２を利用して説明したように、目標位置に対応させた参照信号列を利用することにより、目標位置から得られる受信信号のみが選択的にＲＦ波と同じ波形に復調されている。

そのため、受信ミキサ３０の乗算処理においては、ＲＦ波（参照波信号）と同じ波形である目標位置の信号についての乗算結果（ミキサ出力）の直流成分が最大になる。一方、目標位置以外からの信号は、位相をランダムに変化させたままであるため、受信ミキサ３０における乗算結果（ミキサ出力）として、正と負の電圧がランダムに発生し、時間的な平均電圧は非常に小さくなる。

図１３は、乗算器出力（ミキサ出力）の電圧と参照信号列の位相との関係を説明するための図である。図１３においては、参照信号列（ＰＮパターン）の繰り返し周期ごとに乗算器出力のピーク値が出現し、ピーク値以外に対応する位相では、乗算器出力が極端に小さくなっている。なお、図１３の例におけるＰＮパターンの長さは７ビットである。

図１４は、ＰＳＫを利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。図１４（Ａ）は、受信信号の周波数スペクトラムを示している。受信信号は、生体内における減衰を無視すると、送信信号と同じ波形となる。本実施形態における送信信号はＰＳＫ変調された連続波である。したがって、受信信号の周波数スペクトラムも、ＰＳＫ変調された連続波の周波数スペクトラムとなる。周波数ｆ_０は、ＲＦ信号の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ_０を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、ＰＳＫ変調において利用された周期的な信号列（図１１（Ｂ）の２値符号）の繰り返し周波数ｆ_ｐである。また周波数ｆ_０を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ_０からヌル点までの周波数間隔は、周期的な信号列（図１１（Ｂ）の２値符号）の１ビットの時間間隔τの逆数となる。

図１４（Ｂ）は、受信ミキサ３０における検波処理により得られるベースバンド信号の周波数スペクトラムを示している。図１４（Ｂ）に示すベースバンド信号としての直流付近の信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ_０の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、これらの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ３６，３８において、周波数ｆ_０の２倍の高調波成分がカットされて直流付近の信号成分のみが抽出される。つまり、図１４（Ｂ）に示す周波数スペクトラムの周波数０の近傍の信号が抽出される。

直流信号成分には、ドプラ信号の他に、固定組織からの反射波に起因するクラッタ信号が含まれている。特に、体表や骨からの反射波は、ドプラ信号よりも数十ｄＢも大きい場合があり、ドプラ信号を測定する際の妨害となる。クラッタ信号は、図１４（Ｂ）に示すように、周期的な信号列（図１１（Ｂ）の２値符号）の繰り返し周波数ｆ_ｐとその高調波成分を含んでおり、ドプラ信号に重畳される。

クラッタ信号は、復調処理部２８において目標位置を対象とした選択的な復調処理を施した場合においても、受信ミキサ３０から出力されるベースバンド信号内に現れる。復調処理部２８における選択的な復調処理は、測定対象となる例えば血流などからの受信信号の信号列パターンと参照信号列の信号列パターンとを互いに一致させる処理であり、測定対象とは異なる位置に存在する組織などについては、信号列パターンに関する一致は成立していない。したがって、復調処理部２８から出力される信号の時間波形は、図１２に示す波形のうちの、信号列パターンが一致してない場合の出力信号、つまり、参照信号列（φ_２）と参照信号列（φ_９）以外の参照信号列に対応した出力信号のように、最小で１ビット（期間τ）ごとに変動する。その結果、ベースバンド信号の周波数スペクトラムは、図１４（Ｂ）に示すように、１／τごとに電力が０（ゼロ）となるスペクトラムを形成する。

ところで、クラッタ信号の発生原因となる固定組織は生体内において連続的に存在している。そのため、固定組織から得られる受信信号の信号列パターンと、参照信号の信号列パターンとの間の位相差（時間差）は、１ビットの整数倍とは限らない。

図１５は、固定組織から得られる受信信号に対する処理を説明するための図である。固定組織から得られる受信信号は、送信信号が固定組織の深さに応じた遅延時間だけ遅れ、また組織によって減衰した信号である。その減衰を無視すると、固定組織からの受信信号として例えば図１５に示すような受信信号の波形が得られる。

復調処理部２８において利用される参照信号列は、送信信号を形成する際に利用された信号列、つまりパターン発生部２４´から出力された信号列を遅延回路２５において遅延処理された信号である。その遅延処理された信号として、図１５には、参照信号（φ_１）が示されている。

そして、参照信号の下段には、その参照信号を用いて復調処理部２８が受信信号に対してＰＳＫの復調処理を実行した際に得られる出力信号が示されている。また、出力信号の下段には、受信ミキサ３０で利用される参照波信号（直交検波用参照信号）と、さらにその下段には、受信ミキサ３０から出力されるベースバンド信号（直交検波出力）が図示されている。

図１５に示す例においては、固定組織から得られる受信信号の信号列パターンと参照信号の信号列パターンとの間の位相差（時間差）が１ビット以下となっている。そのため、例えばベースバンド信号（直交検波出力）が１ビット以下の時間間隔でランダムに変動する。この様子を周波数スペクトラムで示すと次のようになる。

図１６は、固定組織から得られる信号の周波数スペクトラムを示す図である。図１６内に示すξ（遅延時間差）は、固定組織から得られる受信信号の信号列パターンと、参照信号の信号列パターンとの間の位相差（時間差）であり、τは、信号列パターンの１ビットの期間である。

例えば「ξ＝ｎτ」の波形は、遅延時間差が１ビットの整数倍となる深さに存在する固定組織からの信号を示しており、１／τごとに電力が０（ゼロ）となるスペクトラムを形成する。これに対し、他の波形は、１ビット以下の遅延時間差を含んでいるため、１／τ以上の周波数帯域に広がったスペクトラムを形成している。

図１６には、３パターンの波形のみを示しているが、実際に組織から得られるベースバンド信号には、連続的に多数の深さに亘って存在する固定組織から得られる信号が含まれるため、固定組織に起因する信号（クラッタ信号）は広帯域に広がっている。

なお、図１６においては各波形を連続スペクトラム状に描いているが、実際には、図１４を利用して説明したように、ＰＳＫ変調において利用された周期的な信号列の繰り返し周波数ｆ_ｐとその高調波成分からなる複数の線スペクトラムにより、図１６の各波形が形成されている。

図１７は、固定組織からの信号の影響を受けたドプラ信号を示す図である。図１７は、直流成分の近傍における周波数スペクトラムを示している。

ＰＳＫ変調において利用された周期的な信号列の繰り返し周波数ｆ_ｐの影響により、ドプラ信号は、直流成分Ｄ_０以外に、周波数ｆ_ｐの１次成分Ｄ_１や２次成分Ｄ_２などを含んでいる。また、固定組織からの信号８０も周波数ｆ_ｐの影響を受けている。つまり、固定組織からの信号８０には、周波数ｆ_ｐのゼロ次成分に対応した直流成分８０（０），１次成分８０（１），２次成分８０（２），３次成分８０（３）などが含まれている。

ＰＳＫ変調の場合、ドプラ信号の直流成分Ｄ_０に比べ、他の成分（Ｄ_１，Ｄ_２など）の電力は、例えば３０〜４０ｄＢ程度低くなり、直流成分Ｄ_０の測定に及ぼす悪影響は比較的小さい。これに対し、固定組織に起因するクラッタ信号の電力は、ドプラ信号よりも５０〜７０ｄＢ程度大きくなる場合もある。そこで、ＰＳＫ変調を利用した図１０の超音波診断装置においても、固定組織からの信号８０を低減させる処理を実行している。

図１８は、固定組織からの信号の低減を説明するための図であり、図１８には、図１７に示した固定組織からの信号８０の影響を受けたドプラ信号に加えて、その固定組織からの信号８０を低減するための補正信号９０が図示されている。

図１７を利用して説明したように、固定組織からの信号８０には、周波数ｆ_ｐの１次成分８０（１），２次成分８０（２），３次成分８０（３）が含まれている。図１８に示す補正信号９０はこれらの成分の各々に対応している。つまり、１次成分８０（１）に対応した１次補正信号９０（１）、２次成分８０（２）に対応した２次補正信号９０（２）、３次成分８０（３）に対応した３次補正信号９０（３）が図示されている。

図１８に示す補正信号９０は、固定組織からの信号８０を相殺するように生成される。つまり、１次補正信号９０（１）は、その位相が１次成分８０（１）の位相から１８０度だけ異なり、その振幅が１次成分８０（１）の振幅に等しくなるように形成される。そのため、１次成分８０（１）を含んだ信号に１次補正信号９０（１）を加算することにより１次成分８０（１）が除去される。

同様に、２次補正信号９０（２）は、その位相が２次成分８０（２）の位相から１８０度だけ異なり、その振幅が２次成分８０（２）の振幅に等しくなるように形成され、３次補正信号９０（３）は、その位相が３次成分８０（３）の位相から１８０度だけ異なり、その振幅が３次成分８０（３）の振幅に等しくなるように形成される。これにより、２次補正信号９０（２）で２次成分８０（２）が除去され、３次補正信号９０（３）で３次成分８０（３）が除去される。

補正信号９０は、図１０の高調波生成部４０と位相振幅調整部４２とπ／２シフト回路４４において形成される。

高調波生成部４０は、パターン発生部２４´から得られる周期的な信号列に基づいて、その信号列の繰り返し周波数ｆ_ｐとその高調波信号に対応した信号を生成する。つまり、高調波生成部４０は、周波数ｆ_ｐの信号と周波数２ｆ_ｐの信号と周波数３ｆ_ｐの信号を生成する。

位相振幅調整部４２は、高調波生成部４０において生成された各信号の位相と振幅を調整する。例えば、周波数ｆ_ｐの信号の位相と振幅が調整されて図１８の１次補正信号９０（１）が形成され、周波数２ｆ_ｐの信号の位相と振幅が調整されて図１８の２次補正信号９０（２）が形成され、周波数３ｆ_ｐの信号の位相と振幅が調整されて図１８の３次補正信号９０（３）が形成される。

形成された１次補正信号９０（１）と２次補正信号９０（２）と３次補正信号９０（３）は加算部４６へ供給され、加算部４６において復調信号に加算される。こうして、図１８に示すように固定組織からの信号８０が重畳された復調信号から、補正信号９０の加算により、１次成分８０（１）と２次成分８０（２）と３次成分８０（３）が低減される。望ましくは、これらの成分が完全に除去される。

位相振幅調整部４２による位相と振幅の調整は、ユーザ操作に応じて行われてもよい。例えば、固定組織からの信号８０を含んだドプラ信号の時間変化波形が表示部５４に表示され、ユーザがその画像を見ながら、固定組織からの信号８０が低減されるように、補正信号９０の位相と振幅を適宜調整する。その際、１次補正信号９０（１）と２次補正信号９０（２）と３次補正信号９０（３）の各信号ごとに、位相と振幅が調整されてもよい。

また、位相振幅調整部４２による位相と振幅の調整は、位相振幅調整部４２自身が自動で行うようにしてもよい。例えば、固定組織からの信号８０が極小となるように、位相振幅調整部４２が補正信号９０の位相と振幅を変化させて、最適な位相と振幅に絞り込むようにしてもよい。位相の絞り込みと振幅の絞り込みはどちらが先であってもよい。また、１次補正信号９０（１）と２次補正信号９０（２）と３次補正信号９０（３）の各信号ごとに、位相と振幅を絞り込むようにしてもよい。

なお、位相振幅調整部４２において調整された信号は、π／２シフト回路４４へも出力されており、π／２シフト回路４４を介して加算部４８へ供給される。加算部４８には、ＬＰＦ３８から直交信号成分の復調信号が出力されているため、その直交信号成分の復調信号に合わせて、π／２シフト回路４４において各補正信号の位相がπ／２だけシフトされる。そして、加算部４８においても、図１８に示した固定組織からの信号８０が重畳された復調信号から、補正信号９０の加算により、１次成分８０（１）と２次成分８０（２）と３次成分８０（３）が低減される。望ましくは、これらの成分が完全に除去される。さらに、加算部４６へ供給される同相信号用の補正信号と、加算部４８へ供給される直交信号用の補正信号を、独立に調整できるようにしてもよい。

ちなみに、固定組織からの信号８０に含まれる直流成分８０（０）は、例えばウォールモーションフィルタなどの公知の技術により低減することができる。また、高調波生成部４０と位相振幅調整部４２において４次以上の補正信号を形成して、固定組織からの４次以上の信号を低減するようにしてもよい。

このように、固定組織からの信号（クラッタ信号）を低減させることにより、例えば図９に示した波形と同様に、ドプラ信号の時間変化波形を明瞭に映し出すことができる。なお、ドプラ信号の時間変化波形を表示する段階で、周波数０、周波数ｆ_ｐ（−ｆ_ｐ）、周波数２ｆ_ｐ、周波数３ｆ_ｐの各周波数に対応した表示部分の輝度のみを、固定目標からの信号の大きさに応じて小さくしておくことにより、図９に相当する表示態様を実現することもできる。輝度値の調整はユーザ操作に応じて行われてもよい。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

２０ ＦＭ変調器、２２ ＲＦ波発振器、２４ 変調波生成部、２５ 遅延回路、４０ 高調波生成部、４２ 位相振幅調整部、４６，４８ 加算部、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部。

Claims (8)

1. 変調信号に基づいて変調された連続波の送信信号を出力する送信信号出力部と、
   前記送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る送受波部と、
   生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
   前記変調信号に基づいて当該変調信号とその高調波信号に対応した補正信号を生成する補正信号生成部と、
   前記補正信号に基づいて前記目標位置に対応した復調信号に含まれる不要波成分を低減する補正処理部と、
   不要波成分を低減された復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
   を有する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記補正信号生成部は、前記変調信号とその高調波信号の位相を調整して前記補正信号を生成する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項１または２に記載の超音波診断装置において、
   前記補正信号生成部は、前記変調信号とその高調波信号の振幅を調整して前記補正信号を生成する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記補正処理部は、前記目標位置に対応した復調信号と前記補正信号とを合成することにより、当該復調信号に含まれる固定組織からの不要波成分を低減する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号出力部は、前記変調信号を用いて搬送波信号を周波数変調処理することにより得られる連続波の送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項１から４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号出力部は、前記変調信号として周期的な信号列を用いて搬送波信号に対してデジタル変調処理を施すことにより得られる連続波の送信信号を出力し、
   前記受信信号処理部は、前記相関関係が調整された参照信号を用いて前記受信信号に対して目標位置を対象とした選択的な復調処理を施す、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
7. 請求項６に記載の超音波診断装置において、
   前記受信信号処理部は、前記目標位置に応じて前記信号列から形成される参照信号を用いて、前記受信信号に含まれる目標位置に対応した信号列パターンと前記参照信号の信号列パターンとを互いに一致させることにより、前記選択的な復調処理を実現する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
8. 請求項７に記載の超音波診断装置において、
   前記受信信号処理部は、前記選択的な復調処理により得られた信号に対して、前記搬送波信号から形成される参照波信号を用いて検波処理を施すことにより、前記目標位置に対応した復調信号を得る、
   ことを特徴とする超音波診断装置。

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