JP2010022737A

JP2010022737A - 超音波診断装置

Info

Publication number: JP2010022737A
Application number: JP2008190457A
Authority: JP
Inventors: Masanori Kunida; 正徳国田; Shinya Inoue; 真也井上
Original assignee: Aloka Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2008-07-24
Filing date: 2008-07-24
Publication date: 2010-02-04

Abstract

【課題】連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術において抽出の精度を高める。
【解決手段】ＦＭＣＷクラッタ７２には、体表付近からの大きな反射電力の影響を受けたクラッタ電力極大領域が存在し、また、深さ依存減衰の影響で減少した微小クラッタ領域が存在する。送信信号の周期性と位置選択の周期性のために、クラッタ電力極大領域と微小クラッタ領域が、深さ方向に沿って周期Ｔ_ｍで繰り返し出現する。本発明においては、目標位置にクラッタ電力極大領域が重ならないように、変調波の周期Ｔ_ｍを調整して目標位置からクラッタ電力極大領域をずらすことにより、目標位置において不要信号を低減させて目標位置からドプラ信号を抽出する。
【選択図】図３

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより生体内組織の速度に加えて生体内組織の位置を計測することができる技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報特開２００６−１４９１６号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術に注目して研究を重ねてきた。

本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術において抽出の精度を高めることにある。

上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、周期Ｔ_ｍで周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に基づいて超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより得られる受信信号に対して、前記送信信号に実質的に等しい波形の参照信号を用いて復調処理を施すことにより復調信号を得る受信信号処理部と、復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有し、前記送信信号の周期Ｔ_ｍを調整することにより、超音波の送受波方向に沿って周期的に変化する不要信号の周期を調整して生体内の目標位置において不要信号を低減させ、且つ、当該目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより、当該目標位置からの生体内情報を選択的に抽出する、ことを特徴とする。

上記態様では、参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施しているため、参照信号との相関が比較的大きい信号成分を含んだ復調信号を得ることができる。そして、その復調処理にあたり、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関関係が調整され、例えば、参照信号との相関が比較的大きい信号成分として目標位置からの受信信号を抽出することができる。さらに、生体内の目標位置において不要信号を低減させているため、目標位置から抽出される受信信号に関する抽出の精度を高めることができる。

なお、上記態様において、参照信号と送信信号は、完全に等しい波形であることが望ましい。但し、参照信号と送信信号は、実質的に等しい波形とみなせる程度の対応関係でもよい。

望ましい態様において、前記不要信号には、生体の体表近傍の組織から得られる極大信号が含まれ、超音波の送受波方向に沿って周期Ｔ_ｍに対応した周期で極大信号が出現し、前記送信信号の周期Ｔ_ｍを調整して極大信号を目標位置からずらすことにより、目標位置において不要信号を低減させる、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号処理部は、変調周波数ｆ_ｍの変調信号を用いて搬送波信号を周波数変調することにより前記送信信号を形成し、変調周波数ｆ_ｍが調整されることにより送信信号の周期Ｔ_ｍ＝１／ｆ_ｍが調整される、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、目標位置からの受信信号の位相と参照信号の位相が等しくなるように、目標位置に応じた遅延量だけ参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関を強める、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記生体内情報抽出部は、生体内情報として、復調信号に含まれる直流信号成分に対応したドプラ信号成分を抽出する、ことを特徴とする。

本発明により、連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術において抽出の精度が高められる。例えば、本発明の好適な態様によれば、生体内の目標位置において不要信号が低減され、目標位置から抽出される受信信号に関する抽出の精度が高められる。

以下、本発明の好適な実施形態を説明する。

図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示す機能ブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。

電力増幅器１４は、送信用振動子１０に対し、電力増幅されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ）を供給する。電力増幅器１４には、例えば正弦波または鋸歯状波などによるＦＭ変調処理が施されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）が入力され、このＦＭ連続波に対応する送信波が送信用振動子１０から送波される。ＦＭ変調器２０は、ＦＭ連続波を電力増幅器１４に出力する。ＦＭ変調器２０は、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波、および、変調波生成部２４から供給される正弦波または鋸歯状波などの変調波に基づいてＦＭ連続波を発生する。このＦＭ連続波の波形については後の原理説明で詳述する。

前置増幅器１６は、受信用振動子１２から供給される受波信号に対して低雑音増幅等の受信処理を施し、受信ＲＦ信号を形成して受信ミキサ３０へ出力する。受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、ＦＭ変調器２０から出力されＦＭ連続波に基づいて生成される。つまり、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において必要に応じて遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。π／２シフト回路２６は遅延処理されたＦＭ連続波の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられるＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８によって、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

なお、変調波生成部２４から供給される変調波に遅延処理を施して遅延変調波を形成し、その遅延変調波によってＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波を周波数変調することにより、参照信号を生成してもよい。

後の原理説明で詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号（復調信号）には、変調波生成部２４から供給される変調波の変調波周波数ｆ_ｍに関する複数の第ｎ次波成分（ｎは０以上の自然数）が含まれている。つまり、第０次波成分である直流成分、第１次波成分である基本波成分、さらに、ｎが２以上の複数の高調波成分が含まれている。これら複数の第ｎ次波成分を含んだ復調信号が、ＬＰＦ３６，３８の各々から出力される。

ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）４０，４２は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ回路４０，４２において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ回路４０，４２から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報解析部４４は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ情報を抽出する。本実施形態においては、遅延回路２５によってサンプルボリュームの位置に応じて参照信号と受信信号との間の位相関係が調整されるため、サンプルボリュームからのドプラ情報が選択的に抽出される。位相の調整とサンプルボリュームからのドプラ情報の抽出との関連については、後の原理説明において詳述する。

なお、ドプラ情報解析部４４は、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ情報を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示処理部４６は、ドプラ情報解析部４４において抽出されるドプラ情報に基づいて得られるドプラ波形などの診断結果を含んだ表示画像を形成する。また、表示処理部４６は、ユーザが生体内の診断対象部位に対してサンプルボリュームを設定する際の設定支援用の画像を含んだ表示画像を形成する。形成された表示画像は表示部４８に表示される。

図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部５０によって制御される。つまり、システム制御部５０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。また、図示しない操作パネルなどを介して入力されるユーザ操作に応じて、システム制御部５０が超音波診断装置内の各部を制御する。

以上、概説したように、本実施形態では、連続波（ＣＷ）を変調波でＦＭ変調した超音波（ＦＭＣＷ波）を送受波して受信信号が得られて、目標位置（サンプルボリュームの設定位置）となる診断対象部位からのドプラ情報が選択的に抽出される。そこで、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_ｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。

数１式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆ_ｍの比であるβはＦＭの変調度（変調指数）である。

また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。

なお、数２式においてｆ_ｍに対するドプラシフトは、ｆ_０のシフト分ｆ_ｄに比較して小さいので無視している。

数２式で表される受信波形は、超音波振動子を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。図１を利用して説明したように、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、参照信号として、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。したがって、ミキサ３２へ供給される参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）と、ミキサ３４へ供給される参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）は、次式のように表現できる。

数３式において、φ_ｍｒは、遅延回路２５における遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ_０ｒは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。

受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。

ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＩ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６において除去される周波数成分である。

ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。

数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。

一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＱ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８において除去される周波数成分である。

ここで、数６式のｖ_ＤＩ（ｔ）と数７式のｖ_ＤＱ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆ_ｍの偶数次高調波成分を次式のように表現する。

次に、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆ_ｍの成分、変調周波数ｆ_ｍの奇数次高調波成分を次式のように表現する。

数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆ_ｄを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆ_ｍの成分と変調周波数ｆ_ｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。通信工学ではこの種の信号形式を両側帯波搬送波除去変調（Double-Sideband Suppressed-Carrier, DSB-SC）と呼んでいる。

ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２５における遅延処理によりφ_ｍｒを調整してφ_ｍと一致させた場合（φ_ｍｒ＝φ_ｍ）を考える。φ_ｍｒとφ_ｍを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果を数５式のベッセル関数に適用すると、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。

数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。

数１１式は、参照波（参照信号）の位相φ_ｍｒを送受信間の位相差φ_ｍに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。その結果として得られる複素ドプラ周波数ｆ_ｄの値と極性は、血流などの流体の速度とその極性を表わしている。また、ドプラ信号の振幅は、搬送波および参照波の位相に依存しないこともわかる。

こうした特徴から、本実施形態のＦＭＣＷ方式では、受信波（受信信号）と参照波（参照信号）との間の位相関係を調整することにより、ベースバンド信号の直流および直流付近の信号成分に基づいて対象とする組織の速度情報を得ることができる。この意味において、本実施形態に係る超音波診断装置を位相シフト型ＦＭＣＷ超音波ドプラシステムと称することができる。

深さ（位置）情報の特定の程度は変調度（変調指数）βに依存するので、必要な位置分解能を確保するためには、βを大きく設定する必要がある。βを大きく設定すると、位置の選択性がシャープになる。そのため、目標位置付近の反射電力だけが受信信号に大きく反映される。この性質は、固定目標でも移動目標でも共通である。

音線上（超音波ビーム上）のすべての固定目標からの反射電力の和がクラッタ電力となる従来のＣＷ法に比べて、本実施形態の方式（位相シフト型ＦＭＣＷ）では、選択された位置からのクラッタしか生じないので、クラッタ電力を極端に減少させることができる。

図２は、ＦＭＣＷ方式におけるドプラ電力とクラッタ電力の深さ依存性を示す図である。図２の横軸は生体内の深さ（体表からの深さ）であり、図２の縦軸は電力の大きさ（相対値）を示している。図２に示される各波形は、横軸に沿って目標位置を移動させつつ、各目標位置（各深さ）において組織から得られる反射電力を示した計算結果である。パラメータはＦＭ変調度（β）である。

図２には、各ＦＭ変調度（β）ごとに、クラッタ積算電力６４の波形とドプラ信号電力６２の波形が示されている。クラッタ改善度６０は、従来のＣＷと比較した場合のクラッタ積算電力の低減を示している。変調度（変調指数）βが増加するに従って、クラッタ電力（積算電力）が全体的に減少する傾向が示されている。これは、変調度が大きくなると位置選択性が鋭くなり、余分なクラッタ成分が減少するためである。例えばβ＝１００に設定すると、従来のＣＷに比べてクラッタ電力を２５ｄＢ程度低減できる。

図２において、クラッタ積算電力６４は、深さ０の付近で比較的大きく、深さ１００ｍｍ程度まで徐々に減少している。これは、生体内における超音波の深さ依存減衰の影響が主な原因である。ところが、図２において、深さ１００ｍｍ程度を超えると、クラッタ積算電力６４が徐々に増加している。これは、位相シフト型ＦＭＣＷ方式の位置選択性が深さ方向に周期性を持っているためである。つまり、変調処理された送信信号が周期的であるため、送信信号の周期に応じて位置選択性も周期的になる。例えば、図２において、深さ１８０ｍｍの付近に目標位置を設定すると、送信信号の周期性のために、深さ０の付近にも同時に目標位置が設定されてしまい、深さ０の付近におけるクラッタ電力が反映されてしまう。そのため、図２において、深さ１８０ｍｍの付近に目標位置を設定した場合のクラッタ積算電力６４が大きくなっている。このように、送信信号の周期性や位置選択（目標位置）の周期性に応じて、クラッタ積算電力６４も周期的に変化する。

図３は、ＦＭＣＷ方式におけるクラッタ電力の周期性を示す図である。図３の横軸は深さであり、超音波の送受波方向（超音波ビーム方向）に沿った目標位置までの距離（体表からの深さ）に対応している。

図３に示すように、ＦＭＣＷ方式におけるクラッタ電力の波形であるＦＭＣＷクラッタ７２は、変調波の周期Ｔ_ｍに相当する距離と同じ周期で深さ方向に沿って増減を繰り返している。変調波の周期Ｔ_ｍは、変調波生成部２４（図１）から供給される変調波の周期であり、変調周波数ｆ_ｍとの間においてＴ_ｍ＝１／ｆ_ｍの関係が成立している。

ＦＭＣＷクラッタ７２には、深さ０の近傍において、体表付近からの大きな反射電力の影響を受けたクラッタ電力極大領域が存在し、また、深さ０から離れるに従って深さ依存減衰の影響で減少した微小クラッタ領域が存在する。そして、送信信号の周期性と位置選択の周期性のために、クラッタ電力極大領域と微小クラッタ領域が、深さ方向に沿って周期Ｔ_ｍに相当する距離で繰り返し出現している。

ＣＷクラッタ７４は、ＦＭ変調を施していない通常のＣＷ方式におけるクラッタ電力の波形であり、深さ方向に沿って一定の値となる。図３では、ＣＷクラッタ７４との比較において、２０ｄＢ以下（クラッタ改善度６０が２０ｄＢ以上）となるＦＭＣＷクラッタ７２の領域を微小クラッタ領域とし、それ以外の領域をクラッタ電力極大領域としている。もちろん、クラッタ電力極大領域と微小クラッタ領域とを分別する閾値は２０ｄＢに限定されない。

ＦＭＣＷクラッタ７２は、目標位置からドプラ信号を抽出する場合において、抽出の妨げとなる不要信号成分である。したがって、目標位置においてＦＭＣＷクラッタ７２は小さいことが望ましい。ところが、図３に示すように、ＦＭＣＷクラッタ７２には、クラッタ電力極大領域が周期的に存在しており、目標位置にクラッタ電力極大領域が重なると、目標位置からドプラ信号を抽出するうえで好ましくない。

そこで、本実施形態においては、目標位置にクラッタ電力極大領域が重ならないように、変調波の周期Ｔ_ｍを調整して目標位置からクラッタ電力極大領域をずらすことにより、目標位置において不要信号を低減させる。変調波の周期Ｔ_ｍは、変調波生成部２４（図１）において調整される。なお、変調周波数ｆ_ｍを調整することにより、周期Ｔ_ｍ＝１／ｆ_ｍの関係から、変調波の周期Ｔ_ｍが調整されてもよい。

図４は、変調波の周期とＦＭＣＷクラッタ電力の周期性との関係を示す図であり、図４の横軸は変調波の周期であり、図４の縦軸は体表からの深さ（目標位置の深さ）である。図４は、各変調波の周期ごとにその周期におけるＦＭＣＷクラッタ電力の周期性、つまりクラッタ電力極大領域と微小クラッタ領域の繰り返しを縦軸方向に示している。なお、図４において、点描パターンで塗りつぶされた領域がクラッタ電力極大領域であり、隣り合うクラッタ電力極大領域同士の間の領域が微小クラッタ領域である。

例えば、変調周波数を５ｋＨｚとすると変調波の周期は２００μｓｅｃ．となり、この場合の微小クラッタ領域は、図４に示す領域Ａ１，領域Ａ２，・・・となる。また、例えば、変調周波数を８ｋＨｚとすると変調波の周期は１２５μｓｅｃ．となり、この場合の微小クラッタ領域は、図４に示す領域Ｂ１，領域Ｂ２，領域Ｂ３，・・・となる。

変調周波数が８ｋＨｚの場合には、５ｋＨｚの場合と比較して、微小クラッタ領域が生体表面に近い領域にシフトしていることがわかる。つまり、変調周波数を大きくすることにより、微小クラッタ領域を生体体表に近づけることができる。また、変調周波数が８ｋＨｚの場合の２周期目の微小クラッタ領域（領域Ｂ２）は、変調周波数が５ｋＨｚの場合のクラッタ電力極大領域となる深さとなっている。つまり、変調周波数を調整することにより、目標とする深さ（目標位置）からクラッタ電力極大領域を避ける（ずらす）ことができる。

そこで、本実施形態においては、例えば、ユーザ操作に応じてあるいは装置が自動的に変調波生成部２４（図１）における変調周波数ｆ_ｍを適宜調整して目標位置に微小クラッタ領域を移動させる。これにより、微小クラッタ領域内となった目標位置におけるφ_ｍ（数２式）が決定する。そして、遅延回路２５（図１）における遅延処理によりφ_ｍｒ（数３式）を調整してφ_ｍと一致させることにより、目標位置からの受信信号と参照信号の相関が高められて目標位置からの受信信号が選択的に抽出される。なお、変調周波数の調整は、複数の変調波発振器を用いて、これらの変調波発振器の出力を適宜選択することで実現してもよい。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した実施形態によれば、目標位置が微小クラッタ領域内となるように、変調周波数を調整して微小クラッタ領域を移動させることにより、例えば、通常のＣＷドプラの場合と比較して、クラッタ電力が２０ｄＢ程度少ない状態で、目標位置から選択的にドプラ信号を抽出することなどが可能になる。なお上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

例えば、上述した実施形態においては、周波数を周期的に変化させる連続波の送信信号を形成するにあたって、搬送波信号（ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波）に対して周波数変調処理を施している。この周波数変調処理に換えて、周波数変調処理と同じ角度変調の方式として当業者において明らかな位相変調処理（ＰＭ処理）を利用してもよい。つまり、搬送波信号に対して位相変調処理を施すことにより、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波と同じ波形あるいは同等な波形を形成してもよい。なお、周波数を周期的に変化させる連続波のデータをメモリなどに記憶しておき、このメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。

本発明に係る超音波診断装置の全体構成を示す機能ブロック図である。ＦＭＣＷ方式のドプラ電力とクラッタ電力の深さ依存性を示す図である。ＦＭＣＷ方式におけるクラッタ電力の周期性を示す図である。変調波の周期とＦＭＣＷクラッタ電力の周期性との関係を示す図である。

符号の説明

２０ＦＭ変調器、２２ＲＦ波発振器、２４変調波生成部、２５遅延回路、４０，４２ＦＦＴ回路、４４ドプラ情報解析部、４６表示処理部。

Claims

周期Ｔ_ｍで周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
前記送信信号に基づいて超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより得られる受信信号に対して、前記送信信号に実質的に等しい波形の参照信号を用いて復調処理を施すことにより復調信号を得る受信信号処理部と、
復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有し、
前記送信信号の周期Ｔ_ｍを調整することにより、超音波の送受波方向に沿って周期的に変化する不要信号の周期を調整して生体内の目標位置において不要信号を低減させ、且つ、当該目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより、当該目標位置からの生体内情報を選択的に抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記不要信号には、生体の体表近傍の組織から得られる極大信号が含まれ、超音波の送受波方向に沿って周期Ｔ_ｍに対応した周期で極大信号が出現し、
前記送信信号の周期Ｔ_ｍを調整して極大信号を目標位置からずらすことにより、目標位置において不要信号を低減させる、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項１または２に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、変調周波数ｆ_ｍの変調信号を用いて搬送波信号を周波数変調することにより前記送信信号を形成し、
変調周波数ｆ_ｍが調整されることにより送信信号の周期Ｔ_ｍ＝１／ｆ_ｍが調整される、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項１から３のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
目標位置からの受信信号の位相と参照信号の位相が等しくなるように、目標位置に応じた遅延量だけ参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関を強める、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項１から４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記生体内情報抽出部は、生体内情報として、復調信号に含まれる直流信号成分に対応したドプラ信号成分を抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。