JP3600994B2 - 超音波診断装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、超音波により物体を非破壊検査する装置、または、医療診断に用いる超音波装置等の信号処理に好適な装置に関し、特にディジタル化に適した超音波診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の超音波受信装置は、アナログ遅延手段，加算器等から構成されており、超音波を検査対象へ送波した後、図１２に示す如く、検査対象からの反射波が、配列された複数の超音波振動子１０４で受信され、各々の受信信号が受信処理手段１３２に入力され、各超音波振動子が受信した受信信号の相互の遅延時間差が調節され、受信処理手段１３２の出力が加算手段１０５により加算され、受信ビームを形成する受信ビーム形成手段１２９により受信ビーム１３１が形成され、送信ビーム１３０および受信ビーム１３１を電気的に走査して検査対象の断層像を得ている。なお、図１２は模式図であり、送信ビームの指向性を１３０で、受信ビームの方向を１３１で示しているものである。
上述の受信ビームの形成の過程において、良好な受信ビームを形成するためには、受信処理手段１３２の遅延精度を高める必要があり、このため、ディジタル化により、アナログ回路の不具合（部品バラツキ，温度ドリフト，飽和等）を解消する試みが、種々なされている。しかし、単純にディジタル化する場合、１ＭＨｚ〜２０ＭＨｚ程度の周波数の超音波を使用する医用超音波装置では、１００ＭＨｚ以上の高速のＡＤＣ（アナログ−ディジタル変換器）が必要であり、低速のＡＤＣで実現する方法も考案されてきている。
【０００３】
その一例として、本出願人が特開平６−３１３７６４号「超音波信号処理装置」により提案した装置がある。この装置は、受信信号をディジタル化し、ディジタル化された受信信号と、受信信号の中心周波数を持ちかつ９０°位相差を有する２つの参照信号とを乗算して、受信信号を複素信号に変換し低周波成分を取り出し、隣接する素子（超音波振動子）で得る信号の間の位相差を位相回転により補正し、更に時間遅延している。
また、特開平４−２２３２８９号公報には、受信信号をディジタル化し、このディジタル化された受信信号と受信信号の中心周波数を持ちかつ９０°位相差を有する２つの参照信号とを乗算して、複素信号に変換し低周波成分を取り出し、隣接素子で得る信号の間の時間差を時間遅延により遅延し、更に、位相回転する方法が記載されている。
また、特開平２−４３５５号公報には、受信信号を並列に設けたＡＤＣでディジタル化し、ディジタル化された信号を復調器で低周波化し、複数並列に配置した各位相回転回路により別々の位相を、低周波化された信号に与え、異なる方向への受信ビームを同時に形成する、いわゆる受信複ビームを形成する方法が記載されている。なお、ここで受信複ビームとは、図１３に示すように、ある方向へ送波ビーム１３０を形成し、同時に異なったａ方向とｂ方向での受信ビーム１３１ａと１３１ｂとを形成することを言う。なお、複数とは２本とは限らない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の技術では、受信複ビームを形成するために、図１３に示す如く、受波ビーム形成手段１２９が複数並列に必要であった。また、方式によっては、受波処理手段の途中から、遅延処理手段が複数回路必要であった。
このため、上記従来技術では、受信複ビームを形成するために複数回路を必要とし回路規模が増大するという問題があった。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その第一の目的は、従来の技術における上述の如き問題を解消し、ディジタル方式における受信複ビーム形成に好適な超音波診断装置を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、超音波振動子（素子）で受信された受信信号を処理するために、複数の信号処理回路を用いずに受信複ビームを形成できる超音波診断装置を提供し、回路規模の低減を可能とすることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る超音波診断装置は、反射超音波信号を受信する複数の超音波振動子と、前記各超音波振動子により得た受信信号を、前記受信信号の帯域の最高周波数のナイキスト周波数より十分高い周波数のサンブリングクロックによりサンプリングの周期を設定し、前記受信信号をサンプリングしてディジタル化するディジタル化手段と、該ディジタル化手段により得られたディジタル受信信号と所定周波数の参照信号とを乗算して前記ディジタル受信信号を複素化し、前記ディジタル受信信号の周波数を移動させる、前記各ディジタル化手段に１対１で接続される第１の波形変換手段と、前記第１の波形変換手段により変換された受信信号を前記サンプリングの周期より十分長い時間長について累加処理して累加信号を得る、前記各第１の波形変換手段に１対１で接続される累加処理手段と、前記累加信号を、１つの方向の超音波ビームに対して前記サンプリングクロックより低いクロック周波数で処理して、複数方向の受信超音波ビームを時分割処理により形成するための遅延処理を行う、前記各累加処理手段に１対１で接続される複数方向遅延処理手段と、前記各複数方向遅延処理手段の出力を加算する加算手段とを有し、１回の超音波の送波の後、前記各超音波振動子により得た前記受信信号から、複数の前記超音波受信ビームを形成する処理を行うことに特徴を有する。
また、上述の超音波診断装置において、隣接する前記超音波振動子に１対１で対応する前記複数方向遅延処理手段の出力の間の位相の差を検出する手段を具備し、前記各複数方向遅延処理手段を制御し、前記位相の差をほぼゼロとする受信超音波ビームを形成するビーム形成制御手段を有することに特徴がある。
【０００６】
また、本発明の超音波診断装置は、反射超音波信号を受信する複数の超音波振動子と、前記各超音波振動子により得た受信信号を、前記受信信号の帯域の最高周波数のナイキスト周波数より十分高い周波数のサンプリングクロックによりサンプリングの周期を設定し、前記受信信号をサンプリングしてディジタル化するディジタル化手段と、前記ディジタル化手段により得られたディジタル受信信号と所定周波数の９０°位相差をもつ２つの参照信号とを乗算して前記ディジタル受信信号を複素化し、前記ディジタル受信信号の周波数を移動させる、前記各ディジタル化手段に１対１で接続される第１の波形変換手段と、前記第１の波形変換手段により変換された受信信号を前記サンプリングの周期より十分長い時間長について累加処理して累加信号を得る、前記各第１の波形変換手段に１対１で接続される累加処理手段と、前記累加信号を一時的に記憶する、前記各累加処理手段に１対１で接続される一時記憶手段と、前記一時記憶手段からの前記累加信号の出力を制御する一時記憶制御手段と、前記一時記憶手段から出力された前記累加信号に位相回転を付与する、前記各一時記憶手段に１対１で接続される第２の波形変換手段と、前記各超音波振動子と目的フォーカス位置との間の距離差による超音波の伝搬時間差を補正するために、前記第２の波形変換手段の出力に遅延時間を付与する、前記各第２の波形変換手段に１対１で接続される遅延手段と、前記各遅延手段の出力を加算する加算手段と、前記加算手段の出力を包絡線信号に変換する手段とを有し、前記一時記憶制御手段は、１回の超音波の送波に対応して、複数の異なる方向の受信超音波ビームを形成するために、前記一時記憶手段からの前記累加信号の出力を制御して、前記受信超音波ビームを形成する処理を時分割処理により行い、複数方向の超音波ビームを形成する処理を行うことに特徴を有する。
また、上述の超音波診断装置において、隣接する前記超音波振動子に１対１で対応する前記遅延手段の出力の間の位相の差を検出する手段を具備し、前記各一時記憶手段，前記各第２の波形変換手段および前記各遅延手段とを制御し、前記位相の差をほぼゼロとする受信超音波ビームを形成するビーム形成制御手段を有することに特徴がある。
【０００７】
更に、本発明の超音波診断装置は、反射超音波信号を受信する複数の超音波振動子と、前記各超音波振動子により得た受信信号を、前記受信信号の帯域の最高周波数のナイキスト周波数より十分高い周波数のサンプリングクロックによりサンプリングの周期を設定し、前記受信信号をサンプリングしてディジタル化するディジタル化手段と、前記ディジタル化手段により得られたディジタル受信信号と所定周波数の９０°位相差をもつ２つの参照信号とを乗算して前記ディジタル受信信号を複素化し、前記ディジタル受信信号の周波数を移動させる、前記各ディジタル化手段に１対１で接続される第１の波形変換手段と、前記第１の波形変換手段により変換された受信信号を前記サンプリングの周期より十分長い時間長について累加処理して累加信号を得る、前記各第１の波形変換手段に１対１で接続される累加処理手段と、１回の超音波の送波に対する複数の異なる方向の受信超音波ビームを形成するために、前記各超音波振動子と目的フォーカス位置との間の距離差による超音波の伝搬時間差を補正して、時分割処理により前記異なる方向の受信超音波ビームを形成するための遅延時間を前記累加信号に付与する、前記累加処理手段に１対１で接続される遅延手段と、前記遅延手段の出力に位相回転を付与する、前記各遅延手段に１対１で接続される第２の波形変換手段と、前記各第２の波形変換手段の出力を加算する加算手段と、前記加算手段の出力を包絡線信号に変換する手段とを有し、１回の超音波の送波の後、前記各超音波振動子により得た前記受信信号から、複数の前記超音波受信ビームを形成する処理を行うことに特徴を有する。
また、上述の超音波診断装置において、前記各第２の波形変換手段の出力に振幅重みを課す手段を有すること、隣接する前記超音波振動子に１対１で対応する前記第２の波形変換手段の出力の間の位相の差を検出する手段を具備し、前記各第２の波形変換手段および前記各遅延手段とを制御し、前記位相の差をほぼゼロとする受信超音波ビームを形成するビーム形成制御手段を有することに特徴がある。
【０００８】
なお、以下に、各々の受信信号の帯域の最高周波数に対して、ナイキストのサンプリング周波数より十分高周波数のサンプリングクロックによりサンプリングの周期を設定する例を示す。例えば、十分高周波数のサンプリングクロックを、超音波の中心周波数５ＭＨｚ、比帯域１．０とすると、帯域の上限の周波数７．５ＭＨｚに対するナイキストのサンプリング周波数１５ＭＨｚに対して十分高い周波数であり、例えば、２５ＭＨｚである。
また、サンプリングの周期より十分長い時間長につき累加処理する例を、次に示す。サンプリングの周期より十分長い時間長とは、上述の２５ＭＨｚではサンプリング周期は４０ｎｓであるから、２回以上の累加（加算）とすると８０ｎｓ以上の時間で累加処理することになる。
累加信号を、一つの超音波ビームに対しサンプリングクロックより低い周波数のクロックで受信信号を処理する例を、次に示す。一つの超音波ビームに対し４０ｎｓ毎に受信信号を信号処理し、時分割により２本の超音波ビームを形成する処理を行う場合、１本の超音波ビームを形成する処理において信号処理する受信信号の時間間隔は８０ｎｓ（１２．５ＭＨｚの周波数）となり、２５ＭＨｚの半分の周波数のクロックで信号処理されることになる。
ベースバンド信号が、最初の受信信号の中心周波数に比べて十分低い周波数に落ちている例を、次に示す。例えば、受信信号の中心周波数５ＭＨｚ、比帯域１．０とすると、高周波側の信号成分は７．５ＭＨｚとなるが、中心周波数５ＭＨｚの参照信号を使用してミキシングを行った後に得られるベースバンド信号では、受信信号の５ＭＨｚの成分は０ＭＨｚへ、７．５ＭＨｚの成分は２．５ＭＨｚへ、各々低周波数側にシフトし、最初の受信信号の中心周波数に比べて十分低い周波数に落ちている。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明に係る超音波診断装置の受信信号処理回路では、ベースバンドに落ちた受信信号のナイキス卜のサンプリング周波数は低周波に落ちるため、一つの受信ビームに対するデータの発生の時間間隔は長くなり、このデータの発生のためのサンプリング周波数が低くできる。このサンプリング周波数が、実際にＡＤＣに付与するサンプリング周波数の１／ｍであるとした場合、一つの受信信号処理回路で時間方向に処理するデータの順番を変更して、時分割でｍ本のビームデータを処理できる。従って、複数方向遅延処理手段では、一つの受信信号処理回路で時分割処理により複数の受信ビームを形成するための信号処理ができ、受信ビーム形成手段の回路規模を増大せずに複数受信ビームを形成できる。時分割処理は、リサンプリング処理のため折り返しが生じるが、受信ビームへの影響が少なくなるように累加手段およびリサンブリング周波数を設定するものである。
以下、本発明の実施例を図面に基づいてより詳細に説明する。
【００１０】
図１は、本発明の第１の実施例に係る超音波診断装置の要部構成を示すブロック図である。複数の超音波振動子１０４によって受信された各々の受信信号は、図示しない増幅器または可変増幅器，アナログフィルタまたは帯域幅の可変なアナログフィルタ等により処理されて、受信処理手段に入力する。ここでは、受信処理手段は、ＡＤＣ１００，第１の波形変換手段(Ｄigital Ｍixer)１０１,累加手段１０２および複数方向遅延処理手段１０３により構成されている。なお、図１，図２，図７，図８，図９および図１１では、説明を簡単化するため、４チャンネルの例を示している。また、信号の流れを示す矢印の交点に黒丸印が付されているものは、同じ信号が同時に供給されることを示しており、交点に黒丸印が付されていないものは、一般に、異なる信号のやり取りが行われることを示している。
【００１１】
図１に示す如く構成された受信処理手段に入力された各受信信号は、まず、ＡＤＣ１００により、ディジタル変換される。ＡＤＣ１００に設定されるサンプリングクロックＳｃｋは、サンプリング信号発生手段１０９により発生され、各チャンネルのＡＤＣ１００のサンプリングクロック入力端に共通に入力される。当然ながら、実装の問題から、基板（この基板には 例えば、２０チャンネルの受信処理回路が 搭載されている）毎に、サンプリング信号発生手段があっても良い。但し、サンプリングクロックＳｃｋは全チャンネルで同期している。
なお、これも当然のことながら、受信処理回路がＬＳＩ化され、各チャンネルのＬＳＩからサンプリングクロックを出しても問題ない。ここで、チャンネルとは、同じ受信処理回路が多数並列に配置され、各超音波振動子からの各受信信号が入力され信号処理されるが、一つの受信信号が入力される受信処理回路をチャンネルという。
【００１２】
ＡＤＣのサンプリング周波数は、受信信号の帯域の最大周波数の２倍以上あれば受信信号を再現できることが知られている。本発明では、更に十分高い周波数で各超音波振動子からの信号をサンプリングする。次に、サンプリングされた受信信号は、第１の波形変換手段１０１に入力され、ディジタル参照信号発生手段１１０からの ディジタル参照信号（中心周波数ωｓ）と乗算され、受信信号の波形が、差周波数成分と和周波数成分とからなる複素信号に変換される。
ディジタル参照信号発生手段１１０からのディジタル参照信号も、各チャンネルに共通に入力される。第１の波形変換手段１０１の具体例を、図４に示す。
図４に示す例では、ＡＤＣ１００でｍビットに変換された受信信号を２つに分けて、ディジタル乗算器１１２により片方にｃｏｓ（ωｓｔ）を、ディジタル乗算器１１３により他方にｓｉｎ（ωｓｔ）を乗算する。ここで、ωｓは受信信号の中心周波数である。図４に示す信号処理により、受信信号は複素信号に変換され、この複素信号は差周波数成分（差周波数ωｓ−ωｓ＝０）であるベースバンドの信号成分と、和周波数成分（和周波数ωｓ＋ωｓ＝２ωｓ）とからなる。図４に示す出力信号（虚部および実部信号）を累加手段１０２に入力する。
【００１３】
図１０に示す如く、ベースバンドの信号成分は、最初の受信信号の中心周波数に比べて十分低い周波数に落ちているため、ＡＤＣのサンプリング周波数と同じサンプリング周波数でも、ベースバンドに対してナイキストのサンプリング周波数を十分満たしたサンプリング（オーバサンプリング）となり、時系列にサンプリングされた受信信号の加算（累加）ができる。
累加手段の具体例を、図５に示す。
（ｍ＋４）ビットで入力した複素の受信信号を、それぞれラッチ１１４で順次保持し、加算器１１５により、図４に示す回路の出力信号の順次連続する３データを加算する。ＡＤＣに最大振幅が入力していると当然ビット数が増え、（ｍ＋６）ビットとなる。受信信号の加算により、量子化雑音や入力雑音の白色雑音は相殺され、信号はほぼ３倍になり、雑音は√３倍となるので、Ｓ／Ｎは３ｄＢ向上する。累加手段における加算の回数ＣＯＵＮＴは、サンプリング周波数ｆｓと受信周波数の帯域幅ＢＷにより決まり、
ＣＯＵＮＴ≦（ｆｓ／ＢＷ） （１）
となる。上の式（１）の条件を満足すれば、受信信号の包絡線が再現される。
【００１４】
図５に示す構成は、連続する３つの受信信号を順次加算して出力するため矩形重みのフィルタ特性をもつ累加手段の構成例である。和周波数成分の不要周波数成分を低減するために、図５の構成を直列に２段設けて、受信信号の加算（累加）において三角重みを付与すること、加算回数を前段，後段で調整して、台形重みとすること等の種々の方法が考えられる。いずれの方法でも加算器のみの構成により、各種の重みの付与を実現できる。
図１中の第１の波形変換手段（ディジタル乗算器）１０１の出力データを、Ｄｉ（ｉはサンプリングクロック信号の番号）で表わすと、
となる。Ｄｉの係数は、１，２，３，２，１と三角重みを表わしている。
【００１５】
図５に示す如き構成の累加手段により、受信信号のベースバンド信号が得られる。このベースバンド信号を用いて種々の遅延処理を行う。ここでは、複数方向遅延処理手段１０３により目的フォーカス位置と各超音波振動子と間の距離差を超音波が伝搬する時間差を時間，位相等で補正し、反射超音波の波面を合わせて加算手段１０５により、各超音波振動子による受信信号を加算して、包絡線変換手段１０６により受信信号の包絡線を求め受信ビームを形成する信号として、受信ビーム方向を変化させて受信ビームを形成する信号処理を順次繰り返して受信ビームを走査し、ＤＳＣ（ディジタルスキャンコンバータ）１０７により表示手段１０８に表示する。
上述の如き基本構成を有する超音波診断装置における信号処理装置によれば、ディジタル方式における受信複ビーム形成に好適な装置を実現できる。
【００１６】
図２に、本発明の第２の実施例に係る超音波診断装置の特徴的構成部分である複数方向遅延処理手段１０３の構成例を示す。本構成例は、累加手段１０２により処理された受信信号を、一旦、一時記憶手段１１７に記憶し、一時記憶制御手段１２０により同じ受信信号Ｒｉを複数の受信ビームの形成に使用するために保存しておき、受信ビームの形成に必要な受信信号Ｒｉを一時記録手段から出力し、受信複ビームを時系列で形成処理を行う例である。以下、図２に示した実施例に係る複数ビーム形成のシーケンスを説明する。図３が、１回の超音波の送波の後、受信口径を形成する各超音波振動子により得る受信信号から複数の超音波受信ビームを形成する処理を行い、異なる２方向に受信ビームを形成するシーケンス例を示す図である。図３では、第４チャンネルを例にとって、各処理手段の出力のタイミングを示しているが、他のチャンネルについても同様である。
【００１７】
図２のＨ点（ＡＤＣのサンプリングクロック）に、サンプリングクロックＳｃｋ信号が出力される。サンプリングクロックＳｃｋの立上り（矢印）の時点でＡＤＣはサンプリング動作する。全体のシステムは、サンプリングクロックＳｃｋと同期したシステムクロックで動作する。矢印の時点で受信信号がＡＤＣによりサンプリングされ、第１の波形変換手段（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｉｘｅｒ）１０１により ベースバンドと和周波数成分に変換された信号を、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，・・・・（各々は、振幅がサンプリングクロック信号の立上り毎に量子化された受信信号で、図４の例では、ベースバンドと和周波数成分に変換された信号Ｄｉは （ｍ＋４）ビットの振幅である）と表わすと、累加手段１０２により、例えば、図５の構成の場合は、累加手段１０２の出力Ｂは、（Ｄ１＋Ｄ２＋Ｄ３）＝Ｒ１，（Ｄ２＋Ｄ３＋Ｄ４）＝Ｒ２，・・・・となり、サンプリングクロック信号の３個で加算される受信信号Ｄｉがそろい、加算され加算結果が出力される。
【００１８】
累加処理手段の出力Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，・・・，Ｒｉ，・・・は、和周波数成分がフィルタリングにより抑圧される結果、実質的にベースバンド信号となっている。このベースバンド信号は一時記憶手段１１７に記憶される。ここでシステムクロック信号の１個おきに、別の方向に各々受信ビームを形成することを考える。例えば、偶数番目でａ方向の受信ビーム（ａビーム）を、奇数番目でｂ方向の受信ビーム（ｂビーム）を、各々形成する。
基準チャンネル（ここでは基準チャンネルを、受波口径を構成する複数チャンネルのうちの中心チャンネルとする）のａビームの１番目の受信信号と加算すべき受信信号がＲ２、基準チャンネルの次の受信信号がｂビーム用の１番目の受信信号であり、このｂビーム用の１番目の受信信号に加算すべき受信信号がＲ１であるとする。ここで累加手段１０２の出力の受信信号の並びに対して、ビーム形成に使用する受信信号の順番がＲ２，Ｒ１と逆転する。
【００１９】
そのため、一時記憶手段１１７に、一旦、累加手段の出力信号を記憶し、例えば、４番目のシステムクロック信号で一時記憶手段１１７からＲ２の受信信号を読み出し、次のシステムクロック信号でＲ１の受信信号を読み出すことにより、受信ビームを形成するために必要な受信信号を必要な順番に一時記憶手段１１７から取り出す。
一時記憶手段１１７から出力された受信信号に、位相補正信号発生手段１２１により、データＲ２にはフォーカス一段目のａビーム形成用の位相補正データａＦ１を付与する。このように、各方向の受信ビームの形成に必要な信号処理を行い、データＲｉを一時記憶手段１１７から順次出力して、各チャンネルの信号の順番，信号の遅延を補正した順番を保持して加算手段１０５により加算し、包絡線変換手段１０６により包絡線を求め、最後にＤＳＣ１０７により時分割で得た複数受信ビームを同時に表示部１０８に画像表示する。
【００２０】
図２，図３に示す如く、累加処理手段１０２の出力Ｃの出力順番に対し、一時記憶手段１１７の出力がＲ２，Ｒ１，Ｒ４，・・・・と出力順番が変更されて出力され、位相補正信号発生手段１２１により、Ｒ２にはフォーカス１段目のａビーム形成用の位相補正データａＦ１を与える。
次のＲ１には、フォーカス１段目の、ｂビームの位相補正データｂＦ１を与える。第２の波形変換手段１１８によって位相回転が処理され、ａビームの１番目の受信信号ａ１，ｂビームの１番目の受信信号ｂ１，ａビームの２番目の受信信号ａ２，と以下、順に出力される。この出力された受信信号は、順にメモリの如き遅延手段１１９に書き込まれる。遅延時間処理を行う際の基準となるチャンネルの遅延手段の受信信号の出力に合わせて、ａ１，ｂ１，ａ２，・・・・の受信信号を遅延手段１１９から読み出すことにより時間遅延を付与できる。
【００２１】
例えば、図３では、システムクロックの２個分の時間の遅延を受信信号に与えた例であり、遅延手段１１９の出力は、基準チャンネル（第２チャンネル）のａビームを形成する受信信号１番目であるａ１が、６番目のサンプリングクロック信号の出力時点で出力されているので、これまで説明してきた本チャンネル、つまり第４チャンネルではａビームを形成する受信信号の１番目であるａ１も、６番目のサンプリングクロック信号の出力時点で出力され、基準チャンネル、つまり第２チャンネルの出力ａ１と加算される。
従って、２クロック遅らせて遅延手段から出力することで、２クロックに時間遅延が実現できることがわかる。ここで、フォーカス段とは、フォーカス距離をダイナミックに変えて全深度で良好なフォーカスを得るために、時間とともにフォーカスデータ（遅延手段（メモリ）から読み出したデータ，位相回転のデータ）を変えており、同じフォーカスデータの区間を「段」と定義する。
【００２２】
このように、複数方向遅延処理手段１０３は、サンプリングされた受信信号を時分割で処理し、受信複ビームを形成するための受信信号を出力する。出力されたデータを加算手段１０５によって、受波口径を構成する全チャンネルについて加算し、以下、上と同じ信号処理内容を繰り返す。このようにして得られた複数受信ビームを表わす信号は、ＤＳＣに一旦記憶しておき、これを複数受信ビームとして表示手段に同時に表示する。
上述の如き構成を有する超音波診断装置における信号処理装置によっても、ディジタル方式における受信複ビーム形成に好適な装置を実現できる。
また、パソコンによって信号制御処理，信号処理を行う超音波診断装置では、受信ビームの形成を行う処理，ＤＳＣの処理内容を、ディジタル処理する。
以下、これについて説明する。
【００２３】
図３に示すシーケンスは、ＬＳＩの回路動作速度の制限からラッチ等によりタイミング調整を普通は行うが、原理説明のために、理想動作で示している。ところで、一つの受信ビームを形成する受信信号のデータの形成の周期を見ると、例えば、ａビームのデータは、ａ１，ａ２，ａ３であるが、データの形成の周期はＳｃｋの２クロックで、ＡＤＣのサンプリング周期の２倍になっており、一つの受信ビームを形成する信号処理速度が低い周波数になっていることがわかる。
図６に、第２の波形変換手段１１８の構成例を示す。入力信号（実部，虚部）に対し位相回転量φｎが ９０°ずれた位相信号（ｃｏｓφｎ，ｓｉｎφｎ）を、乗算器により入力複素信号の各々に乗算し、加算器１１５により２つの乗算器の出力を加算して位相回転を行う。このときの位相回転量のデータは、図２の位相補正信号発生部１２１から、位相回転量が各チャンネル毎に入力される。
【００２４】
図３で説明すると、前述の如く、一つの受信ビームはダイナミックにフォーカスされるが、４個のサンプリングクロック信号の出力時点毎でフォーカス位置が切り替わるとし、フォーカス段をＦ１，Ｆ２，・・・・とする。
ａＦ１とは、ａビームのフォーカス１段目のデータを意味する。４個目のサンプリングクロック信号の出力時点では、位相回転データはａＦ１、５個目のサンプリングクロック信号の出力時点では、ｂビームのフォーカス１段目でｂＦ１、６個目のサンプリングクロック信号の出力時点では、ａビームのフォーカス１段目でａＦ１、７個目のサンプリングクロック信号の出力時点では、ｂビームのフォーカス１段目でｂＦ１、８個目のサンプリングクロック信号の出力時点では、フォーカス位置が切り替わり、ａビームのフォーカス２段目でａＦ２というように、位相回転に用いるフォーカスデータが変更され制御される。
【００２５】
次に、本発明の第３の実施例に係る超音波診断理装置について説明する。図７は、複数方向遅延処理手段１０３の他の構成例を示しており、遅延手段１１９を第２の波形変換手段１１８の前段に設けた点に特徴を有する例である。また、図１４は、図７に示す構成によって、１回の超音波の送波の後、受信口径を形成する各超音波振動子により得る受信信号から複数の超音波受信ビームを形成する処理を行い、異なる方向に受信ビームを形成するためのシーケンスを示している。表記の方法は、図３と同じである。図１４では、第４チャンネルを例にとって各処理手段の出力のタイミングを示しているが、他のチャンネルについても同様である。図１４に示すように、累加手段の出力を遅延させ、受信複ビームを形成する受信信号の選択を行い、第２の波形変換手段に出力する。
【００２６】
累加処理手段の出力Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，・・・，Ｒｉ，・・・は、遅延手段（メモリ）１１９に記憶される。遅延手段（メモリ）１１９からのデータの読み出し時に基準チャンネル（第２チャンネル）との遅延時間を補正して、更に、システムクロックＳｃｋの偶数番目でａ方向の受信ビーム（ａビーム）を、奇数番目でｂ方向の受信ビーム（ｂビーム）を形成する。
基準チャンネル（第２チャンネル）に対して、ａビームでは２個のシステムクロック分の時間遅延、ｂビームでは４個のシステムクロック分の時間遅延が、各々必要な場合、図１４のように、ａビームではＲ２を２個のシステムクロック分の時間だけ遅らせて読み出し、ｂビームではＲ１を４個のシステムクロック分の時間だけ遅らせて読み出し、各々の受信ビーム毎の遅延を実現する。遅延された信号に位相補正データを乗算して位相補正（位相回転）し、精度の良い遅延処理がなされた結果が順次出力される。
【００２７】
遅延手段(メモリ)１１９から順次出力された受信信号は、各チャンネルの受信ビームの形成順番，加算すべき遅延補正された各チャンネルの受信信号の順番を保持して加算手段１０５により加算し、包絡線変換手段１０６により包絡線を求め、最後にＤＳＣ１０７により時分割で得た複数受信ビームを同時に表示部１０８に画像表示する。このようにして、１回の超音波の送波の後、受信口径を形成する各超音波振動子により得る受信信号から複数の超音波受信ビームを形成する処理を行い、１つのチャンネルで複数の受信ビームを時分割で形成できる。この操作を繰り返し、送受波ビームを走査し画像を得る。なお、遅延手段(メモリ)からのデータの読み出しのタイミングは、遅延制御手段１２２によって制御される。
【００２８】
上述の如き構成を有する超音波診断装置における信号処理装置によれば、遅延手段１１９を第２の波形変換手段１１８の前段に設けたことにより、回路規模の低減を可能としつつ、ディジタル方式における受信複ビーム形成に好適な装置を実現できる。次に、図８を参照して、受信信号に重み付けして、超音波ビームの不要応答を減らす、本発明の第４の実施例の構成を説明する。図８に示す実施例に係る装置では、複数方向遅延処理手段１０３の出力に、重み乗算器１２４を各チャンネルに配置してある。本実施例に係る超音波診断装置によれば、重みデータ発生手段１２３により、重み付けデータが各チャンネルに入力され、不要応答の少ない良好な受信ビームが形成される。
【００２９】
図９に、本発明の第５の実施例に係る装置の構成を示す。本実施例に係る装置では、予め設定したフォーカスデータに対し、生体内の音速の分布の不均一により生じるフォーカスのボケを補正することを可能とするものである。すなわち、各チャンネルの遅延処理された複素受信信号から、各チャンネル間における位相誤差を、位相乗算または相互相関により位相差を検出する位相誤差検出手段１２５により求め、受信ビーム形成制御手段１１１に位相差および位相差により変換された時間差をフィードバックし、受信ビーム形成制御条件を修正して、上述のフォーカスのボケを補正する。なお、この手法は、第１の実施例、第２の実施例、第３の実施例に適用可能である。
【００３０】
図１１に、本発明の第６の実施例に係る装置の構成を示す。本実施例は、上記の各実施例に係るものであって、ドップラ処理，血流の２次元カラー表示であるＣＦＭ(カラー フロー マッピング)処理では、通常、受信信号をベースバンドに落して処理することに鑑みて構成されたものである。本発明の信号処理方法では受信信号をベースバンドに落しているので、そのままＭＴＩ(固定物除去フィルタ：呼吸,心臓の動き等による血流以外の臓器等の動きは０周波近辺の低周波であり、アーチファクトとなるので、ハイパスフィルタにより 受信信号の低周波成分を除去する)１２８を通して、ＣＦＭ処理手段１２６，ドプラ(ＤＰ)処理手段１２７により、血流を検出できる。
【００３１】
以上、受信複ビーム形成について説明したが、単一受信ビームを形成する場合、累加処理後の信号処理を、１／ｍのシステムクロックで処理しても良いし、ＡＤＣのサンプリングクロックと同じ速度のシステムクロックのまま処理しても構わない。この累加処理後の信号処理の速度の変更は、ビーム形成制御手段の制御データの変更により実現できる。
なお、上記実施例は本発明の一例を示したものであり、本発明はこれに限定されるべきものではないことは言うまでもないことである。
例えば、上記各実施例の説明においては、簡単のために超音波振動子に１対１で受信処理回路（受信チャンネル）が接続される セクタ走査（セクタ走査では、送受波口径は 全超音波振動子により形成される）を、本発明の一例として説明したが、本発明はこれに限定されるべきものではないことは言うまでもない。
【００３２】
すなわち、セクタ走査以外に、例えば、リニア，コンベックス等の超音波探触子で、送受波を行う素子（超音波振動子）を選択する機能（送受波口径選択）を必要とする構成の超音波装置にも、上記各実施例に示した装置は同様に適用可能である。
本発明では、受信処理回路の数は受信口径を形成する超音波振動子の数だけあれば、１回の超音波の送波の後、受信口径を形成する各超音波振動子により得る受信信号から複数の超音波受信ビームを形成する処理を行うことができる。
【００３３】
【発明の効果】
以上、詳細に説明した如く、本発明によれば、ディジタル方式における受信複ビーム形成に好適な超音波診断装置、特に、複数の信号処理回路を用いずに受信複ビームを形成可能な超音波診断装置を実現できるという顕著な効果を奏するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施例に係る超音波診断装置の要部構成を示す図である。
【図２】第２の実施例に係る超音波診断装置の要部構成を示す図である。
【図３】第２の実施例のタイムシーケンスチャートである。
【図４】第１の波形変換手段の構成例を示す図である。
【図５】累加手段の構成例を示す図である。
【図６】第２の波形変換手段の構成例を示す図である。
【図７】第３の実施例に係る超音波診断装置の要部構成を示す図である。
【図８】第４の実施例に係る超音波診断装置の要部構成を示す図である。
【図９】第５の実施例に係る超音波診断装置の要部構成を示す図である。
【図１０】累加波形図の例を示す図である。
【図１１】第６の実施例についての構成図である。
【図１２】従来例に係る超音波信号処理装置の要部構成を示す図である。
【図１３】従来例に係る超音波信号処理装置の受信複ビーム形成例の説明図である。
【図１４】第３の実施例のタイムシーケンスチャートである。
【符号の説明】
１００ ＡＤＣ
１０１ 第１の波形変換手段
１０２ 累加手段
１０３ 複数方向遅延処理手段
１０４ 超音波振動子
１０５ 加算手段
１０６ 包絡線変換手段
１０７ ＤＳＣ
１０８ 表示手段
１０９ サンプリング信号発生手段
１１０ ディジタル参照信号発生手段
１１１ ビーム形成制御手段
１１２，１１３ ディジタル乗算器
１１４ ラツチ
１１５ 加算器
１１６ 乗算器
１１７ 一時記憶手段
１１８ 第２の波形変換手段
１１９ 遅延手段
１２０ 一時記憶制御手段
１２１ 位相補正信号発生手段
１２２ 遅延制御手段
１２３ 重み発生手段
１２４ 重み乗算器
１２５ 遅延量，位相量誤差検出手段
１２６ ＣＦＭ処理手段
１２７ ＤＰ処理手段
１２８ ＭＴＩ
１２９ 受信ビーム形成手段
１３０ 送信ビーム
１３１ａ ａ方向受信ビーム
１３１ｂ ｂ方向受信ビーム
１３２ 受信処理手段
【発明の属する技術分野】
本発明は、超音波により物体を非破壊検査する装置、または、医療診断に用いる超音波装置等の信号処理に好適な装置に関し、特にディジタル化に適した超音波診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の超音波受信装置は、アナログ遅延手段，加算器等から構成されており、超音波を検査対象へ送波した後、図１２に示す如く、検査対象からの反射波が、配列された複数の超音波振動子１０４で受信され、各々の受信信号が受信処理手段１３２に入力され、各超音波振動子が受信した受信信号の相互の遅延時間差が調節され、受信処理手段１３２の出力が加算手段１０５により加算され、受信ビームを形成する受信ビーム形成手段１２９により受信ビーム１３１が形成され、送信ビーム１３０および受信ビーム１３１を電気的に走査して検査対象の断層像を得ている。なお、図１２は模式図であり、送信ビームの指向性を１３０で、受信ビームの方向を１３１で示しているものである。
上述の受信ビームの形成の過程において、良好な受信ビームを形成するためには、受信処理手段１３２の遅延精度を高める必要があり、このため、ディジタル化により、アナログ回路の不具合（部品バラツキ，温度ドリフト，飽和等）を解消する試みが、種々なされている。しかし、単純にディジタル化する場合、１ＭＨｚ〜２０ＭＨｚ程度の周波数の超音波を使用する医用超音波装置では、１００ＭＨｚ以上の高速のＡＤＣ（アナログ−ディジタル変換器）が必要であり、低速のＡＤＣで実現する方法も考案されてきている。
【０００３】
その一例として、本出願人が特開平６−３１３７６４号「超音波信号処理装置」により提案した装置がある。この装置は、受信信号をディジタル化し、ディジタル化された受信信号と、受信信号の中心周波数を持ちかつ９０°位相差を有する２つの参照信号とを乗算して、受信信号を複素信号に変換し低周波成分を取り出し、隣接する素子（超音波振動子）で得る信号の間の位相差を位相回転により補正し、更に時間遅延している。
また、特開平４−２２３２８９号公報には、受信信号をディジタル化し、このディジタル化された受信信号と受信信号の中心周波数を持ちかつ９０°位相差を有する２つの参照信号とを乗算して、複素信号に変換し低周波成分を取り出し、隣接素子で得る信号の間の時間差を時間遅延により遅延し、更に、位相回転する方法が記載されている。
また、特開平２−４３５５号公報には、受信信号を並列に設けたＡＤＣでディジタル化し、ディジタル化された信号を復調器で低周波化し、複数並列に配置した各位相回転回路により別々の位相を、低周波化された信号に与え、異なる方向への受信ビームを同時に形成する、いわゆる受信複ビームを形成する方法が記載されている。なお、ここで受信複ビームとは、図１３に示すように、ある方向へ送波ビーム１３０を形成し、同時に異なったａ方向とｂ方向での受信ビーム１３１ａと１３１ｂとを形成することを言う。なお、複数とは２本とは限らない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の技術では、受信複ビームを形成するために、図１３に示す如く、受波ビーム形成手段１２９が複数並列に必要であった。また、方式によっては、受波処理手段の途中から、遅延処理手段が複数回路必要であった。
このため、上記従来技術では、受信複ビームを形成するために複数回路を必要とし回路規模が増大するという問題があった。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その第一の目的は、従来の技術における上述の如き問題を解消し、ディジタル方式における受信複ビーム形成に好適な超音波診断装置を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、超音波振動子（素子）で受信された受信信号を処理するために、複数の信号処理回路を用いずに受信複ビームを形成できる超音波診断装置を提供し、回路規模の低減を可能とすることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る超音波診断装置は、反射超音波信号を受信する複数の超音波振動子と、前記各超音波振動子により得た受信信号を、前記受信信号の帯域の最高周波数のナイキスト周波数より十分高い周波数のサンブリングクロックによりサンプリングの周期を設定し、前記受信信号をサンプリングしてディジタル化するディジタル化手段と、該ディジタル化手段により得られたディジタル受信信号と所定周波数の参照信号とを乗算して前記ディジタル受信信号を複素化し、前記ディジタル受信信号の周波数を移動させる、前記各ディジタル化手段に１対１で接続される第１の波形変換手段と、前記第１の波形変換手段により変換された受信信号を前記サンプリングの周期より十分長い時間長について累加処理して累加信号を得る、前記各第１の波形変換手段に１対１で接続される累加処理手段と、前記累加信号を、１つの方向の超音波ビームに対して前記サンプリングクロックより低いクロック周波数で処理して、複数方向の受信超音波ビームを時分割処理により形成するための遅延処理を行う、前記各累加処理手段に１対１で接続される複数方向遅延処理手段と、前記各複数方向遅延処理手段の出力を加算する加算手段とを有し、１回の超音波の送波の後、前記各超音波振動子により得た前記受信信号から、複数の前記超音波受信ビームを形成する処理を行うことに特徴を有する。
また、上述の超音波診断装置において、隣接する前記超音波振動子に１対１で対応する前記複数方向遅延処理手段の出力の間の位相の差を検出する手段を具備し、前記各複数方向遅延処理手段を制御し、前記位相の差をほぼゼロとする受信超音波ビームを形成するビーム形成制御手段を有することに特徴がある。
【０００６】
また、本発明の超音波診断装置は、反射超音波信号を受信する複数の超音波振動子と、前記各超音波振動子により得た受信信号を、前記受信信号の帯域の最高周波数のナイキスト周波数より十分高い周波数のサンプリングクロックによりサンプリングの周期を設定し、前記受信信号をサンプリングしてディジタル化するディジタル化手段と、前記ディジタル化手段により得られたディジタル受信信号と所定周波数の９０°位相差をもつ２つの参照信号とを乗算して前記ディジタル受信信号を複素化し、前記ディジタル受信信号の周波数を移動させる、前記各ディジタル化手段に１対１で接続される第１の波形変換手段と、前記第１の波形変換手段により変換された受信信号を前記サンプリングの周期より十分長い時間長について累加処理して累加信号を得る、前記各第１の波形変換手段に１対１で接続される累加処理手段と、前記累加信号を一時的に記憶する、前記各累加処理手段に１対１で接続される一時記憶手段と、前記一時記憶手段からの前記累加信号の出力を制御する一時記憶制御手段と、前記一時記憶手段から出力された前記累加信号に位相回転を付与する、前記各一時記憶手段に１対１で接続される第２の波形変換手段と、前記各超音波振動子と目的フォーカス位置との間の距離差による超音波の伝搬時間差を補正するために、前記第２の波形変換手段の出力に遅延時間を付与する、前記各第２の波形変換手段に１対１で接続される遅延手段と、前記各遅延手段の出力を加算する加算手段と、前記加算手段の出力を包絡線信号に変換する手段とを有し、前記一時記憶制御手段は、１回の超音波の送波に対応して、複数の異なる方向の受信超音波ビームを形成するために、前記一時記憶手段からの前記累加信号の出力を制御して、前記受信超音波ビームを形成する処理を時分割処理により行い、複数方向の超音波ビームを形成する処理を行うことに特徴を有する。
また、上述の超音波診断装置において、隣接する前記超音波振動子に１対１で対応する前記遅延手段の出力の間の位相の差を検出する手段を具備し、前記各一時記憶手段，前記各第２の波形変換手段および前記各遅延手段とを制御し、前記位相の差をほぼゼロとする受信超音波ビームを形成するビーム形成制御手段を有することに特徴がある。
【０００７】
更に、本発明の超音波診断装置は、反射超音波信号を受信する複数の超音波振動子と、前記各超音波振動子により得た受信信号を、前記受信信号の帯域の最高周波数のナイキスト周波数より十分高い周波数のサンプリングクロックによりサンプリングの周期を設定し、前記受信信号をサンプリングしてディジタル化するディジタル化手段と、前記ディジタル化手段により得られたディジタル受信信号と所定周波数の９０°位相差をもつ２つの参照信号とを乗算して前記ディジタル受信信号を複素化し、前記ディジタル受信信号の周波数を移動させる、前記各ディジタル化手段に１対１で接続される第１の波形変換手段と、前記第１の波形変換手段により変換された受信信号を前記サンプリングの周期より十分長い時間長について累加処理して累加信号を得る、前記各第１の波形変換手段に１対１で接続される累加処理手段と、１回の超音波の送波に対する複数の異なる方向の受信超音波ビームを形成するために、前記各超音波振動子と目的フォーカス位置との間の距離差による超音波の伝搬時間差を補正して、時分割処理により前記異なる方向の受信超音波ビームを形成するための遅延時間を前記累加信号に付与する、前記累加処理手段に１対１で接続される遅延手段と、前記遅延手段の出力に位相回転を付与する、前記各遅延手段に１対１で接続される第２の波形変換手段と、前記各第２の波形変換手段の出力を加算する加算手段と、前記加算手段の出力を包絡線信号に変換する手段とを有し、１回の超音波の送波の後、前記各超音波振動子により得た前記受信信号から、複数の前記超音波受信ビームを形成する処理を行うことに特徴を有する。
また、上述の超音波診断装置において、前記各第２の波形変換手段の出力に振幅重みを課す手段を有すること、隣接する前記超音波振動子に１対１で対応する前記第２の波形変換手段の出力の間の位相の差を検出する手段を具備し、前記各第２の波形変換手段および前記各遅延手段とを制御し、前記位相の差をほぼゼロとする受信超音波ビームを形成するビーム形成制御手段を有することに特徴がある。
【０００８】
なお、以下に、各々の受信信号の帯域の最高周波数に対して、ナイキストのサンプリング周波数より十分高周波数のサンプリングクロックによりサンプリングの周期を設定する例を示す。例えば、十分高周波数のサンプリングクロックを、超音波の中心周波数５ＭＨｚ、比帯域１．０とすると、帯域の上限の周波数７．５ＭＨｚに対するナイキストのサンプリング周波数１５ＭＨｚに対して十分高い周波数であり、例えば、２５ＭＨｚである。
また、サンプリングの周期より十分長い時間長につき累加処理する例を、次に示す。サンプリングの周期より十分長い時間長とは、上述の２５ＭＨｚではサンプリング周期は４０ｎｓであるから、２回以上の累加（加算）とすると８０ｎｓ以上の時間で累加処理することになる。
累加信号を、一つの超音波ビームに対しサンプリングクロックより低い周波数のクロックで受信信号を処理する例を、次に示す。一つの超音波ビームに対し４０ｎｓ毎に受信信号を信号処理し、時分割により２本の超音波ビームを形成する処理を行う場合、１本の超音波ビームを形成する処理において信号処理する受信信号の時間間隔は８０ｎｓ（１２．５ＭＨｚの周波数）となり、２５ＭＨｚの半分の周波数のクロックで信号処理されることになる。
ベースバンド信号が、最初の受信信号の中心周波数に比べて十分低い周波数に落ちている例を、次に示す。例えば、受信信号の中心周波数５ＭＨｚ、比帯域１．０とすると、高周波側の信号成分は７．５ＭＨｚとなるが、中心周波数５ＭＨｚの参照信号を使用してミキシングを行った後に得られるベースバンド信号では、受信信号の５ＭＨｚの成分は０ＭＨｚへ、７．５ＭＨｚの成分は２．５ＭＨｚへ、各々低周波数側にシフトし、最初の受信信号の中心周波数に比べて十分低い周波数に落ちている。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明に係る超音波診断装置の受信信号処理回路では、ベースバンドに落ちた受信信号のナイキス卜のサンプリング周波数は低周波に落ちるため、一つの受信ビームに対するデータの発生の時間間隔は長くなり、このデータの発生のためのサンプリング周波数が低くできる。このサンプリング周波数が、実際にＡＤＣに付与するサンプリング周波数の１／ｍであるとした場合、一つの受信信号処理回路で時間方向に処理するデータの順番を変更して、時分割でｍ本のビームデータを処理できる。従って、複数方向遅延処理手段では、一つの受信信号処理回路で時分割処理により複数の受信ビームを形成するための信号処理ができ、受信ビーム形成手段の回路規模を増大せずに複数受信ビームを形成できる。時分割処理は、リサンプリング処理のため折り返しが生じるが、受信ビームへの影響が少なくなるように累加手段およびリサンブリング周波数を設定するものである。
以下、本発明の実施例を図面に基づいてより詳細に説明する。
【００１０】
図１は、本発明の第１の実施例に係る超音波診断装置の要部構成を示すブロック図である。複数の超音波振動子１０４によって受信された各々の受信信号は、図示しない増幅器または可変増幅器，アナログフィルタまたは帯域幅の可変なアナログフィルタ等により処理されて、受信処理手段に入力する。ここでは、受信処理手段は、ＡＤＣ１００，第１の波形変換手段(Ｄigital Ｍixer)１０１,累加手段１０２および複数方向遅延処理手段１０３により構成されている。なお、図１，図２，図７，図８，図９および図１１では、説明を簡単化するため、４チャンネルの例を示している。また、信号の流れを示す矢印の交点に黒丸印が付されているものは、同じ信号が同時に供給されることを示しており、交点に黒丸印が付されていないものは、一般に、異なる信号のやり取りが行われることを示している。
【００１１】
図１に示す如く構成された受信処理手段に入力された各受信信号は、まず、ＡＤＣ１００により、ディジタル変換される。ＡＤＣ１００に設定されるサンプリングクロックＳｃｋは、サンプリング信号発生手段１０９により発生され、各チャンネルのＡＤＣ１００のサンプリングクロック入力端に共通に入力される。当然ながら、実装の問題から、基板（この基板には 例えば、２０チャンネルの受信処理回路が 搭載されている）毎に、サンプリング信号発生手段があっても良い。但し、サンプリングクロックＳｃｋは全チャンネルで同期している。
なお、これも当然のことながら、受信処理回路がＬＳＩ化され、各チャンネルのＬＳＩからサンプリングクロックを出しても問題ない。ここで、チャンネルとは、同じ受信処理回路が多数並列に配置され、各超音波振動子からの各受信信号が入力され信号処理されるが、一つの受信信号が入力される受信処理回路をチャンネルという。
【００１２】
ＡＤＣのサンプリング周波数は、受信信号の帯域の最大周波数の２倍以上あれば受信信号を再現できることが知られている。本発明では、更に十分高い周波数で各超音波振動子からの信号をサンプリングする。次に、サンプリングされた受信信号は、第１の波形変換手段１０１に入力され、ディジタル参照信号発生手段１１０からの ディジタル参照信号（中心周波数ωｓ）と乗算され、受信信号の波形が、差周波数成分と和周波数成分とからなる複素信号に変換される。
ディジタル参照信号発生手段１１０からのディジタル参照信号も、各チャンネルに共通に入力される。第１の波形変換手段１０１の具体例を、図４に示す。
図４に示す例では、ＡＤＣ１００でｍビットに変換された受信信号を２つに分けて、ディジタル乗算器１１２により片方にｃｏｓ（ωｓｔ）を、ディジタル乗算器１１３により他方にｓｉｎ（ωｓｔ）を乗算する。ここで、ωｓは受信信号の中心周波数である。図４に示す信号処理により、受信信号は複素信号に変換され、この複素信号は差周波数成分（差周波数ωｓ−ωｓ＝０）であるベースバンドの信号成分と、和周波数成分（和周波数ωｓ＋ωｓ＝２ωｓ）とからなる。図４に示す出力信号（虚部および実部信号）を累加手段１０２に入力する。
【００１３】
図１０に示す如く、ベースバンドの信号成分は、最初の受信信号の中心周波数に比べて十分低い周波数に落ちているため、ＡＤＣのサンプリング周波数と同じサンプリング周波数でも、ベースバンドに対してナイキストのサンプリング周波数を十分満たしたサンプリング（オーバサンプリング）となり、時系列にサンプリングされた受信信号の加算（累加）ができる。
累加手段の具体例を、図５に示す。
（ｍ＋４）ビットで入力した複素の受信信号を、それぞれラッチ１１４で順次保持し、加算器１１５により、図４に示す回路の出力信号の順次連続する３データを加算する。ＡＤＣに最大振幅が入力していると当然ビット数が増え、（ｍ＋６）ビットとなる。受信信号の加算により、量子化雑音や入力雑音の白色雑音は相殺され、信号はほぼ３倍になり、雑音は√３倍となるので、Ｓ／Ｎは３ｄＢ向上する。累加手段における加算の回数ＣＯＵＮＴは、サンプリング周波数ｆｓと受信周波数の帯域幅ＢＷにより決まり、
ＣＯＵＮＴ≦（ｆｓ／ＢＷ） （１）
となる。上の式（１）の条件を満足すれば、受信信号の包絡線が再現される。
【００１４】
図５に示す構成は、連続する３つの受信信号を順次加算して出力するため矩形重みのフィルタ特性をもつ累加手段の構成例である。和周波数成分の不要周波数成分を低減するために、図５の構成を直列に２段設けて、受信信号の加算（累加）において三角重みを付与すること、加算回数を前段，後段で調整して、台形重みとすること等の種々の方法が考えられる。いずれの方法でも加算器のみの構成により、各種の重みの付与を実現できる。
図１中の第１の波形変換手段（ディジタル乗算器）１０１の出力データを、Ｄｉ（ｉはサンプリングクロック信号の番号）で表わすと、
【００１５】
図５に示す如き構成の累加手段により、受信信号のベースバンド信号が得られる。このベースバンド信号を用いて種々の遅延処理を行う。ここでは、複数方向遅延処理手段１０３により目的フォーカス位置と各超音波振動子と間の距離差を超音波が伝搬する時間差を時間，位相等で補正し、反射超音波の波面を合わせて加算手段１０５により、各超音波振動子による受信信号を加算して、包絡線変換手段１０６により受信信号の包絡線を求め受信ビームを形成する信号として、受信ビーム方向を変化させて受信ビームを形成する信号処理を順次繰り返して受信ビームを走査し、ＤＳＣ（ディジタルスキャンコンバータ）１０７により表示手段１０８に表示する。
上述の如き基本構成を有する超音波診断装置における信号処理装置によれば、ディジタル方式における受信複ビーム形成に好適な装置を実現できる。
【００１６】
図２に、本発明の第２の実施例に係る超音波診断装置の特徴的構成部分である複数方向遅延処理手段１０３の構成例を示す。本構成例は、累加手段１０２により処理された受信信号を、一旦、一時記憶手段１１７に記憶し、一時記憶制御手段１２０により同じ受信信号Ｒｉを複数の受信ビームの形成に使用するために保存しておき、受信ビームの形成に必要な受信信号Ｒｉを一時記録手段から出力し、受信複ビームを時系列で形成処理を行う例である。以下、図２に示した実施例に係る複数ビーム形成のシーケンスを説明する。図３が、１回の超音波の送波の後、受信口径を形成する各超音波振動子により得る受信信号から複数の超音波受信ビームを形成する処理を行い、異なる２方向に受信ビームを形成するシーケンス例を示す図である。図３では、第４チャンネルを例にとって、各処理手段の出力のタイミングを示しているが、他のチャンネルについても同様である。
【００１７】
図２のＨ点（ＡＤＣのサンプリングクロック）に、サンプリングクロックＳｃｋ信号が出力される。サンプリングクロックＳｃｋの立上り（矢印）の時点でＡＤＣはサンプリング動作する。全体のシステムは、サンプリングクロックＳｃｋと同期したシステムクロックで動作する。矢印の時点で受信信号がＡＤＣによりサンプリングされ、第１の波形変換手段（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｉｘｅｒ）１０１により ベースバンドと和周波数成分に変換された信号を、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，・・・・（各々は、振幅がサンプリングクロック信号の立上り毎に量子化された受信信号で、図４の例では、ベースバンドと和周波数成分に変換された信号Ｄｉは （ｍ＋４）ビットの振幅である）と表わすと、累加手段１０２により、例えば、図５の構成の場合は、累加手段１０２の出力Ｂは、（Ｄ１＋Ｄ２＋Ｄ３）＝Ｒ１，（Ｄ２＋Ｄ３＋Ｄ４）＝Ｒ２，・・・・となり、サンプリングクロック信号の３個で加算される受信信号Ｄｉがそろい、加算され加算結果が出力される。
【００１８】
累加処理手段の出力Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，・・・，Ｒｉ，・・・は、和周波数成分がフィルタリングにより抑圧される結果、実質的にベースバンド信号となっている。このベースバンド信号は一時記憶手段１１７に記憶される。ここでシステムクロック信号の１個おきに、別の方向に各々受信ビームを形成することを考える。例えば、偶数番目でａ方向の受信ビーム（ａビーム）を、奇数番目でｂ方向の受信ビーム（ｂビーム）を、各々形成する。
基準チャンネル（ここでは基準チャンネルを、受波口径を構成する複数チャンネルのうちの中心チャンネルとする）のａビームの１番目の受信信号と加算すべき受信信号がＲ２、基準チャンネルの次の受信信号がｂビーム用の１番目の受信信号であり、このｂビーム用の１番目の受信信号に加算すべき受信信号がＲ１であるとする。ここで累加手段１０２の出力の受信信号の並びに対して、ビーム形成に使用する受信信号の順番がＲ２，Ｒ１と逆転する。
【００１９】
そのため、一時記憶手段１１７に、一旦、累加手段の出力信号を記憶し、例えば、４番目のシステムクロック信号で一時記憶手段１１７からＲ２の受信信号を読み出し、次のシステムクロック信号でＲ１の受信信号を読み出すことにより、受信ビームを形成するために必要な受信信号を必要な順番に一時記憶手段１１７から取り出す。
一時記憶手段１１７から出力された受信信号に、位相補正信号発生手段１２１により、データＲ２にはフォーカス一段目のａビーム形成用の位相補正データａＦ１を付与する。このように、各方向の受信ビームの形成に必要な信号処理を行い、データＲｉを一時記憶手段１１７から順次出力して、各チャンネルの信号の順番，信号の遅延を補正した順番を保持して加算手段１０５により加算し、包絡線変換手段１０６により包絡線を求め、最後にＤＳＣ１０７により時分割で得た複数受信ビームを同時に表示部１０８に画像表示する。
【００２０】
図２，図３に示す如く、累加処理手段１０２の出力Ｃの出力順番に対し、一時記憶手段１１７の出力がＲ２，Ｒ１，Ｒ４，・・・・と出力順番が変更されて出力され、位相補正信号発生手段１２１により、Ｒ２にはフォーカス１段目のａビーム形成用の位相補正データａＦ１を与える。
次のＲ１には、フォーカス１段目の、ｂビームの位相補正データｂＦ１を与える。第２の波形変換手段１１８によって位相回転が処理され、ａビームの１番目の受信信号ａ１，ｂビームの１番目の受信信号ｂ１，ａビームの２番目の受信信号ａ２，と以下、順に出力される。この出力された受信信号は、順にメモリの如き遅延手段１１９に書き込まれる。遅延時間処理を行う際の基準となるチャンネルの遅延手段の受信信号の出力に合わせて、ａ１，ｂ１，ａ２，・・・・の受信信号を遅延手段１１９から読み出すことにより時間遅延を付与できる。
【００２１】
例えば、図３では、システムクロックの２個分の時間の遅延を受信信号に与えた例であり、遅延手段１１９の出力は、基準チャンネル（第２チャンネル）のａビームを形成する受信信号１番目であるａ１が、６番目のサンプリングクロック信号の出力時点で出力されているので、これまで説明してきた本チャンネル、つまり第４チャンネルではａビームを形成する受信信号の１番目であるａ１も、６番目のサンプリングクロック信号の出力時点で出力され、基準チャンネル、つまり第２チャンネルの出力ａ１と加算される。
従って、２クロック遅らせて遅延手段から出力することで、２クロックに時間遅延が実現できることがわかる。ここで、フォーカス段とは、フォーカス距離をダイナミックに変えて全深度で良好なフォーカスを得るために、時間とともにフォーカスデータ（遅延手段（メモリ）から読み出したデータ，位相回転のデータ）を変えており、同じフォーカスデータの区間を「段」と定義する。
【００２２】
このように、複数方向遅延処理手段１０３は、サンプリングされた受信信号を時分割で処理し、受信複ビームを形成するための受信信号を出力する。出力されたデータを加算手段１０５によって、受波口径を構成する全チャンネルについて加算し、以下、上と同じ信号処理内容を繰り返す。このようにして得られた複数受信ビームを表わす信号は、ＤＳＣに一旦記憶しておき、これを複数受信ビームとして表示手段に同時に表示する。
上述の如き構成を有する超音波診断装置における信号処理装置によっても、ディジタル方式における受信複ビーム形成に好適な装置を実現できる。
また、パソコンによって信号制御処理，信号処理を行う超音波診断装置では、受信ビームの形成を行う処理，ＤＳＣの処理内容を、ディジタル処理する。
以下、これについて説明する。
【００２３】
図３に示すシーケンスは、ＬＳＩの回路動作速度の制限からラッチ等によりタイミング調整を普通は行うが、原理説明のために、理想動作で示している。ところで、一つの受信ビームを形成する受信信号のデータの形成の周期を見ると、例えば、ａビームのデータは、ａ１，ａ２，ａ３であるが、データの形成の周期はＳｃｋの２クロックで、ＡＤＣのサンプリング周期の２倍になっており、一つの受信ビームを形成する信号処理速度が低い周波数になっていることがわかる。
図６に、第２の波形変換手段１１８の構成例を示す。入力信号（実部，虚部）に対し位相回転量φｎが ９０°ずれた位相信号（ｃｏｓφｎ，ｓｉｎφｎ）を、乗算器により入力複素信号の各々に乗算し、加算器１１５により２つの乗算器の出力を加算して位相回転を行う。このときの位相回転量のデータは、図２の位相補正信号発生部１２１から、位相回転量が各チャンネル毎に入力される。
【００２４】
図３で説明すると、前述の如く、一つの受信ビームはダイナミックにフォーカスされるが、４個のサンプリングクロック信号の出力時点毎でフォーカス位置が切り替わるとし、フォーカス段をＦ１，Ｆ２，・・・・とする。
ａＦ１とは、ａビームのフォーカス１段目のデータを意味する。４個目のサンプリングクロック信号の出力時点では、位相回転データはａＦ１、５個目のサンプリングクロック信号の出力時点では、ｂビームのフォーカス１段目でｂＦ１、６個目のサンプリングクロック信号の出力時点では、ａビームのフォーカス１段目でａＦ１、７個目のサンプリングクロック信号の出力時点では、ｂビームのフォーカス１段目でｂＦ１、８個目のサンプリングクロック信号の出力時点では、フォーカス位置が切り替わり、ａビームのフォーカス２段目でａＦ２というように、位相回転に用いるフォーカスデータが変更され制御される。
【００２５】
次に、本発明の第３の実施例に係る超音波診断理装置について説明する。図７は、複数方向遅延処理手段１０３の他の構成例を示しており、遅延手段１１９を第２の波形変換手段１１８の前段に設けた点に特徴を有する例である。また、図１４は、図７に示す構成によって、１回の超音波の送波の後、受信口径を形成する各超音波振動子により得る受信信号から複数の超音波受信ビームを形成する処理を行い、異なる方向に受信ビームを形成するためのシーケンスを示している。表記の方法は、図３と同じである。図１４では、第４チャンネルを例にとって各処理手段の出力のタイミングを示しているが、他のチャンネルについても同様である。図１４に示すように、累加手段の出力を遅延させ、受信複ビームを形成する受信信号の選択を行い、第２の波形変換手段に出力する。
【００２６】
累加処理手段の出力Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，・・・，Ｒｉ，・・・は、遅延手段（メモリ）１１９に記憶される。遅延手段（メモリ）１１９からのデータの読み出し時に基準チャンネル（第２チャンネル）との遅延時間を補正して、更に、システムクロックＳｃｋの偶数番目でａ方向の受信ビーム（ａビーム）を、奇数番目でｂ方向の受信ビーム（ｂビーム）を形成する。
基準チャンネル（第２チャンネル）に対して、ａビームでは２個のシステムクロック分の時間遅延、ｂビームでは４個のシステムクロック分の時間遅延が、各々必要な場合、図１４のように、ａビームではＲ２を２個のシステムクロック分の時間だけ遅らせて読み出し、ｂビームではＲ１を４個のシステムクロック分の時間だけ遅らせて読み出し、各々の受信ビーム毎の遅延を実現する。遅延された信号に位相補正データを乗算して位相補正（位相回転）し、精度の良い遅延処理がなされた結果が順次出力される。
【００２７】
遅延手段(メモリ)１１９から順次出力された受信信号は、各チャンネルの受信ビームの形成順番，加算すべき遅延補正された各チャンネルの受信信号の順番を保持して加算手段１０５により加算し、包絡線変換手段１０６により包絡線を求め、最後にＤＳＣ１０７により時分割で得た複数受信ビームを同時に表示部１０８に画像表示する。このようにして、１回の超音波の送波の後、受信口径を形成する各超音波振動子により得る受信信号から複数の超音波受信ビームを形成する処理を行い、１つのチャンネルで複数の受信ビームを時分割で形成できる。この操作を繰り返し、送受波ビームを走査し画像を得る。なお、遅延手段(メモリ)からのデータの読み出しのタイミングは、遅延制御手段１２２によって制御される。
【００２８】
上述の如き構成を有する超音波診断装置における信号処理装置によれば、遅延手段１１９を第２の波形変換手段１１８の前段に設けたことにより、回路規模の低減を可能としつつ、ディジタル方式における受信複ビーム形成に好適な装置を実現できる。次に、図８を参照して、受信信号に重み付けして、超音波ビームの不要応答を減らす、本発明の第４の実施例の構成を説明する。図８に示す実施例に係る装置では、複数方向遅延処理手段１０３の出力に、重み乗算器１２４を各チャンネルに配置してある。本実施例に係る超音波診断装置によれば、重みデータ発生手段１２３により、重み付けデータが各チャンネルに入力され、不要応答の少ない良好な受信ビームが形成される。
【００２９】
図９に、本発明の第５の実施例に係る装置の構成を示す。本実施例に係る装置では、予め設定したフォーカスデータに対し、生体内の音速の分布の不均一により生じるフォーカスのボケを補正することを可能とするものである。すなわち、各チャンネルの遅延処理された複素受信信号から、各チャンネル間における位相誤差を、位相乗算または相互相関により位相差を検出する位相誤差検出手段１２５により求め、受信ビーム形成制御手段１１１に位相差および位相差により変換された時間差をフィードバックし、受信ビーム形成制御条件を修正して、上述のフォーカスのボケを補正する。なお、この手法は、第１の実施例、第２の実施例、第３の実施例に適用可能である。
【００３０】
図１１に、本発明の第６の実施例に係る装置の構成を示す。本実施例は、上記の各実施例に係るものであって、ドップラ処理，血流の２次元カラー表示であるＣＦＭ(カラー フロー マッピング)処理では、通常、受信信号をベースバンドに落して処理することに鑑みて構成されたものである。本発明の信号処理方法では受信信号をベースバンドに落しているので、そのままＭＴＩ(固定物除去フィルタ：呼吸,心臓の動き等による血流以外の臓器等の動きは０周波近辺の低周波であり、アーチファクトとなるので、ハイパスフィルタにより 受信信号の低周波成分を除去する)１２８を通して、ＣＦＭ処理手段１２６，ドプラ(ＤＰ)処理手段１２７により、血流を検出できる。
【００３１】
以上、受信複ビーム形成について説明したが、単一受信ビームを形成する場合、累加処理後の信号処理を、１／ｍのシステムクロックで処理しても良いし、ＡＤＣのサンプリングクロックと同じ速度のシステムクロックのまま処理しても構わない。この累加処理後の信号処理の速度の変更は、ビーム形成制御手段の制御データの変更により実現できる。
なお、上記実施例は本発明の一例を示したものであり、本発明はこれに限定されるべきものではないことは言うまでもないことである。
例えば、上記各実施例の説明においては、簡単のために超音波振動子に１対１で受信処理回路（受信チャンネル）が接続される セクタ走査（セクタ走査では、送受波口径は 全超音波振動子により形成される）を、本発明の一例として説明したが、本発明はこれに限定されるべきものではないことは言うまでもない。
【００３２】
すなわち、セクタ走査以外に、例えば、リニア，コンベックス等の超音波探触子で、送受波を行う素子（超音波振動子）を選択する機能（送受波口径選択）を必要とする構成の超音波装置にも、上記各実施例に示した装置は同様に適用可能である。
本発明では、受信処理回路の数は受信口径を形成する超音波振動子の数だけあれば、１回の超音波の送波の後、受信口径を形成する各超音波振動子により得る受信信号から複数の超音波受信ビームを形成する処理を行うことができる。
【００３３】
【発明の効果】
以上、詳細に説明した如く、本発明によれば、ディジタル方式における受信複ビーム形成に好適な超音波診断装置、特に、複数の信号処理回路を用いずに受信複ビームを形成可能な超音波診断装置を実現できるという顕著な効果を奏するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施例に係る超音波診断装置の要部構成を示す図である。
【図２】第２の実施例に係る超音波診断装置の要部構成を示す図である。
【図３】第２の実施例のタイムシーケンスチャートである。
【図４】第１の波形変換手段の構成例を示す図である。
【図５】累加手段の構成例を示す図である。
【図６】第２の波形変換手段の構成例を示す図である。
【図７】第３の実施例に係る超音波診断装置の要部構成を示す図である。
【図８】第４の実施例に係る超音波診断装置の要部構成を示す図である。
【図９】第５の実施例に係る超音波診断装置の要部構成を示す図である。
【図１０】累加波形図の例を示す図である。
【図１１】第６の実施例についての構成図である。
【図１２】従来例に係る超音波信号処理装置の要部構成を示す図である。
【図１３】従来例に係る超音波信号処理装置の受信複ビーム形成例の説明図である。
【図１４】第３の実施例のタイムシーケンスチャートである。
【符号の説明】
１００ ＡＤＣ
１０１ 第１の波形変換手段
１０２ 累加手段
１０３ 複数方向遅延処理手段
１０４ 超音波振動子
１０５ 加算手段
１０６ 包絡線変換手段
１０７ ＤＳＣ
１０８ 表示手段
１０９ サンプリング信号発生手段
１１０ ディジタル参照信号発生手段
１１１ ビーム形成制御手段
１１２，１１３ ディジタル乗算器
１１４ ラツチ
１１５ 加算器
１１６ 乗算器
１１７ 一時記憶手段
１１８ 第２の波形変換手段
１１９ 遅延手段
１２０ 一時記憶制御手段
１２１ 位相補正信号発生手段
１２２ 遅延制御手段
１２３ 重み発生手段
１２４ 重み乗算器
１２５ 遅延量，位相量誤差検出手段
１２６ ＣＦＭ処理手段
１２７ ＤＰ処理手段
１２８ ＭＴＩ
１２９ 受信ビーム形成手段
１３０ 送信ビーム
１３１ａ ａ方向受信ビーム
１３１ｂ ｂ方向受信ビーム
１３２ 受信処理手段
Claims (7)
- 反射超音波信号を受信する受信口径を形成する複数の超音波振動子と、前記受信口径を形成する前記各超音波振動子に１対１で接続される受信信号処理回路と、前記各超音波振動子による受信信号のサンプリングのためのサンプリング信号発生手段と、ディジタル参照信号を発生するディジタル参照信号発生手段と、１回の超音波の送信の後、前記受信口径を形成する前記各超音波振動子による受信信号から、複数方向の超音波受信ビームを時分割処理により形成するための制御を行うビーム形成制御手段と、前記受信信号処理回路の出力を加算する加算手段と、当該加算手段の出力を包絡線信号に変換する手段とを有し、 前記各受信信号処理回路は、前記超音波振動子による受信信号をサンプリングしてディジタル化するディジタル化手段と、当該ディジタル化手段に１対１で接続される第１の波形変換手段であり、当該ディジタル化手段によるディジタル受信信号と所定周波数の９０°位相差をもつ２つの前記ディジタル参照信号とを乗算して前記ディジタル受信信号を複素化して前記ディジタル受信信号の周波数を移動させる前記第１の波形変換手段と、当該第１の波形変換手段に１対１で接続される累加処理手段であり、当該第１の波形変換手段により変換された受信信号を前記サンプリングの周期より長い時間長について累加処理して累加信号を得る前記累加処理手段と、当該累加処理手段に１対１で接続される一時記憶手段であり、前記累加信号を一時的に記憶する一時記憶手段と、当該一時記憶手段に１対１で接続される第２の波形変換手段であり、当該一時記憶手段から出力された前記累加信号に位相回転を付与する前記第２の波形変換手段と、当該第２の波形変換手段に１対１で接続される遅延手段であり、当該第２の波形変換手段の出力に遅延時間を付与し、前記超音波振動子と目的フォーカス位置との間の距離差による超音波の伝搬時間差を補正する前記遅延手段とを具備し、前記ビーム形成制御手段は、前記各一時記憶手段からの前記累加信号の出力を制御する一時記憶制御手段と、前記一時記憶手段から出力された前記累加信号に付与する前記位相回転を発生する位相補正信号発生手段と、前記各遅延手段の出力を前記サンプリングの周期の所定の整数倍だけ、時間を遅らせて出力させるように制御する遅延制御手段とを具備し、前記ビーム形成制御手段は、前記一時記憶制御手段、前記位相補正信号発生手段、前記遅延制御手段を制御し、前記各一時記憶手段からの前記累加信号の出力順が制御され、前記各受信信号処理回路からの位相補正、時間遅延された受信信号の出力順が保持され、前記加算手段により加算され、１回の超音波の送波に対応して、前記受信口径を形成する前記各超音波振動子による受信信号から、複数方向の前記超音波受信ビームを時分割処理により形成することを特徴とする超音波診断装置。
- 前記各受信信号処理回路で遅延処理された受信信号の間の位相差を検出する位相差検出手段を有し、前記ビーム形成制御手段に、前記位相差および前記位相差により変換された時間差をフィードバックして、前記超音波受信ビームの形成条件を修正して、予め設定したフォーカスデータに対し、生体内の音速の分布の不均一により生じるフォーカスのボケを補正することを特徴とする請求項１に記載の超音波診断装置。
- 反射超音波信号を受信する受信口径を形成する複数の超音波振動子と、前記受信口径を形成する前記各超音波振動子に１対１で接続される受信信号処理回路と、前記各超音波振動子による受信信号のサンプリングのためのサンプリング信号発生手段と、ディジタル参照信号を発生するディジタル参照信号発生手段と、１回の超音波の送信の後、前記受信口径を形成する前記各超音波振動子による受信信号から、複数方向の超音波受信ビームを時分割処理により形成するための制御を行うビーム形成制御手段と、前記各受信信号処理回路の出力を加算する加算手段と、当該加算手段の出力を包絡線信号に変換する手段とを有し、前記各受信信号処理回路は、前記超音波振動子による受信信号をサンプリングしてディジタル化するディジタル化手段と、当該ディジタル化手段に１対１で接続される第１の波形変換手段であり、当該ディジタル化手段によるディジタル受信信号と所定周波数の９０°位相差をもつ２つの前記ディジタル参照信号とを乗算して前記ディジタル受信信号を複素化して前記ディジタル受信信号の周波数を移動させる前記第１の波形変換手段と、当該第１の波形変換手段に１対１で接続される累加処理手段であり、当該第１の波形変換手段により変換された受信信号を前記サンプリングの周期より長い時間長について累加処理して累加信号を得る前記累加処理手段と、当該累加処理手段に１対１で接続される遅延手段であり、当該累加処理手段の出力に遅延時間を付与し、前記超音波振動子と目的フォーカス位置との間の距離差による超音波の伝搬時間差を補正する前記遅延手段と、当該遅延手段に１対１で接続される第２の波形変換手段であり、当該遅延手段から出力された信号に位相回転を付与する前記第２の波形変換手段とを具備し、前記ビーム形成制御手段は、前記各遅延手段の出力を前記サンプリングの周期の所定の整数倍だけ、時間を遅らせて出力させるように制御する遅延制御手段と、前記遅延手段から出力された前記累加信号に付与する前記位相回転を発生する位相補正信号発生手段とを具備し、前記ビーム形成制御手段は、前記遅延制御手段、前記位相補正信号発生手段を制御し、前記各遅延手段からの前記累加信号の出力順が制御され、前記各受信信号処理回路からの時間遅延、位相補正された受信信号の出力順が保持され、受波ビームの作成順番が保持され、前記加算手段により加算され、１回の超音波の送波に対応して、前記受信口径を形成する前記各超音波振動子による受信信号から、複数方向の前記超音波受信ビームを時分割処理により形成することを特徴とする超音波診断装置。
- 前記各受信信号処理回路の出力に振幅重みを課す手段を有することを特徴とする請求項３に記載の超音波診断装置。
- 前記各受信信号処理回路で位相回転処理された受信信号の間の位相差を検出する位相差検出手段を有し、前記ビーム形成制御手段に、前記位相差および前記位相差により変換された時間差をフィードバックして、前記超音波受信ビームの形成条件を修正して、予め設定したフォーカスデータに対し、生体内の音速の分布の不均一により生じるフォーカスのボケを補正することを特徴とする請求項３に記載の超音波診断装置。
- 前記加算手段による受信信号の低周波成分を除去する固定物除去フィルタ、ドップラ処理手段、および血流の２次元表示のためのカラーフローマッピング処理手段を有することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の超音波診断装置。
- 反射超音波信号を受信する受信口径を形成する複数の超音波振動子と、前記受信口径を形成する前記各超音波振動子に１対１で接続される受信信号処理回路と、前記各超音波振動子による受信信号のサンプリングのためのサンプリング信号発生手段と、ディジタル参照信号を発生するディジタル参照信号発生手段と、１回の超音波の送信の後、前記受信口径を形成する前記各超音波振動子による受信信号から、第１および第２の方向の超音波受信ビームを時分割処理により形成するための制御を行うビーム形成制御手段と、前記各受信信号処理回路の出力を加算する加算手段と、当該加算手段の出力を包絡線信号に変換する手段とを有し、前記各受信信号処理回路は、前記超音波振動子による受信信号をサンプリングしてディジタル化するディジタル化手段と、当該ディジタル化手段に１対１で接続される第１の波形変換手段であり、当該ディジタル化手段によるディジタル受信信号と所定周波数の９０°位相差をもつ２つの前記ディジタル参照信号とを乗算して前記ディジタル受信信号を複素化して前記ディジタル受信信号の周波数を移動させる前記第１の波形変換手段と、当該第１の波形変換手段に１対１で接続される累加処理手段であり、当該第１の波形変換手段により変換された受信信号を前記サンプリングの周期より長い時間長について累加処理して累加信号を得る前記累加処理手段と、当該累加処理手段に１対１で接続される遅延手段であり、当該累加処理手段の出力に遅延時間を付与し、前記超音波振動子と目的フォーカス位置との間の距離差による超音波の伝搬時間差を補正する前記遅延手段と、当該遅延手段に１対１で接続される第２の波形変換手段であり、当該遅延手段から出力された信号に位相回転を付与する前記第２の波形変換手段とを具備し、前記ビーム形成制御手段は、前記各遅延手段の出力を、基準とする前記受信信号処理回路によるチャンネルに対して、前記サンプリングの周期の所定の整数倍だけ、時間を遅らせて出力させるように制御を行い、前記サンプリング信号発生手段による偶数番目のサンプリング信号で前記第１の方向の受波ビームを形成するための前記各遅延手段の出力を行い、前記サンプリング信号発生手段による奇数番目のサンプリング信号で前記第２の方向の受波ビームを形成するための前記各遅延手段の出力を行う遅延制御手段と、前記遅延手段から出力された前記累加信号に付与する前記位相回転を発生する位相補正信号発生手段とを具備し、前記ビーム形成制御手段は、前記遅延制御手段、前記位相補正信号発生手段を制御し、前記各遅延手段からの前記累加信号の出力順が制御され、前記各受信信号処理回路からの時間遅延、位相補正された受信信号の出力順が保持され、受波ビームの作成順番が保持され、前記加算手段により加算され、１回の超音波の送波に対応して、前記受信口径を形成する前記各超音波振動子による受信信号から、前記第１および第２の方向の前記超音波受信ビームを時分割処理により形成することを特徴とする超音波診断装置。
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