JPS618034A - 超音波ドプラ血流計音声出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （１）発明の技術分野 本発明は超音波ドプラ血流計の音声出力装置に係り、特
に血流の前方向及び後方向のドプラ音を左右音声信号と
して別々に出力する音声出力装置に関する。

（２）技術の背景 メディカルエレクトロニクスの分野において生体中の血
流の方向と流速を測定する要望は強く。

そのための装置としては超音波ドプラ血流計が知られて
いる。これは血管中を流れる血液に超音波を照射すると
、血流の方向と流速によって反射した超音波の周波数が
ドプラ効果に基づき一定の法則に従って変化することを
利用するものであり。

その周波数の変化分を検出することによって血流の方向
と流速を測定する装置である。

第１図に超音波ドプラ血流計の代表的な構成例を示す。

まず発振回路１．において２発振周波数（角周波数）が
ω（トａｄ　／　ｓｅｃ　：ｉなる正弦波ｓｉｎωｔが
発生される（ｔは時間（ｓｅｃ　）　）。ωは例えば周
波数３．５　（ＭＨｚ）に対応する角周波数である。こ
の信号ｓｉｎωｔはまず送信回路４に入力し、送信回路
４から振幅Ａなる正弦波Ａｓ１ｎωＬとして出力される
。この時、　　ｓｉｎωｔを分周回路２において分周し
た信号に基づいて送信タイミング発生回路３によって発
生される例えば２００（μｓｅｃ　）間隔のタイミング
パルス（’　５　　〔Ｋ　Ｈｚ　）のパルス信号に相当
）によって、正弦波信号Ａｓ１ｎωｔは、２００（μｓ
ｅｃ　）おきに一定時間幅ずつ断続的に発生される。こ
の信号はトランスデユーサ５から血管に向けて超音波と
して照射される。次にこの超音波は血液面で反射し、一
定の遅延時間後再びトランスデユーサ５によって受信さ
れ、受信アンプ６で増幅される。この時、血流が超音波
の照射方向に向かって流れていれば、ドプラ効果に基づ
き受信された超音波の周波数は送信したものより高くな
る。このような信号を前方向信号と呼べば、それは。

２ａｓｉｎ（（ω＋ｘ）Ｌ）・・・・・・（１）という
ように表わされる。２ａは振幅であり、Ｘは角周波数の
増加分である。なおこの場合、ｘｔがドプラ効果による
変化成分であるが１時間変化分も含めてＸを表現しても
等価である。逆に、血流が超音波の照射方向から遠ざか
るように流れていれば、受信された超音波の周波数は送
信したものより低くなる。このような信号を後方向信号
と呼べば、それは前方向信号の場合と同様に。

２ｂｓｉｎ（（ω−ｘ）　ｔ）　　・　・　・　・　・
　・（２）というように表わされる。このような受信信
号は次に乗算器７及び８において、直交検波が行われる
。乗算器７には発振回路１の出力信号ｓｉｎωｔの位相
を位相回路９において９０°ずらした信号ＣＯ３ωＬが
入力しており１乗算器８にはｓｉｎωｔが入力している
。従って、これらの出力は（１）式及び（２）式よりそ
れぞれ次のようになる。

乗算器７の出力 前方向信号 ２ａ　ｓｉｎ　（（ω＋ｘ）　ｔ）　Ｘ　　ｃｏｓωｔ
＝２ａ／２　（５ｉｎ（２ω＋ｘ）　ｔ）　＋　５ｉｎ
ｘｔ）＝ａ　（５ｉｎ（（２（ＩＪ＋Ｘ）　ｔ）　＋　
　ｓｉｎ　ｘｔ）・・・・・・（３） 後方向信号 ２ｂ　ｓｉｎ　（（（ＩＪ−ｘ’）　ｔ　ｌ　Ｘ　ｃｏ
ｓωｔ＝２ｂ／　　２　　　（ｓｉｎ　　＋２　　ω　
−Ｘ）　　　む　）　　→−５ｉｎ（−ｘｔ））＝ｂ　
（５ｉｎ（（２ω−ｘ）　ｔｌ−ｓｉｎ、ｘｔ〕・・・
・・・（４） 乗算器８の出力 前方向信号 ２ａ　ｓｉｎ　（（ω＋ｘ）　ｔｌ　ｘ　ｓｉｎωｔ＝
−２ａ／　２　（ｃｏｓ　（２ω＋Ｘ）　ｔ）　−ｃｏ
ｓ　ｘｔ）＝ａ　（−ｃｏｓ　（（２ａ＋＋ｘ）　ｔ　
）　＋　ｃｏｓ　ｘｔ’）・・・・・・（５） 後方向信号 ２ｂｓｉｎ（（ω−ｘ）　ｔ）　Ｘ　ｓｉｎωを一−２
ｂ／２　（ＣＯ５，（２（１）　−Ｘ）　ｔ　）　−ｃ
ｏｓ　（−ｘｔ）　）＝ｂ　（ｃｏｓ（（２ω−ｘ）　
ｔｌ　＋　ｃｏｓ’ｘｔ）・　・　・　・　・　・　（
６） ここで、ωは数ＭＨｚの周波数に対応しており。

Ｘは最大でも数ＫＨｚ程度の周波数に対応している。

従って上記のような信号出力をローパスフィルタ１０及
び１１に通すと、上記（３）〜（６）式の右辺第１項の
高周波成分は全てカントされ、それぞれ次のような出力
信号を得る。

ＬＰＦＩＯの出力 前方向信号　　ａ　ｓｉｎ　ｘｔ　　・・・・・・（７
）後方向信号　　−ｂ　ｓｉｎ　ｘｔ　　・・・・・・
（８）ＬＰＦＩＩの出力 前方向信号　　ａ　ｃ、ｏｓ　ｘｔ　　・・・・・・（
９）後方向信号　　ｂ　ｃｏｓ　ｘｔ　　・・・・・・
（１０）以上の操作により、血流の方向と流速による角
周波数の変化分Ｘのみによる（７）〜００）式で表わさ
れる信号が検出される。そしてこれらの信号はサンプリ
ングホールド回路１２及び１３でディジタル信号に変換
され、バイパスフィルタ１５及び１６で直流分をカット
される。この時、サンプリングホールド回路１２及び１
３には、送信タイミング発生回路３から発生される２０
０〔μｓｅｃ　）間隔のタイミングパルスを遅延回路１
４において遅延させた信号が入力しており、従って２０
０〔μｓｅｃ　）間隔（５ＫＩｌｚ）でサンプリングが
行われる。なお。

遅延回路１４における遅延量は、トランスデユーサ５か
ら送信信号が送信され１反射信号が受信るまでの遅延量
にほぼ等しくなるように設定される。

以上によって、ドプラ音がディジクルの実数部信号Ｒ及
び虚数部信号Ｉ□で表わされる複素信号として出力され
る。これらを便宜上アナログ信号の形で表わせば、それ
らは前記（７）〜α０）式に等しぐなる。すなわち１次
のように書ける。

実数部信号Ｒ− ａｃｏｓｘｔ（前方向信号）・・・・・　（１１）ｂｃ
ｏｓｘｔ（後方向信号）　　・−・・−（１２）虚数部
信号１．＝ ａｓｉｎｘｔ（前方向信号）・・・・・（１３）−ｂ　
ｓｉｎ　ｘｔ　　（後方向信号）・−・・−（１４）従
って、複素信号の形で表わせば、ｊを虚数単位として。

ａ　（ｃｏｓ　ｘｔ＋　ｊ　ｓｉｎ　ｘｔ）　　（前方
向信号）・・・・・　（１５） ｂ　（ｃｏｓ　ｘｔ−ｊ　ｓｉｎ　ｘｔ）　　（後方向
信号）・・・・・　（１６） というように表わせる。これらの複素信号をＦＦＴ解析
器１７で高速フーリエ変換による周波数解析を行う。こ
れにより、　　（１５）式の前方向信号の場合は正周波
数領域の角周波数Ｘに対応する部分に強い成分が現れる
ため、正周波数ということから血流の方向が前方向であ
ることがわかり、その値Ｘから血流の流速を計算するこ
とができる。また、　　（’１６）式の後方向信号の場
合は負周波数領域に同様に現れ、計算することができる
。

このような方式の血流計は、直交検波という手段によっ
て、ドプラ効果による周波数変化分Ｘを検出し、それに
よって流速の測定を可能としている。さらに、直交検波
をｓｉｎωｔとｃｏｓωｔで別々に行うことにより、血
流の方向の違いによる位相変化分を検出し、それによっ
て流速が同じで血流の方向が違うようなものの検出も可
能としている。

以上が代表的な超音波ドプラ血流計の構成及び原理であ
るが、その中でＦＦＴ解析器は一般に演算時間がかかり
、即座の連続的な解析にはあまり向いていない。そこで
血流のおよその流速と方向を直接連続的に観測できるよ
うな装置が望まれている。

（３）従来技術と問題点 上記のような要望を満足する装置として、従来は前記（
１１）弐〜（１４）式のようにして得られる実数部信号
Ｒ及び虚数部信号■、。において、ドプラ効果による角
周波数Ｘに対応する周波数が、数ＫＨｚまでの可聴帯域
であることを利用し、ドプラ音を直接人間が聰（ことが
できるような音声出力装置が提案されている。そのよう
な音声出力装置の一従来例を第２図に示す。

まず、第１図の実数部信号Ｒ及び虚数部信号■、ゎば、
それぞれ第２図の移相器１８及び１９に入力する。そし
て、移相器１８に入力した実数部信号Ｒばφ°だけ位相
がシフトされ（φは０°でもよい）、移相器１９に入力
した虚数部信号■はφ°＋９０°だけ位相がシフトされ
る。これにより、−前記（１１）弐〜（１４）式の前方
向信号及び後方向信号は次のようになる。

移相器１８の出力 ａ　ｃｏｓ　（ｘｔ＋φ）（前方向信号）・・・・・　
（１７） ｂ　ｃｏｓ　、（ｘｔ＋φ）（後方向信号）・・・・・
　（１８） 移相器１９の出力 ａ　ｓｉｎ　（ｘｔ＋φ＋９０”）　：ａ　ｃｏｓ　（
ｘｔ＋ψ）（前方向信号）　　　・・・・・・・・　（
１９）ｂ　ｓｉｎ　（ｘｔ＋φ＋９０°）　　−−ｂ　
ｃｏｓ　（ｘｔ＋ψ）（後方向信号）　　　・・・・・
・・・　（２０）以上のようにして得られた信号は次々
に、加算器２０及び減算器２１に入力する。加算器２０
では移相器１８と移相器１９の出力が加算されるため。

その出力は前記（Ｉ７）弐〜（２０）式より次のように
なる。

２ａ　ｃｏｓ　（ｘｔ＋φ）（前方向信号）・・・・・
・　（２１） ０　　　（前方向信号） ・・・・・・　（２２） また、減算器２１では移相器１８の出力から移相器１９
の出力が減算されるため、その出力は次のようになる。

０　　　（前方向信号） ・・・・・・　（２３） ２ｂ　ｃｏｓ　（ｘｔ＋φ）・（後方向信号）・・・・
・・　（２４） 従って上記（２１）〜（２４）式より、それぞれの出力
をアンプ２２及び２３で増幅し、スピーカ２４及び２５
から音声として出力した場合、血流の方向が前方向なら
ばスピーカ２４がら音声が出力され、後方向ならばスピ
ーカ２５がら音声が出力され、これらによって血流の方
向を判断することができる。そして、それぞれの音声出
力の音程が（２１）式または（２４）式の角周波数Ｘに
対応しているため、その音程を人間が聴くことによりお
よその血流の流速を判断することができる。このような
音声出力装置によれば、血流の方向と流速の連続的な変
化を人間の耳という手段によって観測することが可能と
なる。しかし２　ドプラ音は血流の流速に応じて０〜数
ＫＨｚの広い周波数帯域で変化するため５そのような広
い周波数帯域に対応しうるような一定振幅の９０°移相
器１８及び１９を作ることは困難であるという問題点が
あった。

そこで他の従来例として、第３図に示すような音声出力
装置がある。

第１図の実数部信号Ｒ及び虚数部信号■１は。

それぞれ第３図の乗算器２６及び２７に入力し。

信号ｃｏｓωを及びｓｉｎωＬと乗算される。ここで角
周波数ω′はドプラ効果による角周波数Ｘよりも高く設
定する。これによって１乗算器２６及び２７の出力はそ
れぞれ前記（］１）〜（１４）式より次のようになる。

乗算器２６の出力 ａ　ｃｏｓ　ｘｔ　Ｘ　ＣＯ３ω’　ｔ＝　ａ／２　（
ｃｏｓ　（（ｘ＋ω′）ｔ）＋ｃｏｓ（（ｘ−ω’）ｔ
ｌ） −ａ／２　Ｃｃｏｓ（（ω’　＋Ｘ）　ｔｌ＋　ｃｏｓ
　（（ω’−ｘ）ｔｌ） （前方向信号）　　・・・・・・・・　（２５）ｂ　ｃ
ｏｓ　ｘｔ　Ｘ　ｃｏｓω’　ｔ＝　ｂ／２　（ｃｏｓ
（（ｘ＋ω’）　ｔ）＋ｃｏｓ［（ｘ−ω’）ｔｌ） ””　ｂ／２　（ＣＯ３［（（Ｌｌ’＋Ｘ）　ｔｌ＋　
ｃｏｓ　（（ω’−ｘ）ｔｌ） （後方向信号）　　・・・・・・・・　（２６）乗算器
２７の出力 ａ　ｓｉｎ　ｘｔ　Ｘ　ｓｉｎω′ｔ ＝、ａ／２　　（ｃｏｓ（（ｘ＋ω’）ｔ）＋ｃｏｓ（
（Ｘ　　−ω　′　）　　む　）　〕＝　　ａ／２　　
（−ｃｏｓ　（（ω’−ｘ）ｔ）＋　　ｃｏｓ　（（ω
’−ｘ）ｔｌ） （前方向信号）　　・・・・・・・・　（２７）−ｂ　
ｓｉｎ　ｘｔ　Ｘ　　ｓｔｎω′　Ｌ＝　　ｂ／２　　
（ｃｏｓ（（ｘ＋ω’）ｔ）−ｃｏｓ（（Ｘ　　　（Ｉ
Ｊ’）　　ｔ））＝　　ｂ／２　　（ｃｏｓ（（（１１
’　＋Ｘ）ｔ）−ｃｏｓ　（（ω’−ｘ）ｔｌ） （後方向信号）　　・・・・・・・・　（２８）従って
これらを加算器２８及び減算器２９に入力すると次のよ
うになる。

加算器２８出力 ａ　ｃｏｓ　（（ω’−ｘ）ｔ）（前方向信号）・・・
・・・　（２９） ｂｃｏｓ（（ω’＋ｘ）ｔ）　　（後方向信号）・・・
・・・　（３０） 加算器２９出力 ａ　ｃｏｓ　（（ω′＋ｘ）Ｌ）　（前方向信号）・　
・　・　・　・　・　（３１） ｂｃｏｓ（（ω’−ｘ）ｔ）　　（後方向ｆｉ号）・　
・　・　・　・　・　（３２） これらの出力を次にバイパスフィルタ３０及び３１　（
カットオフはω′）に通すとそれぞれ次のようになる。

ＨＦ’Ｆ３０の出力 ０　　　　　　　（前方向信号） ・・・・・・　（３３） ｂｃｏｓ（（ａ＋’＋ｘ）ｔ）　　（後方向信号）・　
・　・　・　・　・　　（３４） ＨＰＦ３１の出力 ａ　ｃｏｓ　（（ω’＋ｘ）ｔ）（前方向信号）・・・
・・・　（３５） ０　　　　　　　（ｔｌｌ方向信号） ・・・・・・　（３６） これによって前方向信号と後方向信号が分離される。そ
して次に乗算器３２及び３３でｃｏｓω′ｔを乗算する
と、　　（３３）〜（３６）式は次のようになる。

乗算器３２の出力 ０　　　　（前方向信号）・・・　（３７）ｂ　ｃｏｓ
　（（ω’　＋ｘ）ｔ）　Ｘｃｏｓω′ｔ＝　ｂ／２　
（ｃｏｓ（（２ω’　＋ｘ）　ｔｌ　＋　ｃｏｓ　ｘｔ
（後方向信号）　　・・・・・・・　（３８）乗算器３
３の出力 ａ　ｃｏｓ　（（ω’　＋ｘ）ｔ）　Ｘｃｏｓω′ｔ＝
　ａ／２　（ｃｏｓ’（（２Ｇ）’　＋Ｘ）　ｔｌ　＋
　ｃｏｓ　ｘｔ（前方向信号）　　・・・・・・・　（
３９）０　　　　　（後方向信号）・・・　（４０）上
記出力をローパスフィルタ３４及び３５　（カットオフ
はω′−付近）に通すと１次のようになる。

ＬＰＦ３４の出力 ０　　　　　（前方向信号）・・・　（４１）ｂ／　２
　ｃｏｓ　ｘｔ　　　（後方向信号）・・−（４２）Ｌ
ＰＦ３５の出力 ａ／　２　ｃｏｓ　ｘｔ　　　（前方向信号）−（４３
）０　　　　　（後方向信号）・・・　（４４）以上の
ようにして得られる出力信号Ａω及びＴωを７ンプとス
ピーカを通して聞くことによって、血流の方向が前方向
ならＴωに出力が現れ。

後方向ならＡωに出力が現れるため１人間の耳によって
血流の方向及び流速を判断することができる。しかしこ
のような方向では角周波数Ｘが広い周波数範囲にわたっ
ても対応できるが５乗算器を４つ用いるため音声出力装
置の部分だけでもコストが高くなってしまうという問題
点があった。

（４）発明の目的 本発明は上記問題点を除くため１乗算器を用いずコスト
の低い超音波ドプラ血流計音声出力装置を提供すること
を目的とする。

（５）発明の構成 本発明は上記目的を達成するために、超音波ドプラ血流
計において、直交検波された実数部出力及び虚数部出力
は、各々第１及び第２の正負反転回路に接続され１該第
１の正負反転回路においては、デユーティ比５０％で前
記実数部出力または虚数部出力の周波数よりも、高い周
波数の第１のクロックに同期して正負反転を行い、前記
第２の正負反転回路においては、前記第１のクロックを
４分の１周期位相をずらした第２のクロックに同期して
正負反転を行い、前記第１の及び第２の正負反転回路の
出力は、共に加算回路に接続されると共に、減算回路に
接続され、前記加算回路及び減算回路の出力はそれぞれ
、前記第１及び第２のクロックの周波数以下のカットオ
フ周波数を有する第１及び第２のバイパスフィルタに接
続され、該第１及び第２のバイパスフィルタの出力はそ
れぞれ、前記第１または第２のクロックに同期して正負
反転を行う第３及び第４の正負反転回路に接続され、該
第３及び第４の正負反転回路の出力は前記第１及び第２
のクロックの高周波数以下のカットオフ周波数を有する
第１及び第２のローパスフィルタに接続され、該第１及
び第２のローパスフィルタの出力は、該出力をそれぞれ
別々に音声出力する音声出力手段に接続されることを特
徴とする超音波ドプラ血流計音声出力装置を提供する。

（６）発明の実施例 以下９本発明の実施例について詳細に説明を行う。第４
図は本発明による超音波ドプラ血流計音声出力装置の全
体的な構成図である。

実数部信号Ｒ（第１図参照）は反転器３６に入力し１反
転器３６の出力は加算器３８の一方の加算入力及び減算
器３９の被減算入力に入力する。

また虚数線信号■、（第１図参照）は反転器３７に入力
し２反転器３７の出力は加算器３８の他方の加算入力及
び減算器３９の減算入力に入力する。

加算器３８及び減算器３９の出力はそれぞれバイパスフ
ィルタ（ＨＰＦ）４０及び４１に入力し。

それらの出力はそれぞれ反転器４２及び４３に入力する
。反転器４２及び４３の出力はローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）４４及び４５に入力し、ローパスフィルタ４４及び
４５からは後方向検出信号ＡＷ’及び前方向検出信号Ｔ
Ｗ’が出力される。

また反転器３６．４２．及び４３にばクロックＣＡか入
力し１反転器３７にはクロックＣＢが入力する。

次にクロックＣＡ及びＣＢは、共に角周波数ω′で、デ
ユーティ比５０％であり、クロックＣＡとＣＢは４分の
１周期の位相差を生じている。

上記のような構成の装置は、第３図の従来例の乗算器の
部分が全て反転器に置き変っており、第５図のクロック
ＣＡ及びＣＢに従って全てクロックがハイレベル（Ｈ）
　　の時は反転器への入力信号が反転された信号が出力
に現れ、クロックがローレベル（Ｌ＞の時は反転されな
いそのままの信号が出力に現れる。すなわち、このよう
な反転器は角周波数がω′で半周期毎に±１の値を交互
にとる方形波と入力信号とを乗算する回路に等価である
。ところで、第５図のクロックＣＡによってこのように
等価的に入力信号と乗算されると考えられる一方形波は
、フーリエ級数展開を行うと。

π　ｎ＝１２ｎ−１ ・・・・・　（４５） となり、同じく第５図のクロックＣＢによって等価的に
入力信号と乗算されると考えられる方形波の場合は。

π　ｎ＝１２ｎ−１ ・　・　・　・　・　（４６） となる。上記（４５）式及び（４６）式で振幅はあまり
意味がないので４／πを省略すると、それぞれ（４５）
式及び（４６）式は次のようになる。

ｃｏｓω′ｔ　　　１／３ｃｏｓ３ω’（＋、１／　５
　ｃｏｓω’　ｔ　４−−−−−−−−−一−−・・・
・・　（４７） ｓｉｎω’　ｔ　＋　　１／３　ｃｏｓ　３ω′ｔ→−
１／　５　ｃｏｓω’　ｊ　＋　　−’　−−−−・・
・・・　（４８） 従って第３図の従来例の乗算器２６及び２７において、
　　ｃｏｓω′Ｌ及びｓｉｎω′七が入力信号と乗算さ
れたのに対して、第４図の本発明の反転器３６及び３７
においては、前記（４７）式及び（４Ｂ）式で表わされ
る信号が入力信号と乗算されるのと等価となる。反転器
４２及び４３の場合は、やはり前記（４７）式で表わさ
れる信号が入力信号と乗算されるのと等価となる。以上
の論理に基づいて第４図の装置の動作を説明する。

まず１反転器３６においては前記（１１）式及び（１２
）式で表わされる実数部信号Ｒと、前記（４７式で表わ
される信号との等価的な乗算が行われるここで、　　（
４７）式の第３項以下は値が小さいので無視できると考
えると２反転器３６における計算は（１１）式及び（１
２）式より次のようになる。

ａ　　ｃｏｓ　　ｘむ　Ｘ　　（ｃｏｓω　’　　ｔ　
　　　　１／３　　ｃｏｓ　　３　　ω　’ｔ）（前方
向信号）　　・・・・・・・・・　（４９）ｂ　ｃｏｓ
　ｘｔ　Ｘ　（ｃｏｓω’　ｔ　　　１／３　ｃｏｓ　
３ω’ｔ）（後方向信号）　　・・・・・・・・・　（
５０）同様に１反転器３７においては前記（１３）式及
び（］４）式で表わされる虚数部信号■ゆと、前記（４
８）式で表わされる信号との等価的な乗算が行われる。

ここでも（４８）式の第３項以下を無視すると２次のよ
うになる。

ａ　ｓｉｎ　ｘｔ　Ｘ　（ｓｉｎω’　ｔ　＋　　１／
３　ｓｉｎ　３ω’ｔ）（前方向信号）　　・・・・・
・・・・　（５１）−ｂ　ｓｉｎ　ｘｔ　Ｘ　（ｓｉｎ
ω’　ｔ　　　１／３　ｓｉｎ　３ω’ｔ）（後方向信
号）　　・・・・・・・・・　（５２）上記（４９）〜
（５２）式において、それぞれ第１項めの計算結果は前
記第３図の従来例の場合に等しく、前記（２５）〜（２
８）式に等しくなる。従ってこれらの信号を第４図の加
算器３８及び減算器３９で演算した結果は前記（２９）
〜（３２）式に等しくなり、さらにバイパスフィルタ４
０及び４１に通した結果は前記（３３）〜（３６）式に
等しくなる。そして（３３）式及び（３４）式で表わさ
れるバイパスフィルタ４０の出力信号は９反転器４２に
おいて、再び前記（４７）式と等価的に乗算されるが、
それによって得られる高周波成分は全て次のローパスフ
ィルタ４４で取り除かれ、結局（４１）式及び（４２）
式と全く同し信号が得られる。同様、に（３５）式及び
（３６）式で表わされるバイパスフィルタ４１の出力信
号は２反転器４３においてやはり前記（４７）式と等価
的に乗算され、高周波成分が次のローパスフィルタ４５
で取り除かれ。

（４３）式及び（４４）式と金（同じ信号が得られる。

すなわち、前記（４９）弐〜（５２）式における第１項
めから得られる第４図の装置の出力結果は（４１）〜（
４４）式を再び列挙すると。

ＬＰＦ４４の出力 ０　　　　（前方向信号）・・・　（４１）ｂ／　２　
ｃｏｓ　ｘｔ　　　（後方向信号）・・・（４２）ＬＰ
Ｆ４５の出力 ａ／　２　ｃｏｓ　ｘｔ　　　（前方向信号）・・・　
（４３）０　　（後方向信号）・・・　（４４）となる
。

次に前記（４９）〜（５２）式における第２項めの計算
はそれぞれ次のようになる。

反転器３６の出力 ａ　ｃｏｓ　ｘｔ　Ｘ　（−１／ａ　ｃｏｓ　３ω’ｔ
）＝　−ａ／　６　（ｃｏｓ　（（３ω’＋ｘ）ｔｌ＋
　ｃｏｓ　（（’３ω’−Ｘ）ｔ））（前方向信号）　
　・・・・・・・　（５３）ｂｃｏｓｘｔＸ　（−１／
３ｃｏｓ　３ω’　ｔ）＝−ｂ／　６　（ｃｏｓ　（（
３ω’＋ｘ）ｔｊ＋ｃｏｓ（（３ω’　　ｘ）ｔｌ） （後方向信号）　　・・・・・・・　（５４）反転器３
７の出力 ａ　ｓｉｎ　ｘｔ　Ｘ　　１／３　ｓｉｎ　３ω′ｔ＝
　−ａ／６　Ｃｃｏｓ　（（３ω’＋ｘ）ｔ）−ｃｏｓ
（（３ω’−ｘ）ｔｌ） （前方向信号）　　・・・・・・・　（５５）−ｂｓｉ
ｎｘｔＸ　　（−１／３ｓｉｎ　　３ω’　　ｔ）＝　
　ｂ／６　　（ｃｏｓ（＜３ω’　　＋ｘ）ｔ）−ｃｏ
ｓ（（３ω’−ｘ）ｔ）］ （後方向信号）　　・・・・・・・　（５６）上記（５
３）〜（５６）式で表わされる信号は次に加算器３８及
び減算器３９に入力する。その結果は次のようになる。

加算器３８の出力 −　ａ／　ａ　　ｃｏｓ　（（３ω’＋ｘ）ｔ）（前方
向信号）　　・・・・・・・　（５７）−ｂ／３　　ｃ
ｏｓ（（３ω’　−ｘ）　ｔ）（後方向信号）　　・・
・・・・・　（５８）減算器３９の出力 −ａ／ａ　　ｃｏｓ（（３ａ＋’　−ｘ）　ｔ）（前方
向信号）　　・・・・・・・　（５９）−ｂ／ａ　　ｃ
ｏｓ（（３ａ＋’　＋ｘ）　ｔｌ（後方向信号）　　・
・・・・・・　（６０）上記加算器３８の出力はバイパ
スフィルタ４０に入力し、また減算器３９の出力はバイ
パスフィルタ４１に入力するが、バイパスフィルタ４０
及び４１のカットオフはω′に設定されている（第３図
の従来例参照）ので２上記（５７）〜（６０）式で表さ
れる信号はすべて通過してしまい、そのまま反転器４２
まはた４３に入力する。反転器４２及び４３においては
、上記（５７）〜（６０）式で表される信号は再び前記
（４７）式と等測的に乗算が行われる。ここで（４７）
式の第２項（−１／３ｃｏｓ　３ω’ｔ）以外の項は、
計算の結果次のローパスフィルタ４４または４５ですべ
て力、トされてし−まう。従って前記（５７）〜（６０
）式と（４７）式とは次のように乗算される。

反転器４２の出力 −　ａ／ａ　ｃｏｓ　　（（３ω’＋ｘ）ｔｌＸ　（１
／３　ｃｏｓ　３ω’ｔ） −ａ／１８　　（ｃｏｓ　　（（６ω　’　　＋　　ｘ
）　　　ｔ　　）　　　十　　ｃｏｓ　　ｘｔ’）（前
方向信号）　　・・・・・・　（６］）−ｂ／３　ｃｏ
ｓ　　（（３ω’−ｘ）ｔ）Ｘ　（１／３ＣＯ５３（１
）’　ｔ） −ｂ／１８　　（ｃｏｓ（（６ω’　−ｘ）　　ｔｌ　
　＋　　ｃｏｓ　ｘｔ）（後方向信号）　　・・・・・
・　（６２）反転器４３の出力 −　ａ／　３　　ｃｏｓ　（（３ω’−ｘ）ｔ）Ｘ　（
−１／ａ　ｃｏｓ　３ω’ｔ） ＝　ａ／１８　（ｃｏｓ　（（６ω’　−ｘ）　ｔ）　
＋　ｃｏｓ　ｘｔ）（前方向信号）　　・・・・・・　
（６３）　　　−ｂ／　３　　ｃｏｓ　（（３ω′＋ｘ
）ｔ）Ｘ　、（１／　３　ｃｏｓ　３ω’ｔ）＝ｂ／１
８（ｃｏｓ（（６ω’＋ｘ）ｔｌ→−ｃｏｓｘｔ）（後
方向信号）　　・・・・・・　（６４〉従ってこれらの
信号をローパスフィルタ４４または４５に通すとその出
力は次のようになる。

Ｌ　Ｐ　Ｆ　４４の出力 ａ／１８　ｃｏｓ　ｘｔ　　　（前方向信号）・・・　
（６５）ｂ／　１８　ｃｏｓ　ｘｔ　　　（後方向信号
）・・・（６６）Ｌ　Ｐ　Ｉ？　４５の出力 ａ／　１８　ｃｏｓ　ｘｔ　　　（前方向信号）・−−
（６７）ｂ／１８　ｃｏｓ　ｘｔ　　　（後方向信号）
・・・（６８）以上、　　（４１）〜（４４）式及び（
６５）〜（６日）式のそれぞれを足したものが第４図の
装置の出力信号ＡＷ’及びＴＷ′となり２次のようにな
る。

ＡＷ’　　　ａ／１ａ　ｃｏｓ　ｘｔ　　　（前方向信
号）・・・・・・　（６９） １０／１８　ｂ　ｃｏｓ　ｘｔ　　（後方向信号）・・
・・・・　（７０） ＴＷ　’　　　１０／　１８　ａ　ｃｏｓ　ｘｔ　　（
後方向信号）・・・・・・　（７１） ｂ　／１８　ｃｏｓ　ｘｔ　　　（前方向信号）・・・
・・・　（７２） この結果より１本発明による第４図の音声出力装置を第
１図の超音波ドプラ血流計に接続して用いた場合につい
て考えてみると、まず、血流の方向が前方向の場合、出
力ＡＷ’が接続されるスピーカかられずかに音声が出力
され、出力ＴＷ’が接続されるスピーカから大きな音声
が出力される（（６９）式及び（７１）式〕。これによ
って多少のクロストークはあるが１人間が聴いた場合は
問題なく前方向信号であることを認識でき、さらに両方
のスピーカから出る音声の周波数は同じであるので、血
流の流速も問題なく認識できる。血流の方向が後方向の
場合は全く逆になり、やはり問題はなく認識できるＣ（
７０）式及び（７２）式〕。

次に第４図における反転器３６．　３７．　４２゜及び
４３の具体的な構成例を第６図に示す。第６図において
、入力端子５２は抵抗４７及び４８の一方の端子に接続
され、抵抗４８の他方の端子はオペアンプ４６の非反転
入力及び抵抗４９の一方の端子に接続され、抵抗４９の
他方の端子はアース５４に接地される。また抵抗４７の
他方の端子はオペアンプの反転入力及び抵抗５０の一方
の端子及びスイッチ素子５１の一方の端子に接続され。

スイッチ素子５１の他方の端子及び抵抗５０の他方の端
子はオペアンプ４６の出力に接続されると共に出力端子
５３に接続される。抵抗４７．４８及び４９の値はＲ〔
Ω〕であり、抵抗５０の値は２Ｒ（Ω〕である。またス
イッチ素子５１の制御入力にはクロックＣＡまたはＣＢ
が入力する。以上のような構成の回路は一般的な非反転
及び反転増幅器であり、スイッチ素子５１がオンのとき
は。

入力電圧と同相で振幅が２分の１の電圧を出力する。そ
してスイッチ素子５１がオフの時は、入力電圧を逆相で
振幅が２分の１の電圧を出力する。

ここでスイッチ素子はクロックＣＡまたはＣＢによって
制御され、クロックＣＡまたはＣＢがハイレベルの時は
オフとなり、ローレベルの時はオンとなる。このような
スイッチ素子は簡単なゲート素子によって容易に実現で
きる。このようにして。

第４図の反転器３６，３７．４２．及び４３を容易に構
成することができ、従来例のような高価な乗算器を必要
とせずに十分な性能の音声出力装置を提°供することが
できる。

以上のような音声出力装置において、第４図の構成に対
して、第７図のようにバイパスフィルタ４０．４１及び
反転器４２．４３を加算器３８゜３９の前に配置しても
全く同じ効果を得ることができる。同様に加算器３８．
３９とバイパスフィルタ４０．４１またはローパスフィ
ルタ４４゜４５の順を逆にしてもよい。

また第４図の出力ＡＷ′、ＴＷ’に第８図のような加算
器５５．５６及び定数倍器５８．５９からなる回路を付
加することにより、従来例と全く同じ出力（（４１）〜
（４４）式〕を得ることができる。

また第４図の加算器３８及び減算器３９の前に第９図に
示すような定数倍器６０〜６３を付加しても同様の結果
を得ることができる。

（７）発明の効果 本発明によれば１乗算器を用いることなしに十分な性能
の超音波ドプラ匣流訃音声出力装置を低コストで提供す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のｉ音波ドプラ血流計の全体的な構成図、
第２図は従来の音声出力装置の一構成例を示した図、第
３図は従来の音声出力装置の他の構成例を示した図、第
４図は本発明による音声出力装置の全体的な構成図、第
５図は反転器制御のためのクロックパルスを示した図、
第６図は反転器の具体的な回路構成図、第７図は本発明
による音声出力装置の他の実施例の全体的な構成図、第
８図は本発明による音声出力装置の付加回路の構成図、
第９図は本発明による音声出力装置の付加回路の他の実
施例の構成図である。 ａ６．３７．．４２．４−３・・・反転器。 ３Ｂ、３９，５５．５６・・・加算器。 ４０．４１・・・バイパスフィルタ（ＨＰＦ）。 ４４．４５・・・ローパスフィルタ（ＬＰＦ）。 Ｒ・・・実数部信号、　　　　■　・・・虚数部信号、
　　　　　ＯＡ、ＣＢ・・・クロック。 ＡＷ’・・・前方向検出信号、’ＴＷ’・・後方向検出
信号。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）超音波ドプラ血流計において、直交検波された実
   数部出力及び虚数部出力は、各々第１及び第２の正負反
   転回路に接続され、該第１の正負反転回路においては、
   デューティ比５０％で前記実数部出力または虚数部出力
   の周波数よりも、高い周波数の第１のクロックに同期し
   て正負反転を行い、前記第２の正負反転回路においては
   、前記第１のクロックを４分の１周期位相をずらした第
   ２のクロックに同期して正負反転を行い、前記第１の及
   び第２の正負反転回路の出力は、共に加算回路に接続さ
   れると共に、減算回路に接続され、前記加算回路及び減
   算回路の出力はそれぞれ、前記第１及び第２のクロック
   の周波数以下のカットオフ周波数を有する第１及び第２
   のバイパスフィルタに接続され、該第１及び第２のバイ
   パスフィルタの出力はそれぞれ、前記第１または第２の
   クロックに同期して正負反転を行う第３及び第４の正負
   反転回路に接続され、該第３及び第４の正負反転回路の
   出力は前記第１及び第２のクロックの高周波数以下のカ
   ットオフ周波数を有する第１及び第２のローパスフィル
   タに接続され、該第１及び第２のローパスフィルタの出
   力は、該出力をそれぞれ別々に音声出力する音声出力手
   段に接続されることを特徴とする超音波ドプラ血流計音
   声出力装置。
2. （２）前記加算回路及び減算回路はそれぞれ、前記第３
   及び第４の正負反転回路の後段に接続されることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載の超音波ドプラ血流計
   音声出力装置。
3. （３）前記加算回路及び減算回路はそれぞれ、前記第１
   及び第２のバイパスフィルタの後段と接続されることを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載の超音波ドプラ血
   流計音声出力装置。
4. （４）前記加算回路及び減算回路はそれぞれ、前記第１
   及び第２のローパスフィルタの後段に接続されることを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載の超音波ドプラ血
   流計音声出力装置。
5. （５）前記第１及び第２のローパスフィルタのそれぞれ
   の出力に、互いに他方の出力の成分を−０．１倍した量
   を加える第２及び第３の加算回路を接続したことを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載の超音波ドプラ血流計
   音声出力装置。
6. （６）前記第１の正負反転回路と前記加算回路との間及
   び前記第２の正負反転回路と前記減算回路との間に、そ
   れぞれ１．１倍の定数倍回路を接続し、前記第１の正負
   反転回路と前記減算回路との間、及び前記第２の正負反
   転回路と前記加算回路との間にそれぞれ０．９倍の定数
   倍回路を接続したことを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載の超音波ドプラ血流計音声出力装置。