WO2019229895A1 - 超音波測距装置 - Google Patents

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WO2019229895A1
WO2019229895A1 PCT/JP2018/020828 JP2018020828W WO2019229895A1 WO 2019229895 A1 WO2019229895 A1 WO 2019229895A1 JP 2018020828 W JP2018020828 W JP 2018020828W WO 2019229895 A1 WO2019229895 A1 WO 2019229895A1
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correlation function
signal
frequency
received signal
transmission signal
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PCT/JP2018/020828
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English (en)
French (fr)
Inventor
武史 羽鳥
敏 川村
井上　悟
幹次 北村
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三菱電機株式会社
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/52—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00
    • G01S7/523—Details of pulse systems
    • G01S7/526—Receivers

Definitions

  • the present invention relates to an ultrasonic distance measuring device that determines the distance to an obstacle by measuring the propagation time of ultrasonic waves.
  • the ultrasonic wave propagation time can be obtained by transmitting an ultrasonic wave toward the obstacle and receiving the ultrasonic wave reflected by the obstacle (hereinafter also referred to as a reflected wave). Since the propagation speed of the ultrasonic wave in the medium is constant, the distance to the obstacle in the medium can be obtained. Based on this principle, the ultrasonic distance measuring device multiplies the propagation time by the propagation velocity to determine the distance that the ultrasonic wave reciprocates, and calculates 1/2 of the determined distance as the distance to the obstacle. In this ultrasonic distance measuring device, it is important to correctly measure the time when the reflected wave from the obstacle arrives due to the measurement principle.
  • An ultrasonic range finder for automobiles uses a low-cost, small-sized ultrasonic sensor placed inside a bumper to transmit and receive ultrasonic waves, calculate correlations, and use digital communication to determine the time when peak values are observed. It is desired to transmit to a distance measurement ECU (Electronic Control Unit).
  • the frequency of the ultrasonic wave used at this time is 20 kHz or more, and is a high-frequency sound wave that cannot be heard by humans.
  • the ultrasonic distance measuring device stores the received signal obtained by A / D (Analog Digital) conversion for the time required for the ultrasonic wave to reciprocate between obstacles Need to remember. Further, in order to detect a reflected wave included in a signal from the ultrasonic sensor, it is necessary to increase the sampling frequency of A / D conversion. However, when the sampling frequency is increased, a large amount of memory is required and the amount of calculation increases.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to make it possible to detect a reflected wave contained in a received signal even when the sampling frequency of the received signal is lowered.
  • An ultrasonic distance measuring device transmits an ultrasonic wave corresponding to a transmission signal, receives an ultrasonic wave reflected by an obstacle and outputs an analog signal, and n is 3 or less.
  • the analog-to-digital converter that outputs the received signal by converting the analog signal to analog at a sampling frequency 4n times the frequency of the transmitted signal, and the correlation for calculating the correlation function between the received signal and the transmitted signal
  • a distance measuring unit that calculates the distance to the obstacle based on the time when the peak value of the amplitude of the correlation function is detected.
  • a correlation function between a reception signal and an A / D conversion signal that is A / D converted at a sampling frequency 4n times the frequency of the transmission signal is calculated, and two sampling values separated by n of the correlation function are squared. Since the correlation function amplitude is calculated by adding the values, the reflected wave contained in the received signal can be detected even if the sampling frequency of the received signal is lower than the conventional one.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of an ultrasonic distance measuring apparatus according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of a signal processing circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a graph for explaining processing of a detection unit in the first embodiment.
  • 4A is a diagram illustrating an example in which the correlation function calculation unit uses linear convolution in Embodiment 1
  • FIG. 4B is a diagram illustrating an example in which cyclic convolution is used.
  • 5A to 5D are graphs showing signal waveforms related to the calculation of the correlation function by the correlation function calculation unit of the first embodiment.
  • 6A to 6F are graphs showing the results of the discrete Fourier transform performed by the correlation function calculation unit according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of an ultrasonic distance measuring apparatus according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of a signal processing circuit according to
  • FIG. 7A is a graph showing the result of convolution by the correlation function calculation unit of the first embodiment
  • FIG. 7A is the result of linear convolution
  • FIG. 7B is the result of cyclic convolution.
  • 6 is a diagram illustrating an example in which a received signal is divided into blocks in a correlation function calculation unit according to Embodiment 1.
  • FIG. 9A to 9F are graphs showing the influence of the Doppler effect on the DFT result by the correlation function calculation unit of the first embodiment.
  • 6 is a graph showing a waveform without Doppler compensation and a waveform with Doppler compensation of a transmission signal DFT result by the correlation function calculation unit according to the first embodiment.
  • 11A is a graph showing a waveform without Doppler compensation of a correlation function calculation result by the correlation function calculation unit of Embodiment 1
  • FIG. 11B is a graph showing a waveform with Doppler compensation.
  • 12A to 12D are graphs showing signal waveforms related to the calculation of the correlation function by the correlation function calculation unit of the first embodiment.
  • 13A to 13F are graphs showing the results of DFT performed by the correlation function calculation unit according to the first embodiment.
  • 6 is a graph showing a waveform without Doppler compensation and a waveform with Doppler compensation of a transmission signal DFT result by the correlation function calculation unit according to the first embodiment.
  • FIG. 15A is a graph showing a waveform without Doppler compensation of a correlation function calculation result in the correlation function calculation unit of Embodiment 1
  • FIG. 15B is a graph showing a waveform with Doppler compensation.
  • FIG. 16A to FIG. 16C are graphs showing waveforms of transmission signals used for correlation function calculation by the correlation function calculation unit of the first embodiment.
  • 17A to 17D are graphs showing signal waveforms related to the calculation of the correlation function by the correlation function calculation unit of the first embodiment.
  • 18A to 18F are graphs showing DFT results obtained by the correlation function calculation unit of the first embodiment.
  • 6 is a graph showing a waveform without Doppler compensation and a waveform with Doppler compensation of a transmission signal DFT result by the correlation function calculation unit according to the first embodiment.
  • FIG. 20A is a graph showing a waveform without Doppler compensation of a correlation function calculation result by the correlation function calculator of Embodiment 1
  • FIG. 20B is a graph showing a waveform with Doppler compensation.
  • 6 is a graph illustrating an example of sampling of a sin component and a cos component of a reception signal by the correlation function calculation unit according to the first embodiment.
  • 6 is a flowchart illustrating an example of sampling operation of a sin component and a cos component of a reception signal by a correlation function calculation unit according to the first embodiment.
  • 3 is a graph showing a relationship between a phase ⁇ of a received signal and a frequency difference ⁇ f in the first embodiment.
  • 6 is a block diagram illustrating a configuration example of a signal processing circuit according to a second embodiment.
  • FIG. It is a figure which shows the hardware structural example of the signal processing circuit which concerns on each embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of an ultrasonic distance measuring apparatus 10 according to the first embodiment.
  • An ultrasonic distance measuring apparatus 10 shown in FIG. 1 is mounted on a vehicle and measures the distance between the vehicle and an obstacle 7 around the vehicle.
  • the ultrasonic distance measuring device 10 includes one or more ultrasonic sensors 1.
  • the ultrasonic sensor 1 includes a transmission element 2, a reception element 3, and a signal processing circuit 4.
  • the transmission element 2 transmits an ultrasonic wave corresponding to the transmission signal.
  • the receiving element 3 receives the reflected wave reflected by the obstacle 7 from the ultrasonic wave transmitted by the transmitting element 2, and outputs a voltage corresponding to the reflected wave (hereinafter referred to as an analog signal).
  • One element may realize both functions of the transmitting element 2 and the receiving element 3.
  • the signal processing circuit 4 applies a voltage corresponding to the transmission signal to the transmission element 2 and also performs signal processing on the analog signal output from the reception element 3 to detect an amplitude peak value and the like. Then, the signal processing circuit 4 transmits information such as the peak value and the time when the peak value is detected to the distance measurement ECU 5 by digital communication.
  • the distance measurement ECU 5 receives information from the signal processing circuit 4, and the distance to the obstacle 7 based on the time when the transmitting element 2 transmits the ultrasonic wave and the time when the peak value is detected in the signal processing circuit 4. Is calculated.
  • the distance measurement ECU 5 transmits the calculated distance information to the obstacle 7 to the vehicle control ECU 6 through an in-vehicle LAN (Local Area Network).
  • LAN Local Area Network
  • the vehicle control ECU 6 receives distance information from the distance measurement ECU 5 and controls the vehicle based on the distance to the obstacle 7 to realize functions such as automatic parking of the vehicle, automatic braking, or erroneous start prevention. To do.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the signal processing circuit 4 according to the first embodiment.
  • the signal processing circuit 4 includes an analog filter unit 401, an A / D conversion unit 402, a digital filter unit 403, a correlation function calculation unit 404, a detection unit 405, a waveform extraction unit 413, a communication processing unit 410, and a transmission processing unit 411. .
  • the analog filter unit 401, the A / D conversion unit 402, and the transmission processing unit 411 are analog circuits.
  • the digital filter unit 403, the correlation function calculation unit 404, the detection unit 405, the waveform extraction unit 413, and the communication processing unit 410 are digital circuits.
  • the analog filter unit 401 performs a process of simultaneously blocking a high frequency and a low frequency with respect to the frequency of the transmission signal out of the analog signal from the receiving element 3, that is, so-called band-pass filtering.
  • the analog filter unit 401 amplifies the analog signal.
  • the A / D conversion unit 402 samples the analog signal output from the analog filter unit 401 at a predetermined sampling frequency or the sampling frequency notified from the transmission processing unit 411, converts the analog signal into a digital signal (hereinafter referred to as “digital signal”). , Referred to as a received signal).
  • the sampling frequency is 4n times the frequency of the transmission signal, where n is a positive integer of 3 or less.
  • the A / D conversion unit 402 can ensure the reproducibility of the waveform of the reflected wave in the received signal by A / D converting the analog signal at a sampling frequency that is four times or more the frequency of the transmission signal.
  • the A / D conversion unit 402 can prevent an increase in the data amount of the reception signal by performing A / D conversion on the analog signal at a sampling frequency that is 12 times or less the frequency of the transmission signal.
  • the signal processing circuit 4 processes the digital signal at a stage subsequent to the A / D conversion unit 402. Since digital processing cannot remove a frequency of 1/2 or more of the sampling frequency, the analog filter unit 401 needs to remove noise having a frequency of 1/2 or more of the sampling frequency.
  • the digital filter unit 403 removes noise by performing band-pass filtering that extracts a signal in the vicinity of the frequency of the transmission signal from the reception signal.
  • Correlation function calculation section 404 convolves and integrates the transmission signal from communication processing section 410 and the reception signal from digital filter section 403 to calculate a correlation function. Note that the sampling frequency of the transmission signal is the same as the sampling frequency of the reception signal. Details of the correlation function calculation unit 404 will be described later.
  • the detection unit 405 squares and adds two samples separated by n in the time series data, which is the calculation result of the correlation function, and obtains the square value of the amplitude of the correlation function.
  • FIG. 3 is a graph illustrating the processing of the detection unit 405 in the first embodiment. The vertical axis of the graph is amplitude, and the horizontal axis is time. In the example of FIG. 3, it is assumed that the A / D conversion unit 402 samples an analog signal at four times the frequency of the transmission signal.
  • the correlation function is assumed to be a sine wave of a (t) ⁇ sin (2 ⁇ ft + ⁇ ). a is the amplitude, t is the sampling time, f is the frequency of the transmission signal, and ⁇ is the initial phase.
  • the detection unit 405 obtains a (t1) 2 as the square value of the amplitude of the sampling time t1 in the correlation function, obtains a (t2) 2 as the square value of the sampling time t2, and squares the amplitude of the sampling time t3.
  • a (t3) 2 is obtained as a value.
  • the waveform extraction unit 413 determines information to be transmitted to the distance measurement ECU 5 using the time series data of the squared amplitude value of the correlation function detected by the detection unit 405, and outputs the determined information to the communication processing unit 410. Specifically, the waveform extraction unit 413 detects the peak value in the time-series data of the amplitude square value of the correlation function, and uses the peak value and the time when the peak value is detected as information to be transmitted to the distance measurement ECU 5. . The time when this peak value is detected is the time when the ultrasonic wave transmitted from the transmitting element 2 is reflected by the obstacle 7 and returned to the receiving element 3.
  • the waveform extraction unit 413 may include all time series data of square amplitude values or data obtained by thinning out all time series data in the information transmitted to the distance measurement ECU 5.
  • the communication processing unit 410 performs digital communication with the distance measurement ECU 5.
  • the communication processing unit 410 transmits information from the waveform extraction unit 413 to the distance measurement ECU 5. Further, the communication processing unit 410 receives information such as the frequency of the transmission signal from the distance measurement ECU 5 and outputs the information to the correlation function calculation unit 404 and the transmission processing unit 411.
  • the transmission processing unit 411 controls the voltage waveform applied to the transmission element 2 using information on the transmission signal from the communication processing unit 410.
  • the transmission processing unit 411 may modify the voltage waveform applied to the transmission element 2 such as modulating the transmission signal.
  • the transmission processing unit 411 may notify the A / D conversion unit 402 of a frequency that is 4n times the frequency of the transmission signal as a sampling frequency.
  • the correlation function calculation unit 404 calculates the correlation function w using the following equation (1).
  • u is a transmission signal, and v is a reception signal.
  • the correlation function calculation unit 404 performs discrete convolution using Expression (1).
  • the convolution calculation method for calculating the correlation function includes linear convolution and circular convolution.
  • FIG. 4A shows an example in which the correlation function calculation unit 404 uses linear convolution in the first embodiment.
  • the correlation function calculation unit 404 calculates Equation (1) when calculating the correlation function using linear convolution.
  • FIG. 4B shows an example in which the correlation function calculation unit 404 uses cyclic convolution in the first embodiment.
  • n is the data length of the transmission signal
  • m is the data length of the reception signal.
  • correlation function calculation section 404 performs discrete Fourier transform (DFT) on the transmission signal and the reception signal, multiplies the DFT result of the transmission signal and the DFT result of the reception signal, and discretes the result of the multiplication.
  • DFT discrete Fourier transform
  • FIG. 5 is a graph showing signal waveforms related to the calculation of the correlation function by the correlation function calculation unit 404 of the first embodiment.
  • FIG. 5A is a waveform of a transmission signal
  • FIG. 5B is a waveform of a reflected wave
  • FIG. FIG. 5D shows the waveform of the received signal.
  • the vertical axis of each graph is amplitude
  • the horizontal axis is time.
  • An ultrasonic wave having a waveform equivalent to the waveform of the transmission signal shown in FIG. 5A is transmitted from the transmission element 2.
  • This ultrasonic wave collides with the obstacle 7 and is reflected to become a reflected wave, and returns to the receiving element 3 after a certain delay time (for example, 1.5 msec) as shown in FIG. 5B. Since noise as shown in FIG. 5C is superimposed on the receiving element 3, the waveform of the received signal becomes a waveform in which reflected waves and noise are mixed as shown in FIG. 5D.
  • the sampling frequency of each waveform is 480 kHz
  • the data length is 1024
  • the frequency of the transmission signal is 48 kHz.
  • the amplitudes of the transmission signal, reflected wave, and noise are ⁇ 1.
  • the reflected wave returning to the receiving element 3 has a waveform that is greatly attenuated with respect to the ultrasonic wave transmitted from the transmitting element 2.
  • the correlation function calculation unit 404 sets the data lengths of the transmission signal and the reception signal for the efficiency of the FFT. It is desirable to make it a power of two. Further, as shown in FIG. 5A, correlation function calculation section 404 adds “0” to the rear part of the transmission signal so that the data length of the transmission signal is the same as the data length of the reception signal.
  • linear convolution does not have this limitation.
  • FIG. 6 is a graph showing the results of DFT performed by the correlation function calculation unit 404 according to the first embodiment.
  • FIG. 6A shows the amplitude of the transmission signal
  • FIG. 6B shows the phase of the transmission signal
  • FIG. 6C shows the amplitude of the reception signal
  • FIG. I s the phase of the received signal
  • FIG. 6E is the amplitude of the correlation function
  • FIG. 6F is the phase of the correlation function.
  • the vertical axis of the amplitude graph is displayed as “dB”
  • the vertical axis of the phase graph is displayed as “rad”.
  • the horizontal axis of each graph is frequency.
  • the result of DFT is folded back at a Nyquist frequency that is a half of the sampling frequency of 480 kHz, and becomes a complex conjugate.
  • the DFT result display is limited to the Nyquist frequency.
  • the DFT results of the transmission signal, the reception signal, and the correlation function shown in FIGS. 6A, 6C, and 6E all have a peak around 48 kHz that is the same as the frequency of the transmission signal.
  • FIG. 7 is a graph showing the result of convolution by the correlation function calculation unit 404 of the first embodiment
  • FIG. 7A shows the result of linear convolution
  • FIG. 7B shows the result of cyclic convolution.
  • the vertical axis of the graph is amplitude
  • the horizontal axis is time.
  • the correlation function shown in FIG. 7A calculated using linear convolution and the correlation function shown in FIG. 7B calculated using circular convolution are the same.
  • FIGS. 7A and 7B start.
  • the transmission signal When the transmission signal is shifted to the position of 1.5 ms, the transmission signal and the reflected wave are completely overlapped, and the amplitude value of the correlation function becomes maximum at 1.5 ms.
  • the waveform of the correlation function shown in FIGS. 7A and 7B is compared with the waveform of the received signal shown in FIG. 5D, the correlation function shows a sharper peak at a position of 1.5 ms than the received signal. It is easy to detect the position, that is, the time when the reflected wave returns to the receiving element 3.
  • the correlation function calculation unit 404 performs a convolution operation without processing the transmission signal and the reception signal. That is, the transmission signal and the reception signal are not subjected to preprocessing corresponding to the digital filter unit 403 in FIG. As described above, when the correlation function calculation unit 404 calculates the correlation function, the ultrasonic distance measuring device 10 can remove noise without performing preprocessing such as filtering.
  • the correlation function calculation unit 404 stores a received signal having a certain data length during the FFT of the circular convolution, and performs a batch process for processing the whole.
  • FIG. 5D illustrates a short received signal of about 2.1 ms for the sake of simplicity.
  • ultrasonic distance measurement used in vehicles requires longer distance measurement, and the amount of received signal data is enormous.
  • a large amount of memory is required to perform FFT on the entire received signal having a huge amount of data at one time. Installing a large amount of memory on the ultrasonic distance measuring device 10 is a heavy burden when aiming at a low price. Therefore, it is desirable that correlation function calculation section 404 divides the received signal into a plurality of blocks and performs circular convolution for each block. By dividing the received signal into a plurality of blocks, the memory may have an amount necessary for FFT of one block.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example in which the received signal is divided into blocks in the correlation function calculation unit 404 according to the first embodiment.
  • the correlation function calculation unit 404 divides the received signal into a plurality of blocks like the first block and the second block. At that time, the correlation function calculation unit 404 divides the received signal so that each block has an overlap equal to or longer than the length of the transmission signal so that the reflected wave included in the received signal is not divided at the block breaks.
  • the correlation function calculation unit 404 needs to perform DFT for each block of the received signal, but for the transmission signal, DFT only needs to be performed once when performing circular convolution with the first block of the received signal. When performing circular convolution with the second and subsequent blocks, the result of the DFT can be reused. Therefore, the calculation amount of the circular convolution can be reduced.
  • the correlation function calculation unit 404 uses the FFT for the circular convolution DFT, so that when the data length increases, the correlation function calculation unit 404 has a smaller calculation load than the linear convolution, and can perform the calculation at a higher speed.
  • the linear convolution and the circular convolution are compared with respect to the number of multiplications.
  • the linear convolution does not need to block the received signal, but uses one block of the received signal for comparison. Assuming that the data length of the transmission signal is N and the effective data length of one block of the reception signal is M, each block of the reception signal has an overlap at the rear of the block, so the length is (N + M).
  • the number of multiplications is NM because there is no need to calculate the overlap.
  • both the transmission signal and the reception signal are subjected to FFT.
  • the correlation function calculation unit 404 performs FFT of the transmission signal only once and FFT of the reception signal as many times as the number of blocks. Therefore, the number of multiplications in the circular convolution is obtained by IDFT of the number of multiplications at the time of FFT of the reception signal, the number of multiplications at the time of multiplication of the FFT result of the reception signal and the FFT result of the transmission signal, and the result of multiplication. This is the sum of the number of times of multiplication.
  • the number of multiplications during FFT is log 2 (N + M) ⁇ (N + M)
  • the number of multiplications during IDFT is also log 2 (N + M) ⁇ (N + M)
  • the number of multiplications when multiplying the FFT result and the FFT result of the transmission signal is (N + M). Therefore, in the case of circular convolution, the number of multiplications is 2 (N + M) ⁇ log 2 (N + M) + (N + M). If N increases, NM> 2 (N + M) ⁇ log 2 (N + M) + (N + M) will eventually be reached. Therefore, if N is large, if the effective data length M for one block of the received signal is set large, linear convolution can be used. Cyclic convolution requires less computation.
  • the correlation function calculation unit 404 may use linear convolution when the data length N of the transmission signal is less than a predetermined threshold, and may use cyclic convolution when the data length N is equal to or greater than the threshold.
  • the Doppler compensation at the time of cyclic convolution by the correlation function calculation unit 404 will be described.
  • the Doppler compensation at the time of linear convolution will be described later.
  • the frequency of the reflected wave is shifted by the Doppler effect.
  • the correlation function calculation unit 404 compensates for the frequency shift of the reflected wave due to the Doppler effect by performing Doppler compensation on the transmission signal.
  • FIG. 9 is a graph showing the influence of the Doppler effect on the DFT result by the correlation function calculation unit 404 of Embodiment 1
  • FIG. 9A is the amplitude of the transmission signal
  • FIG. 9B is the phase of the transmission signal
  • FIG. 9C is the phase of the reception signal
  • 9D shows the phase of the received signal
  • FIG. 9E shows the amplitude of the correlation function
  • FIG. 9F shows the phase of the correlation function.
  • the vertical axis of the amplitude graph is displayed as “dB”
  • the vertical axis of the phase graph is displayed as “rad”.
  • the horizontal axis of each graph is frequency.
  • the sampling frequency of each graph in FIG. 9 and FIGS. 10 and 11 described later is 480 kHz.
  • the peak frequency fs (48 kHz) of the transmission signal and the peak frequency fr of the reception signal shift due to the Doppler effect.
  • correlation function calculation section 404 performs DFT on the transmission signal in the circular convolution of FIG. 4B, and then corrects the frequency axis of the DFT result of the transmission signal using the frequency change rate rd. At this time, correlation function calculation section 404 shifts the frequency range below the Nyquist frequency in the DFT result of the transmission signal by the frequency change rate rd in the frequency axis direction. Correlation function calculation section 404 folds the frequency range equal to or higher than the Nyquist frequency in the DFT result of the transmission signal symmetrically with the Nyquist frequency as the axis of symmetry to make a complex conjugate.
  • FIG. 10 is a graph showing a waveform without Doppler compensation and a waveform with Doppler compensation of the transmission signal DFT result by the correlation function calculation unit 404 of the first embodiment.
  • the vertical axis of the graph is amplitude “dB”, and the horizontal axis is frequency “Hz”.
  • FIG. 11A is a graph showing a waveform without Doppler compensation of a correlation function calculation result by the correlation function calculation unit 404 of Embodiment 1
  • FIG. 11B is a graph showing a waveform with Doppler compensation.
  • the vertical axis of each graph is amplitude, and the horizontal axis is time.
  • the peak is about the same as the noise, and the detection of the reflected wave included in the received signal is as follows. Have difficulty.
  • FIG. 11B when the DFT result of the received signal is multiplied by the DFT result of the transmission signal after Doppler compensation, a peak larger than noise is detected at the position of the reflected wave (around 1.5 ms). Is done.
  • FIGS. 12A to 12D, FIGS. 13A to 13F, FIG. 14, and FIGS. 15A and 15B the correlation when the sampling frequency is lower than those of FIGS. 5 to 7 and FIGS. A calculation result by the function calculation unit 404 will be described.
  • the frequency of the transmission signal is 48 kHz
  • FIG. 12 is a graph showing signal waveforms related to the calculation of the correlation function by the correlation function calculation unit 404 according to the first embodiment.
  • FIG. 12A shows the waveform of the transmission signal
  • FIG. 12B shows the waveform of the reflected wave
  • FIG. FIG. 12D shows the waveform of the received signal.
  • the vertical axis of each graph is amplitude, and the horizontal axis is time.
  • the frequency of the reflected wave in FIG. 12B is shifted due to the Doppler effect.
  • the actual waveform of the ultrasonic wave transmitted from the transmitting element 2 is the same in FIG. 12A and FIG. 5A, but the transmission signal in FIG. 12A has a rough waveform because the sampling frequency is lower than that in FIG. 5A. .
  • FIG. 13 is a graph showing the results of DFT performed by the correlation function calculation unit 404 according to the first embodiment.
  • FIG. 13A shows the amplitude of the transmission signal
  • FIG. 13B shows the phase of the transmission signal
  • FIG. 13C shows the amplitude of the reception signal
  • FIG. 13E is the amplitude of the correlation function
  • FIG. 13F is the phase of the correlation function.
  • the vertical axis of the amplitude graph is displayed as “dB”
  • the vertical axis of the phase graph is displayed as “rad”.
  • the sampling frequency of each graph is 48 ⁇ 4 kHz. Compared to FIG. 8, the Nyquist frequency is lowered in FIG. 13 due to the lower sampling frequency, so that the low frequency region has a waveform expanded in the frequency axis direction.
  • FIG. 14 is a graph showing a waveform without Doppler compensation and a waveform with Doppler compensation of the transmission signal DFT result by the correlation function calculation unit 404 of the first embodiment.
  • the vertical axis of the graph is amplitude “dB”, and the horizontal axis is frequency “Hz”.
  • FIG. 15A is a graph showing a waveform without Doppler compensation of a correlation function calculation result by the correlation function calculation unit 404 of Embodiment 1
  • FIG. 15B is a graph showing a waveform with Doppler compensation.
  • the vertical axis of each graph is amplitude, and the horizontal axis is time. Comparing the graphs of FIG. 14, FIG. 15A and FIG. 15B with the graphs of FIG. 10, FIG. 11A and FIG.
  • the ultrasonic distance measuring device 10 can calculate the distance to the obstacle 7 with the same accuracy as when the sampling frequency of the A / D conversion unit 402 is four times the frequency of the transmission signal. It can be measured.
  • FIG. 16 is a graph showing a waveform of a transmission signal used for correlation function calculation in correlation function calculation section 404 of the first embodiment.
  • the frequency of the transmission signal is 48 kHz.
  • 16A shows a waveform with a sampling frequency of 48 ⁇ 10 kHz
  • FIG. 16B shows a waveform with a sampling frequency of 48 ⁇ 4 kHz
  • FIG. 16C shows a waveform obtained by binarizing the sampling value with a sampling frequency of 48 ⁇ 4 kHz.
  • the vertical axis of each graph is amplitude, and the horizontal axis is time.
  • the waveform sampled at 10 times the frequency of the transmission signal has almost no distortion from the waveform of the original transmission signal.
  • the waveform sampled at four times the frequency of the transmission signal is a rough waveform with no roundness compared to the waveform of FIG. 16A.
  • the correlation function calculation unit 404 may convert the amplitude of the transmission signal into three values “V”, “0”, and “ ⁇ V”.
  • the correlation function calculation unit 404 converts this sampling value to “+ V” when the sampling value is larger than the predetermined threshold thp, and converts this sampling value to “+ V” when it is smaller than another predetermined threshold thn that is equal to or smaller than the threshold thp. The value is converted to “ ⁇ V”, and when it is not less than the threshold thn and not more than the threshold thp, it is converted to “0”.
  • FIG. 17 is a graph showing signal waveforms related to the calculation of the correlation function by the correlation function calculation unit 404 according to the first embodiment.
  • FIG. 17A shows the waveform of the transmission signal
  • FIG. 17B shows the waveform of the reflected wave
  • FIG. FIG. 17D shows the waveform of the received signal.
  • the vertical axis of each graph is amplitude, and the horizontal axis is time.
  • the sampling frequency of each graph is 48 ⁇ 4 kHz.
  • the waveform of the transmission signal in FIG. 17A is a waveform obtained by binarizing the sampling value. Further, the frequency of the reflected wave in FIG. 17B is shifted due to the Doppler effect.
  • the actual ultrasonic waveform transmitted from the transmission element 2 is the same in FIG. 17A and FIG. 5A, but the transmission signal in FIG. 17A has a lower sampling frequency and is binarized compared to FIG. 5A. Therefore, the waveform is rough and large in distortion.
  • FIG. 18 is a graph showing the results of DFT performed by correlation function calculation section 404 of Embodiment 1,
  • FIG. 18A shows the amplitude of the transmission signal
  • FIG. 18B shows the phase of the transmission signal
  • FIG. 18C shows the amplitude of the reception signal
  • FIG. I s the phase of the received signal
  • FIG. 18E is the amplitude of the correlation function
  • FIG. 18F is the phase of the correlation function.
  • the vertical axis of the amplitude graph is displayed as “dB”
  • the vertical axis of the phase graph is displayed as “rad”.
  • the sampling frequency of each graph is 48 ⁇ 4 kHz, and the transmission signal is binarized. Compared to FIG. 9, the Nyquist frequency is lowered in FIG. 18 because the sampling frequency is lower, so that the low frequency region has a waveform expanded in the frequency axis direction.
  • FIG. 19 is a graph showing a waveform without Doppler compensation and a waveform with Doppler compensation of the transmission signal DFT result by the correlation function calculation unit 404 of the first embodiment.
  • the vertical axis of the graph is amplitude “dB”, and the horizontal axis is frequency “Hz”.
  • the sampling frequency is 48 ⁇ 4 kHz, and the transmission signal is binarized.
  • FIG. 20A is a graph showing a waveform without Doppler compensation
  • FIG. 20B is a graph showing a waveform with Doppler compensation, as a result of calculation of a correlation function by the correlation function calculation unit 404 according to the first embodiment.
  • the vertical axis of each graph is amplitude
  • the horizontal axis is time. As shown in FIG.
  • the ultrasonic distance measuring device 10 can measure the distance to the obstacle 7 even when the correlation function calculation unit 404 binarizes the transmission signal and calculates the correlation function. Further, the correlation function calculation unit 404 can reduce the calculation amount and the memory amount when calculating the correlation function by binarizing or ternarizing the transmission signal.
  • phase detection by the correlation function calculation unit 404 will be described.
  • a method will be described in which the A / D conversion unit 402 easily obtains the phase of a received signal when an analog signal is sampled and converted into a received signal at a frequency 4n times the frequency of the transmitted signal.
  • n 1.
  • FIG. 21 is a graph showing a sampling example of the sin component and the cos component of the received signal by the correlation function calculation unit 404 of the first embodiment.
  • the vertical axis of the graph is amplitude, and the horizontal axis is time.
  • the asterisk mark in the received signal indicates the sampling position, and the numerical value in parentheses indicates the remainder of 4 of the sampling number indicating the sampling order.
  • FIG. 22 is a flowchart illustrating an example of the sampling operation of the sin component and the cos component of the received signal by the correlation function calculation unit 404 according to the first embodiment.
  • Correlation function calculation section 404 repeats the operation shown in the flowchart of FIG. 22 for every four times the frequency of the transmission signal, that is, for every 90 degrees of the phase of the reception signal.
  • step ST1 the correlation function calculation unit 404 samples the amplitude value of the received signal and substitutes it for the current value.
  • the correlation function calculation unit 404 increments the sampling number.
  • step ST3 when the sampling number is larger than “3” (step ST3 “YES”), the correlation function calculation unit 404 sets the sampling number to “0” in step ST4, and proceeds to step ST5. On the other hand, if the sampling number is “3” or less (step ST3 “NO”), correlation function calculation section 404 proceeds to step ST5.
  • step ST5 when the sampling number is “3” (step ST5 “YES”), the correlation function calculation unit 404 extracts the current value as a sine component of the remainder [3] in step ST6, and returns to step ST1. .
  • step ST5 “NO”) correlation function calculation section 404 proceeds to step ST7.
  • step ST7 when the sampling number is “2” (step ST7 “YES”), the correlation function calculation unit 404 extracts ( ⁇ 1 ⁇ current value) as a cos component of the remainder [2] in step ST8. Return to step ST1. On the other hand, if the sampling number is not “2” (step ST7 “NO”), correlation function calculation section 404 proceeds to step ST9.
  • step ST9 when the sampling number is “1” (step ST9 “YES”), the correlation function calculation unit 404 extracts ( ⁇ 1 ⁇ current value) as a sine component of the remainder [1] in step ST10. Return to step ST1.
  • step ST9 “NO”) when the sampling number is not “1” (step ST9 “NO”), that is, when the sampling number is “0”, the correlation function calculation unit 404 converts the current value into the cos component of the remainder number [0] in step ST11. And return to step ST1.
  • the correlation function calculation unit 404 replaces the current value in step ST6, step ST8, step ST10, and step ST11 with (current value ⁇ previous value) ⁇ By using 2, the DC component may be removed.
  • the sin component and cos component for one period of the received signal extracted by the correlation function calculation unit 404 performing the operation shown in the flowchart of FIG. 22 are expressed by the following equation (2).
  • j is a remainder number.
  • the correlation function calculation unit 404 calculates the following expression (3) and the following expression (4) using the sin component and the cos component that are shifted from each other by 90 degrees in the following expression (2). ) And the following equation (4) are both satisfied as the phase ⁇ of the received signal.
  • the correlation function calculation unit 404 may determine the presence or absence of a reflected wave in the received signal using the amplitude value P. Further, the correlation function calculation unit 404 can stabilize these values and detect a specific signal by filtering the time series data of the phase ⁇ and the amplitude value P.
  • FIG. 23 illustrates the relationship between the phase ⁇ of the received signal and the frequency difference ⁇ f [rad / sec].
  • the vertical axis of the graph is phase, and the horizontal axis is time.
  • the function calculation unit 404 may be used for Doppler compensation at the time of linear convolution.
  • the correlation function calculation unit 404 may output information such as the phase ⁇ to the communication processing unit 410 as information to be transmitted to the distance measurement ECU 5.
  • the correlation function calculation unit 404 calculates the phase ⁇ before calculating Equation (1), and uses the change rate of the phase ⁇ to calculate the reflected wave frequency due to the Doppler effect. The shift amount is specified and the transmission signal is Doppler compensated. Subsequently, correlation function calculation section 404 calculates equation (1) using the received signal and the transmission signal after Doppler compensation.
  • the ultrasonic distance measuring device 10 includes the ultrasonic sensor 1, the signal processing circuit 4, and the distance measurement ECU 5.
  • the ultrasonic sensor 1 transmits an ultrasonic wave corresponding to the transmission signal, receives a reflected wave reflected by the obstacle 7 and outputs an analog signal.
  • the A / D converter 402 of the signal processing circuit 4 converts the analog signal from analog to digital at a sampling frequency 4n times the frequency of the transmission signal, and outputs a reception signal, where n is a positive integer of 3 or less.
  • the correlation function calculation unit 404 of the signal processing circuit 4 calculates a correlation function between the reception signal and the transmission signal.
  • the detection unit 405 of the signal processing circuit 4 calculates the amplitude of the correlation function by squaring and adding two sampling values separated by n from the correlation function.
  • the waveform extraction unit 413 of the signal processing circuit 4 detects the peak value of the amplitude of the correlation function.
  • the distance measurement ECU 5 calculates the distance to the obstacle 7 based on the time when the peak value of the amplitude of the correlation function is detected.
  • correlation function calculation section 404 of Embodiment 1 converts V into a binary value of V and ⁇ V, or a binary value of V, 0, and ⁇ V, using V as a positive real number, and receives the received signal. And the correlation function of the converted transmission signal. Thereby, the memory amount and calculation amount in the ultrasonic distance measuring device 10 can be further reduced.
  • the correlation function calculation unit 404 calculates a correlation function using discrete convolution. Thereby, the ultrasonic distance measuring device 10 can remove noise in the transmission signal and the reception signal without performing preprocessing corresponding to bandpass filtering in the digital filter unit 403.
  • the discrete convolution is a circular convolution. Therefore, the ultrasonic distance measuring device 10 can reduce the amount of calculation when the transmission signal is long.
  • the correlation function calculation unit 404 obtains a frequency that maximizes the amplitude by DFT of the received signal, and performs Doppler compensation on the transmission signal based on this frequency. Thereby, the ultrasonic distance measuring device 10 can detect the reflected wave included in the received signal even when at least one of the vehicle or the obstacle 7 is moving.
  • the correlation function calculation unit 404 divides the received signal into a plurality of blocks having an overlap that is equal to or longer than the length of the transmission signal, and calculates a correlation function for each block. Thereby, the ultrasonic distance measuring device 10 can reduce the amount of memory.
  • the discrete convolution may be a linear convolution.
  • the ultrasonic distance measuring device 10 can reduce the calculation amount when the transmission signal is short.
  • the correlation function calculation unit 404 of the first embodiment may use cyclic convolution when the length of the transmission signal is equal to or greater than a predetermined threshold, and may use linear convolution when the length is less than the threshold. Thereby, the ultrasonic distance measuring device 10 can select a convolution with a smaller calculation amount in accordance with the length of the transmission signal.
  • correlation function calculation section 404 in Embodiment 1 uses i and j as integers, the 4ni-th sampling value of the received signal as y (4ni), and a sampling value y separated by jn from the 4ni-th sampling value. Assuming that (4ni + jn) is 90j degrees out of phase from the sampling value y (4ni), the cos component and sin component of the received signal are extracted, and the phase of the received signal is detected from the extracted cos component and sin component. Thereby, the ultrasonic distance measuring device 10 can detect the phase with a small amount of calculation. At this time, correlation function calculation section 404 may remove the DC component remaining in received signal y by subtracting sampling value y (4ni ⁇ 2n) that is 180 degrees out of phase from y (4ni).
  • the correlation function calculation unit 404 detects the frequency of the reflected wave based on the phase change speed with respect to the transmission signal. Thereby, the correlation function calculation unit 404 can doppler compensate the transmission signal based on the frequency of the reflected wave in the linear convolution. Further, the ultrasonic distance measuring device 10 can detect a signal in the vicinity of the frequency of the transmission signal in the reception signal with a calculation amount smaller than that of the DFT, and demodulate the reception signal frequency-modulated using the frequency of the detected reflected wave. Etc. can be performed.
  • FIG. FIG. 24 is a block diagram illustrating a configuration example of the signal processing circuit 4 of the ultrasonic distance measuring apparatus 10 according to the second embodiment.
  • the signal processing circuit 4 according to the second embodiment has a configuration in which a phase detection unit 412 is added to the signal processing circuit 4 according to the first embodiment shown in FIG. .
  • FIG. 24 the same or corresponding parts as those in FIG.
  • the configuration of the ultrasonic distance measuring device 10 according to the second embodiment is the same as that shown in FIG. 1 of the first embodiment in the drawing, and therefore FIG.
  • the signal processing circuit 4 detects the peak value of the squared amplitude value of the correlation function, and the ultrasonic wave transmitted from the transmitting element 2 is reflected by the obstacle 7 during the time when the peak value is detected. Thus, the time returned to the receiving element 3 was used.
  • the signal processing circuit 4 according to the second embodiment detects the peak of the squared amplitude value of the received signal instead of the correlation function, and the ultrasonic wave transmitted from the transmitting element 2 is the time when the peak value is detected. Is the time when the light is reflected by the obstacle 7 and returned to the receiving element 3.
  • a / D conversion section 402 performs A / D conversion on the received signal at a sampling frequency 4n times the frequency of the transmission signal, as in the first embodiment.
  • the phase detection unit 412 inputs the reception signal output from the digital filter unit 403 to the detection unit 405.
  • the phase detection unit 412 detects the phase ⁇ of the received signal from the digital filter unit 403. Since the phase detection operation performed by the phase detection unit 412 is the same as the phase detection operation performed by the correlation function calculation unit 404 of the first embodiment, description thereof is omitted.
  • the change rate of the phase ⁇ detected by the phase detector 412 may be used, for example, for demodulation of a frequency-modulated or phase-modulated received signal, or may be used for detecting the moving speed of the obstacle 7. , May be used for Doppler compensation.
  • the phase detection unit 412 may output information such as the phase ⁇ to the communication processing unit 410 as information to be transmitted to the distance measurement ECU 5. When the phase ⁇ information is not necessary, the phase detection unit 412 does not perform the phase detection operation and inputs the reception signal from the digital filter unit 403 to the detection unit 405.
  • the detection unit 405 squares and adds two samples separated by n in the received signal, and calculates the square value of the amplitude of the received signal.
  • the amplitude square value of the received signal is used as an alternative to the amplitude value of the received signal.
  • the waveform extraction unit 413 determines information to be transmitted to the distance measurement ECU 5 using the time-series data of the square value of the amplitude of the received signal detected by the detection unit 405, and outputs the determined information to the communication processing unit 410. Specifically, the waveform extraction unit 413 detects the peak value in the time-series data of the amplitude square value of the received signal, and uses the peak value and the time when the peak value is detected as information to be transmitted to the distance measurement ECU 5. . The time when this peak value is detected is the time when the ultrasonic wave transmitted from the transmitting element 2 is reflected by the obstacle 7 and returned to the receiving element 3.
  • the waveform extraction unit 413 may include all time series data of square amplitude values or data obtained by thinning out all time series data in the information transmitted to the distance measurement ECU 5.
  • the ultrasonic distance measuring device 10 includes the ultrasonic sensor 1, the signal processing circuit 4, and the distance measurement ECU 5.
  • the ultrasonic sensor 1 transmits an ultrasonic wave corresponding to the transmission signal, receives a reflected wave reflected by the obstacle 7 and outputs an analog signal.
  • the A / D converter 402 of the signal processing circuit 4 converts the analog signal from analog to digital at a sampling frequency 4n times the frequency of the transmission signal, and outputs a reception signal, where n is a positive integer of 3 or less.
  • the detector 405 of the signal processing circuit 4 calculates the amplitude of the received signal by squaring and adding two sampling values separated by n from the received signal.
  • the waveform extraction unit 413 of the signal processing circuit 4 detects the peak value of the amplitude of the received signal.
  • the distance measurement ECU 5 calculates the distance to the obstacle 7 based on the time when the peak value of the amplitude of the received signal is detected.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating a hardware configuration example of the signal processing circuit 4 according to each embodiment.
  • the analog filter unit 401 in the signal processing circuit 4 is an analog filter circuit 1000.
  • An A / D conversion unit 402 in the signal processing circuit 4 is an A / D conversion circuit 1001.
  • a transmission processing unit 411 in the signal processing circuit 4 is a drive circuit 1002 that applies a voltage to the transmission element 2.
  • the functions of the digital filter unit 403, the correlation function calculation unit 404, the detection unit 405, the communication processing unit 410, the phase detection unit 412, and the waveform extraction unit 413 in the signal processing circuit 4 are processors that execute programs stored in the memory 1003. 1004. That is, the functions of the digital filter unit 403, the correlation function calculation unit 404, the detection unit 405, the communication processing unit 410, the phase detection unit 412, and the waveform extraction unit 413 are realized by software, firmware, or a combination of software and firmware.
  • the Software or firmware is described as a program and stored in the memory 1003.
  • the processor 1004 reads out and executes the program stored in the memory 1003, thereby realizing the function of each unit.
  • the signal processing circuit 4 includes a memory 1003 for storing a program that, when executed by the processor 1004, results in the above processing being executed.
  • This program can also be said to cause a computer to execute the procedures or methods of the digital filter unit 403, the correlation function calculation unit 404, the detection unit 405, the communication processing unit 410, the phase detection unit 412, and the waveform extraction unit 413. .
  • the processor 1004 refers to a CPU (Central Processing Unit), a processing device, an arithmetic device, a microprocessor, or the like.
  • the memory 1003 is a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), an EPROM (Erasable Programmable ROM), or a flash memory.
  • the received signal after A / D conversion is temporarily stored in the memory 1003 and used for calculation of a correlation function, detection of a peak value, and the like.
  • the ultrasonic distance measuring apparatus according to the present invention is reduced in cost and size, it is suitable for use in an ultrasonic distance measuring apparatus for automobiles.
  • 1 ultrasonic sensor 1 transmitting element, 2 transmitting element, 3 receiving element, 4 signal processing circuit, 5 distance measuring ECU (distance measuring unit), 6 vehicle control ECU, 7 obstacle, 10 ultrasonic ranging device, 401 analog filter unit, 402 A / D conversion unit, 403 digital filter unit, 404 correlation function calculation unit, 405 detection unit, 410 communication processing unit, 411 transmission processing unit, 412 phase detection unit, 413 waveform extraction unit, 1000 analog filter circuit, 1001 A / D Conversion circuit, 1002 drive circuit, 1003 memory, 1004 processor.

Landscapes

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Abstract

超音波センサ（１）は、送信信号に対応する超音波を送信し、超音波が障害物（７）で反射した反射波を受信してアナログ信号を出力する。信号処理回路（４）のＡ／Ｄ変換部（４０２）は、ｎを３以下の正の整数とし、送信信号の周波数の４ｎ倍のサンプリング周波数で、アナログ信号をＡ／Ｄ変換して受信信号を出力する。相関関数計算部（４０４）は、受信信号と送信信号との相関関数を計算する。検波部（４０５）は、相関関数のｎ個離れた２つのサンプリング値をそれぞれ２乗して加算することにより相関関数の振幅を計算する。波形抽出部（４１３）は、相関関数の振幅のピーク値を検出する。

Description

超音波測距装置
　この発明は、超音波の伝播時間を測定することにより、障害物までの距離を求める超音波測距装置に関するものである。
　超音波は、気体及び液体等の媒体中を伝播する。そのため、障害物に向かって超音波を送信し、障害物において反射した超音波（以下、反射波とも呼ぶ。）を受信することにより、超音波の伝播時間を求めることができる。媒体における超音波の伝播速度は一定であるので、媒体中にある障害物までの距離を求めることができる。超音波測距装置は、この原理により、伝播時間に伝播速度を乗じて超音波が往復する距離を求め、求めた距離の１／２を障害物までの距離として算出する。この超音波測距装置は、その測定原理上、障害物からの反射波が到着した時間を正しく測定することが重要である。
　超音波測距装置において、媒体の揺らぎ及び周囲の雑音等は、正確な距離測定を阻害する要因となる。阻害要因を排除する方法として、送信信号を変調して受信信号との相関を計算してピーク値を求め、ピーク値が観測された時間を反射波が到着した時間とする方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５－３３７８４８号公報
　自動車用の超音波測距装置は、バンパ内部に配置された低コストかつ小型の超音波センサを用いて超音波を送受信して相関を計算し、ピーク値が観測された時間等をデジタル通信で距離測定ＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ）に送信することが望まれる。このとき使用される超音波の周波数は、２０ｋＨｚ以上であり、人には聞こえない高周波の音波である。超音波測距装置は、この超音波を用いてデジタル演算により距離を計算するために、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ　Ｄｉｇｉｔａｌ）変換した受信信号を、超音波が障害物との間を往復する時間分メモリに記憶する必要がある。また、超音波センサからの信号に含まれる反射波を検出するためには、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周波数を高くする必要がある。しかしながら、サンプリング周波数を高くすると大量のメモリが必要になると共に計算量も増えるという課題があった。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、受信信号のサンプリング周波数を低くしてもこの受信信号に含まれる反射波を検出可能とすることを目的とする。
　この発明に係る超音波測距装置は、送信信号に対応する超音波を送信し、超音波が障害物で反射した反射波を受信してアナログ信号を出力する超音波センサと、ｎを３以下の正の整数とし、送信信号の周波数の４ｎ倍のサンプリング周波数で、アナログ信号をアナログデジタル変換して受信信号を出力するアナログデジタル変換部と、受信信号と送信信号との相関関数を計算する相関関数計算部と、相関関数のｎ個離れた２つのサンプリング値をそれぞれ２乗して加算することにより相関関数の振幅を計算する検波部と、相関関数の振幅のピーク値を検出する波形抽出部と、相関関数の振幅のピーク値が検出された時間に基づいて障害物までの距離を算出する距離測定部とを備えるものである。
　この発明によれば、送信信号の周波数の４ｎ倍のサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換した受信信号と送信信号との相関関数を計算し、相関関数のｎ個離れた２つのサンプリング値をそれぞれ２乗して加算することにより相関関数の振幅を計算するようにしたので、受信信号のサンプリング周波数を従来より低くしても受信信号に含まれる反射波を検出できる。
実施の形態１に係る超音波測距装置の構成例を示すブロック図である。 実施の形態１に係る信号処理回路の構成例を示すブロック図である。 実施の形態１における検波部の処理を説明するグラフである。 図４Ａは、実施の形態１において相関関数計算部が線形畳み込みを用いる例を示す図であり、図４Ｂは、循環畳み込みを用いる例を示す図である。 図５Ａ～図５Ｄは、実施の形態１の相関関数計算部による相関関数の計算に関係する信号波形を示すグラフである。 図６Ａ～図６Ｆは、実施の形態１の相関関数計算部による離散フーリエ変換の結果を示すグラフである。 実施の形態１の相関関数計算部による畳み込みの結果を示すグラフであり、図７Ａは線形畳み込みの結果、図７Ｂは循環畳み込みの結果である。 実施の形態１の相関関数計算部において受信信号をブロックに分割する例を示す図である。 図９Ａ～図９Ｆは、実施の形態１の相関関数計算部によるＤＦＴ結果に対するドプラ効果の影響を示すグラフである。 実施の形態１の相関関数計算部による送信信号ＤＦＴ結果のドプラ補償なしの波形とドプラ補償ありの波形を示すグラフである。 図１１Ａは、実施の形態１の相関関数計算部による相関関数の計算結果のドプラ補償なしの波形、図１１Ｂはドプラ補償ありの波形を示すグラフである。 図１２Ａ～図１２Ｄは、実施の形態１の相関関数計算部による相関関数の計算に関係する信号波形を示すグラフである。 図１３Ａ～図１３Ｆは、実施の形態１の相関関数計算部によるＤＦＴの結果を示すグラフである。 実施の形態１の相関関数計算部による送信信号ＤＦＴ結果のドプラ補償なしの波形とドプラ補償ありの波形を示すグラフである。 図１５Ａは、実施の形態１の相関関数計算部において相関関数の計算結果のドプラ補償なしの波形、図１５Ｂはドプラ補償ありの波形を示すグラフである。 図１６Ａ～図１６Ｃは、実施の形態１の相関関数計算部による相関関数の計算に用いる送信信号の波形を示すグラフである。 図１７Ａ～図１７Ｄは、実施の形態１の相関関数計算部による相関関数の計算に関係する信号波形を示すグラフである。 図１８Ａ～図１８Ｆは、実施の形態１の相関関数計算部によるＤＦＴの結果を示すグラフである。 実施の形態１の相関関数計算部による送信信号ＤＦＴ結果のドプラ補償なしの波形とドプラ補償ありの波形を示すグラフである。 図２０Ａは、実施の形態１の相関関数計算部による相関関数の計算結果のドプラ補償なしの波形、図２０Ｂはドプラ補償ありの波形を示すグラフである。 実施の形態１の相関関数計算部による受信信号のｓｉｎ成分とｃｏｓ成分のサンプリング例を示すグラフである。 実施の形態１の相関関数計算部による受信信号のｓｉｎ成分とｃｏｓ成分のサンプリング動作例を示すフローチャートである。 実施の形態１における受信信号の位相θと周波数差Δｆとの関係を示すグラフである。 実施の形態２に係る信号処理回路の構成例を示すブロック図である。 各実施の形態に係る信号処理回路のハードウェア構成例を示す図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る超音波測距装置１０の構成例を示すブロック図である。図１に示される超音波測距装置１０は、車両に搭載され、この車両と車両周辺の障害物７との距離を測定するものである。超音波測距装置１０は、１つ以上の超音波センサ１を備える。超音波センサ１は、送信素子２、受信素子３、及び信号処理回路４を備える。送信素子２は、送信信号に対応する超音波を送信する。受信素子３は、送信素子２が送信した超音波が障害物７で反射した反射波を受信し、反射波に対応する電圧（以下、アナログ信号と称する。）を出力する。なお、１つの素子が、送信素子２及び受信素子３の両機能を実現してもよい。信号処理回路４は、送信素子２に対して送信信号に対応する電圧を印加すると共に、受信素子３が出力するアナログ信号を信号処理して振幅のピーク値等を検出する。そして、信号処理回路４は、デジタル通信により、ピーク値及びピーク値が検出された時間等の情報を、距離測定ＥＣＵ５へ送信する。
　距離測定ＥＣＵ５は、信号処理回路４からの情報を受信し、送信素子２が超音波を送信した時間と信号処理回路４においてピーク値が検出された時間とに基づいて、障害物７までの距離を算出する。距離測定ＥＣＵ５は、車載ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ　Ａｒｅａ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）により、算出した障害物７までの距離情報を、車両制御ＥＣＵ６へ送信する。
　車両制御ＥＣＵ６は、距離測定ＥＣＵ５からの距離情報を受信し、障害物７までの距離等に基づいて車両を制御することにより、車両の自動駐車、自動ブレーキ、又は誤発進防止等の機能を実現する。
　図２は、実施の形態１に係る信号処理回路４の構成例を示すブロック図である。
　信号処理回路４は、アナログフィルタ部４０１、Ａ／Ｄ変換部４０２、デジタルフィルタ部４０３、相関関数計算部４０４、検波部４０５、波形抽出部４１３、通信処理部４１０、及び送信処理部４１１を含む。アナログフィルタ部４０１、Ａ／Ｄ変換部４０２、及び送信処理部４１１は、アナログ回路である。デジタルフィルタ部４０３、相関関数計算部４０４、検波部４０５、波形抽出部４１３、及び通信処理部４１０は、デジタル回路である。
　アナログフィルタ部４０１は、受信素子３からのアナログ信号のうち、送信信号の周波数に対して高い周波数と低い周波数とを同時に遮断する処理、いわゆるバンドパスフィルタリングを行う。また、アナログフィルタ部４０１は、このアナログ信号を増幅する。
　Ａ／Ｄ変換部４０２は、アナログフィルタ部４０１から出力されるアナログ信号を、予め定められたサンプリング周波数又は送信処理部４１１から通知されたサンプリング周波数でサンプリングしてアナログデジタル変換し、デジタル信号（以下、受信信号と称する）を出力する。サンプリング周波数は、ｎを３以下の正の整数とし、送信信号の周波数の４ｎ倍である。Ａ／Ｄ変換部４０２は、送信信号の周波数の４倍以上のサンプリング周波数でアナログ信号をＡ／Ｄ変換することにより、受信信号において反射波の波形の再現性を確保できる。また、Ａ／Ｄ変換部４０２は、送信信号の周波数の１２倍以下のサンプリング周波数でアナログ信号をＡ／Ｄ変換することにより、受信信号のデータ量の増大を防ぐことができる。
　信号処理回路４は、Ａ／Ｄ変換部４０２より後段では、デジタル信号を処理する。デジタル処理では、サンプリング周波数の１／２以上の周波数を除去できないので、アナログフィルタ部４０１がサンプリング周波数の１／２以上の周波数のノイズを除去しておく必要がある。
　デジタルフィルタ部４０３は、受信信号のうち、送信信号の周波数近傍の信号を抽出するバンドパスフィルタリングを行うことにより、ノイズを除去する。
　相関関数計算部４０４は、通信処理部４１０からの送信信号と、デジタルフィルタ部４０３からの受信信号とを畳み込み積分し、相関関数を計算する。なお、送信信号のサンプリング周波数は、受信信号のサンプリング周波数と同じであるものとする。
　相関関数計算部４０４の詳細は後述する。
　検波部４０５は、相関関数の計算結果である時系列データにおけるｎ個離れた２サンプルを２乗して加算し、相関関数の振幅の２乗値を求める。図３は、実施の形態１における検波部４０５の処理を説明するグラフである。グラフの縦軸は振幅、横軸は時間である。図３の例では、Ａ／Ｄ変換部４０２が、アナログ信号を送信信号の周波数の４倍でサンプリングしたものとする。相関関数をａ（ｔ）・ｓｉｎ（２πｆｔ＋φ）の正弦波と仮定する。ａは振幅、ｔはサンプリング時間、ｆは送信信号の周波数、φは初期位相である。この相関関数の任意のサンプリング時間ｔ０とこれに続く３つのサンプリング時間ｔ１，ｔ２，ｔ３における位相［ｒａｄ］は、θ０、θ０＋π／２、θ０＋π、θ０＋３π／２（θ０＝２πｆｔ０＋φ）になる。
　ｓｉｎ（θ＋π／２）＝ｃｏｓ（θ）、ｓｉｎ（θ＋π）＝－ｓｉｎ（θ）、ｓｉｎ（θ＋３π／２）＝－ｃｏｓ（θ）である。１周期に対するａ（ｔ）の変化は小さくほぼ一定であると仮定すると、ｎ個離れた２サンプル、即ちｎ＝１である図３の例では隣り合う２サンプルを２乗して加算した振幅２乗値は、ａ（ｔ）２・ｓｉｎθ０２＋ａ（ｔ）２・ｃｏｓ（θ０）２＝ａ（ｔ）２になる。よって、振幅２乗値は、相関関数の振幅値の代替として使用できる。
　検波部４０５は、相関関数におけるサンプリング時間ｔ１の振幅の２乗値としてａ（ｔ１）２を求め、サンプリング時間ｔ２の２乗値としてａ（ｔ２）２を求め、サンプリング時間ｔ３の振幅の２乗値としてａ（ｔ３）２を求める。
　波形抽出部４１３は、検波部４０５が検波した相関関数の振幅２乗値の時系列データを用いて、距離測定ＥＣＵ５へ送信する情報を決定し、決定した情報を通信処理部４１０へ出力する。具体的には、波形抽出部４１３は、相関関数の振幅２乗値の時系列データにおけるピーク値を検出し、ピーク値及びピーク値が検出された時間等を距離測定ＥＣＵ５へ送信する情報とする。このピーク値が検出された時間は、送信素子２から送信された超音波が障害物７で反射して受信素子３に返ってきた時間である。波形抽出部４１３は、振幅２乗値の全時系列データ、又は全時系列データを間引いたデータを、距離測定ＥＣＵ５へ送信する情報に含めてもよい。
　通信処理部４１０は、距離測定ＥＣＵ５との間でデジタル通信を行う。通信処理部４１０は、波形抽出部４１３からの情報を、距離測定ＥＣＵ５へ送信する。また、通信処理部４１０は、送信信号の周波数等の情報を距離測定ＥＣＵ５から受信し、相関関数計算部４０４及び送信処理部４１１へ出力する。
　送信処理部４１１は、通信処理部４１０からの送信信号の情報を用いて、送信素子２に印加する電圧波形を制御する。なお、送信処理部４１１は、送信信号を変調する等、送信素子２に印加する電圧波形を変形してもよい。この送信処理部４１１は、送信信号の周波数の４ｎ倍の周波数を、サンプリング周波数として、Ａ／Ｄ変換部４０２に通知してもよい。
　次に、相関関数計算部４０４の詳細を説明する。
　相関関数計算部４０４は、下式（１）を用いて、相関関数ｗを計算する。ｕは送信信号、ｖは受信信号である。相関関数計算部４０４は、式（１）を用いて、離散畳み込みを行う。

　　ｗ（ｋ）＝Σｊｕ（ｊ）ｖ（ｋ＋ｊ）　　　（１）
　相関関数を計算するための畳み込みの演算方法には、線形畳み込みと循環畳み込みとがある。
　図４Ａは、実施の形態１において相関関数計算部４０４が線形畳み込みを用いる例を示す。相関関数計算部４０４は、線形畳み込みを用いて相関関数を計算する場合、式（１）を演算する。
　図４Ｂは、実施の形態１において相関関数計算部４０４が循環畳み込みを用いる例を示す。相関関数計算部４０４は、循環畳み込みを用いて相関関数を計算する場合、まず送信信号のデータ長が受信信号データ長と同一になるよう、送信信号ｕ（ｊ）の後部ｊ＝ｎ＋１からｊ＝ｍまでに、「０」を追加する。ここで、ｎは送信信号のデータ長であり、ｍは受信信号のデータ長である。そして、相関関数計算部４０４は、送信信号及び受信信号をそれぞれ離散フーリエ変換（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＤＦＴ）し、送信信号のＤＦＴ結果と受信信号のＤＦＴ結果とを掛け合わせ、掛け合わせた結果を離散逆フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ　ＤＦＴ：ＩＤＦＴ）する。なお、相関関数計算部４０４は、送信信号のＤＦＴ結果におけるナイキスト周波数以上の周波数域を、ナイキスト周波数を対称軸として左右対称に折り返し、複素共役にする。なお、受信信号のデータ長がｍであるため、ｋ＞ｍ－ｎにおける相関関数ｗ（ｋ）の値は有効ではないデータとなる。これは線形畳み込みにおいても同様であり、式（１）で計算できるのはｋ＝ｍ－ｎまでである。
　ここで、図５Ａ～図５Ｄ、図６Ａ～図６Ｆ、並びに、図７Ａ及び図７Ｂを参照して、相関関数計算部４０４による相関関数の計算結果を説明する。
　図５は、実施の形態１の相関関数計算部４０４による相関関数の計算に関係する信号波形を示すグラフであり、図５Ａは送信信号の波形、図５Ｂは反射波の波形、図５Ｃはノイズの波形、図５Ｄは受信信号の波形である。各グラフの縦軸は振幅、横軸は時間である。図５Ａに示される送信信号の波形と同等の波形の超音波が、送信素子２から送信される。この超音波は、障害物７に衝突し反射して反射波となり、図５Ｂに示されるようにある遅延時間（例えば、１．５ｍｓｅｃ）の経過後、受信素子３に返ってくる。受信素子３には、図５Ｃに示されるようなノイズが重畳するので、受信信号の波形は、図５Ｄに示されるように反射波とノイズとが混在した波形になる。図５の各グラフにおいて、各波形のサンプリング周波数は４８０ｋＨｚ、データ長は１０２４、送信信号の周波数は４８ｋＨｚである。また、送信信号、反射波、及びノイズの振幅は±１である。ただし、実際の超音波測距装置１０では、受信素子３に返ってくる反射波は、送信素子２から送信される超音波に対して大きく減衰した波形になる。
　相関関数計算部４０４は、循環畳み込みを用いて相関関数を計算するにあたってＤＦＴに高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＦＦＴ）アルゴリズムを使用する場合、ＦＦＴの効率上、送信信号及び受信信号のデータ長を２の累乗にすることが望ましい。また、相関関数計算部４０４は、図５Ａに示されるように、送信信号の後部に「０」を追加し、送信信号のデータ長を受信信号のデータ長と同じにする。一方、線形畳み込みは、このような制限がない。
　図６は、実施の形態１の相関関数計算部４０４によるＤＦＴの結果を示すグラフであり、図６Ａは送信信号の振幅、図６Ｂは送信信号の位相、図６Ｃは受信信号の振幅、図６Ｄは受信信号の位相、図６Ｅは相関関数の振幅、図６Ｆは相関関数の位相である。振幅のグラフの縦軸を「ｄＢ」で表示し、位相のグラフの縦軸を「ｒａｄ」で表示する。各グラフの横軸は周波数である。ＤＦＴの結果は、サンプリング周波数４８０ｋＨｚの１／２の周波数であるナイキスト周波数で折り返し、複素共役になる。そのため、図６以降のグラフにおいて、ＤＦＴの結果表示はナイキスト周波数までとする。図６Ａ、図６Ｃ、及び図６Ｅに示される送信信号、受信信号、及び相関関数のＤＦＴ結果は、すべて、送信信号の周波数と同じ４８ｋＨｚあたりにピークをもつ。
　図７は、実施の形態１の相関関数計算部４０４による畳み込みの結果を示すグラフであり、図７Ａは線形畳み込みの結果、図７Ｂは循環畳み込みの結果である。グラフの縦軸は振幅、横軸は時間である。線形畳み込みを用いて計算された図７Ａに示される相関関数と、循環畳み込みを用いて計算された図７Ｂに示される相関関数は同じになる。また、図５に示される送信信号をグラフの右方向にシフトさせていくと、１．５ｍｓの位置で受信信号に埋め込まれた反射波と重なり始め、この１．５ｍｓあたりから図７Ａ及び図７Ｂに示される相関関数の振幅値は大きくなる。送信信号を１．５ｍｓの位置へシフトさせると、送信信号と反射波が完全に重なり、この１．５ｍｓで相関関数の振幅値は最大になる。図７Ａ及び図７Ｂに示される相関関数の波形と図５Ｄに示される受信信号の波形とを比べると、受信信号より相関関数のほうが１．５ｍｓの位置に急峻なピークが表れるため、反射波の位置、即ち反射波が受信素子３に返ってきた時間を検出しやすい。
　なお、図７Ａ及び図７Ｂに示される相関関数の計算過程において、相関関数計算部４０４は、送信信号及び受信信号を処理せずそのまま畳み込み演算した。つまり、送信信号及び受信信号は、図２のデジタルフィルタ部４０３に相当する前処理が行われていない。このように、超音波測距装置１０は、相関関数計算部４０４により相関関数を計算する場合、フィルタリング等の前処理を行わずともノイズ除去が可能になる。
　次に、受信信号を複数のブロックに分割して循環畳み込みを行う方法について説明する。
　相関関数計算部４０４は、循環畳み込みのＦＦＴ時、あるデータ長の受信信号を記憶して、その全体を処理するバッチ処理を行う。図５Ｄでは、説明を簡単にするために、２．１ｍｓ程度の短い受信信号を例示した。しかし、車両で用いられる超音波測距では、より長距離の測距が必要であり、受信信号のデータ量は膨大になる。膨大なデータ量の受信信号全体を１回でＦＦＴするためには多くのメモリが必要になる。超音波測距装置１０に多くのメモリを搭載させることは、低価格を目指す場合に大きな負担になる。そこで、相関関数計算部４０４は、受信信号を複数のブロックに分割し、ブロックごとに循環畳み込みを行うことが望ましい。受信信号を複数のブロックに分割することで、メモリは１ブロックをＦＦＴするのに必要な量でよい。
　図８は、実施の形態１の相関関数計算部４０４において受信信号をブロックに分割する例を示す図である。相関関数計算部４０４は、受信信号を、第１ブロック及び第２ブロックのように、複数のブロックに分割する。その際、相関関数計算部４０４は、受信信号に含まれる反射波がブロックの切れ目で分断されないよう、各ブロックが送信信号の長さ以上のオーバラップを持つように受信信号を分割する。なお、相関関数計算部４０４は、受信信号についてはブロックごとにＤＦＴする必要があるが、送信信号については、受信信号の第１ブロックとの循環畳み込みを行うときに１回だけＤＦＴすればよく、第２ブロック以降との循環畳み込みを行うときには上記ＤＦＴの結果を再利用できる。よって、循環畳み込みの計算量を軽減できる。
　次に、線形畳み込みの計算量と循環畳み込みの計算量とを比較する。
　相関関数計算部４０４は、循環畳み込みのＤＦＴにＦＦＴを使用することで、データ長が大きくなると、線形畳み込みに比べて演算負荷が少なく、より高速に演算できる。ここで、掛け算の回数について、線形畳み込みと循環畳み込みとを比較する。線形畳み込みは受信信号をブロック化する必要はないが、比較のため受信信号１ブロック分を用いる。送信信号のデータ長をＮ、受信信号１ブロック分の有効データ長をＭとすると、受信信号の各ブロックは、ブロック後部にオーバラップを持つため、長さは（Ｎ＋Ｍ）になる。
　線形畳み込みの場合、オーバラップ分の計算は必要ないので、掛け算の回数はＮＭとなる。一方、循環畳み込みの場合、送信信号、受信信号ともにＦＦＴする。ただし、上述したように、相関関数計算部４０４は、送信信号を１回だけＦＦＴし、受信信号をブロック数と同じ回数ＦＦＴする。よって、循環畳み込みにおける掛け算の回数は、受信信号のＦＦＴ時の掛け算の回数と、受信信号のＦＦＴ結果と送信信号のＦＦＴ結果との掛け合わせ時の掛け算の回数と、掛け合わせた結果をＩＤＦＴする時の掛け算の回数との合計になる。受信信号のブロック長を（Ｎ＋Ｍ）とした場合、ＦＦＴ時の掛け算の回数はｌｏｇ２（Ｎ＋Ｍ）・（Ｎ＋Ｍ）、ＩＤＦＴ時の掛け算の回数もｌｏｇ２（Ｎ＋Ｍ）・（Ｎ＋Ｍ）、受信信号のＦＦＴ結果と送信信号のＦＦＴ結果との掛け合わせ時の掛け算の回数は（Ｎ＋Ｍ）である。よって、循環畳み込みの場合、掛け算の回数は２（Ｎ＋Ｍ）・ｌｏｇ２（Ｎ＋Ｍ）＋（Ｎ＋Ｍ）になる。Ｎが増加すると、いずれ、ＮＭ＞２（Ｎ＋Ｍ）・ｌｏｇ２（Ｎ＋Ｍ）＋（Ｎ＋Ｍ）になるので、Ｎが大きい場合、受信信号１ブロック分の有効データ長Ｍを大きく取れば、線形畳み込みより循環畳み込みのほうが計算量は少なくなる。
　上述のように、送信信号のデータ長Ｎが小さい場合、循環畳み込みより線形畳み込みのほうが計算量が少なくなり、データ長Ｎが大きい場合、受信信号１ブロック分の有効データ長Ｍを大きく取れば線形畳み込みより循環畳み込みのほうが計算量が少なくなる。そこで、相関関数計算部４０４は、送信信号のデータ長Ｎが予め定められた閾値未満である場合に線形畳み込みを使用し、閾値以上である場合に循環畳み込みを使用してもよい。
　次に、相関関数計算部４０４による循環畳み込み時のドプラ補償について説明する。線形畳み込み時のドプラ補償については後述する。
　障害物又は超音波測距装置１０の少なくとも一方が移動している場合、ドプラ効果により反射波の周波数がシフトする。このシフト量が大きくなると、送信した超音波の波形と受信した反射波の波形とが異なるため、送信信号と受信信号との相関関数のピークが大きくならない。そこで、相関関数計算部４０４は、送信信号をドプラ補償することにより、ドプラ効果による反射波の周波数シフトを補償する。
　図９は、実施の形態１の相関関数計算部４０４によるＤＦＴ結果に対するドプラ効果の影響を示すグラフであり、図９Ａは送信信号の振幅、図９Ｂは送信信号の位相、図９Ｃは受信信号の振幅、図９Ｄは受信信号の位相、図９Ｅは相関関数の振幅、図９Ｆは相関関数の位相である。振幅のグラフの縦軸を「ｄＢ」で表示し、位相のグラフの縦軸を「ｒａｄ」で表示する。各グラフの横軸は周波数である。図９並びに後述する図１０及び図１１の各グラフのサンプリング周波数は４８０ｋＨｚである。図６の各グラフとは異なり、図９の各グラフでは、ドプラ効果により、送信信号のピーク周波数ｆｓ（４８ｋＨｚ）と受信信号のピーク周波数ｆｒとがずれる。
　相関関数計算部４０４は、送信信号の周波数近傍におけるピーク周波数ｆｓ，ｆｒのずれに基づいて、ドプラ効果による反射波周波数のシフト量を求める。具体的には、相関関数計算部４０４は、図４Ｂの循環畳み込みにおいて受信信号をＤＦＴした後、送信信号の周波数を中心とした予め定められた検索範囲（例えば、±３０％）における受信信号のＤＦＴ結果の最大値、即ち受信信号のピーク周波数ｆｒを検索する。検索範囲は、図９Ｃに矢印で示される。続いて、相関関数計算部４０４は、周波数変化率ｒｄ＝（ｆｒ／ｆｓ）を求める。そして、相関関数計算部４０４は、図４Ｂの循環畳み込みにおいて送信信号をＤＦＴした後、上記周波数変化率ｒｄを用いて送信信号のＤＦＴ結果の周波数軸を補正する。このとき、相関関数計算部４０４は、送信信号のＤＦＴ結果におけるナイキスト周波数以下の周波数域を、周波数軸方向に上記周波数変化率ｒｄだけシフトさせる。また、相関関数計算部４０４は、送信信号のＤＦＴ結果におけるナイキスト周波数以上の周波数域を、ナイキスト周波数を対称軸として左右対称に折り返し、複素共役にする。図１０は、実施の形態１の相関関数計算部４０４による送信信号ＤＦＴ結果のドプラ補償なしの波形とドプラ補償ありの波形を示すグラフである。グラフの縦軸は振幅「ｄＢ」、横軸は周波数「Ｈｚ」である。
　図１１Ａは、実施の形態１の相関関数計算部４０４による相関関数の計算結果のドプラ補償なしの波形、図１１Ｂはドプラ補償ありの波形を示すグラフである。各グラフの縦軸は振幅、横軸は時間である。図１１Ａに示されるように、受信信号のＤＦＴ結果と、ドプラ補償をしない送信信号のＤＦＴ結果とを掛け合わせた場合、ピークはノイズと同程度であり、受信信号に含まれる反射波の検出は困難である。一方、図１１Ｂに示されるように、受信信号のＤＦＴ結果と、ドプラ補償後の送信信号のＤＦＴ結果とを掛け合わせた場合、反射波の位置（１．５ｍｓ付近）でノイズより大きなピークが検出される。
　次に、図１２Ａ～図１２Ｄ、図１３Ａ～図１３Ｆ、図１４、並びに、図１５Ａ及び図１５Ｂを参照して、サンプリング周波数が図５～図７及び図９～図１１よりも低い場合の相関関数計算部４０４による計算結果を説明する。ここでは、送信信号の周波数が４８ｋＨｚであり、Ａ／Ｄ変換部４０２のサンプリング周波数が４８ｋＨｚの４倍（即ち、ｎ＝１）である。
　図１２は、実施の形態１の相関関数計算部４０４による相関関数の計算に関係する信号波形を示すグラフであり、図１２Ａは送信信号の波形、図１２Ｂは反射波の波形、図１２Ｃはノイズの波形、図１２Ｄは受信信号の波形である。各グラフの縦軸は振幅、横軸は時間である。また、図１２Ｂの反射波は、ドプラ効果により周波数がシフトしている。送信素子２から送信される実際の超音波の波形は図１２Ａと図５Ａとで同一であるが、図１２Ａの送信信号は、図５Ａに比べてサンプリング周波数が低いため、粗い波形になっている。
　図１３は、実施の形態１の相関関数計算部４０４によるＤＦＴの結果を示すグラフであり、図１３Ａは送信信号の振幅、図１３Ｂは送信信号の位相、図１３Ｃは受信信号の振幅、図１３Ｄは受信信号の位相、図１３Ｅは相関関数の振幅、図１３Ｆは相関関数の位相である。振幅のグラフの縦軸を「ｄＢ」で表示し、位相のグラフの縦軸を「ｒａｄ」で表示する。各グラフのサンプリング周波数は４８×４ｋＨｚである。図８に比べて図１３のほうがサンプリング周波数が低いことによりナイキスト周波数が低下しているので、低周波域が周波数軸方向に拡大された波形になっている。
　図１４は、実施の形態１の相関関数計算部４０４による送信信号ＤＦＴ結果のドプラ補償なしの波形とドプラ補償ありの波形を示すグラフである。グラフの縦軸は振幅「ｄＢ」、横軸は周波数「Ｈｚ」である。図１５Ａは、実施の形態１の相関関数計算部４０４による相関関数の計算結果のドプラ補償なしの波形、図１５Ｂはドプラ補償ありの波形を示すグラフである。各グラフの縦軸は振幅、横軸は時間である。図１４、図１５Ａ及び図１５Ｂの各グラフと図１０、図１１Ａ及び図１１Ｂの各グラフとを比べると、４８×４ｋＨｚサンプリングでも４８０ｋＨｚサンプリングと類似の波形が得られ、相関関数の計算結果において反射波の位置でノイズより大きなピークが検出される。よって、超音波測距装置１０は、Ａ／Ｄ変換部４０２のサンプリング周波数を、送信信号の周波数の４倍にした場合でも、１０倍にした場合と同等の精度で障害物７までの距離を測定できる。
　次に、図１６Ａ～図１６Ｃ、図１７Ａ～図１７Ｄ、図１８Ａ～図１８Ｆ、図１９、並びに、図２０Ａ及び図２０Ｂを参照して、送信信号の２値化について説明する。
　図１６は、実施の形態１の相関関数計算部４０４において相関関数の計算に用いる送信信号の波形を示すグラフである。送信信号の周波数は４８ｋＨｚである。図１６Ａはサンプリング周波数４８×１０ｋＨｚの波形、図１６Ｂはサンプリング周波数４８×４ｋＨｚの波形、図１６Ｃはサンプリング周波数４８×４ｋＨｚのサンプリング値を２値化した波形である。各グラフの縦軸は振幅、横軸は時間である。
　図１６Ａに示されるように、送信信号の周波数の１０倍でサンプリングされた波形は、元の送信信号の波形からの歪はほとんどない。図１６Ｂに示されるように、送信信号の周波数の４倍でサンプリングされた波形は、図１６Ａの波形に比べて丸みがない粗い波形になっている。
　相関関数計算部４０４は、図１６Ｂに示されるサンプリング値が「０」以上である場合にこのサンプリング値を「＋Ｖ」に変換し、「０」未満である場合にこのサンプリング値を「－Ｖ」に変換することによって、図１６Ｃに示されるように送信信号を２値化する。図１６の例では、Ｖ＝１であるが、Ｖは正の実数であればよい。
　なお、相関関数計算部４０４は、送信信号の振幅を「Ｖ」、「０」、及び「－Ｖ」の３値に変換してもよい。相関関数計算部４０４は、サンプリング値が予め定められた閾値ｔｈｐより大きい場合にこのサンプリング値を「＋Ｖ」に変換し、閾値ｔｈｐ以下である別の予め定められた閾値ｔｈｎより小さい場合にこのサンプリング値を「－Ｖ」に変換し、閾値ｔｈｎ以上かつ閾値ｔｈｐ以下である場合は「０」に変換する。
　図１７は、実施の形態１の相関関数計算部４０４による相関関数の計算に関係する信号波形を示すグラフであり、図１７Ａは送信信号の波形、図１７Ｂは反射波の波形、図１７Ｃはノイズの波形、図１７Ｄは受信信号の波形である。各グラフの縦軸は振幅、横軸は時間である。各グラフのサンプリング周波数は４８×４ｋＨｚである。また、図１７Ａの送信信号の波形は、サンプリング値を２値化した波形である。また、図１７Ｂの反射波は、ドプラ効果により周波数がシフトしている。送信素子２から送信される実際の超音波の波形は図１７Ａと図５Ａとで同一であるが、図１７Ａの送信信号は、図５Ａに比べてサンプリング周波数が低く、かつ２値化されているため、粗く歪の大きい波形になっている。
　図１８は、実施の形態１の相関関数計算部４０４によるＤＦＴの結果を示すグラフであり、図１８Ａは送信信号の振幅、図１８Ｂは送信信号の位相、図１８Ｃは受信信号の振幅、図１８Ｄは受信信号の位相、図１８Ｅは相関関数の振幅、図１８Ｆは相関関数の位相である。振幅のグラフの縦軸を「ｄＢ」で表示し、位相のグラフの縦軸を「ｒａｄ」で表示する。各グラフのサンプリング周波数は４８×４ｋＨｚであり、送信信号は２値化されている。図９に比べて図１８のほうがサンプリング周波数が低いことによりナイキスト周波数が低下しているので、低周波域が周波数軸方向に拡大された波形になっている。
　図１９は、実施の形態１の相関関数計算部４０４による送信信号ＤＦＴ結果のドプラ補償なしの波形とドプラ補償ありの波形を示すグラフである。グラフの縦軸は振幅「ｄＢ」、横軸は周波数「Ｈｚ」である。サンプリング周波数は４８×４ｋＨｚであり、送信信号は２値化されている。図２０Ａは、実施の形態１の相関関数計算部４０４による相関関数の計算結果のドプラ補償なしの波形、図２０Ｂはドプラ補償ありの波形を示すグラフである。各グラフの縦軸は振幅、横軸は時間である。図２０Ｂに示されるように、相関関数の計算結果において反射波の位置でノイズより大きなピークが検出される。よって、超音波測距装置１０は、相関関数計算部４０４において送信信号を２値化して相関関数を計算した場合でも、障害物７までの距離を測定できる。また、相関関数計算部４０４は、送信信号を２値化又は３値化することにより、相関関数計算時の計算量及びメモリ量を軽減できる。
　次に、相関関数計算部４０４による位相検出について説明する。
　ここでは、Ａ／Ｄ変換部４０２において、送信信号の周波数の４ｎ倍の周波数でアナログ信号をサンプリングして受信信号に変換した場合に、受信信号の位相を容易に求める方法を説明する。以下では、ｎ＝１とする。
　図２１は、実施の形態１の相関関数計算部４０４による受信信号のｓｉｎ成分とｃｏｓ成分のサンプリング例を示すグラフである。グラフの縦軸は振幅、横軸は時間である。受信信号におけるアスタリスクのマークは、サンプリング位置を示し、括弧内の数値は、サンプリング順を示すサンプリング番号の４の剰余数を示す。
　図２２は、実施の形態１の相関関数計算部４０４による受信信号のｓｉｎ成分とｃｏｓ成分のサンプリング動作例を示すフローチャートである。相関関数計算部４０４は、図２２のフローチャートに示される動作を、送信信号の周波数の４倍の周波数ごと、即ち受信信号の位相９０度ごとに繰り返す。
　ステップＳＴ１において、相関関数計算部４０４は、受信信号の振幅値をサンプリングして今回値に代入する。ステップＳＴ２において、相関関数計算部４０４は、サンプリング番号をインクリメントする。
　ステップＳＴ３において、相関関数計算部４０４は、サンプリング番号が「３」より大きい場合（ステップＳＴ３“ＹＥＳ”）、ステップＳＴ４においてサンプリング番号を「０」にし、ステップＳＴ５へ進む。一方、相関関数計算部４０４は、サンプリング番号が「３」以下である場合（ステップＳＴ３“ＮＯ”）、ステップＳＴ５へ進む。
　ステップＳＴ５において、相関関数計算部４０４は、サンプリング番号が「３」である場合（ステップＳＴ５“ＹＥＳ”）、ステップＳＴ６において今回値を剰余数［３］のｓｉｎ成分として抽出し、ステップＳＴ１へ戻る。一方、相関関数計算部４０４は、サンプリング番号が「３」でない場合（ステップＳＴ５“ＮＯ”）、ステップＳＴ７へ進む。
　ステップＳＴ７において、相関関数計算部４０４は、サンプリング番号が「２」である場合（ステップＳＴ７“ＹＥＳ”）、ステップＳＴ８において（－１×今回値）を剰余数［２］のｃｏｓ成分として抽出し、ステップＳＴ１へ戻る。一方、相関関数計算部４０４は、サンプリング番号が「２」でない場合（ステップＳＴ７“ＮＯ”）、ステップＳＴ９へ進む。
　ステップＳＴ９において、相関関数計算部４０４は、サンプリング番号が「１」である場合（ステップＳＴ９“ＹＥＳ”）、ステップＳＴ１０において（－１×今回値）を剰余数［１］のｓｉｎ成分として抽出し、ステップＳＴ１へ戻る。一方、相関関数計算部４０４は、サンプリング番号が「１」でない場合（ステップＳＴ９“ＮＯ”）、即ちサンプリング番号が「０」である場合、ステップＳＴ１１において今回値を剰余数［０］のｃｏｓ成分として抽出し、ステップＳＴ１へ戻る。
　なお、相関関数計算部４０４は、サンプリングされた値に直流成分が重畳している場合、ステップＳＴ６、ステップＳＴ８、ステップＳＴ１０、及びステップＳＴ１１における今回値の代わりに、（今回値－前々回値）÷２を用いることで、直流成分を除去してもよい。
　相関関数計算部４０４が、図２２のフローチャートに示される動作を行って抽出した受信信号１周期分のｓｉｎ成分及びｃｏｓ成分は、下式（２）で表される。ｊは剰余数である。相関関数計算部４０４は、下式（２）のうちの互いに９０度ずれたｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とを用いて、下式（３）と下式（４）とを計算し、下式（３）及び下式（４）が両方成立するθを受信信号の位相θとする。

　　ｙ（４・ｎ・ｉ＋ｊｎ）＝ｃｏｓ成分（ｊ＝０）
　　－ｙ（４・ｎ・ｉ＋ｊｎ）＝ｓｉｎ成分（ｊ＝１）
　　－ｙ（４・ｎ・ｉ＋ｊｎ）＝ｃｏｓ成分（ｊ＝２）　　　　　　（２）
　　ｙ（４・ｎ・ｉ＋ｊｎ）＝ｓｉｎ成分（ｊ＝３）

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　さらに、相関関数計算部４０４は、Ｐ２＝ｓｉｎ成分２＋ｃｏｓ成分２を計算し、Ｐ２の平方根を算出することにより受信信号の振幅値Ｐを求めてもよい。相関関数計算部４０４は、振幅値Ｐを用いて、受信信号における反射波の有無を判定してもよい。また、相関関数計算部４０４は、位相θ及び振幅値Ｐの時系列データをフィルタリングすることにより、これらの値を安定化すること、及び特定の信号を検出することも可能である。
　送信信号が周波数変調されている場合、又はドプラ効果により反射波の周波数がシフトしている場合、受信信号の周波数とサンプリング周波数の１／４倍（即ち、送信信号の周波数）との間にΔｆ［ｒａｄ／ｓｅｃ］の周波数差が生じる。この周波数差により、位相θの値はΔｆ［ｒａｄ／ｓｅｃ］の速さで変化していく。ここで、図２３に、受信信号の位相θと周波数差Δｆ［ｒａｄ／ｓｅｃ］との関係を図示する。グラフの縦軸は位相、横軸は時間である。図２３に示される位相θの変化速度は、例えば、周波数変調又は位相変調された受信信号の復調に使用されてもよいし、障害物７の移動速度の検出に使用されてもよいし、相関関数計算部４０４の線形畳み込み時のドプラ補償に使用されてもよい。相関関数計算部４０４は、位相θ等の情報を、距離測定ＥＣＵ５へ送信する情報として通信処理部４１０へ出力してもよい。
　相関関数計算部４０４は、図４Ａの線形畳み込みにおいてドプラ補償を行う場合、式（１）を計算する前に位相θを計算し、位相θの変化速度を使用してドプラ効果による反射波周波数のシフト量を特定して送信信号をドプラ補償する。続いて、相関関数計算部４０４は、受信信号とドプラ補償後の送信信号とを用いて式（１）を計算する。
　以上のように、実施の形態１に係る超音波測距装置１０は、超音波センサ１と、信号処理回路４と、距離測定ＥＣＵ５とを備える。超音波センサ１は、送信信号に対応する超音波を送信し、超音波が障害物７で反射した反射波を受信してアナログ信号を出力する。信号処理回路４のＡ／Ｄ変換部４０２は、ｎを３以下の正の整数とし、送信信号の周波数の４ｎ倍のサンプリング周波数で、アナログ信号をＡ／Ｄ変換して受信信号を出力する。信号処理回路４の相関関数計算部４０４は、受信信号と送信信号との相関関数を計算する。信号処理回路４の検波部４０５は、相関関数のｎ個離れた２つのサンプリング値をそれぞれ２乗して加算することにより相関関数の振幅を計算する。信号処理回路４の波形抽出部４１３は、相関関数の振幅のピーク値を検出する。距離測定ＥＣＵ５は、相関関数の振幅のピーク値が検出された時間に基づいて障害物７までの距離を算出する。この構成により、超音波測距装置１０は、受信信号のサンプリング周波数を従来より低くしても受信信号に含まれる反射波を検出できる。また、受信信号のデータ量が小さくなることにより、メモリ量及び計算量が軽減するため、超音波測距装置１０を低コストかつ小型に実現できる。
　また、実施の形態１の相関関数計算部４０４は、Ｖを正の実数とし、送信信号の振幅をＶと－Ｖの２値、又はＶと０と－Ｖの３値に変換し、受信信号と変換後の送信信号との相関関数を計算する。これにより、超音波測距装置１０におけるメモリ量及び計算量がさらに軽減できる。
　また、実施の形態１の相関関数計算部４０４は、離散畳み込みを用いて相関関数を計算する。これにより、超音波測距装置１０は、デジタルフィルタ部４０３におけるバンドパスフィルタリングに相当する前処理を行わずとも、送信信号及び受信信号のノイズを除去できる。
　また、実施の形態１によれば、離散畳み込みは循環畳み込みである。これにより、超音波測距装置１０は、送信信号が長い場合に計算量を軽減できる。
　また、実施の形態１の相関関数計算部４０４は、受信信号をＤＦＴして振幅が最大になる周波数を求め、この周波数に基づいて送信信号をドプラ補償する。これにより、超音波測距装置１０は、車両又は障害物７の少なくとも一方が移動している場合でも、受信信号に含まれる反射波を検出できる。
　また、実施の形態１の相関関数計算部４０４は、受信信号を、送信信号の長さ以上のオーバラップを持つ複数のブロックに分割し、ブロックごとに相関関数を計算する。これにより、超音波測距装置１０は、メモリ量を軽減できる。
　また、実施の形態１によれば、離散畳み込みは線形畳み込みでもよい。これにより、超音波測距装置１０は、送信信号が短い場合に計算量を軽減できる。
　また、実施の形態１の相関関数計算部４０４は、送信信号の長さが予め定められた閾値以上である場合に循環畳み込みを用い、閾値未満である場合に線形畳み込みを用いてもよい。これにより、超音波測距装置１０は、送信信号の長さに応じて、より計算量の少ない畳み込みを選択できる。
　また、実施の形態１の相関関数計算部４０４は、ｉ及びｊを整数とし、受信信号の４ｎｉ番目のサンプリング値をｙ（４ｎｉ）とし、当該４ｎｉ番目のサンプリング値からｊｎ個離れたサンプリング値ｙ（４ｎｉ＋ｊｎ）をサンプリング値ｙ（４ｎｉ）から９０ｊ度位相がずれたものとして受信信号のｃｏｓ成分及びｓｉｎ成分を抽出し、抽出したｃｏｓ成分及びｓｉｎ成分から受信信号の位相を検出する。これにより、超音波測距装置１０は、少ない計算量で位相を検出できる。この際、相関関数計算部４０４は、ｙ（４ｎｉ）から１８０度位相がずれたサンプリング値ｙ（４ｎｉ－２ｎ）を引くことにより、受信信号ｙに残留した直流成分を除去してもよい。
　また、実施の形態１の相関関数計算部４０４は、送信信号に対する位相の変化速度に基づいて反射波の周波数を検出する。これにより、相関関数計算部４０４は、線形畳み込みにおける反射波の周波数に基づいて送信信号をドプラ補償できる。また、超音波測距装置１０は、ＤＦＴよりも少ない計算量で、受信信号における送信信号の周波数近傍の信号を検出できると共に、検出した反射波の周波数を用いて周波数変調された受信信号の復調等を行うことができる。
実施の形態２．
　図２４は、実施の形態２に係る超音波測距装置１０の信号処理回路４の構成例を示すブロック図である。実施の形態２に係る信号処理回路４は、図２に示された実施の形態１の信号処理回路４に対して、相関関数計算部４０４の代わりに位相検出部４１２が追加された構成である。図２４において図２と同一又は相当する部分は、同一の符号を付し説明を省略する。また、実施の形態２に係る超音波測距装置１０の構成は、実施の形態１の図１に示された構成と図面上は同一であるため、以下では図１を援用する。
　実施の形態１の信号処理回路４は、相関関数の振幅２乗値のピーク値を検出し、ピーク値が検出された時間を、送信素子２から送信された超音波が障害物７で反射して受信素子３に返ってきた時間とした。これに対し、実施の形態２の信号処理回路４は、相関関数ではなく受信信号の振幅２乗値のピークを検出し、ピーク値が検出された時間を、送信素子２から送信された超音波が障害物７で反射して受信素子３に返ってきた時間とする。なお、Ａ／Ｄ変換部４０２は、実施の形態２において、実施の形態１と同様に、送信信号の周波数の４ｎ倍のサンプリング周波数で受信信号をＡ／Ｄ変換する。
　位相検出部４１２は、デジタルフィルタ部４０３から出力される受信信号を、検波部４０５へ入力する。また、位相検出部４１２は、デジタルフィルタ部４０３からの受信信号の位相θを検出する。位相検出部４１２が行う位相検出動作は、実施の形態１の相関関数計算部４０４が行う位相検出動作と同じであるため、説明を省略する。位相検出部４１２が検出する位相θの変化速度は、例えば、周波数変調又は位相変調された受信信号の復調に使用されてもよいし、障害物７の移動速度の検出に使用されてもよいし、ドプラ補償に使用されてもよい。位相検出部４１２は、位相θ等の情報を、距離測定ＥＣＵ５へ送信する情報として通信処理部４１０へ出力してもよい。なお、位相θの情報が必要ない場合、位相検出部４１２は、位相検出動作を行わず、デジタルフィルタ部４０３からの受信信号を検波部４０５へ入力する。
　検波部４０５は、受信信号におけるｎ個離れた２サンプルを２乗して加算し、受信信号の振幅の２乗値を求める。受信信号の振幅２乗値は、受信信号の振幅値の代替として使用される。
　波形抽出部４１３は、検波部４０５が検波した受信信号の振幅２乗値の時系列データを用いて、距離測定ＥＣＵ５へ送信する情報を決定し、決定した情報を通信処理部４１０へ出力する。具体的には、波形抽出部４１３は、受信信号の振幅２乗値の時系列データにおけるピーク値を検出し、ピーク値及びピーク値が検出された時間等を距離測定ＥＣＵ５へ送信する情報とする。このピーク値が検出された時間は、送信素子２から送信された超音波が障害物７で反射して受信素子３に返ってきた時間である。波形抽出部４１３は、振幅２乗値の全時系列データ、又は全時系列データを間引いたデータを、距離測定ＥＣＵ５へ送信する情報に含めてもよい。
　以上のように、実施の形態２に係る超音波測距装置１０は、超音波センサ１と、信号処理回路４と、距離測定ＥＣＵ５とを備える。超音波センサ１は、送信信号に対応する超音波を送信し、超音波が障害物７で反射した反射波を受信してアナログ信号を出力する。信号処理回路４のＡ／Ｄ変換部４０２は、ｎを３以下の正の整数とし、送信信号の周波数の４ｎ倍のサンプリング周波数で、アナログ信号をＡ／Ｄ変換して受信信号を出力する。信号処理回路４の検波部４０５は、受信信号のｎ個離れた２つのサンプリング値をそれぞれ２乗して加算することにより受信信号の振幅を計算する。信号処理回路４の波形抽出部４１３は、受信信号の振幅のピーク値を検出する。距離測定ＥＣＵ５は、受信信号の振幅のピーク値が検出された時間に基づいて障害物７までの距離を算出する。この構成により、超音波測距装置１０は、受信信号のサンプリング周波数を従来より低くしても受信信号に含まれる反射波を検出できる。また、受信信号のデータ量が小さくなることにより、メモリ量及び計算量が軽減するため、超音波測距装置１０を低コストかつ小型に実現できる。
　最後に、各実施の形態に係る信号処理回路４のハードウェア構成を説明する。
　図２５は、各実施の形態に係る信号処理回路４のハードウェア構成例を示す図である。信号処理回路４におけるアナログフィルタ部４０１は、アナログフィルタ回路１０００である。信号処理回路４におけるＡ／Ｄ変換部４０２は、Ａ／Ｄ変換回路１００１である。信号処理回路４における送信処理部４１１は、送信素子２に電圧を印加する駆動回路１００２である。
　信号処理回路４におけるデジタルフィルタ部４０３、相関関数計算部４０４、検波部４０５、通信処理部４１０、位相検出部４１２、及び波形抽出部４１３の機能は、メモリ１００３に格納されるプログラムを実行するプロセッサ１００４により実現される。即ち、デジタルフィルタ部４０３、相関関数計算部４０４、検波部４０５、通信処理部４１０、位相検出部４１２、及び波形抽出部４１３の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、又はソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェア又はファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ１００３に格納される。プロセッサ１００４は、メモリ１００３に格納されたプログラムを読みだして実行することにより、各部の機能を実現する。即ち、信号処理回路４は、プロセッサ１００４により実行されるときに、上記の処理が結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリ１００３を備える。また、このプログラムは、デジタルフィルタ部４０３、相関関数計算部４０４、検波部４０５、通信処理部４１０、位相検出部４１２、及び波形抽出部４１３の手順又は方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。
　ここで、プロセッサ１００４とは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、処理装置、演算装置、又はマイクロプロセッサ等のことである。
　メモリ１００３は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、又はフラッシュメモリ等の不揮発性もしくは揮発性の半導体メモリである。なお、Ａ／Ｄ変換後の受信信号は、メモリ１００３に一時的に格納され、相関関数の計算及びピーク値の検出等に使用される。
　なお、本発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、又は各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明に係る超音波測距装置は、低コスト化及び小型化するようにしたので、自動車用の超音波測距装置などに用いるのに適している。
　１　超音波センサ、２　送信素子、３　受信素子、４　信号処理回路、５　距離測定ＥＣＵ（距離測定部）、６　車両制御ＥＣＵ、７　障害物、１０　超音波測距装置、４０１　アナログフィルタ部、４０２　Ａ／Ｄ変換部、４０３　デジタルフィルタ部、４０４　相関関数計算部、４０５　検波部、４１０　通信処理部、４１１　送信処理部、４１２　位相検出部、４１３　波形抽出部、１０００　アナログフィルタ回路、１００１　Ａ／Ｄ変換回路、１００２　駆動回路、１００３　メモリ、１００４　プロセッサ。

Claims (14)

  1. 　送信信号に対応する超音波を送信し、前記超音波が障害物で反射した反射波を受信してアナログ信号を出力する超音波センサと、
    　ｎを３以下の正の整数とし、前記送信信号の周波数の４ｎ倍のサンプリング周波数で、前記アナログ信号をアナログデジタル変換して受信信号を出力するアナログデジタル変換部と、
    　前記受信信号と前記送信信号との相関関数を計算する相関関数計算部と、
    　前記相関関数のｎ個離れた２つのサンプリング値をそれぞれ２乗して加算することにより前記相関関数の振幅を計算する検波部と、
    　前記相関関数の振幅のピーク値を検出する波形抽出部と、
    　前記相関関数の振幅のピーク値が検出された時間に基づいて前記障害物までの距離を算出する距離測定部とを備える超音波測距装置。
  2. 　前記相関関数計算部は、Ｖを正の実数とし、前記送信信号の振幅をＶと－Ｖ、又はＶと０と－Ｖに変換し、前記受信信号と変換後の前記送信信号との相関関数を計算することを特徴とする請求項１記載の超音波測距装置。
  3. 　前記相関関数計算部は、離散畳み込みを用いて相関関数を計算することを特徴とする請求項１記載の超音波測距装置。
  4. 　前記離散畳み込みは、循環畳み込みであることを特徴とする請求項３記載の超音波測距装置。
  5. 　前記相関関数計算部は、前記受信信号を離散フーリエ変換して振幅が最大になる周波数を求め、前記周波数に基づいて前記送信信号をドプラ補償することを特徴とする請求項４記載の超音波測距装置。
  6. 　前記相関関数計算部は、前記受信信号を、前記送信信号の長さ以上のオーバラップを持つ複数のブロックに分割し、前記ブロックごとに相関関数を計算することを特徴とする請求項４記載の超音波測距装置。
  7. 　前記離散畳み込みは、線形畳み込みであることを特徴とする請求項３記載の超音波測距装置。
  8. 　前記相関関数計算部は、前記離散畳み込みとして、前記送信信号の長さが予め定められた閾値以上である場合に循環畳み込みを用い、前記閾値未満である場合に線形畳み込みを用いることを特徴とする請求項３記載の超音波測距装置。
  9. 　前記相関関数計算部は、ｉ及びｊを整数とし、前記受信信号の４ｎｉ番目のサンプリング値をｙ（４ｎｉ）とし、当該４ｎｉ番目のサンプリング値からｊｎ個離れたサンプリング値ｙ（４ｎｉ＋ｊｎ）を前記サンプリング値ｙ（４ｎｉ）から９０ｊ度位相がずれたものとして前記受信信号のｃｏｓ成分及びｓｉｎ成分を抽出し、抽出した前記ｃｏｓ成分及び前記ｓｉｎ成分から前記受信信号の位相を検出することを特徴とする請求項１記載の超音波測距装置。
  10. 　前記相関関数計算部は、前記送信信号に対する前記位相の変化速度に基づいて前記反射波の周波数を検出することを特徴とする請求項９記載の超音波測距装置。
  11. 　前記相関関数計算部は、前記反射波の周波数に基づいて前記送信信号をドプラ補償することを特徴とする請求項１０記載の超音波測距装置。
  12. 　送信信号に対応する超音波を送信し、前記超音波が障害物で反射した反射波を受信してアナログ信号を出力する超音波センサと、
    　ｎを３以下の正の整数とし、前記送信信号の周波数の４ｎ倍のサンプリング周波数で、前記アナログ信号をアナログデジタル変換して受信信号を出力するアナログデジタル変換部と、
    　前記受信信号のｎ個離れた２つのサンプリング値をそれぞれ２乗して加算することにより前記受信信号の振幅を計算する検波部と、
    　前記受信信号の振幅のピーク値を検出する波形抽出部と、
    　前記受信信号の振幅のピーク値が検出された時間に基づいて前記障害物までの距離を算出する距離測定部とを備える超音波測距装置。
  13. 　ｉ及びｊを整数とし、前記受信信号の４ｎｉ番目のサンプリング値をｙ（４ｎｉ）とし、当該４ｎｉ番目のサンプリング値からｊｎ個離れたサンプリング値ｙ（４ｎｉ＋ｊｎ）を前記サンプリング値ｙ（４ｎｉ）から９０ｊ度位相がずれたものとして前記受信信号のｃｏｓ成分及びｓｉｎ成分を抽出し、抽出した前記ｃｏｓ成分及び前記ｓｉｎ成分から前記受信信号の位相を検出する位相検出部を備えることを特徴とする請求項１２記載の超音波測距装置。
  14. 　前記位相検出部は、前記送信信号に対する前記位相の変化速度に基づいて前記反射波の周波数を検出することを特徴とする請求項１３記載の超音波測距装置。
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