JP2013017731A

JP2013017731A - 超音波診断装置

Info

Publication number: JP2013017731A
Application number: JP2011154872A
Authority: JP
Inventors: Masanori Kunida; 正徳国田; Shinya Inoue; 真也井上
Original assignee: Hitachi Aloka Medical Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2011-07-13
Filing date: 2011-07-13
Publication date: 2013-01-31

Abstract

【課題】連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する技術において、必要とされるドプラ情報を適切に抽出する。
【解決手段】周波数帯域Ａ〜Ｅの各々から周波数サンプル点が得られて、各周波数サンプル点における周波数スペクトラムＳＰの電力値が計測される。図に示す例では、電力値ａｂｃｄｅが利用される。さらに、直流成分（ＤＣ）に対する１次成分の比ｐと、直流成分（ＤＣ）に対する２次成分の比ｑが利用される。これにより得られる５つの等式を５元１次連立方程式とすることにより、ｘｙｚｐｑの５つの未知数の解を得ることができる。つまり、必要とされるドプラ信号として、直流成分（ＤＣ）の大きさｘｙｚを算出することができる。
【選択図】図７

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報特開２００８−２８９８５１号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願の発明者らは、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する技術に注目して研究を重ねてきた。

本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する技術において、必要とされるドプラ情報を適切に抽出することにある。

上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、変調周波数に応じて周期的に周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号に含まれる、直流電力と前記変調周波数の基本波電力と前記変調周波数の複数の高調波電力の中から、ドプラ信号として直流電力を抽出するドプラ信号抽出部と、を有し、前記ドプラ信号抽出部は、前記復調信号に関する周波数スペクトラムの周波数軸上において前記変調周波数の整数倍だけ互いに異なる複数の周波数サンプル点について、各周波数サンプル点ごとに計測される周波数スペクトラムの大きさと、前記直流電力に対する前記基本波電力の比と、前記直流電力に対する前記各高調波電力の比と、に基づいて、各周波数サンプル点における前記直流電力の大きさを得る、ことを特徴とする。

上記構成によれば、目標位置に対応した復調信号に含まれる直流電力と前記変調周波数の基本波電力と前記変調周波数の複数の高調波電力の中から、必要とされるドプラ信号として直流電力を抽出することが可能になる。

望ましい具体例において、前記ドプラ信号抽出部は、各周波数サンプル点ごとに計測される周波数スペクトラムの大きさと、各周波数サンプル点ごとに算出される前記直流電力の大きさと、前記直流電力に対する前記基本波電力の比と、前記直流電力に対する前記各高調波電力の比と、を含んだ等式に基づいて、各周波数サンプル点における前記直流電力の大きさを算出する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記ドプラ信号抽出部は、複数の周波数サンプル点から得られる複数の前記等式で構成される連立方程式から、各周波数サンプル点における前記直流電力の大きさを算出する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記ドプラ信号抽出部は、各周波数サンプル点における周波数の大きさに応じて、前記直流電力に対する前記基本波電力の比と前記直流電力に対する前記各高調波電力の比を決定する、ことを特徴とする。

本発明により、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する技術において、必要とされるドプラ情報を抽出することが可能になる。

本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。周波数変調の影響を受けたドプラ信号を説明するための図である。ＦＭ変調度β＝２０の場合における各成分の電力を示す図である。ＦＭ変調度β＝５０の場合における各成分の電力を示す図である。周波数変調の影響を受けたドプラ信号の時間変化波形を示す図である。ドプラ信号の抽出処理を説明するための図である。微小周波数だけずらして設定される周波数サンプル点を示す図である。

図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。

送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、例えば正弦波によるＦＭ変調処理が施されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）が入力される。送信ビームフォーマ１４は、ＦＭ連続波に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして、ＦＭ連続波による送信ビームが形成される。

ＦＭ変調器２０は、送信ビームフォーマ１４にＦＭ連続波を出力する。ＦＭ変調器２０は、変調波生成部２４から供給される変調信号を用いて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波（搬送波信号）に対して周波数変調を施すことにより、ＦＭ連続波を発生する。このＦＭ連続波の波形等については後に詳述する。

受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。

受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波に基づいて生成される。つまり、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。

π／２シフト回路２６は遅延処理されたＦＭ連続波の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。なお、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）４２は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部４２において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部４２から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報抽出部４４は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報抽出部４４において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報抽出部４４は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示部４６は、ドプラ情報抽出部４４において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部５０によって制御される。つまり、システム制御部５０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、連続波（ＣＷ）を変調波でＦＭ変調した超音波（ＦＭＣＷ波）を送受波して受信信号が得られて、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。そこで、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

＜位置選択性について＞
周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_ｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。次式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆ_ｍの比であるβはＦＭの変調指数（変調度）である。

また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。なお、次式において、ｆ_ｍに対するドプラシフトは、ｆ_０のシフト分ｆ_ｄに比べて小さいので無視している。

数２式で表される受信波形は、超音波振動子を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。図１を利用して説明したように、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が参照信号として利用され、遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。したがって、ミキサ３２へ供給される参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）とミキサ３４へ供給される参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）は、次式のように表現できる。

数３式において、φ_ｍｒは、遅延回路２５における遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ_０ｒは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。

受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。

ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＩ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６によって除去される。

ここで、ベッセル関数に関する数５式の公式を利用すると、数４式はさらに数６式のように計算される。

ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＱ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８によって除去される。

ここで、数６式のｖ_ＤＩ（ｔ）と数７式のｖ_ＤＱ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆ_ｍの偶数次高調波成分を次式のように表現する。

次に、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆ_ｍの成分、変調周波数ｆ_ｍの奇数次高調波成分を次式のように表現する。

数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆ_ｄを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆ_ｍの成分と変調周波数ｆ_ｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。

ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２５における遅延処理によりφ_ｍｒを調整してφ_ｍと一致させた場合（φ_ｍｒ＝φ_ｍ）を考える。φ_ｍｒとφ_ｍを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果をベッセル関数に適用すると、第１次ベッセル関数の性質により、数１０式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。そして、数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると数１１式のとおりとなる。

数１１式は、参照波（参照信号）の位相φ_ｍｒを送受信間の位相差φ_ｍに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。

上述した数２式の受信波形は、ある深さからの受信信号の波形である。これに対し、ＦＭＣＷ送信波を利用して、実際に受信用振動子１２において得られる受信信号は、複数の深さからの信号が合成された受信信号である。受信ミキサ３０においては、複数の深さからの信号が合成された受信信号と参照信号との乗算に相当する処理が実行される。

数８式などに現れた直流信号成分に対応したドプラ信号の振幅を支配するＪ_０（ｋβ）は、第１次ベッセル関数の性質により、ｋβが０のときに最大値である１となり、ｋβが０からずれると急激に小さくなる。そのため、遅延回路２５においてφ_ｍｒを調整し、目標位置から得られる受信信号のφ_ｍと一致させると、目標位置におけるＪ_０（ｋβ）が最大値である１となり、目標位置以外におけるＪ_０（ｋβ）が極端に小さな値となる。したがって、遅延回路２５においてφ_ｍｒを調整し、目標位置から得られる受信信号のφ_ｍと一致させることにより、目標位置におけるドプラ信号（直流信号成分）を選択的に抽出することができる。

以上のように、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置は、遅延回路２５における遅延処理に基づいて決定される。図１のシステム制御部５０は、目標位置の深さに応じて遅延回路２５における遅延時間を制御する。

さらに、図１の超音波診断装置では、周波数変調の影響に伴う不要波成分を含んだ復調信号の中から、必要とされるドプラ信号が抽出される。そこで、周波数変調に伴う不要波成分と、必要とされるドプラ信号の抽出について以下に詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

＜周波数変調に伴う不要波成分について＞
ドプラ法の基本原理において、移動体（例えば血流）に関するドプラ周波数（ドプラシフト周波数）は、計測に利用される超音波の周波数と移動体の速度に比例する。図１の超音波診断装置においては、ＦＭ連続波を利用しており、ＦＭ連続波は、数１式に示したように、周波数（瞬時周波数）が周期的に変化している。そのため、移動体の速度が一定の場合においても、ＦＭ連続波を利用してその移動体のドプラ周波数を計測すると、ＦＭ連続波の周期性に伴ってドプラ周波数が周期的に変動する。

図２は、ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。図２には、ドプラシフトの影響を受けていないＦＭ連続波７０と、ドプラシフトの影響を受けたＦＭ連続波７２が図示されている。なお、図２の横軸は時間軸であり、図２の縦軸にはＦＭ連続波７０，７２の瞬時周波数が示されている。

図１の超音波診断装置における超音波の送信信号は、その瞬時周波数がＦＭ連続波７０のように周期的に正弦波状に変化する。そのため移動体の速度が一定の場合においてもドプラシフトが周期的に変化し、その結果としてＦＭ連続波７２のような波形が得られる。つまり、ＦＭ連続波７０の瞬時周波数が低い（小さい）時刻においては、比較的小さいドプラ周波数ｆ_ｄＬとなり、ＦＭ連続波７０の瞬時周波数が高い（大きい）時刻においては比較的大きいドプラ周波数ｆ_ｄＨとなる。

このように、ＦＭ連続波７０を利用して得られるドプラ周波数の変動は、ＦＭ連続波７０の周期性に対応した周期的なものとなる。特に、移動体の速度が大きい場合には、ドプラ周波数ｆ_ｄＬとドプラ周波数ｆ_ｄＨの差も大きくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的顕著になる。一方、移動体の速度が小さい場合にはドプラ周波数ｆ_ｄＬとドプラ周波数ｆ_ｄＨの差が小さくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的目立たなくなる。

図１の超音波診断装置における超音波の送信信号は、周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_ｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波であり、その信号は前述の数１式のとおりである。その送信信号（ＦＭＣＷ送信波）の瞬時角周波数は、数１式の位相項を時間微分して次式のように表現される。

ここで、ドプラシフトを音速（超音波の速度）ｃと移動体の速度ｖの比だけ、瞬時周波数が変化する量として定義する。この場合、相対速度ｖに対するドプラ周波数変化は往復で速度２ｖとして数１３式で表現される。さらに、数１３式で表現されるドプラ周波数変化を瞬時位相に変換すると数１４式となる。

数１４式で表現される瞬時位相は、移動体からの受信波の瞬時位相に対して、初項で表現される搬送波ｆ_０によるドプラシフトに加え、第２項で表現される変調波によるドプラシフトが追加されることを意味している。なお、第３項は積分定数であり、ドプラ周波数の位相を意味する。一般に、血流などの速度計測では、ドプラ周波数の位相情報までは必要としない。また、時間的に変化しない位相成分であるため、速度計測において物理的に大きな意味を含んでいないと考える。

受信波は、送受信時間差（目標位置までの往復の伝播時間）τだけ送信波よりも遅れて到着するため、送受信時間差τを考慮すると、受信波は次式のように表現される。

受信ミキサ３０では、送信波に実質的に同じ波形の参照波（参照信号）と受信波との乗算（次式）に相当する処理が実行される。

数１６式から２ｆ_０の周波数成分をローパスフィルタで除去すると、受信ミキサ３０の出力（例えばＬＰＦ３６の出力）は数１７式のように表現することができる。また、数１７式の結果について、さらに計算を進めると、数１８式のようになる。

数１８式は、ドプラ信号が、新たに定義された変調度β´（数１７式参照）と変調周波数ｆ_ｍにより周波数変調された信号に等しいことを意味している。

図３は、周波数変調の影響を受けたドプラ信号を説明するための図であり、図３には、数１８式に対応したドプラ信号の周波数スペクトラムが示されている。なお、図３の横軸は周波数であり縦軸は電力である。

図３や数１８式に示されるように、変調信号の影響を受けたドプラ信号には、変調周波数ｆ_ｍのゼロ次成分である直流成分Ｊ_０（β´）に加え、１次成分Ｊ_１（β´），２次成分Ｊ_２（β´），３次成分Ｊ_３（β´），・・・の折り返し成分が含まれている。なお、直流成分は周波数０からドプラ周波数ｆ_ｄだけ離れた位置に現れており、１次成分は周波数ｆ_ｍからドプラ周波数ｆ_ｄだけ離れた位置に現れており、２次成分は周波数２ｆ_ｍからドプラ周波数ｆ_ｄだけ離れた位置に現れている。

本実施形態においては、必要とされるドプラ信号として、ゼロ次成分である直流成分を抽出する。そのため、本実施形態においては、折り返し成分である１次成分，２次成分，３次成分，・・・を不要波成分とする。不要波成分の電力は、ＦＭ変調度βとドプラ周波数、すなわち血流などの速度に依存して変化する。

図４は、ＦＭ変調度β＝２０の場合における各成分の電力を示す図であり、図５は、ＦＭ変調度β＝５０の場合における各成分の電力を示す図である。図４，図５における波形は、測定対象である血流の速度を変化させた場合の直流成分と１次成分以上の不要波成分の電力を示している。なお、図４，図５の縦軸に示す相対電力は、直流成分の電力に対する相対的な大きさである。図４，図５に示すように、不要波の電力は、直流成分の電力との比較において、１０〜２０ｄＢ以下であることがわかる。

図６は、周波数変調の影響を受けたドプラ信号の時間変化波形を示す図であり、図３の周波数スペクトラムの時間変化を示している。つまり、図６には、ドプラ信号の直流成分と１次成分（−１次成分）と２次成分の各々についての時間変化波形が示されている。横軸に示す時間の経過に伴って測定対象である血流などの速度が変化すると、速度の変化に応じてドプラ周波数ｆ_ｄも変化する。そのため、図６に示す各成分の波形は、横軸に示す時間の経過に従って縦軸に示す周波数方向に変化している。

図１の超音波診断装置では、必要とされるドプラ信号として、ゼロ次成分である直流成分を抽出する。つまり、折り返し成分である１次成分（−１次成分），２次成分，３次成分，・・・が不要波成分とされ、これら不要波成分を含んだ復調信号の中から、必要とされるドプラ信号が抽出される。

＜必要とされるドプラ信号の抽出について＞
図７は、ドプラ信号の抽出処理を説明するための図である。図７には、ＦＦＴ処理部４２において得られる復調信号の周波数スペクトラムＳＰが図示されている。図３や数１８式に示されるように、変調信号の影響を受けたドプラ信号には、変調周波数ｆ_ｍのゼロ次成分である直流成分Ｊ_０（β´）に加え、１次成分Ｊ_１（β´），２次成分Ｊ_２（β´），３次成分Ｊ_３（β´），・・・の折り返し成分が含まれている。そのため、図７に示すように、ＦＦＴ処理部４２において得られる復調信号の周波数スペクトラムＳＰは、直流成分（ＤＣ）や１次成分（破線）や２次成分（鎖線）などを合成したスペクトルとして観測される。

ドプラ情報抽出部４４は、ＦＦＴ処理部４２において得られる復調信号の周波数スペクトラムＳＰから、必要とされるドプラ信号として、直流成分（ＤＣ）を抽出する。その抽出においては、周波数スペクトラムＳＰの周波数軸上において、変調周波数ｆ_ｍの整数倍だけ互いに異なる複数の周波数サンプル点について、各周波数サンプル点ごとに周波数スペクトラムＳＰの大きさが計測される。

例えば、図７の周波数軸上において、周波数帯域Ａ〜Ｅの各々から周波数サンプル点が得られて、各周波数サンプル点における周波数スペクトラムＳＰの電力値が計測される。図７に示す例では、周波数Δｆで計測される電力値ａと、周波数（ｆ_ｍ＋Δｆ）で計測される電力値ｂと、周波数（２ｆ_ｍ＋Δｆ）で計測される電力値ｃと、周波数（３ｆ_ｍ＋Δｆ）で計測される電力値ｄと、周波数（−ｆ_ｍ＋Δｆ）で計測される電力値ｅが利用される。

さらに、ドプラ情報抽出部４４は、直流成分（ＤＣ）に対する１次成分の比ｐと、直流成分（ＤＣ）に対する２次成分の比ｑを利用する。直流成分（ＤＣ）に対する３次成分以上の各高調波の比をさらに利用してもよいが、３次成分以上については直流成分（ＤＣ）に比べて極めて小さいため、以下の例においては、３次成分以上の各高調波の比を０と仮定する。

そして、周波数Δｆにおける直流成分（ＤＣ）の大きさをｘ、周波数（ｆ_ｍ＋Δｆ）における直流成分（ＤＣ）の大きさをｙ、周波数（２ｆ_ｍ＋Δｆ）における直流成分（ＤＣ）の大きさをｚとすると、次の５つの等式が得られる。

数１９式に含まれるａｂｃｄｅは、各周波数サンプル点で計測される電力値であり、ＦＦＴ処理部４２において形成される復調信号の周波数スペクトラムＳＰから得られる既知の値である。これに対し、数１９式に含まれるｘｙｚｐｑは未知数であるが、数１９式の５つの等式を５元１次連立方程式とすることにより、これら５つの未知数の解を得ることができる。

こうして、ｘｙｚのそれぞれの値、つまり、周波数Δｆにおける直流成分（ＤＣ）の大きさｘ、周波数（ｆ_ｍ＋Δｆ）における直流成分（ＤＣ）の大きさｙ、周波数（２ｆ_ｍ＋Δｆ）における直流成分（ＤＣ）の大きさｚを得ることができる。なお、周波数（ｆ_ｍ＋Δｆ）における１次成分（破線）の大きさｐｘや、周波数（２ｆ_ｍ＋Δｆ）２次成分（鎖線）の大きさｑｘなど、図７に示す各点における大きさ（電力値）を算出することも可能になる。

さらに、本実施形態においては、周波数スペクトラムＳＰの周波数軸上において微小周波数だけずらしつつ複数の周波数サンプル点が設定され、周波数軸上の広い範囲に亘って直流成分（ＤＣ）の大きさが算出される。

図８は、微小周波数だけずらして設定される周波数サンプル点を示す図である。なお、図８には、図７と同じ復調信号の周波数スペクトラムＳＰが示されている。そして周波数帯域Ａ内には、例えば等間隔でｆ_１〜ｆ_Ｎまでの周波数サンプル点が設定され、周波数帯域Ｂ内には、ｆ_ｍ＋ｆ_１〜ｆ_ｍ＋ｆ_Ｎまでの周波数サンプル点が設定される。他の周波数帯域にも図８に示すように周波数サンプル点が設定される。

そこで、図８を参照して、図１の超音波診断装置の動作について説明する。ドプラ信号の計測においては、まず、変調周波数ｆ_ｍと周波数分解能が設定される。周波数分解能はｆ_１〜ｆ_Ｎまでを等間隔とした場合の各間隔である。そして、超音波の送受が行われて目標位置に対応した復調信号が得られ、ＦＦＴ処理部４２において図８に示す周波数スペクトラムＳＰが形成される。

周波数スペクトラムＳＰが形成されると、ドプラ情報抽出部４４は、ｎ＝１と初期化する。ｎは周波数ｆ_ｎを特定する自然数である。これにより、周波数ｆ_１，ｆ_ｍ＋ｆ_１，２ｆ_ｍ＋ｆ_１，３ｆ_ｍ＋ｆ_１，−ｆ_ｍ＋ｆ_１が周波数サンプル点に設定される。そして、これら複数の周波数サンプル点において周波数スペクトラムＳＰの大きさ（電力値）が計測される。つまり、数１９式におけるａｂｃｄｅが決定される。

こうして、数１９式の５つの等式を５元１次連立方程式とすることにより、未知数であるｘｙｚｐｑの解を得ることができる。つまり、周波数ｆ_１における直流成分（ＤＣ）の大きさｘ、周波数（ｆ_ｍ＋ｆ_１）における直流成分（ＤＣ）の大きさｙ、周波数（２ｆ_ｍ＋ｆ_１）における直流成分（ＤＣ）の大きさｚを得ることができる。

次に、ドプラ情報抽出部４４は、ｎを１つだけ加算してｎ＝２とする。これにより、周波数ｆ_２，ｆ_ｍ＋ｆ_２，２ｆ_ｍ＋ｆ_２，３ｆ_ｍ＋ｆ_２，−ｆ_ｍ＋ｆ_２が周波数サンプル点に設定される。そして、これら複数の周波数サンプル点において周波数スペクトラムＳＰの大きさ（電力値）が計測され、数１９式から未知数であるｘｙｚｐｑの解が算出される。これにより、周波数ｆ_２における直流成分（ＤＣ）の大きさｘ、周波数（ｆ_ｍ＋ｆ_２）における直流成分（ＤＣ）の大きさｙ、周波数（２ｆ_ｍ＋ｆ_２）における直流成分（ＤＣ）の大きさｚが算出される。

ドプラ情報抽出部４４は、ｎを１つだけ加算しつつ各ｎの値ごとに直流成分の大きさｘｙｚを算出し、これをｎ＝Ｎとなるまで繰り返す。これにより、例えば、周波数帯域Ａと周波数帯域Ｂと周波数帯域Ｃ内の全周波数サンプル点において直流成分（ＤＣ）の大きさを算出することができる。こうして算出された直流成分の大きさに基づいて、例えば図６に示す波形のうち、直流成分のみを示した時間変化波形などが表示部４６に表示される。こうして、必要とされるドプラ信号として直流成分を抽出することができる。

また、図４，図５に示したように、直流成分に対する１次成分以上の不要波成分の比は血流速度に応じて変化している。図４，図５に示す波形は、変調度βを決定することにより、例えば数１８式などに基づいて得ることができ、図４，図５の横軸の血流速度は、ドプラ周波数に対応している。つまり、図７，図８の横軸の周波数に対応している。

そこで、図４，図５に示される計算結果に基づいて、図８に示した各周波数サンプル点における周波数の大きさに応じて、直流成分（ＤＣ）に対する１次成分（基本波成分）の比ｐと、直流成分（ＤＣ）に対する２次成分の比ｑを決定するようにしてもよい。

例えば、周波数ｆ_ｎ，ｆ_ｍ＋ｆ_ｎ，２ｆ_ｍ＋ｆ_ｎが周波数サンプル点に設定された場合に、周波数ｆ_ｎに応じた１次成分の比ｐ_ｎと２次成分の比ｑ_ｎが計算により決定され、次の連立方程式が利用される。

数２０式に含まれるａ_ｎ，ｂ_ｎ，ｃ_ｎ，は、周波数ｆ_ｎ，ｆ_ｍ＋ｆ_ｎ，２ｆ_ｍ＋ｆ_ｎの各周波数サンプル点で計測される電力値であり、ＦＦＴ処理部４２において形成される復調信号の周波数スペクトラムＳＰから得られる既知の値である。また、数２０式においては、周波数ｆ_ｎに応じて１次成分の比ｐ_ｎと２次成分の比ｑ_ｎが計算により既に決定されている。そのため、未知数はｘ_ｎ，ｙ_ｎ，ｚ_ｎとなり、数２０式の３つの等式を３元１次連立方程式とすることにより、これら３つの未知数の解を得ることができる。こうして、周波数ｆ_ｎにおける直流成分の大きさｘ_ｎ、周波数（ｆ_ｍ＋ｆ_ｎ）における直流成分の大きさｙ_ｎ、周波数（２ｆ_ｍ＋ｆ_ｎ）における直流成分の大きさｚ_ｎを得ることができる。

さらに、図８を利用して説明したように、ｎ＝１を初期値として、ｎを１つだけ加算しつつ各ｎの値ごとに直流成分の大きさｘ_ｎ，ｙ_ｎ，ｚ_ｎを算出し、これをｎ＝Ｎとなるまで繰り返すことにより、例えば、周波数帯域Ａと周波数帯域Ｂと周波数帯域Ｃ内の全周波数サンプル点において直流成分（ＤＣ）の大きさを算出することができる。これにより、図４，図５に示した周波数依存性を考慮しつつ、直流成分の大きさ（電力）をさらに高い精度で算出することが可能になる。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

２０ＦＭ変調器、２２ＲＦ波発振器、２４変調波生成部、２５遅延回路、３０受信ミキサ、４２ＦＦＴ処理部、４４ドプラ情報抽出部。

Claims

変調周波数に応じて周期的に周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
前記目標位置に対応した復調信号に含まれる、直流電力と前記変調周波数の基本波電力と前記変調周波数の複数の高調波電力の中から、ドプラ信号として直流電力を抽出するドプラ信号抽出部と、
を有し、
前記ドプラ信号抽出部は、前記復調信号に関する周波数スペクトラムの周波数軸上において前記変調周波数の整数倍だけ互いに異なる複数の周波数サンプル点について、各周波数サンプル点ごとに計測される周波数スペクトラムの大きさと、前記直流電力に対する前記基本波電力の比と、前記直流電力に対する前記各高調波電力の比と、に基づいて、各周波数サンプル点における前記直流電力の大きさを得る、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記ドプラ信号抽出部は、各周波数サンプル点ごとに計測される周波数スペクトラムの大きさと、各周波数サンプル点ごとに算出される前記直流電力の大きさと、前記直流電力に対する前記基本波電力の比と、前記直流電力に対する前記各高調波電力の比と、を含んだ等式に基づいて、各周波数サンプル点における前記直流電力の大きさを算出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記ドプラ信号抽出部は、複数の周波数サンプル点から得られる複数の前記等式で構成される連立方程式から、各周波数サンプル点における前記直流電力の大きさを算出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項１から３のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記ドプラ信号抽出部は、各周波数サンプル点における周波数の大きさに応じて、前記直流電力に対する前記基本波電力の比と前記直流電力に対する前記各高調波電力の比を決定する、
ことを特徴とする超音波診断装置。