JP5654198B2 - 超音波診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、変調された連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波として構成される送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより生体内組織の速度に加えて生体内組織の位置を計測することができる技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報 特開２００６−１４９１６号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。

本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する改良技術を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、送信信号に対応した超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより受信信号を得る送受波部と、実質的に送信信号に等しい波形の参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施すことにより復調信号を得る受信信号処理部と、復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有し、生体内の目標位置から得られる受信信号の周期的な信号列と参照信号の周期的な信号列との間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより目標位置からの生体内情報を選択的に抽出する、ことを特徴とする。

上記態様では、生体内の目標位置から得られる受信信号の周期的な信号列と参照信号の周期的な信号列との間の相関関係を調整しているため、例えば、参照信号との相関が比較的大きい信号成分として目標位置からの受信信号を抽出することができる。さらに、その受信信号から例えばバンドパスフィルタあるいはローパスフィルタなどを用いてドプラ情報などを抽出することにより、目標位置からの生体内情報を選択的に抽出することが可能になる。なお、上記態様において、デジタル変調処理として、例えば、周波数シフトキーイングや位相シフトキーイングや振幅シフトキーイングなどを利用することができる。また、参照信号と送信信号は、完全に等しい波形であることが望ましい。但し、参照信号と送信信号は、実質的に等しい波形とみなせる程度の対応関係であってもよい。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理を施して受信信号と参照信号との間の遅延関係を調整することにより前記相関関係を調整する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、前記遅延処理により、目標位置から得られる受信信号の周期的な信号列と参照信号の周期的な信号列との間の相関を強める、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、目標位置の深さに応じた遅延量だけ参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる受信信号の信号列パターンと参照信号の信号列パターンとを互いに一致させる、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号処理部は、周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイングにより周波数を変化させて形成された連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号処理部は、位相を連続的に変化させつつ周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号処理部は、前記周期的な信号列の各信号ごとにその信号の期間Ｔ内において位相を＋π／２または−π／２だけ変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記生体内情報抽出部は、生体内情報として、復調信号に含まれる直流信号成分に対応したドプラ信号成分を抽出する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、互いに異なる複数の遅延量に基づいて参照信号を遅延処理することにより、複数の目標位置に対応した複数の遅延参照信号を形成する遅延処理部をさらに有し、前記受信信号処理部は、複数の遅延参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施すことにより複数の目標位置に対応した複数の復調信号を形成し、前記生体内情報抽出部は、複数の復調信号に基づいて、生体内の深さ方向に並んだ複数の目標位置からの生体内情報を抽出する、ことを特徴とする。

本発明により、デジタル変調処理された連続波を利用して目標位置からのドプラ情報を抽出することが可能になる。

以下、本発明の好適な実施形態を説明する。

図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示す機能ブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。本実施形態において利用される連続波は、デジタル変調された連続波であり、ＦＳＫ変調器２０によって形成される。

ＦＳＫ変調器２０は、パターン発生器２４から供給される周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）により、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対してデジタル変調処理を施して連続波を発生する。周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）により形成される連続波の波形については後に説明する。ＦＳＫ変調器２０は、デジタル変調された連続波を電力増幅器１４に出力する。

電力増幅器１４は、デジタル変調された連続波を電力増幅して送信用振動子１０に供給する。そして、デジタル変調された連続波に対応する送信波が送信用振動子１０から送波され、生体内からの反射波が連続的に受信用振動子１２によって受波される。

前置増幅器１６は、受信用振動子１２から供給される受波信号に対して低雑音増幅等の受信処理を施し、受信ＲＦ信号を形成して受信ミキサ３０へ出力する。受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、デジタル変調された連続波（送信信号）に基づいて生成される。つまり、ＦＳＫ変調器２０から出力される連続波が遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理され、遅延回路２６Ｉにおいて遅延処理された連続波がミキサ３２に供給され、遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理された連続波がミキサ３４に供給される。

遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、目標位置の深さに応じた遅延量だけ連続波に遅延処理を施し、遅延された参照信号を出力する。遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、各々、例えばｎ段のシフトレジスタによって形成することができる。この場合、シフトレジスタのｎ段のタップから目標位置の深さに応じた遅延量のタップが選択され、選択されたタップから目標位置の深さに応じた参照信号（遅延処理された連続波）が出力される。

なお、遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、互いに連続波の位相をπ／２だけずらして遅延処理を行う。その結果、ミキサ３２から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、ミキサ３４から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられるＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８によって、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされて検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

後の原理説明で詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号（復調信号）には、目標位置からの受信信号成分が多く含まれている。ＬＰＦ３６，３８において、その目標位置からの受信信号成分に含まれている直流信号成分（移動体が存在すればドプラ信号成分が含まれる）が抽出される。

ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）４０，４２は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ回路４０，４２において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ回路４０，４２から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報解析部４４は、周波数スペクトラムに変換された復調信号から、その極性を含んだドプラ情報を抽出する。その際、予め遅延回路２６Ｉ，２６Ｑによって、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係が調整されているため、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。遅延関係の調整と目標位置からのドプラ情報の抽出との関連については、後の原理説明において詳述する。ドプラ情報解析部４４は、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ情報を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力する。なお、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示処理部４６は、生体組織の深さ（位置）ごとの速度に基づいて、例えばドプラ波形や、深さ速度の情報を含むグラフなどを形成し、形成したドプラ波形やグラフなどを表示部４８にリアルタイムで表示させる。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部５０によって制御される。つまり、システム制御部５０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上、概説したように、本実施形態では、デジタル変調処理された連続波に対応した超音波を送受波して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からの生体内情報としてドプラ情報を選択的に抽出する。そこで、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。

図２は、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）により形成される連続波の送信信号を説明するための図である。図２（Ｉ）には、パターン発生器（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列の一例が示されている。パターン発生器は、例えば図２（Ｉ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列としては、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列など、パルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。

図２（ＩＩ）には、ＦＳＫ変調器（図１の符号２０）において形成される変調された連続波（送信信号）が示されている。ＦＳＫ変調器は、図２（Ｉ）の２値符号に基づいた周波数シフトキーイングにより、ＲＦ波（搬送波）に対してデジタル変調処理を施して連続波の送信信号を形成する。ＦＳＫ変調器は、例えば、２値符号が「１」のビット期間において周波数ｆ₁とし、２値符号が「０」のビット期間において周波数ｆ₂とすることにより、図２（ＩＩ）の送信信号を形成する。

こうして、例えば図２（ＩＩ）の送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子（図１の符号１０）から出力され、受信用振動子（図１の符号１２）を介して生体内から受信信号が得られる。

図３は、ＦＳＫ変調器から出力される連続波の位相の変化を説明するための図である。なお、図３では、搬送波の位相は常に一定として０（ゼロ）で表現し、周波数ｆ₁あるいは周波数ｆ₂に対応して位相回転した量を表現している。周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）によりデジタル変調処理された信号を復調処理する際には、その信号の周波数を弁別すればよい。例えば、図２（ＩＩ）の連続波であれば、周波数ｆ₁と周波数ｆ₂を弁別することにより、図２（ＩＩ）の信号から図２（Ｉ）の２値符号を復調することができる。単に周波数を弁別するだけであれば、符号に対応した各周波数の位相は特に決めなくてもよい。例えば、符号の切り替わりの時点で位相が不連続に変化しても、単に周波数を弁別するだけであれば問題はない。しかし、符号変化時に位相が不連続となると、その分だけ周波数帯域が広がってしまう。そこで、符号変化時に位相が連続的に変化するように各周波数と１ビットの時間長Ｔを決めておけば、より狭い帯域でＦＳＫ変調および復調を行うことが可能となる。

図３は、その条件を満足したときの連続波の位相変化を描いたものである。図３に示す連続波の位相変化は、２値符号の符号変化時に位相が連続的に変化し、２値符号が「１」のビット期間（周波数ｆ₁の期間）において連続波の位相が＋φだけ変化し（φだけ進み）、２値符号が「０」のビット期間（周波数ｆ₂の期間）において連続波の位相が−φだけ変化する（φだけ遅れる）場合の連続波の位相変化である。

図３に示す例の連続波では、符号がどのように変化しようとも、連続波の位相が連続的に変化し、必ず図３のグラフ内の破線の増加直線または破線の減少直線上を移動するという特徴がある。さらに、符号に対応した周波数の間隔をある程度小さく設定しておけば、狭帯域のＦＳＫ連続波を得ることができる。周波数間隔が狭くなると１ビットで回転する位相も小さくなる。この位相回転量がπ／２となるように周波数間隔を設定すると、つまり１ビットの期間Ｔ内において位相を＋π／２または−π／２だけ変化させた連続波とすることにより、狭帯域でありながら、符号誤り率を小さく保った状態でデジタル信号の送受信をすることができる。このときのＦＳＫ方式は特別にＭＳＫ（Minimum Shift Keying）方式と呼ばれる。

図４は、ＦＳＫ変調器から出力される連続波の周波数スペクトラムを説明するための図である。図４には、横軸を周波数として縦軸に各周波数成分の電力を示したグラフが示されており、グラフ内には、周波数シフトキーイングにより周波数ｆ₀の搬送波（ＲＦ波）から周波数をｆ₁，ｆ₂だけ変化させたＦＳＫ信号（ＦＳＫの連続波）の周波数スペクトラムが変調度により変化する様子が示されている。なお、ＦＳＫの変調度ｍは次式のように定義される。

上式で表現される変調度ｍは、周波数差（ｆ₁とｆ₂の差）とビットレートｆ_b（bit/s.）との比であり、アナログＦＭ変調の変調度βと類似の意味を持っている。変調度ｍを大きくするということは、周波数差を大きく設定することに相当し、その結果、周波数スペクトラムは広がってゆく。したがって、例えば超音波プローブなどの周波数帯域を考慮しながら変調度ｍを設定することが望ましい。

本実施形態では、ＦＳＫ変調器（図１の符号２０）において形成された送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（目標位置の深さ）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなる。つまり、本実施形態の超音波診断装置は、位置選択性の機能を備えている。

図５から図７は、本実施形態における位置選択性を説明するための図であり、図５から図７の各図には、目標位置からの受信信号（受信波）と参照信号（参照波）の各位相の時間変化の様子と、目標位置からの受信信号と参照信号との間の位相差の時間変化の様子が図示されている。図５から図７の各図において、位相φは、擬似ランダム信号の１ビットの期間Ｔにおける連続波の位相の変化である。そして、各図において位相差の時間変化については、φ＝π／２の場合における変化も図示されている。

乗算器（図１の受信ミキサ３０）は、受信信号と参照信号の両者の位相差に応じた結果（例えば電圧）を出力する。例えば、両者の位相差がπ／２，３π／２，−π／２，−３π／２の場合に乗算器の出力値が「０（ゼロ）」であり、両者の位相差が０（ゼロ），２πの場合に乗算器の出力値が「＋１」であり、両者の位相差がπ，−πの場合に乗算器の出力値が「−１」となる。

なお、図５から図７の例においては、７ビットの周期で変化する擬似ランダムパターンを用いているが、装置を具現化する際には、例えば１００〜２００ビット程度の周期で変化する擬似ランダムパターンを用いることが望ましい。

図５は、参照信号の位相が目標位置からの受信信号と一致している場合の様子を示している。参照信号の位相が目標位置からの受信信号の位相と一致している場合には、両者の位相差は常に０（ゼロ）となる。両者の位相差が０の場合の乗算器（図１の受信ミキサ３０）の出力を「＋１」とすると、両者の位相が一致している場合に７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値は「＋７」となる。

これに対し、図６，図７は、参照信号の位相が目標位置からの受信信号と一致していない場合の様子を示している。

図６は、目標位置からの受信信号（実線）に対して、参照信号（破線）の位相がＴだけ遅れている場合の様子を示している。この場合の両者の位相差は、図６の下段に示すとおりであり、φ＝π／２の場合において、乗算器（図１の受信ミキサ３０）の出力が常に「０（ゼロ）」となり、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値も「０（ゼロ）」となる。

また、図７は、目標位置からの受信信号（実線）に対して、参照信号（破線）の位相が２Ｔだけ遅れている場合の様子を示している。この場合の両者の位相差は、図７の下段に示すとおりであり、φ＝π／２の場合において、乗算器（図１の受信ミキサ３０）の出力は「＋１」と「−１」をランダムに繰り返し、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値が「＋１」となる。

このように、参照信号の位相が目標位置からの受信信号の位相と一致している場合には乗算器出力の合計値が「＋７」と極端に大きくなり、両者の位相が一致していない場合には乗算器出力の合計値が「０」や「＋１」と極端に小さくなる。

図８は、参照波の位相と乗算器出力との関係を示す図である。図８に示すグラフは、図５から図７の例に対応しており、図８に示すグラフの縦軸は、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値である。また、図８に示すグラフの横軸は、受信信号に対する参照波（参照信号）の位相、つまり、受信信号と参照信号の位相差を示している。なお、図８の横軸は、φ＝π／２を基準とした場合の（φ＝π／２を「１」とした場合の）位相の相対的な大きさを示している。

参照信号と受信信号の位相差が０（ゼロ）の場合には、図５を利用して説明したように、乗算器出力の合計値は「＋７」となる。したがって、図８において、参照波の位相が０の場合における乗算器出力値が「＋７」となっている。また、図６，図７を利用して説明したように、位相差がφの場合における乗算器出力値は「０」となり、位相差が２φの場合における乗算器出力値は「＋１」となる。したがって、図８において、参照波の位相が１の場合における乗算器出力値は「０」となり、参照波の位相が２の場合における乗算器出力値は「＋１」となっている。

図８には、参照波の位相を３，４，５，６，７，・・・とさらに変化させた場合の乗算器出力値も示している。乗算器出力値（７ビットの期間内の合計値）は、位相差が存在する場合に比べて、位相差が０（ゼロ）の場合に極端に大きな値「＋７」を示していることがわかる。また、参照波の位相が相対値で７だけずれると、７ビットの周期の擬似ランダム信号が１周期分だけずれるため、乗算器出力値は、位相差が０の場合と同じく極端に大きな値「＋７」を示す。

以上のことから、本実施形態においては、目標までの遅延時間に対応するように参照信号の位相を調整することにより、その目標の深さのみの反射波電力とドプラ情報を選択的に検出することができる。また、その選択性は、擬似ランダムパターンの長さが長くなるほどシャープになる。そして、その選択性は、パターン長を大きくするほど、パルス波ドプラ（ＰＷドプラ）のレンジゲートと同様の特性に近づいてくる。つまり、連続波の長所を維持しつつ、パルス波のメリットを得ることも可能になる。

図９は、本実施形態における復調信号を説明するための図であり、図９には、ミキサ処理により得られる復調信号の周波数スペクトラムが示されている。図９の復調信号は、相関が最大の場合における参照信号と受信信号の乗算結果に相当する。つまり、目標位置からの受信信号と、目標位置の深さに位相を合わせた参照信号との間の乗算結果が、図９の復調信号となる。

図９に示す復調信号には、直流信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ₀の２倍の高調波成分が含まれている。なお、図２（ＩＩ）に示したように、ＦＳＫによりデジタル変調された連続波の周波数は、例えば周波数ｆ₁と周波数ｆ₂をランダムに繰り返す。周波数ｆ₁と周波数ｆ₂の差が小さく、二つの周波数に対応したスペクトラムが周波数ｆ₀のスペクトラムとして重なって検出できる程度の場合には、図９のような周波数スペクトラムとなる。

ドプラ信号は、直流信号成分と周波数ｆ₀の２倍の高調波成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ（図１の符号３６，３８）において、高調波成分がカットされて直流信号成分のみが抽出されるため、ＦＦＴ回路（図１の符号４０，４２）においては、図９に示す直流信号成分と周波数ｆ₀の２倍の高調波成分のうち、直流信号成分の周波数スペクトラムのみが形成される。そして、ドプラ情報解析部（図１の符号４４）において、図９に示す直流信号成分の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ（図１の符号３０）において、直交検波を施しているため、流速の極性を判断することもできる。直流信号成分の周波数スペクトラムからクラッタ信号を抽出して、目標位置に存在する血管壁の位置などを算出してもよい。

なお、超音波が生体内を伝搬する際の減衰特性は、周波数依存性減衰（ＦＤＡ）と呼ばれ、生体内の軟部組織では、ほぼ周波数と伝搬距離に比例することが知られている。ＦＤＡは、復調信号の周波数スペクトラムの形に影響を与える。つまり、体表付近から得られ復調信号の周波数スペクトラムに比べて、深い位置から得られる復調信号の周波数スペクトラムほど減衰が大きい。そこで、ＦＦＴ回路（図１の符号４０，４２）から出力される周波数スペクトラムに対して、生体内における周波数依存性減衰の補償処理を施すようにしてもよい。例えば、深い位置から得られる信号ほど大きく増幅し、位置（深さ）に応じた減衰量の変化をキャンセルする。受信ミキサ（図１の符号３０）の出力に対して周波数依存性減衰の補償処理を施してもよい。

図１０は、パターン発生器（図１の符号２４）の具体例を示す図である。図１０の回路構成例では、水晶発振器（ＯＳＣ）から出力される搬送波（ＲＦ信号）を矩形信号に変換してからｎ分周し、ｎ分周後の信号（データ）をシフトレジスタに入力している。そして、シフトレジスタの途中から引き出したｎ₁〜ｎ₃の出力とシフトレジスタの最終段からの出力とを利用して、排他論理和をとることにより、ＰＮパターンを得ることができる。ＰＮパターンの長さは、シフトレジスタがｎ段の場合は、２ⁿ―１ビットとなる。例えば、ｎ＝１０であれば１０２３ビットのＰＮパターンが容易に構成できる。この場合、受信信号と参照信号の位相がぴったり一致したときの乗算器出力は、１ビット分の１０２３倍となる。しかし、他の部分の出力はせいぜい数倍なので、選択能力を著しく向上させることができる。図１０の回路は、デジタル回路で構成できるので、容易にＩＣ化できるという利点もある。

パターン発生器から出力される周期的な信号列に基づいて、ＦＳＫ変調器（図１の符号２０）において周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）された連続波が形成される。ＦＳＫ変調器は、例えば、予め用意された周波数ｆ₁と周波数ｆ₂の搬送波を利用し、パターン発生器から出力される周期的な信号列、例えば図１０の回路によって得られるＰＮパターンに応じて、周波数ｆ₁と周波数ｆ₂の搬送波を適宜選択し、選択した搬送波を時間軸上において互いに接続するようにして、ＦＳＫされた連続波を形成してもよい。

図１１は、遅延回路（図１の符号２６Ｉ，２６Ｑ）と受信ミキサ（図１の符号３０）の変形例を説明するための図である。図１１の回路では、ｎ段のシフトレジスタによって参照信号が遅延処理され、シフトレジスタのｎ₁からｎ_nまでの各タップから、互いに遅延時間の異なる複数の遅延参照信号が同時に出力される。そして、ｎ₁からｎ_nまでの各タップに対応したｎ個のミキサにおいて、受信信号と各遅延参照信号の乗算処理が行われ、複数の遅延参照信号に対応した複数の乗算結果が同時に（並列的に）出力される。生体内の深さ方向に並んだ複数の目標位置と、シフトレジスタのｎ₁からｎ_nまでの各タップとを対応付けておくことにより、複数の目標位置からのドプラ情報を同時に取得することができる。例えば、超音波ビーム上における全ての位置からの組織情報を同時に検出するようにしてもよい。

以上、本発明の好適な実施形態といくつかの変形形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

例えば、上述した実施形態においては、連続波をデジタル変調する際に周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）を利用している。このＦＳＫに換えて、デジタル変調方式として当業者において明らかな位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）などを利用してもよい。なお、デジタル変調された連続波のデータをメモリなどに記憶しておき、このメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。

本発明に係る超音波診断装置の全体構成を示す機能ブロック図である。 ＦＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。 ＦＳＫ変調器から出力される連続波の位相変化を説明するための図である。 ＦＳＫ変調器から出力される連続波の周波数スペクトラムを説明するための図である。 参照信号の位相が受信信号と一致している場合の様子を示す図である。 参照信号の位相がＴだけ遅れている場合の様子を示す図である。 参照信号の位相が２Ｔだけ遅れている場合の様子を示す図である。 参照波の位相と乗算器出力との関係を示す図である。 ミキサ処理により得られる復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。 パターン発生器の具体例を示す図である。 遅延回路と受信ミキサの変形例を説明するための図である。

符号の説明

２０ ＦＳＫ変調器、２２ ＲＦ波発振器、２４ パターン発生器、２６Ｉ，２６Ｑ 遅延回路、４０，４２ ＦＦＴ回路、４４ ドプラ情報解析部。

Claims (7)

1. 周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
   送信信号に対応した超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより受信信号を得る送受波部と、
   実質的に送信信号に等しい波形の参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施すことにより復調信号を得る受信信号処理部と、
   復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
   を有し、
   生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理により前記目標位置から得られる受信信号の周期的な信号列と参照信号の周期的な信号列との間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより、前記目標位置からの生体内情報を選択的に抽出し、
   前記送信信号処理部は、周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイングにより周波数を変化させて形成された連続波の送信信号を出力するにあたり、位相を連続的に変化させつつ周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理を施して受信信号と参照信号との間の遅延関係を調整することにより前記相関関係を調整する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記遅延処理により、目標位置から得られる受信信号の周期的な信号列と参照信号の周期的な信号列との間の相関を強める、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項３に記載の超音波診断装置において、
   目標位置の深さに応じた遅延量だけ参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる受信信号の信号列パターンと参照信号の信号列パターンとを互いに一致させる、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、前記周期的な信号列の各信号ごとにその信号の期間Ｔ内において位相を＋π／２または−π／２だけ変化させた連続波の送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記生体内情報抽出部は、生体内情報として、復調信号に含まれる直流信号成分に対応したドプラ信号成分を抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   互いに異なる複数の遅延量に基づいて参照信号を遅延処理することにより、複数の目標位置に対応した複数の遅延参照信号を形成する遅延処理部をさらに有し、
   前記受信信号処理部は、複数の遅延参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施すことにより複数の目標位置に対応した複数の復調信号を形成し、
   前記生体内情報抽出部は、複数の復調信号に基づいて、生体内の深さ方向に並んだ複数の目標位置からの生体内情報を抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。

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