JP3088280B2 - 超音波ドプラ診断装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は超音波ドプラ診断装
置、特に、ドプラ音をオーディオ出力可能な超音波ドプ
ラ診断装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】超音波ドプラ診断装置は、生体内運動体
（例えば、血流）の速度情報を計測する装置であり、計
測方法としては、連続波ドプラ法やパルスドプラ法が知
られている。超音波ドプラ診断装置において、超音波が
生体内に送波されると、生体内の運動反射体にて反射さ
れた反射波が受波され、受信信号が得られる。その受信
信号に対し検波などの処理が行われ、これにより得られ
たドプラ信号（時間軸上のドプラ信号）に対してＦＦＴ
などの周波数解析演算が行われ、例えばパワースペクラ
ム表示としてドプラ情報が表示される。なお、パワース
ペクトラムは縦軸をドプラシフト周波数（血流速度）と
し、横軸を時間軸とし、輝度を各速度のパワーとした画
像である。

【０００３】超音波ドプラ診断装置には、一般に、ドプ
ラ音を発生させる機能が備わっている。これはドプラ信
号をスピーカに与えて可聴音（ドプラ音）として出力す
るものであり、操作者はそのドプラ音の周波数や強度に
より、聴覚的に、血流の運動情報を認識できる。

【０００４】このようなドプラ音の発生は、例えば、超
音波の送受波により得られた受信信号を送信周波数で復
調し、その復調信号をそのままスピーカに出力すること
により行うことも可能である。しかし、そのような方式
では、血流が順方向に流れているか、あるいは逆方向に
流れているかを音として区別することができない。そこ
で、例えば、復調に際して直交検波を用い、それによる
複素のドプラ信号を複素フィルタに通すことで順方向と
逆方向の信号成分の分離を行い、それらの２つの信号を
２つのスピーカに出力することが行われている。

【０００５】しかしながら、ドプラ信号中にナイキスト
周波数を越える周波数成分が含まれている場合、すなわ
ち周波数軸上で折り返しが生じているような場合には、
折り返した信号成分が正逆反転して出力されたり、ま
た、ドプラ音に突発的高音が不自然に混じったりすると
いう問題があった。速度の正側及び負側のいずれにおい
ても、パルスドプラ法では超音波パルスの送信繰り返し
周波数の１／２を越える信号成分が折り返し、連続波ド
プラ法では量子化周波数の１／２を越える信号成分が折
り返す。

【０００６】この問題に対処するため、ベースラインシ
フトという手法が提案されている。この方法は、概し
て、周波数軸上に存在する各周波数成分の内で折り返し
た周波数成分を反対側につなげるものである。このベー
スラインシフトによれば、連続したスペクトルで上記パ
ワースペクトルを表示することができる。

【０００７】もちろん、このベースラインシフトは、ド
プラ音の発生に当たっても適用される。すなわち、例え
ば、正方向の上限（ナイキスト周波数）を越えて負の周
波数に回り込んでしまった折り返し信号成分を正の上限
側に付加し、周波数の変化が連続しているドプラ音を得
るものである。これはオーディオ信号のベースラインシ
フトを呼ばれており、順流・逆流の分離処理を行った際
に、折り返した信号成分が順流側から逆流側へ、あるい
は逆流側から順流側へ回り込んでしまうのを解消する手
段として知られている。

【０００８】従来において、上記のオーディオ信号のベ
ースラインシフトを実現するための具体的な手法として
は、大別して、アナログ方式とデジタル方式が知られて
いる。これら双方の手法とも、時間軸上に存在している
ドプラ信号に対し、時間軸上で、ベースラインシフトを
実現するものである。アナログのべースラインシフトに
関しては例えば特開平７−２３１８９１号公報に開示さ
れている。デジタルのベースラインシフトに関し、参考
までに、図７を用いて説明する。

【０００９】図７において、受信信号を直交検波して得
られた複素のドプラ信号（Ｉ，Ｑ）がオーバーサンプリ
ング部１０、１２に入力されている。オーバーサンプリ
ング部１０、１２は、例えばＤ₁ ，０，Ｄ₂ ，０，
Ｄ₃ ，０，…のように、サンプリングされたデータ間に
０を挿入して、信号帯域を拡張する公知の回路である。
ヒルバートフィルタ１４は、オーバーサンプリング後の
一方のドプラ信号（例えば実数信号）の位相を９０度シ
フトさせるもので、遅延部１６は、オーバーサンプリン
グ後の他方のドプラ信号（例えば虚数信号）に対し、ヒ
ルバートフィルタ１４における処理時間に相当する時間
だけ遅延を行う時間調整回路である。加算器１８，２０
は、９０度位相がシフトされた実数信号とそのまま遅延
された虚数信号の相互の和と差を演算するものであり、
これにより順流信号成分と逆流信号成分とが分離抽出さ
れる。それらの信号成分がローパスフィルタ２２、２４
に入れられ、順流音信号と逆流音信号とが生成されてい
る。順流音信号と逆流音信号はそれぞれスピーカ（図示
せず）に送られ、ドプラ音としての順流音と逆流音とが
可聴音として発生される。

【００１０】正逆分離方法としては各種の方法が提案さ
れており、図７に示す方法はその内の１手法である。ち
なみに、直交変換後のドプラ信号は、パワースペクトル
画像などを形成するために、フーリエ変換部２６におい
て周波数軸上のドプラ信号に変換され、更にスペクトラ
ム処理部２８においてその周波数軸上のドプラ信号に対
してパワー演算やベースラインシフトが行われる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ようにアナログ処理により時間軸上でオーディオ信号の
ベースラインシフトを行う方法（時間軸アナログ方式）
では、それがアナログ処理であることに起因して、順流
信号成分と逆流信号成分の分離抽出を高精度に行うこと
が困難であるという問題があった。また、ドプラ信号が
短時間欠落するような送受信が行われる場合に、ドプラ
信号の補間を行う必要があるが、それをアナログ処理で
実現するのは著しく困難であるという問題があった。

【００１２】その一方、上記のデジタル処理により時間
軸上でオーディオ信号のベースラインシフトを行う方法
（時間軸デジタル方式）によれば、比較的精度良くその
処理を行うことができるが、ドプラ信号が、サンプル入
力されるごとに複数のデジタルフィルタ処理をリアルタ
イムで繰り返し行う必要があるため、その演算量が多
く、それゆえ高価なハードウエアを要するという問題が
あった。

【００１３】ところで、従来の一般的な超音波診断装置
では、Ｂモード断層画像とドプラスペクトラムの両方を
リアルタイムで同時表示することも行われる。このた
め、超音波の送受信シーケンスにおいては、Ｂモード用
の送受波とドプラ用の送受波とが一定のパターンで交互
に行われる。すなわち、例えば、Ｂモード用の送受波を
各ビーム方向について行いながら、その間に、時分割で
所定のビーム方向へドプラ用の送受波を行うものであ
る。このような送受波シーケンスがとられる場合、ドプ
ラ信号について着目してみると、Ｂモード用送受波の期
間では、ドプラ信号が得られず、信号の欠落が生じるこ
とになる。このため、そのままドプラ信号をオーディオ
信号に変換すると、間欠的にドプラ音が途絶えるという
問題があった。

【００１４】本発明は、上記従来の課題に鑑みなされた
ものであり、その目的は、折り返しを解消するためのベ
ースラインシフトを簡易な構成で精度良く行える超音波
ドプラ診断装置を提供することにある。

【００１５】また、本発明の目的は、ドプラ音中に折り
返し音が生じることを防止でき、かつ、ドプラ音が途絶
える問題を解消できる超音波ドプラ診断装置を提供する
ことにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、時間軸上のドプラ信号を周波数軸上のド
プラ信号に変換する変換手段と、前記周波数軸上のドプ
ラ信号に対し、折り返しを解消するために周波数軸上で
ベースラインシフトを行うベースラインシフト手段と、
前記周波数軸上のドプラ信号に対し、周波数軸上で所定
の周波数範囲の信号成分のみを分離抽出する分離抽出手
段と、前記ベースラインシフト及び前記分離抽出がなさ
れた周波数軸上のドプラ信号に対し、周波数軸上から時
間軸上への逆変換を行って時間軸上のドプラ信号を出力
する逆変換手段と、を含むことを特徴とする。

【００１７】本発明の好適な態様では、前記分離抽出手
段は、前記周波数軸上のドプラ信号から順流信号成分と
逆流信号成分を分離抽出する正逆分離処理を行い、前記
逆変換手段は、前記周波数軸上の順流信号成分及び逆流
信号成分のそれぞれに対し前記逆変換を行って、時間軸
上の順流信号成分及び逆流信号成分を出力し、前記時間
軸上の順流信号成分及び逆流信号成分をそれぞれ可聴音
に変換するドプラ音発生手段が設けられる。

【００１８】図１には、上記構成の作用が概念的に示さ
れている。まず、変換手段により、時間軸上のドプラ信
号が周波数軸上のドプラ信号に変換される。（Ａ）に
は、変換後のドプラ信号が示されており、（Ａ）では正
側上限を越えた周波数成分１００が折り返している。
（Ｂ）に示すように、ベースラインシフト手段は、例え
ば、スペクトルの連続性などに基づいて、折り返した周
波数成分１００を特定し、その周波数成分を反対側の上
限につなげる。これにより、（Ｂ）に示すように、スペ
クトルの連続性が補償される。

【００１９】このようなベースラインシフトがなされた
後、分離抽出手段は、部分的な周波数成分の抽出、望ま
しくは順流及び逆流の信号成分の分離抽出を行う。この
場合、例えば、（Ｃ）に示すような順流成分抽出関数を
（Ｂ）に示すスペクトルに乗算することにより（Ｅ）に
示す順流成分が抽出される。また、（Ｄ）に示すような
逆流成分抽出関数を（Ｂ）に示すスペクトルに乗算する
ことにより、（Ｆ）に示す逆流成分が抽出される。な
お、ベースバンドシフトと分離抽出処理は、望ましくは
ベースバンドシフトが先行して実行されるが、理論的に
は、分離抽出処理を先行して実行してもよい。逆変換手
段は、分離抽出された周波数軸上のドプラ信号を時間軸
上のドプラ信号に戻し、そのドプラ信号が例えばオーデ
ィオ回路に供給される。

【００２０】また、上記目的を達成するために、本発明
は、時間軸上のドプラ信号に対し、一定時間幅を有する
所定の窓関数を半サイクルずつずらしながら順次乗算す
る窓処理を行う窓処理手段と、前記窓処理後の時間軸上
のドプラ信号を周波数軸上のドプラ信号に変換するフー
リエ変換手段と、前記周波数軸上のドプラ信号に対し、
折り返しを解消するために周波数軸上でベースラインシ
フトを行うベースラインシフト手段と、前記周波数軸上
のドプラ信号から、順流信号成分と逆流信号成分を分離
抽出する正逆分離手段と、前記ベースラインシフト及び
前記分離抽出がなされた周波数軸上の順流信号成分及び
逆流信号成分のそれぞれに対し逆フーリエ変換を行っ
て、時間軸上の順流信号成分及び逆流信号成分を出力す
る逆フーリエ変換手段と、前記時間軸上の順流信号成分
及び逆流信号成分のそれぞれに対し、半サイクルずつオ
ーバーラップさせながら順次加算を行うオーバーラップ
加算手段と、前記オーバーラップ加算後の時間軸上の順
流信号成分及び逆流信号成分をそれぞれ可聴音に変換す
るドプラ音発生手段と、を含む。

【００２１】上記構成によれば、最初に時間軸上のドプ
ラ信号に対し、半サイクルずつオーバーラップさせなが
ら窓関数が順次乗算される。これによりフーリエ変換処
理に当たっての基本のデータ単位が切り出される。フー
リエ変換手段は、その基本単位であるドプラ信号に対し
複素ＦＦＴなどを実行して、時間軸上から周波数上への
変換を行う。ベースラインシフト手段は、折り返した周
波数成分を本来の位置に戻してスペクトルの連続性を補
償するために上記のベースラインシフトを実行する。ま
た、正逆分離手段はスペクトル全体から順流信号成分と
逆流信号成分を分離抽出する。逆フーリエ変換手段は信
号成分に対して逆フーリエ変換を行って、周波数軸から
時間軸への変換を行う。次に、オーバーラップ加算手段
は、各信号成分を半サイクルずつオーバーラップさせな
がら加算し、順流音信号及び逆流音信号を生成する。そ
れらの信号はドプラ音発生手段に供給され、順流音及び
逆流音が可聴音として発生される。

【００２２】上記の窓関数の乗算及びオーバーラップ加
算によれば、周波数軸への変換及び時間軸への逆変換に
当たって、ドプラ信号の時間軸上での連続性を維持でき
る。窓関数としては、例えば公知のハニング関数やハミ
ング関数を利用できる。

【００２３】本発明の好適な態様では、周波数軸上のド
プラ信号に対して補間処理を行う補間手段を有する。す
なわち、周波数軸上のドプラ信号（スペクトル）は時間
変化するものであるが、ドプラ信号が一定時間欠落した
場合には、例えば、その欠落の前後の周波数軸上のドプ
ラ信号を基礎として欠落部分が補填され、あるいは、そ
の欠落の前の周波数軸上のドプラ信号を維持することな
どにより欠落部分が補填される。これにより、ドプラ音
が途切れる問題を解消できる。周波数軸上のドプラ信号
を利用して補間を行うので、補間処理を実時間で簡単に
行うことができる。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の好適な実施形態を
図面に基づいて説明する。

【００２５】図２には、本発明に係る超音波ドプラ診断
装置の全体構成がブロック図として示されている。この
超音波ドプラ診断装置は、連続波ドプラ法が適用された
装置である。

【００２６】図２において制御器３０は送信周波数を発
生しており、その送信周波数を示す信号が送信器３２に
供給される。また、この送信周波数は直交検波器３４に
供給されると共に、量子化回路３６にも供給されてい
る。すなわち量子化回路３６は、後述するように、標本
化周波数ｆ_s にてドプラ信号を標本化し、デジタル信号
に量子化している。

【００２７】送信器３２から送信信号が探触子３８に供
給されると、探触子３８から超音波が連続的に生体内に
送波され、生体内にて反射した反射波が探触子３８にて
受波される。探触子３８から出力された受信信号は、受
信器４０に送られ、その受信器４０にて増幅などの処理
がなされた後、受信信号が直交検波器３４に送られる。
直交検波器３４は、送信周波数を利用して受信信号に対
して公知の直交検波を行い、複素信号としてのドプラ信
号を出力する。このドプラ信号は、実数信号と虚数信号
とで構成される。

【００２８】量子化回路３６は、上述したように、各ド
プラ信号に対して標本化周波数ｆ_sの周期でサンプリン
グを行う。具体的には、この量子化回路３６は、Ａ／Ｄ
変換器で構成される。このようにデジタル信号に変換さ
れたドプラ信号は、デジタル信号処理器４２に供給され
る。このデジタル信号処理器４２は、図３に示されるよ
うな回路構成を有し、ドプラ画像としてのパワースペク
トラムの演算機能、ドプラ信号中における折り返しを解
消する機能、及びドプラ信号の補間機能、などを有す
る。デジタル信号処理器４２から出力されたスペクトラ
ムは、ＤＳＣ（デジタルスキャンコンバータ）４４に供
給され、パワースペクトラム画像などが形成され、それ
が表示器４６に表示される。

【００２９】また、デジタル信号処理器４２から出力さ
れた順流音信号は、Ｄ／Ａ変換器４８においてアナログ
信号に変換された後、スピーカー５０に供給され順流音
が可聴音として出力される。また、デジタル信号処理器
４２から出力された逆流音信号もＤ／Ａ変換器５２にお
いてアナログ信号に変換された後、スピーカー５４に送
られてそのスピーカー５４にて逆流音が可聴音として出
力される。これらのスピーカー５０，５４は、ドプラ音
発生手段として機能するものである。

【００３０】次に、図３を用いて、デジタル信号処理器
４２の具体的な構成について説明する。図２に示した量
子化回路３６から出力されたデジタル化されたドプラ信
号Ｉ，Ｑは、窓処理部５６に入力される。この窓処理部
５６は、各ドプラ信号に対して、一定時間幅を有する所
定の窓関数を半サイクルずつずらしながら順次乗算する
回路であり、例えば、ＦＦＴのポイント数が１２８であ
る場合には、６４サンプルの信号データが入力されるご
とにＦＦＴ演算が繰り返される。その窓関数としては例
えばハニング関数またはハミング関数などがあげられ
る。

【００３１】図４には、窓処理部５６の作用が概念的に
示されている。（Ａ）にはドプラ信号が示されており、
（Ｂ）には一定時間幅Ｔを有する窓関数１０２が示され
ている。なお、図４に示す各信号は説明のためアナログ
信号のように示されているが、実際にはデジタル信号で
ある。一定期間Ｔのドプラ信号に対して窓関数１０２が
乗算されると、（Ｂ）に示すようにその当該期間Ｔの両
端部で振幅が所定値（例えば０）に絞り込まれたデータ
ブロックが取り出される。（Ｃ）に示すように、窓処理
部５６は半サイクルずれた次の期間Ｔにおいてもドプラ
信号にたいして窓関数１０２の乗算を行っており、これ
が半サイクルずつシフトされながら順次行われている。
以下に説明する各処理では、このデータブロック単位で
その処理が行われる。なお、このような窓関数１０２の
乗算によれば、後述するように、オーバーラップ加算を
行った場合に復元されるドプラ信号の連続性を維持する
ことができる。ちなみに、図４に示したような窓関数の
乗算は、ドプラ信号Ｉ及びＱのそれぞれに対して行われ
ており、以下に説明する各処理は各ドプラ信号について
個別的に並列して行われている。

【００３２】図３に戻って、フーリエ変換部５８は、周
知のＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行うものであり、具
体的には複素フーリエ変換を行っている。このフーリエ
変換により、時間軸上のドプラ信号が周波数軸上のドプ
ラ信号に変換される（図１（Ａ）参照）。フーリエ変換
部５８から出力された周波数軸上のドプラ信号Ｉ，Ｑ
は、スペクトラム処理部６０に供給されており、図７に
示した従来のスペクトラム処理部２８と同様にパワース
ペクトラムを得るための各種の演算が行われている。そ
の演算には、ベースラインシフトやパワー演算などが含
まれる。

【００３３】一方、フーリエ変換部５８から出力された
ドプラ信号Ｉ，Ｑは、分岐されてベースラインシフト部
６２，６４に入力されている。これらのベースラインシ
フト部６２，６４は、図１（Ｂ）に示したように、折り
返し周波数成分１００を本来の位置に戻してスペクトル
の連続性を成立させることにより、折り返しを解消させ
るものである。本発明では、周波数軸上でベースライン
シフトが行われているため、その演算を容易に行うこと
ができ、またその処理を迅速に行うことができる。な
お、図３では、ベースラインシフト部６２及びベースラ
インシフト部６４が発明の説明のため独立した回路とし
て示されているが、一方を省略してベースラインシフト
部の出力を分岐させてもよい。

【００３４】図３において、正逆分離部６６は図１
（Ｃ）に示したような分離抽出関数をベースラインシフ
ト後の周波数軸上のドプラ信号に乗算することにより、
図１（Ｅ）に示したような順流信号成分を分離抽出する
回路である。一方、正逆分離部６８は図１（Ｄ）に示し
たような分離抽出関数を周波数軸上のドプラ信号に乗算
することによって、図１（Ｆ）に示したような逆流信号
成分を分離抽出するものである。図１（Ｃ）及び（Ｄ）
に示される順流用の関数及び逆流用の関数において、そ
れらの関数が１をとる合計の区間はｆ_s に相当する。各
関数が１をとる幅は、折り返し周波数成分１００の周波
数幅に基づいて適宜調整される。

【００３５】なお、実際の装置においては、図３に示し
たように、ベースラインシフト部６２，６４の後段に正
逆分離部６６，６８を設けるのが望ましいが、正逆分離
部６６，６８の後段にベースラインシフト部６２，６４
を設けることも可能である。また、それらを一体的に構
成してもよい。

【００３６】このような正逆分離部６６及び６８によ
り、図１（Ｅ）及び（Ｆ）に示したような順流信号成分
及び逆流信号成分が分離抽出され、それぞれの信号成分
は逆フーリエ変換部７０，７２に供給され、逆フーリエ
変換がなされる。これにより周波数軸上の信号が時間軸
上の信号に戻される。

【００３７】オーバーラップ加算部７４，７６は、逆フ
ーリエ変換後のドプラ信号を半サイクルずつずらしなが
ら加算して元の時間軸上のドプラ信号と同様の時間軸上
のドプラ信号を生成する。その作用が図４（Ｅ）に示さ
れている。図４（Ｂ）〜（Ｄ）に示されるような逆フー
リエ変換により戻されたドプラ信号がオーバーラップ加
算され、図４（Ｅ）に示すような時間軸上のドプラ信号
が得られている。このような処理により、オーバーラッ
プ加算部７４から順流音信号が出力され、オーバーラッ
プ加算部７６から逆流音信号が出力される。これらは図
２に示したように、それぞれＤ／Ａ変換器４８，５２に
供給されてアナログ信号に戻された後、スピーカー５
０，５４に供給されてドプラ音として出力される。

【００３８】なお、ベースラインシフトや正逆分離など
を行う際に複素信号で処理する理由は、位相情報を保存
することにある。逆フーリエ変換部７０，７２において
も位相情報を保持するため、複素による逆フーリエ変換
処理が行われる。なお、逆フーリエ変換部７０，７２か
らも複素信号が出力されるが、図３に示す構成では、実
数成分Ｉまたは虚数成分Ｑのいずれかの成分が出力され
ている。

【００３９】以上説明したように、従来のように時間軸
上のドプラ信号に対してベースラインシフトや正逆分離
を行うのではなく、周波数軸上のドプラ信号に対してベ
ースラインシフトや正逆分離などを行うことによって、
極めて高精度かつ迅速に折り返しの解消を行うことがで
きるという利点がある。図３に示すような構成によれ
ば、従来よりも回路規模を１／４以下にすることができ
る。

【００４０】次に、図５には、本発明に係る超音波ドプ
ラ信号装置の他の実施形態が示されている。なお、図３
に示す構成と同様の構成には同一符号を付けその説明を
省略する。

【００４１】この図５に示す装置においては、フーリエ
変換部５８の後段に補間処理部７８が設けられている。
この補間処理部７８は、周波数軸上のドプラ信号に対し
て補間処理を行うものであり、上述したようにＢモード
断層画像とドプラ画像とをリアルタイミングで同時表示
するような場合において、Ｂモード用の送受波を行って
いる際にドプラ信号が途絶える問題を解消することがで
きる。すなわち、短時間の間、周波数軸上のドプラ信号
が時間的に見て途絶えるような場合、この補間処理部７
８は信号欠落の前後の信号などを利用して、その欠落部
分に疑似的にデータ列を発生させている。その補間の方
法としては、例えば欠落前の周波数軸上のドプラ信号を
そのまま繰り返して時間的に維持させる方法や、欠落前
後の信号のパワーの積分値と平均周波数を計算してこれ
らを直線補間し、信号強度を変化させたり周波数方向に
データをローテションさせながら補間する方法などが挙
げられる。

【００４２】図６には、補間処理部７８が実行する補間
処理の一例が示されており、この図６にはパワースペク
トラムが示されている。すなわち、横軸が時間軸に相当
し、縦軸が周波数軸に相当している。図の１０４や１０
６で示されるようにデータの欠落に対して、補間処理部
７８は欠落前のスペクトラムを時間的に維持して欠落部
分１０４，１０６のデータを補っている。このように周
波数軸上のデータを利用して補間を行えば、その処理を
極めて簡易に行うことができる。このような補間処理に
よれば、最終的に得られる順流音信号や逆流音信号が連
続することになり、結果として、折り返しや音のとぎれ
がないドプラ音を得られる。

【００４３】なお、上述した装置は、いずれも連続波ド
プラ法にもパルスドプラ法にも応用することが可能であ
る。

【００４４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
折り返しを解消するためのベースラインシフトを簡易な
構成で精度よく行うことができる。また、本発明によれ
ば、ドプラ音中に折り返し音が生じることを防止でき、
またドプラ音が途絶える問題を解消できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の原理を説明するための原理説明図で
ある。

【図２】 本発明に係る超音波ドプラ診断装置の全体構
成を示すブロック図である。

【図３】 デジタル信号処理器４２の具体的な回路構成
を示す図である。

【図４】 窓処理及びオーバーラップ加算を示す説明図
である。

【図５】 本発明に係る超音波ドプラ診断装置の他の実
施形態を示す図である。

【図６】 パワースペクトル表示におけるデータの補間
を示す図である。

【図７】 折り返しを防止するための従来の時間軸上で
のデジタル処理を示す図である。

【符号の説明】

３０ 制御器、３４ 直交検波器、３６ 量子化回路、
４２ デジタル信号処理器、５６ 窓処理部、５８ フ
ーリエ変換部、６２，６４ ベースラインシフト部、６
６，６８ 正逆分離部、７０，７２ 逆フーリエ変換
部、７４，７６オーバラップ加算部、７８ 補間処理
部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−264644（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−52136（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−619（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−41644（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−231891（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−315035（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−216547（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−309934（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−275241（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−344971（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−186254（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) A61B 8/00 - 8/15

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 時間軸上のドプラ信号に対し、一定時間
   幅を有する所定の窓関数を半サイクルずつずらしながら
   順次乗算する窓処理を行う窓処理手段と、 前記窓処理後の時間軸上のドプラ信号を周波数軸上のド
   プラ信号に変換するフーリエ変換手段と、 前記周波数軸上のドプラ信号に対し、折り返しを解消す
   るために周波数軸上でベースラインシフトを行うベース
   ラインシフト手段と、 前記周波数軸上のドプラ信号から、順流信号成分と逆流
   信号成分を分離抽出する正逆分離手段と、 前記ベースラインシフト及び前記分離抽出がなされた周
   波数軸上の順流信号成分及び逆流信号成分のそれぞれに
   対し逆フーリエ変換を行って、時間軸上の順流信号成分
   及び逆流信号成分を出力する逆フーリエ変換手段と、 前記時間軸上の順流信号成分及び逆流信号成分のそれぞ
   れに対し、半サイクルずつオーバーラップさせながら順
   次加算を行うオーバーラップ加算手段と、 前記オーバーラップ加算後の時間軸上の順流信号成分及
   び逆流信号成分をそれぞれ可聴音に変換するドプラ音発
   生手段と、 を含むことを特徴とする超音波ドプラ診断装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の装置において、 周波数軸上のドプラ信号に対して補間処理を行う補間手
   段を有することを特徴とする超音波ドプラ診断装置。
3. 【請求項３】 請求項１記載の装置において、 前記時間軸上のドプラ信号は複素信号であり、その複素
   信号に対し上記の各処理が行われることを特徴とする超
   音波ドプラ診断装置。