WO2023058272A1 - 物体検知装置及び方法 - Google Patents

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佑真 渡部
隆昭 浅田
晋一 佐々木
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to an object detection device and method for detecting information such as the distance to an object based on transmission and reception of ultrasonic waves.
  • Non-Patent Document 1 discloses, as an ultrasonic distance measurement method, a method for obtaining a distance by transmitting an ultrasonic pulse to a measurement target and measuring the time difference until the echo reflected from the measurement target is received.
  • the technique measures the time difference from the peak time of the function that indicates the correlation between the transmission signal and the echo.
  • the peak time will change due to the Doppler effect caused by the movement of the object to be measured. Therefore, according to the method of Non-Patent Document 1, an envelope curve is obtained from the sum of the squares of the cross-correlation function and its orthogonal components, and the time difference is measured from the peak time of the envelope curve.
  • An object of the present invention is to provide an object detection apparatus and method that can accurately generate detection information regarding an object based on transmission and reception of sound waves.
  • An object detection device includes a transmitter, a receiver, and a controller.
  • a transmitter transmits sound waves to an object.
  • a wave receiver receives sound waves and generates a received signal indicating a reception result.
  • the control unit controls transmission of sound waves by the wave transmitter and acquires a received signal from the wave receiver.
  • the control unit outputs a transmission signal to cause the transmitter to transmit sound waves, and obtains a response reception signal.
  • the control unit generates detection information about an object by complex analysis that complexes a correlation signal that indicates the correlation between the transmission signal and the reception signal.
  • the object detection apparatus further includes a signal correction unit that corrects any one of the correlation signal, the reception signal, and the transmission signal so as to suppress the DC component in the correlation signal to be subjected to complex analysis.
  • the present invention can also be realized by methods, computer programs, and combinations thereof.
  • the object detection device and method according to the present invention it is possible to accurately generate detection information regarding an object based on transmission and reception of sound waves.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an outline of a displacement detection device according to Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a displacement detection device according to Embodiment 1;
  • FIG. Diagram showing a configuration example of a transmitter in a displacement detection device 3 is a block diagram showing the functional configuration of the control unit in the displacement detection device of Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an outline of a displacement detection device according to Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a displacement detection device according to Embodiment 1;
  • FIG. Diagram showing a configuration example of a transmitter in a displacement detection device 3 is a block diagram showing the functional configuration of the control unit in the displacement detection device of Embodiment 1;
  • FIG. 3 is a flowchart illustrating the overall operation of the displacement detection device according to the first embodiment; 4 is a diagram for explaining the overall operation of the displacement detection device according to the first embodiment; FIG. 3 is a flow chart exemplifying analysis signal generation processing in the displacement detection device according to the first embodiment; A diagram for explaining the effect of the displacement detection device FIG.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the functional configuration of a control unit in the displacement detection device of Embodiment 2; 3 is a flowchart illustrating the overall operation of the displacement detection device according to the second embodiment;
  • FIG. 11 is a block diagram showing a functional configuration of a control unit in a modified example of the second embodiment;
  • FIG. 11 is a block diagram showing the functional configuration of the control unit in the displacement detection device of Embodiment 3;
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the operation of the displacement detection device according to the third embodiment;
  • FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of a displacement detection device according to a modification of the third embodiment;
  • Embodiment 1 In Embodiment 1, an example of an object detection device that is applied to detect minute displacements of an object will be described. A displacement detection device will be described below as an example of the object detection device according to the present embodiment.
  • Configuration 1-1 Overview An overview of the displacement detection device according to the first embodiment will be described with reference to FIG.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the outline of the displacement detection device 1 of this embodiment.
  • the displacement detection device 1 of this embodiment is configured using a thermophone, which is a thermally excited sound wave generating device.
  • the displacement detection device 1 is a device that detects information such as the distance to the object 3 by transmitting and receiving sound waves, and generates detection information regarding the object 3 .
  • the displacement sensing device 1 can be used to measure a patient's heartbeat or respiration, for example in medical applications.
  • the object 3 to be sensed in this case includes, for example, the patient's body surface.
  • the displacement detection device 1 can be applied to various applications other than medical applications.
  • the displacement detection device 1 may detect a driver or an occupant of an automobile in an in-vehicle application.
  • the object 3 to be detected is not limited to a living body such as a person, and may be an article or the like.
  • the displacement detection device 1 may be applied, for example, to inspection of containers in industrial applications, and may be used to measure minute changes in the distance to a portion where a label is attached to the surface of the container.
  • the displacement detection device 1 in detecting information such as a minute distance, a chirp wave whose frequency changes with time is transmitted to the object 3, and the chirp wave is reflected by the object 3, that is, an echo. received.
  • the displacement detection device 1 can generate sound waves having wideband frequency characteristics such as chirp waves.
  • the displacement detection device 1 of this embodiment repeats transmission and reception of sound waves as described above to detect a change in the distance to the object 3, that is, the displacement of the object 3.
  • the displacement of the object 3 is an example of detection information in this embodiment. The details of the configuration of the displacement detection device 1 will be described below.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the displacement detection device 1.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of a transmitter in the displacement detection device 1 of this embodiment.
  • the displacement detection device 1 of this embodiment includes, for example, a wave transmitter 10, a wave receiver 11, a control section 13, and a storage section 14, as shown in FIG.
  • the transmitter 10 and the receiver 11 are arranged close to each other on the side of the displacement detection device 1 facing the object 3 .
  • the wave transmitter 10 and the wave receiver 11 are communicably connected to the controller 13 via various signal lines, for example.
  • the wave transmitter 10 of this embodiment includes a thermophone as a sound source.
  • the transmitter 10 generates ultrasonic waves having a frequency of 20 kHz or higher, for example.
  • the wave transmitter 10 can generate a chirp wave whose frequency is modulated in a wide band, such as from 20 kHz to 100 kHz, by a thermophone.
  • the wave transmitter 10 of this embodiment generates a chirp wave by a linear frequency chirp whose frequency linearly changes with time, for example. Further, the transmitter 10 can be made small and lightweight by using a thermophone.
  • the wave transmitter 10 may include a drive circuit for driving the thermophone.
  • the wave transmitter 10 generates sound waves by driving a thermophone with a drive circuit based on, for example, a transmission signal input from the control unit 13 .
  • the transmitter 10 may include, for example, a MOSFET switching circuit as a drive circuit.
  • the drive circuit of the transmitter 10 may set the frequency band of the sound wave to be generated, the chirp length indicating the period for changing the frequency, the intensity, the signal length, the directivity, and the like.
  • the transmitter 10 is not necessarily limited to ultrasonic waves, and may generate sound waves in various frequency bands.
  • Transmitter 10 may be various omnidirectional sound sources without particular directivity, or may be variable or fixed directional sound sources.
  • FIG. 3(a) shows a plan view of the transmitter 10 in this configuration example.
  • FIG. 3(b) shows a cross-sectional view of the transmitter 10 taken along line A-A' in FIG. 3(a).
  • the wave transmitter 10 includes, for example, a heating element 41, a substrate 42, a pair of electrodes 43a and 43b, and a heat insulating layer 44 as a configuration of a thermophone that heats air to generate sound waves.
  • the heating element 41 and the heat insulating layer 44 are laminated on the substrate 42 .
  • the heating element 41 is composed of a resistor, and generates heat when a current from the drive circuit is passed through the electrode 43 .
  • the heating element 41 is provided so as to form a sound emitting surface 41a in contact with air, and expands or contracts the air around the sound emitting surface 41a due to temperature changes. As a result, air pressure, that is, sound waves are generated from the vicinity of the sound emitting surface 41a.
  • the heat insulating layer 44 is provided between the heating element 41 and the substrate 42, and suppresses heat conduction from the heating element 41 to the side opposite to the sound emitting surface 41a.
  • the substrate 42 radiates the heat transmitted from the heating element 41 .
  • the wave receiver 11 is composed of a microphone such as a MEMS (Micro Electro Mechanical System) microphone.
  • the wave receiver 11 receives the echo from the object 3 and generates a reception signal indicating the reception result.
  • the distance between the wave receiver 11 and the wave transmitter 10 is set in advance in consideration of, for example, the distance from the displacement detection device 1 to the object 3 at the time of assumed detection.
  • the wave receiver 11 is not limited to the MEMS microphone, and may be another microphone having frequency characteristics capable of receiving broadband ultrasonic waves transmitted from the wave transmitter 10, for example.
  • the wave receiver 11 may be a condenser microphone.
  • the wave receiver 11 may be omnidirectional, or may have various directivities as appropriate.
  • the control unit 13 controls the overall operation of the displacement detection device 1.
  • the control unit 13 is composed of, for example, a microcomputer, and cooperates with software to realize predetermined functions.
  • the control unit 13 reads the data and programs stored in the storage unit 14 and performs various arithmetic processing to realize various functions.
  • the control unit 13 generates, for example, a transmission signal for causing the transmitter 10 to generate a chirp wave, and outputs the signal to the transmitter 10 .
  • the control unit 13 holds the generated transmission signal in the storage unit 14, for example.
  • the control unit 13 includes, as a functional configuration, for example, a DC offset unit 15 (described later) that applies offset correction to the signal.
  • the DC offset section is an example of the signal correction section in this embodiment. Details of the control unit 13 will be described later.
  • control unit 13 may be a hardware circuit such as a dedicated electronic circuit or a reconfigurable electronic circuit designed to achieve a predetermined function.
  • the control unit 13 may be composed of various semiconductor integrated circuits such as CPU, MPU, DSP, FPGA, and ASIC.
  • control unit 13 may include an analog/digital (A/D) converter and a digital/analog (D/A) converter, and applies A/D conversion or D/A conversion to various signals.
  • A/D analog/digital
  • D/A digital/analog
  • the storage unit 14 is a storage medium for storing programs and data necessary for realizing the functions of the control unit 13, and is composed of a flash memory, for example.
  • the storage unit 14 stores transmission signals generated by the control unit 13 .
  • control unit 13 in the displacement detection device 1 of the present embodiment will be described with reference to FIG.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the functional configuration of the control unit 13.
  • the control unit 13 includes, as shown in FIG. A processing unit 135 is included.
  • the DC offset unit 15 implements an offset correction function for correcting a signal by performing arithmetic processing for removing a direct current (DC) component, which will be described later, included in the signal.
  • Each of the functional units 131 to 135 implements functions of fast Fourier transform (FFT), cross spectrum calculation, Hilbert transform, inverse fast Fourier transform (IFFT), and analysis processing to be described later.
  • FFT fast Fourier transform
  • IFFT inverse fast Fourier transform
  • the control unit 13 receives, for example, the transmission signal Sd from the storage unit 14 and the reception signal Sr from the wave receiver 11, and performs signal processing by each of the functional units 131-135.
  • Each of the functional units 131 to 135 can operate periodically, for example, at a predetermined measurement frame rate (eg, 30 frames/second) as described later.
  • a series of processes from the FFT section 131 to the IFFT section 134 among the functional sections 131 to 135 are performed to generate an analysis signal based on the transmission signal Sd and the reception signal Sr for each frame.
  • the analytic signal is a complex signal composed of a cross-correlation function between the transmission signal Sd and the reception signal Sr, and is used for displacement detection by the displacement detection device 1 .
  • the cross-correlation function shows the correlation between the two signals Sd, Sr in the time domain.
  • the FFT section 131 a performs a fast Fourier transform on the transmission signal Sd input to the control section 13 and outputs the result of transform from the time domain to the frequency domain to the cross spectrum calculation section 132 .
  • the FFT section 131 b performs fast Fourier transform on the received signal Sr input to the control section 13 in the same manner as on the transmitted signal Sd, and outputs the transform result to the cross spectrum computing section 132 .
  • the cross spectrum calculator 132 calculates a cross spectrum from the results of the Fourier transform of the signals Sd and Sr by the FFT section 131 .
  • the cross spectrum calculator 132 outputs the calculated cross spectrum to the DC offset unit 15 .
  • the cross spectrum defines multiple frequency components of the cross-correlation function corresponding to the Fourier transform of the cross-correlation function of the transmitted signal Sd and the received signal Sr. Applying the inverse Fourier transform to the cross spectrum yields the cross-correlation function.
  • the DC offset section 15 performs offset correction calculation in the cross spectrum and outputs the calculation result to the Hilbert transform section 133 and the IFFT section 134b.
  • the Hilbert transform unit 133 calculates the Hilbert transform of the input cross spectrum, and outputs the transform result obtained by shifting each frequency component of the cross spectrum by ⁇ /2 to the IFFT unit 134a.
  • the IFFT unit 134 a calculates the inverse fast Fourier transform in the cross spectrum to which the Hilbert transform is applied, and outputs the result of transform from the frequency domain to the time domain to the analysis processing unit 135 .
  • the IFFT unit 134 b performs an inverse fast Fourier transform on the cross spectrum before the Hilbert transform is applied, and outputs the transform result to the analysis processing unit 135 .
  • the analysis processing unit 135 generates an analytic signal having each signal I and Q as a real part and an imaginary part, respectively, and performs processing related to the analytic signal.
  • the analytic signal generated based on the transmission signal Sd and the reception signal Sd in this way indicates an analytic function in the complex domain.
  • the signals I and Q are hereinafter referred to as an in-phase component I and a quadrature component Q, respectively, of the analytic signal.
  • control unit 13 may be implemented by, for example, programs stored in the storage unit 14, or part or all of the various functions may be implemented by hardware circuits.
  • FIG. 5 is a graph for explaining the transmission signal Sd in the displacement detection device 1 of this embodiment.
  • FIG. 5(a) illustrates signal data D11 indicating a transmission signal Sd used for driving the thermophone by the drive circuit in the transmitter 10 of the displacement detection device 1.
  • FIG. The signal data D11 is stored in the storage unit 14 in advance so that the control unit 13 outputs the transmission signal Sd to the wave transmitter 10, for example.
  • a pulsed switching signal is used as the transmission signal Sd.
  • a chirp signal is output as the transmission signal Sd by pulse width modulation in which the time width of each pulse in continuous pulses is temporally changed.
  • the signal data D11 represents a signal of unsigned pulses whose amplitude varies from zero to a positive range with voltage "0" as a reference.
  • the waveform of the signal by the sine chirp is shown by the dotted line for explanation.
  • the transmitter 10 of the displacement detection device 1 switches the driving circuit between the ON state and the OFF state based on the transmission signal Sd.
  • the heating element 41 illustrated in FIG. 3 repeats heat generation and heat generation stop to generate continuous pulse sound waves.
  • the reference of the transmission signal Sd described above corresponds to, for example, the OFF state of the thermophone, that is, the state of stopping heat generation.
  • the transmission signal Sd in the displacement detection device 1 of this embodiment includes a direct current (DC) component C1 whose average amplitude deviates from zero, unlike a sine chirp signal.
  • the transmission signal Sd based on the signal data D11 includes a positive DC component C1 because the amplitude changes only on the positive side with respect to the zero value.
  • the transmission signal Sd is not limited to the signal data D11 in FIG. 5(a), and other signal data may be used.
  • FIG. 5(b) illustrates signal data D12 as another example of signal data that can be used for the transmission signal Sd.
  • the signal data D12 indicates a signal by a negative (-) reference signed pulse whose amplitude varies from negative to positive with reference to a negative voltage.
  • the transmission signal Sd based on the signal data D12 contains a negative DC component C1.
  • the transmission signal Sd is not limited to pulse width modulation, and may be a chirp signal by pulse interval modulation, for example.
  • Pulse interval modulation temporally changes the interval between adjacent pulses in a series of pulses, that is, the off-state period of the pulse. As a result, the on-state period can be shortened, and power consumption in the transmitter 10 can be reduced.
  • the transmission signal Sd is a down-chirp signal whose frequency decreases with time in the examples of FIGS. 5(a) and 5(b), but may be an up-chirp signal whose frequency increases with time.
  • the transmission signal Sd is not limited to a linear frequency chirp, and may be a chirp signal based on a linear period chirp whose period linearly changes with time, for example.
  • the transmission signal Sd may be a signal for generating a wideband modulated wave using a spreading code such as an M-sequence code or a Gold code.
  • the displacement detection device 1 of the present embodiment transmits one chirp wave from the transmitter 10 to the object 3 and receives the echo of the chirp wave with the receiver 11. is one frame of measurement operation, and the measurement operation of each frame is sequentially executed.
  • the controller 13 generates an analysis signal for each measurement frame so as to analyze the correlation between the transmission signal and the reception signal.
  • FIG. 6 is a graph for explaining the analytic signal z(t) in the displacement detection device 1.
  • FIG. FIG. 6 illustrates the analytic signal z(t) for one frame.
  • the analytic signal z(t) is complexed by including an in-phase component I(t) representing the cross-correlation function between the transmitted signal and the received signal as a real part and a corresponding quadrature component Q(t) as an imaginary part. , has a range of complex numbers.
  • the peak time t0 is the timing at which the amplitude
  • the displacement detection device 1 of the present embodiment analyzes the phase ⁇ z(t) in addition to the envelope E(t) in the analytic signal z(t) obtained by complexing the cross-correlation function.
  • FIG. 7(a) illustrates the envelope E(t) of the analytic signal z(t) of FIG.
  • FIG. 7(b) illustrates the phase curve ⁇ (t) of the analytic signal z(t) of FIG.
  • the phase curve ⁇ (t) shows the correspondence relationship between the phase ⁇ z(t) defined in the range of complex numbers in the analytic signal z(t) and the time t.
  • the phase curve ⁇ (t) exemplified in FIG. 7(b) has a steep slope in a sawtooth graph shape linked to the vibration of the envelope E(t) in FIG. 7(a).
  • the slope of the phase curve ⁇ (t) is defined by the frequency (that is, the instantaneous frequency) of the analytic signal z(t) at each time t.
  • phase curve ⁇ (t) of the analytic signal z(t) for each frame the phase ⁇ z(t 0 ) at the peak time t 0 of the frame is theoretically a zero value, and various noises on implementation It is considered to have a corresponding offset value.
  • phase curve ⁇ (t) has relatively high linearity in the vicinity of the peak time t0 of the envelope E(t).
  • the displacement detection device 1 of the present embodiment calculates the phase difference between two consecutive frames with reference to the peak time t0 in one frame, and converts the phase difference into the displacement of the object 3. Measure quantity. Conversion from such a phase difference makes it possible to calculate a very small amount of displacement with high accuracy according to, for example, the steepness of the gradient of the phase curve ⁇ (t).
  • the displacement detection device 1 of the present embodiment can realize highly accurate object detection such as minute displacement by complex analysis using the analytic signal z(t) obtained by complexing the cross-correlation function as described above. According to the intensive research of the inventors of the present application, it has become clear that the DC components of the transmission signal Sd and the reception signal Sr can hinder highly accurate detection in the complex analysis described above. Problems related to DC components of transmission/reception signals will be described with reference to FIGS. 8 to 10. FIG.
  • FIG. 8 is a graph for explaining the envelope and phase curve of the analytic signal z(t) based on the ideal received signal.
  • FIG. 9 is a graph for explaining a transmission signal that does not contain a DC component.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining problems related to the DC component in the displacement detection device 1.
  • FIG. 8(a) shows the envelope of the analytic signal z(t) based on the signals of FIGS. 5 and 9 and the received signal Sr when the received signal Sr does not contain a DC component.
  • Each analytic signal z(t) is generated by using each of the signal data D01 to D12 in FIGS. 5 and 9 as the transmission signal Sd and complexing the cross-correlation function with the reception signal Sr.
  • FIG. 8(b) shows the phase curve of each analytic signal z(t) which is the same as the envelope of FIG. 8(a).
  • FIG. 9 illustrates signal data D01 and D02 of transmission signals that do not contain DC components.
  • FIG. 9(a) shows signal data D01 by sine chirp.
  • FIG. 9(b) shows signal data D02 based on zero-reference signed pulses.
  • envelopes E11 and E12 indicate the amplitude of the analytic signal z(t) when the signal data D11 and D12 of FIGS. 5(a) and 5(b) are used as the transmission signal Sd.
  • envelopes E01 and E02 represent amplitudes when the signal data D01 and D02 of FIGS. 9A and 9B are used.
  • Phase curves ⁇ 11, ⁇ 12, ⁇ 01, and ⁇ 02 in FIG. 8(b) respectively indicate the phases of the analytic signals z(t) of the envelopes E11, E12, E01, and E02 in FIG. 8(a).
  • the peak time t0 can be detected from each of the envelopes E01 to E12.
  • the phase curves ⁇ 01 to ⁇ 12 have similar curve shapes, and all of them have steep gradients near the peak time t0 , for example.
  • FIGS. 8(a) and 8(b) as described above are ideal cases using the received signal Sr that does not contain a DC component.
  • the received signal Sr contains a DC component corresponding to various noises on mounting.
  • the average amplitude of the received signal Sr in practice deviates from the zero value due to environmental noise during sound wave propagation, deviation of the reference voltage in various circuits of the wave receiver 11 or the control unit 13, and the like.
  • the signal data D01 and D02 illustrated in FIGS. 9A and 9B change their amplitudes to both positive and negative sides with the voltage "0" as a reference, so that transmission signals that do not contain a DC component are generated. Configure.
  • the criteria for such signal data D01 and D02 are difficult to match with, for example, the heat generation stop state of the thermophone.
  • the transmission signal Sd in the displacement detection device 1 of the present embodiment is different from the examples shown in FIGS. D11 and D12 contain a DC component due to the reference corresponding to the heat generation stop state of the thermophone.
  • Envelopes E01 to E12 in FIG. 10(a) indicate the amplitude of the analytic signal z(t) when the signal data D01 to D12 are used as the transmission signal Sd, respectively, as in FIG. 8(a).
  • Phase curves ⁇ 01 to ⁇ 12 in FIG. 10(b) respectively indicate the phases of the analytic signals z(t) of the envelopes E01 to E12 in FIG. 10(a).
  • the signal data D01 and D02 in FIGS. 9A and 9B for example, as shown in FIG. is obtained in the same manner as in the case of FIG.
  • a transmission signal that does not contain a DC component is used, it is considered possible to perform highly accurate complex analysis in the analytic signal z(t) of the envelopes E01 and E02 regardless of the presence or absence of the DC component in the received signal Sr. be done.
  • the signal data D11 and D12 (FIGS. 5A and 5B) for controlling the heat generation of the thermophone are used as described above, so the transmission signal Sd is a DC Contains ingredients.
  • the envelopes E11 and E12 using the signal data D11 and D12 as the transmission signal Sd are distorted from the example of FIG. 8(a).
  • the envelope E11 the amplitude of the side lobe different from the peak is large, and in the envelope E12, two peaks appear. situation is assumed.
  • phase curves .theta.01 and .theta.02 are obtained in the same manner as in the example of FIG. 8(b) where there is no DC component in the received signal Sr. is heavily distorted from the example of In this case, it is difficult to detect the displacement with high accuracy based on the phase difference using the phase ⁇ z(t) on the phase curves ⁇ 11 and ⁇ 12.
  • the analytic signal z(t) has the envelope E(t) and the phase ⁇ z( It may be difficult to calculate t) with high accuracy.
  • the analytic signal z(t) obtained by converting the cross-correlation function into a complex form is the envelope E ( A possible influence is that the peak time t0 of t) shifts.
  • the displacement detection device 1 there is a problem that it is difficult to accurately detect information such as the distance to the object 3 using the peak time t0 or the like.
  • processing for removing the DC component is executed during calculation of the analytic signal z(t).
  • the peak time t0 can be accurately detected from the envelope E(t) of the analytic signal z(t), and the distance to the object 3, etc. can be estimated. Information can be detected with high accuracy.
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating the overall operation of the displacement detection device 1.
  • FIG. FIG. 12 is a diagram for explaining the overall operation of the displacement detection device 1 according to this embodiment.
  • Each process shown in the flowchart of FIG. 11 is repeatedly executed at a predetermined cycle, such as every two frames, by the control unit 13 of the displacement detection device 1 .
  • FIG. 12(a) illustrates envelopes E1 and E2 of the analytic signals z(t) of the first and second frames.
  • FIG. 12(b) illustrates phase curves ⁇ 1 and ⁇ 2 of the analytic signals z(t) of the first and second frames.
  • FIG. 12 shows five points near the peak time t0 among the sampling points of the analytic signal z(t) on the envelope E1 and the phase curve ⁇ 1 of the first frame.
  • a sampling point indicates a signal value z(t i ) at each time t i in the analytic signal z(t) generated as a discrete signal.
  • the control unit 13 of the displacement detection device 1 outputs the transmission signal Sd to the transmitter 10, and controls the transmitter 10 to transmit a chirp wave based on the transmission signal Sd. (S1).
  • the chirp wave for example, it is possible to suppress attenuation when propagating in the air and to detect the displacement with high accuracy.
  • the control unit 13 After transmitting the chirp wave (S1), the control unit 13 acquires a reception signal Sr indicating the reception result of the first frame from the wave receiver 11 (S2). The reception result of the first frame shows an echo responding to the chirp wave transmitted in step S1.
  • control unit 13 generates an analytic signal z(t) based on the cross-correlation function between the transmission/reception signals Sd and Sr (S3).
  • the displacement detection device 1 of the present embodiment removes the DC component in the cross-correlation function, which is an example of the correlation signal.
  • control unit 13 for example, as the function units 131 to 134 and the DC offset unit 15 in FIG. removal.
  • a cross-correlation function c( ⁇ ) between the signals Sd and Sr is expressed by the following equation.
  • T is the period for one frame
  • ⁇ is the delay time.
  • a cross-correlation function c( ⁇ ) indicates the correlation when two signals Sd and Sr have a delay time ⁇ .
  • the control unit 13 performs arithmetic processing to remove the DC component in the cross spectrum corresponding to the cross-correlation function c( ⁇ ) in the frequency domain.
  • the control unit 13 calculates an inverse Fourier transform from the cross spectrum and outputs an in-phase component I representing the cross-correlation function c( ⁇ ). Further, the control unit 13 outputs the orthogonal component Q by calculating the inverse Fourier transform from the Hilbert transform of the cross spectrum.
  • control unit 13 for example, as the analysis processing unit 135 in FIG. 4, performs processing for extracting phase information from the DC component-removed analysis signal z(t) of the first frame (S4).
  • the control unit 13 detects the peak time t0 from the envelope E(t) of the analytic signal z(t), and detects the peak time t from the phase ⁇ z(t). Extract the phase information including the zero phase ⁇ z(t 0 ) .
  • FIGS. 12(a) and 12(b) show an enlarged view of the vicinity of the peak time t0 corresponding to FIGS. 7(a) and 7(b).
  • the peak time t0 is detected in the envelope E1 of the first frame.
  • Phase information is extracted based on the peak time t0 from the phase ⁇ z(t) on the phase curve ⁇ 1 of the first frame shown in FIG. 12(b).
  • phase ⁇ z(t i ) at time t i is expressed by the in-phase component I( t i ) and the quadrature component Q(t i ) at time t i as follows.
  • ⁇ z(t i ) arctan(Q(t i )/I(t i ))
  • control unit 13 transmits and receives chirp waves for the second time, and receives the reception signal Sr corresponding to the transmission signal Sd of the second frame (S5, S6).
  • control unit 13 Based on the transmission signal Sd and the reception signal Sr of the second frame, the control unit 13 removes the DC component in the calculation of the analytic signal z(t) in the same manner as in step S3 (S7). Details of such analysis signal generation processing (S3, S7) will be described later.
  • the control unit 13 calculates the phase information difference between the two frames.
  • a process of calculating the displacement amount ⁇ x of the object 3 is performed according to (S8).
  • the control unit 13 for example, as the analysis processing unit 135 shown in FIG. 4, extracts phase information in the analysis signal z(t) of the second frame.
  • the phase information of the second frame is extracted from the phase ⁇ z(t) on the phase curve ⁇ 2 of the second frame with reference to the peak time t0 of the first frame.
  • the control unit 13 calculates the difference in the phase information of each frame to calculate the inter-frame phase difference ⁇ at the peak time t0 . After that, the control unit 13 calculates the displacement amount ⁇ x between frames by conversion from such a peak phase difference ⁇ .
  • the amount of displacement ⁇ x between frames is represented by the following equation.
  • c is the speed of sound
  • ⁇ is the circular constant
  • fc is the center frequency of the analytic signal z(t).
  • fc is determined from the analytic signal z(t) of the first frame in the inter-frame displacement calculation process (S8) in this embodiment, and is, for example, the gradient of the phase ⁇ z(t 0 ) at the peak time t 0 (that is, instantaneous frequency).
  • the control unit 13 calculates the slope of the regression line to the phase of each sampling point near the peak time t 0 as the instantaneous frequency fc, that is, the regression coefficient. do.
  • the displacement detection device 1 transmits and receives the chirp wave twice (S1, S2, S5, S6), and removes the DC component of the cross spectrum in generating the analytic signal z(t) each time ( S3, S7). Then, the displacement detection device 1 calculates the displacement amount ⁇ x from the peak phase difference ⁇ of the two analytic signals z(t) (S8). As a result, even when both the transmission signal Sd and the reception signal Sr contain DC components, highly accurate complex analysis is performed based on the cross-correlation function c( ⁇ ) from which the DC component corresponding to the cross spectrum is removed. is possible.
  • the peak time t 0 can be accurately determined in the envelope E(t) of the analytic signal z(t). Furthermore, the phase information of the analytic signal z(t) can be accurately extracted. According to such peak time t0 and phase information, for example, the displacement amount ⁇ x can be calculated with high accuracy by conversion from the peak phase difference ⁇ .
  • the displacement detection device 1 may detect the peak time of the analytic signal z(t) of the second frame, for example, and use it together with the peak time t0 of the first frame to calculate the displacement amount ⁇ x. , may be used for phase extraction processing (S4) of the analytic signal in the next execution cycle. Also, in the inter-frame displacement calculation process (S8), the peak phase difference may be calculated based on the peak time of the second frame. The displacement detection device 1 may detect the peak time in the analytic signal z(t) of the second frame instead of the first frame, for example.
  • FIG. 11 has been described as being executed in a cycle of every two frames, it may be executed in a cycle other than the above example.
  • the process of FIG. 11 may be executed for each frame, and the transmission/reception signals Sd and Sr in the second chirp wave transmission/reception (S5, S6) are held, and each held signal is stored in the next execution cycle.
  • the phase extraction process (S4) of the analytic signal may be started based on the signals Sd and Sr.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating the analysis signal generation processing (S3, S7) in the displacement detection device 1 of the present embodiment.
  • 14A and 14B are diagrams for explaining the effect of the displacement detection device 1.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating the analysis signal generation processing (S3, S7) in the displacement detection device 1 of the present embodiment.
  • 14A and 14B are diagrams for explaining the effect of the displacement detection device 1.
  • step S7 the second frame is started with the transmission signal Sd in step S5 and the reception signal Sr in step S6 held, as in the case of the first frame.
  • control unit 13 of the displacement detection device calculates the Fourier transform of the transmission signal Sd and the reception signal Sr (S11).
  • the control unit 13 calculates the cross spectrum of the transmission signal Sd and the reception signal Sr based on the calculation result of the Fourier transform of the transmission signal Sd and the reception signal Sr (S12).
  • the cross spectrum is calculated by multiplying the results of converting the signals Sd and Sr from the time domain to the frequency domain in the Fourier transform.
  • control unit 13 for example, as the DC offset unit 15, performs an operation to remove the DC component in the cross spectrum of the transmission signal Sd and the reception signal Sr (S13).
  • f is the frequency
  • the cross spectrum S(f) is expressed by the following equation by Fourier transform of the cross-correlation function c( ⁇ ) between the transmission and reception signals Sd and Sr.
  • step S13 the control unit 13 performs calculation so as to replace the value S(0) of the cross spectrum S(f) when the frequency f is "0" with a zero value.
  • S(0) corresponds to the DC component of the cross-correlation function c( ⁇ )
  • the operation on the cross spectrum S(f) removes the DC component of the cross-correlation function c( ⁇ ) in the frequency domain. can do.
  • control unit 13 calculates the inverse Fourier transform of the cross spectrum S(f) from which the DC component has been removed, and generates the in-phase component I of the analytic signal z(t). (S14).
  • control unit 13 calculates the Hilbert transform of the cross spectrum S(f) from which the DC component is removed, and then, as the IFFT unit 134a, calculates the inverse Fourier transform of the Hilbert transform to obtain the analytic signal z( A quadrature component Q of t) is generated (S15).
  • control unit 13 After generating the quadrature component Q (S15), the control unit 13 stores the in-phase component I and the quadrature component Q generated in step S14 in the storage unit 14, and ends the analytic signal generation processing (S3, S7). . After that, the process proceeds to step S4 or step S8 in FIG.
  • the DC component is removed from the cross spectrum S(f) of the transmission signal Sd and the reception signal Sr (S13), and the analytic signal z(t ) are generated (S14, S15).
  • the DC components are suppressed in the cross spectrum corresponding to the cross-correlation function between the signals Sd and Sr.
  • the peak time t0 is accurately detected from the envelope E(t) based on the in-phase component I and the quadrature component Q (S4), and the phase information near the peak time t0 is extracted with high accuracy. (S4, S8).
  • the envelopes E11 and E12 in FIG. 14(a) show that when the signal data D11 and D12 containing DC components are used as the transmission signal Sd, the envelopes E01 and E02 are respectively DC This corresponds to the case of using signal data D01 and D02 that do not contain components.
  • Phase curves ⁇ 01 to ⁇ 12 in FIG. 14(b) respectively indicate the phases of the analytic signals z(t) of the envelopes E01 to E12 in FIG. 14(a).
  • the DC component is removed from the cross spectrum S(f) in the frequency domain (S13).
  • an operation for substituting a zero value for S(0) can be performed, and the amount of calculation can be suppressed.
  • information such as distance can be detected with high accuracy while reducing the processing load in the displacement detection device 1 .
  • the DC component of the cross spectrum changes due to, for example, fluctuations in the DC component of the received signal Sr
  • the DC component can be removed without requiring additional calculation.
  • the storage unit 14 does not need to hold additional data and calculation values used for removing the DC component in addition to the signal data D11 (or the signal data D12) indicating the transmission signal Sd. can be removed.
  • the displacement detection device 1 which is an example of an object detection device, includes the wave transmitter 10, the wave receiver 11, and the controller 13.
  • FIG. A transmitter 10 transmits sound waves to the object 3 .
  • the wave receiver 11 receives a sound wave and generates a reception signal Sr indicating the reception result.
  • the control unit 13 controls transmission of sound waves by the wave transmitter 10 and acquires the reception signal Sr from the wave receiver 11 .
  • the control unit 13 outputs a transmission signal Sd to cause the transmitter 10 to transmit sound waves (S1, S5), and acquires a responding reception signal Sr (S2, S6).
  • the control unit 13 performs complex analysis (S3, S4, S7, S8) for complexing the cross-correlation function c( ⁇ ) (an example of the correlation signal) that indicates the correlation between the transmission signal Sd and the reception signal Sr. As an example of generating detection information, a displacement amount ⁇ x is calculated (S8).
  • the displacement detection device 1 further includes a DC offset unit 15 as an example of a signal correction unit that corrects the correlation signal (S3, S7) so as to suppress a direct current (DC) component in the correlation signal to be subjected to complex analysis. It is provided as a functional configuration of the control unit 13 .
  • the DC component is suppressed in the correlation signal between the transmission signal Sd and the reception signal Sr (S3, S7).
  • the complex correlation signal is not affected by the DC component. Detection information such as displacement can be generated with high accuracy.
  • the DC offset unit 15 (an example of the signal correction unit) performs arithmetic processing to remove the DC component in the cross spectrum including the frequency component of the cross-correlation function c( ⁇ ) (an example of the correlation signal) (S13). , correct the corresponding signals (S3, S7). As a result, it is possible to correct the correlation signal while suppressing the amount of calculation when removing the DC component in the cross spectrum of the frequency domain.
  • the control unit 13 converts the transmission signal Sd into a transmission spectrum and converts the reception signal Sr into a reception spectrum.
  • a cross spectrum is calculated based on the calculation result of the Fourier transform (an example of a transmission spectrum and a reception spectrum) (S12).
  • a DC offset unit 15 which is an example of a signal correction unit, performs arithmetic processing to remove the DC component from the cross spectrum (S13), and corrects the correlation signal (S3, S7). This makes it possible to efficiently correct the correlation signal in the complex analysis of the correlation signal.
  • the control unit 13 controls the analytic signal z (t) is generated (S3, S7, S11-S15). This enables various analyzes using both or one of the amplitude
  • the control unit 13 calculates the envelope E(t) of the analytic signal z(t), and the timing at which the amplitude
  • the detection information is not limited to the displacement of the object 3, and may be, for example, the distance to the object 3 based on the peak time t0 .
  • the control unit 13 calculates the quadrature component Q of the correlation signal based on the cross spectrum, which is an example of the correlation signal whose DC component is suppressed by the DC offset unit 15 (an example of the signal correction unit). (S15), the quadrature component Q is used for complex analysis. As a result, using the quadrature component Q, detection information regarding the object 3, such as the distance to the object 3, can be generated with higher accuracy than when using only the correlation signal, for example.
  • the correlation signal is defined by the cross-correlation function of the transmission signal Sd and the reception signal Sr, and the controller 13 determines the cross-correlation function based on the in-phase component I and the quadrature component Q when indicating the correlation signal.
  • Complex analysis is performed by performing calculations to make it complex.
  • the analytic signal z(t) can be generated from the in-phase component I and the quadrature component Q in complex analysis.
  • the wave transmitter 10 includes a thermophone that generates heat based on a transmission signal Sd containing a DC component and transmits sound waves.
  • Thermophones can generate sound waves having broadband frequency characteristics, such as chirp waves.
  • the object detection method includes steps (S1, S4) of outputting a transmission signal Sd to cause the transmitter 10 to transmit sound waves toward the object 3, A step (S2, S5) of acquiring a received signal Sr responding to a transmitted sound wave from the signal-generating wave receiver 11, and a cross-correlation function c( ⁇ ) representing the correlation between the transmitted signal Sd and the received signal Sr.
  • a program is provided for causing the control unit 13 to execute the object detection method as described above. According to the object detection method and program described above, it is possible to accurately generate detection information regarding the object 3 based on transmission and reception of sound waves.
  • FIG. 15 is a block diagram showing the functional configuration of the control section 13 in the displacement detection device 1 of Embodiment 2.
  • the control unit 13 of the present embodiment includes functional units 131 to 135 similar to those of the first embodiment, and in place of the DC offset unit 15, a DC offset unit that processes the received signal Sr Fourier-transformed by the FFT unit 131b. 15A.
  • the FFT unit 131b outputs the calculation result of the Fourier transform of the received signal Sr to the DC offset unit 15A.
  • the DC offset unit 15A removes the DC component from the received signal Sr converted from the time domain to the frequency domain by Fourier transform.
  • the calculation result of the Fourier transform is defined by a plurality of frequency components contained in the received signal Sr, and is an example of the received spectrum in this embodiment.
  • FIG. 16 is a flow chart illustrating the overall operation of the displacement detection device 1 according to the second embodiment.
  • the control unit 13 removes the received signal Sr after the Fourier transform instead of the analytic signal generation processing (S3, S7) including the removal of the DC component in the cross spectrum (S13) of the first embodiment.
  • Analytical signal generation processing (S3A, S7A) is executed.
  • the control unit 13 first calculates the Fourier transform of the transmission signal Sd and the reception signal Sr, for example, similar to step S11 in FIG. Next, the control unit 13, as the DC offset unit 15A, performs a calculation process of removing the DC component contained in the reception signal Sr in the calculation result of the Fourier transform of the reception signal Sr. The control unit 13 performs calculation so as to replace the component corresponding to the frequency "0" with a zero value, for example, in the Fourier-transformed received signal Sr.
  • control unit 13 multiplies the Fourier-transformed transmission signal Sd and the Fourier-transformed reception signal Sr from which the DC component has been removed to obtain the transmission signal Sd and the reception signal Sr, for example, similarly to step S12 in FIG. Calculate the cross spectrum with As a result, even in the cross spectrum, the component corresponding to the frequency "0" has a zero value, and a cross spectrum without a DC component is obtained.
  • the control unit 13 generates an in-phase component I and a quadrature component Q of the analytic signal z(t) based on the calculated cross spectrum.
  • the DC component is removed from the reception signal Sr after the Fourier transform, and the analytic signal z(t) is generated from the cross spectrum of the transmission signal Sd and the reception signal Sr from which the DC component is removed (S3A, S7A).
  • the DC component can be removed while suppressing the amount of calculation in the frequency domain of the received signal Sr, and the DC component in the cross spectrum is also removed. Therefore, the envelope E(t) and the phase ⁇ z(t) of the analytic signal z(t) can be accurately calculated by complex analysis of the cross-correlation function c( ⁇ ) corresponding to the cross spectrum.
  • the displacement detection device 1 that removes the DC component from the Fourier-transformed received signal Sr was described. However, it may be the transmission signal Sd, for example.
  • a displacement detection device 1 according to a modification of the second embodiment will be described with reference to FIG.
  • the displacement detection device 1 of this modification includes, for example, a configuration similar to that of the second embodiment, but includes a DC offset section 15B as a functional configuration of the control section 13 instead of the DC offset section 15A, as shown in FIG. .
  • the DC offset unit 15B performs arithmetic processing for removing the DC component from the transmission signal Sd Fourier-transformed by the FFT unit 131a.
  • DC offset section 15B outputs transmission signal Sd after the Fourier transform from which the DC component has been removed, to cross spectrum calculation section 132 .
  • the control unit 13 instead of the received signal Sr, the control unit 13 removes the DC component from the Fourier-transformed transmission signal Sr. conduct.
  • the DC component of the transmission signal Sd can be removed while suppressing the amount of calculation, similarly to the removal in the reception signal Sr.
  • This also makes it possible to calculate a cross spectrum without a DC component based on the transmission signal Sd from which the DC component has been removed in the frequency domain and the reception signal Sr.
  • the Fourier-transformed transmission signal Sd is an example of the transmission spectrum in this embodiment. It should be noted that the method of removing the DC component in this modified example and the method of removing the DC component in each of the above-described embodiments may be appropriately combined and executed.
  • the displacement detection device 1 which is an example of the object detection device, has the same configuration as that of the first embodiment, but instead of the DC offset section 15, the DC offset section 15A is used as an example of the signal correction section.
  • the DC offset unit 15A corrects the received signal Sr so as to suppress the DC component in the cross-correlation function c( ⁇ ) between the transmitted signal Sd and the received signal Sr ( S3A, S7A).
  • the displacement detection device 1 includes a DC offset section 15B as an example of a signal correction section instead of the DC offset section 15A.
  • the DC offset unit 15B corrects the transmission signal Sd so as to suppress the DC component in the correlation signal.
  • one of the transmission signal Sd and the reception signal Sr is corrected so as to suppress the DC component of the correlation signal. This also makes it possible to accurately generate detection information such as the displacement of the object 3 by complex analysis based on the corrected transmission signal Sd or reception signal Sr.
  • the DC offset units 15A and 15B use the Fourier transform of the received signal Sr as an example of the received spectrum containing the frequency components of the received signal Sr, and the transmission spectrum containing the frequency components of the transmitted signal Sd.
  • the corresponding signal is corrected by a calculation process for removing the DC component in any one of the calculation results in the Fourier transform of the transmission signal Sd (S3A, S7A).
  • the DC component can be removed while suppressing the amount of calculation.
  • the control unit 13 calculates the Fourier transform of the transmission signal Sd and the reception signal Sr as an example of converting the transmission signal Sd into the transmission spectrum and the reception signal Sr into the reception spectrum (S11).
  • the DC offset units 15A and 15B (an example of a signal correction unit) perform arithmetic processing to remove the DC component from one of the computation results of the Fourier transforms of the transmission signal Sd and the reception signal Sr.
  • a corresponding signal in the signal Sr is corrected (S3A, S7A).
  • S12 corrected Fourier-transformed transmission signal Sd or reception signal Sr
  • the DC offset units 15, 15A, and 15B are mutual Any one of the correlation signal, the reception signal Sr and the transmission signal Sd is corrected so as to suppress the DC component in the correlation function c( ⁇ ) (S3, S7, S3A, S7A).
  • the DC offset units 15, 15A, and 15B use the cross spectrum including the frequency component of the correlation signal and the reception spectrum including the frequency component of the reception signal Sr as examples of the Fourier-transformed reception signal Sr.
  • the corresponding signal is corrected (S3, S7, S13, S3A, S7A).
  • FIG. 18 is a block diagram showing the functional configuration of the control section 13 in the displacement detection device 1 of the third embodiment.
  • the control section 13 has a configuration similar to that of the first embodiment, and includes a DC offset section 15C that removes the DC component of the received signal Sr in the time domain.
  • the DC offset unit 15C performs arithmetic processing to correct the received signal Sr input to the control unit 13 so as to cancel out the DC component, and outputs the arithmetic result to the FFT unit 131b.
  • FIG. 19 is a diagram for explaining the operation of the displacement detection device 1 according to the third embodiment.
  • FIG. 19 illustrates a received signal Sr containing a DC component.
  • the DC component corresponds to the average value C1 of the amplitude in one frame period.
  • the control unit 13 calculates the average value C1 in one frame based on the received signal Sr input from the wave receiver 11, and from the amplitude of the received signal Sr at .
  • the processing of each of the functional units 131 to 135 calculates a cross spectrum without a DC component, and the in-phase component I and the quadrature component Q can be generated. This also makes it possible to accurately calculate the envelope E(t) and the phase ⁇ z(t) of the analytic signal z(t).
  • the displacement detection device 1 that removes the DC component in the time domain before the Fourier transform by calculating and subtracting the average value C1 in the received signal Sr has been described. Removal of the DC component of the received signal Sr in the time domain is not limited to this.
  • a displacement detection device 1 according to a modification of the third embodiment will be described with reference to FIG.
  • the displacement detection device 1 of this modified example has the same configuration as that of the first embodiment, for example, and further includes a DC offset circuit 15D as shown in FIG. 20 instead of the DC offset section 15C of the control section 13 in the third embodiment. .
  • the DC offset circuit 15D suppresses the DC component in the sound wave received by the wave receiver 11 .
  • the wave receiver 11 of this modified example outputs an analog signal, which is an electrical signal representing, for example, the reception result, to the DC offset circuit 15D.
  • the DC offset circuit 15D includes a variable resistor, and adjusts the reference voltage before being input to the A/D converter of the control unit 13, for example, so as to remove the DC component in the analog signal from the wave receiver 11. do.
  • the reception signal Sr can be corrected so as to suppress the DC component of the reception signal Sr due to the deviation of the reference voltage, for example.
  • the DC offset unit 15C which is an example of the signal correction unit, corrects the received signal Sr generated by the wave receiver 11 so as to offset the DC component in the received signal Sr,
  • the corrected reception signal Sr is output to the FFT section 131b of the control section 13.
  • the DC offset circuit 15D which is an example of the signal correction unit, converts the DC offset circuit 15D, which is an example of the reception signal generated by the wave receiver 11, into the analog signal indicating the reception result of the wave receiver 11.
  • the analog signal is corrected so as to cancel out the components, and the corrected analog signal is output to the A/D converter of the control section 13 .
  • Such correction can also generate a correlation signal in which the DC component is suppressed, and the same effects as those of the above-described embodiments can be obtained.
  • Embodiments 1 to 3 have been described as illustrations of the present invention. However, the present invention is not limited to this and can be applied to other embodiments. Other embodiments are exemplified below.
  • the displacement detection device 1 generates the analytic signal z(t) in complex analysis, and detects the displacement of the object 3 using the envelope E(t) and the phase ⁇ z(t).
  • the displacement detection device 1 is applicable not only to the complex analysis of each of the above embodiments, but also to various complex analyses.
  • the displacement detection device 1 of this embodiment may analyze only the envelope E(t) of the analytic signal z(t) generated in the complex analysis.
  • the displacement detection device 1 may detect the peak time of the envelope E(t) for each frame and compare the peak times of two consecutive frames to measure the displacement amount.
  • the peak time can be accurately determined from the envelope E(t). can be detected well. This also makes it possible to detect displacement with high accuracy.
  • the displacement detection device 1 of the present embodiment may be applied to detect the distance to the object 3 in addition to the displacement of the object 3 or instead of the displacement.
  • the displacement detection device 1 of the present embodiment detects the peak time of the envelope E(t) by, for example, the measurement operation of each frame as described above, and calculates the distance to the object 3 according to the detected peak time. may be detected. Even in this case, the distance to the object 3 can be accurately detected by the process of removing the DC component before the quadrature component Q is generated, as in each of the above embodiments.
  • the displacement of the object 3 and/or the distance to the object 3 are examples of detection information regarding the object 3 in this embodiment.
  • the detection information includes at least one of the displacement of the object 3 and the distance to the object 3 between two consecutive frames as an example of the predetermined measurement period.
  • the amount of displacement and/or the distance can be measured with high accuracy by suppressing the DC component, and the detection information can be generated with high accuracy.
  • the present invention is not limited to the analysis of the envelope E(t) as described above, and may be applied to the analysis of only the phase ⁇ z(t) of the analytic signal z(t), for example.
  • the present invention is not limited to the analysis of the envelope E(t) and/or the phase ⁇ z(t), and may be applied to various analyzes using the quadrature component Q, for example.
  • the displacement detection device 1 of the present embodiment includes a storage unit 14 that stores signal data for correction as an example of a signal correction unit.
  • the signal data for correction indicates a signal that chirps like the transmission signal Sd but does not contain a DC component.
  • the signal data D01 and D02 shown in FIGS. 9A and 9B can be used.
  • the displacement detection device 1 inputs the signal data for correction stored in the storage unit 14 as the transmission signal Sd to the control unit 13, thereby reducing the DC component in the cross spectrum (an example of the correlation signal). is corrected to suppress the transmission signal Sd.
  • the envelope E(t) and the phase ⁇ z(t) of the analytic signal z(t) can be obtained with high precision, as in the above-described embodiments. can be calculated.
  • Embodiment 3 an example of correcting the received signal Sr so as to suppress the DC component in the received signal Sr in the time domain has been described.
  • the received signal Sr not only the received signal Sr, but also the cross-correlation function c( ⁇ ), which is an example of the correlation signal, is calculated and subtracted in the same manner as in the third embodiment to obtain the DC component in the time domain.
  • the correlation signal may be corrected to remove
  • the transmission signal Sd may be corrected to remove the DC component in the time domain.
  • control unit 13 calculates the cross spectrum of the transmission signal Sd and the reception signal Sr as the in-phase component I and then calculates the cross-correlation function by inverse Fourier transform of the cross spectrum.
  • the control unit 13 directly calculates the cross-correlation function from the transmission/reception signals Sd and Sr by sum-of-products operation processing, and calculates any one of the transmission signal Sd, the reception signal Sr, and the cross-correlation function in the time domain.
  • the corresponding signal may be corrected to suppress the DC component in either.
  • the control unit 13 may include a circuit such as an FPGA that performs sum-of-products calculation.
  • the generation of the analytic signal in the control unit 13 is not limited to the Hilbert transform, and may be realized by, for example, a quadrature detection function.
  • the displacement detection device 1 includes one transmitter 10 and one receiver 11 has been described.
  • the displacement detection device 1 may include a plurality of one or both of the wave transmitters and wave receivers.
  • the present invention is applicable to object detection devices, methods and programs, and is particularly applicable to analysis of signals having DC components in detecting the distance to an object.

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Abstract

物体検知装置は、送波器と、受波器と、制御部とを備える。受波器は、物体に音波を送信する。受波器は、音波を受信して、受信結果を示す受信信号を生成する。制御部は、送波器による音波の送信を制御して、受波器から受信信号を取得する。制御部は、送波器に音波を送信させるように送信信号を出力して、応答する受信信号を取得する（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６）。制御部は、送信信号と受信信号との相関を示す相関信号を複素化する複素解析により（Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８）、物体に関する検知情報を生成する（Ｓ８）。物体検知装置は、さらに、複素解析の対象とする相関信号における直流成分を抑制するように、相関信号、受信信号及び送信信号のうちの何れかの信号を補正する（Ｓ３，Ｓ７）信号補正部を備える。

Description

物体検知装置及び方法
　本発明は、超音波等の送受信に基づき物体までの距離等の情報を検知する物体検知装置及び方法に関する。
　非特許文献１は、超音波距離計測手法として、計測対象に超音波パルスを送信し、計測対象から反射するエコーの受信までの時間差を計測することによって距離を求める手法を開示している。当該手法は、送信信号とエコーとの相関関係を示す関数のピークの時間から、時間差を計測する。この際、送信信号とエコーとの相互相関関数を用いると、ピークの時間は、計測対象の移動によるドップラー効果の影響等を受けて変化してしまう。そこで、非特許文献１の手法は、相互相関関数とその直交成分との２乗和による包絡線を求め、包絡線のピークの時間から時間差を計測している。
加藤静，黒澤実，平田慎之介，"変調速度の異なるＬＰＭ信号を用いた超音波距離計測の多チャンネル化"，日本音響学会講演論文集，ｐｐ．１５６３－１５６４，２０１１年３月．
　本発明の目的は、音波の送受信に基づく物体に関する検知情報の生成を精度良くすることができる物体検知装置及び方法を提供することにある。
　本発明に係る物体検知装置は、送波器と、受波器と、制御部とを備える。送波器は、物体に音波を送信する。受波器は、音波を受信して、受信結果を示す受信信号を生成する。制御部は、送波器による音波の送信を制御して、受波器から受信信号を取得する。制御部は、送波器に音波を送信させるように送信信号を出力して、応答する受信信号を取得する。制御部は、送信信号と受信信号との相関を示す相関信号を複素化する複素解析により、物体に関する検知情報を生成する。物体検知装置は、さらに、複素解析の対象とする相関信号における直流成分を抑制するように、相関信号、受信信号及び送信信号のうちの何れかの信号を補正する信号補正部を備える。
　本発明は、方法及びコンピュータプログラム、並びにこれらの組み合わせによっても、実現可能である。
　本発明に係る物体検知装置及び方法によると、音波の送受信に基づく物体に関する検知情報の生成を精度良くすることができる。
実施形態１における変位検知装置の概要を説明するための図 実施形態１における変位検知装置の構成を示すブロック図 変位検知装置における送波器の構成例を示す図 実施形態１の変位検知装置における制御部の機能的構成を示すブロック図 変位検知装置における送信信号を説明するためのグラフ 変位検知装置における解析信号を説明するためのグラフ 解析信号の包絡線及び位相曲線を例示するグラフ 理想的な受信信号に基づく解析信号の包絡線及び位相曲線を説明するためのグラフ ＤＣ成分を含まない送信信号を説明するためのグラフ 変位検知装置におけるＤＣ成分に関する課題を説明するための図 実施形態１における変位検知装置の全体動作を例示するフローチャート 実施形態１における変位検知装置の全体動作を説明するための図 実施形態１の変位検知装置における解析信号の生成処理を例示するフローチャート 変位検知装置に関する効果を説明するための図 実施形態２の変位検知装置における制御部の機能的構成を示すブロック図 実施形態２における変位検知装置の全体動作を例示するフローチャート 実施形態２の変形例における制御部の機能的構成を示すブロック図 実施形態３の変位検知装置における制御部の機能的構成を示すブロック図 実施形態３における変位検知装置の動作を説明するための図 実施形態３の変形例における変位検知装置の構成を示すブロック図
　以下、添付の図面を参照して本発明に係る物体検知装置の実施の形態を説明する。
　各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。実施形態２以降では実施形態１と共通の事項についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については、実施形態毎には逐次言及しない。
（実施形態１）
　実施形態１では、物体の微小な変位の検知に適用される物体検知装置の一例を説明する。以下、本実施形態における物体検知装置の一例として、変位検知装置を説明する。
１．構成
１－１．概要
　実施形態１に係る変位検知装置の概要を、図１を用いて説明する。
　図１は、本実施形態の変位検知装置１の概要を説明するための図である。本実施形態の変位検知装置１は、熱励起型の音波発生デバイスであるサーモホンを用いて構成される。変位検知装置１は、音波の送受信により物体３までの距離等の情報を検知して、物体３に関する検知情報を生成する装置である。
　変位検知装置１は、例えば医療用途において、患者の心拍または呼吸を測定するために利用可能である。この場合の検知対象の物体３は、例えば患者の体表面を含む。また、変位検知装置１は、医療用途に限らず種々の用途に適用可能である。例えば、車載用途において自動車の運転者または乗員等が、変位検知装置１の検知対象であってもよい。また、検知対象の物体３は人物等の生体に限らず、物品等であってもよい。変位検知装置１は、例えば工業用途において容器の検品等に適用されてもよく、容器表面にラベルが貼付けされた部分までの微小な距離の変化を測定するために利用されてもよい。
　変位検知装置１では、このような微小な距離等の情報の検知において、周波数が時間的に変化するチャープ波が物体３に送信され、チャープ波が物体３で反射された反射波、即ちエコーが受信される。変位検知装置１では、サーモホンを用いることで、チャープ波のような広帯域の周波数特性を有する音波の発生が可能である。
　本実施形態の変位検知装置１は、上記のような音波の送受信を繰り返して、物体３までの距離の変化、すなわち物体３の変位を検知する。物体３の変位は、本実施形態における検知情報の一例である。以下、変位検知装置１の構成の詳細を説明する。
１－２．装置構成
　本実施形態の変位検知装置１の構成を、図１～図３を用いて説明する。図２は、変位検知装置１の構成を示すブロック図である。図３は、本実施形態の変位検知装置１における送波器の構成例を示す図である。
　本実施形態の変位検知装置１は、例えば図２に示すように、送波器１０と、受波器１１と、制御部１３と、記憶部１４とを備える。送波器１０と受波器１１とは、例えば図１に示すように、変位検知装置１における物体３と対向する側面に互いに近接して配置される。送波器１０及び受波器１１は、例えば各種信号線を介して制御部１３と通信可能に接続される。
　本実施形態の送波器１０は、サーモホンを音源として含んで構成される。送波器１０は、例えば２０ｋＨｚ以上の周波数を有する超音波を発生させる。送波器１０は、サーモホンによって、例えば２０ｋＨｚから１００ｋＨｚ程度までのような広帯域において周波数を変調させたチャープ波を発生可能である。本実施形態の送波器１０は、例えば時間とともに周波数が線形に変化するリニア周波数チャープによるチャープ波を発生させる。また、送波器１０は、サーモホンを用いることで小型かつ軽量に構成可能である。
　送波器１０は、サーモホンを駆動する駆動回路などを含んでもよい。送波器１０は、例えば制御部１３から入力された送信信号に基づいて、駆動回路によりサーモホンを駆動することで、音波を発生させる。送波器１０は、例えばＭＯＳＦＥＴによるスイッチング回路を駆動回路として含んでもよい。送波器１０の駆動回路により、発生させる音波の周波数帯域、周波数を変化させる期間を示すチャープ長、強度、信号長、及び指向性等が設定されてもよい。送波器１０は、必ずしも超音波に限らず、種々の周波数帯の音波を発生させてもよい。送波器１０は、特に指向性を持たない各種の無指向性音源であってもよく、可変又は固定の指向性音源であってもよい。
　図３（ａ）は、本構成例における送波器１０の平面図を示す。図３（ｂ）は、図３（ａ）のＡ－Ａ’断面における送波器１０の断面図を示す。送波器１０は、空気を加熱して音波を発生させるサーモホンの構成として、例えば発熱体４１と、基板４２と、一対の電極４３ａ，４３ｂと、断熱層４４とを備える。
　発熱体４１及び断熱層４４は、基板４２上に積層される。発熱体４１は、抵抗体で構成され、電極４３を介して駆動回路からの電流を流すことで発熱する。発熱体４１は、空気に接触する放音面４１ａを形成するように設けられ、放音面４１ａの周囲の空気を温度変化により膨張又は収縮させる。これにより、放音面４１ａの近傍から空気の圧力即ち音波が発生する。断熱層４４は、発熱体４１と基板４２との間に設けられ、発熱体４１から放音面４１ａとは反対側への熱伝導を抑制する。基板４２は、発熱体４１から伝動した熱を放熱する。
　図２に戻り、受波器１１は、例えばＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）マイクロホン等のマイクロホンで構成される。受波器１１は、物体３からのエコーを受信して、受信結果を示す受信信号を生成する。受波器１１と送波器１０との間隔は、例えば想定される検知時の変位検知装置１から物体３までの距離を考慮して、予め設定される。受波器１１は、ＭＥＭＳマイクロホンに限らず、例えば送波器１０から送信される広帯域の超音波を受信可能な周波数特性を有する他のマイクロホンで構成されてもよい。例えば受波器１１には、コンデンサマイクロホンが用いられてもよい。受波器１１は、無指向性であってもよいし、種々の指向性を適宜、有してもよい。
　制御部１３は、変位検知装置１の全体動作を制御する。制御部１３は、例えばマイクロコンピュータで構成され、ソフトウェアと協働して所定の機能を実現する。制御部１３は、記憶部１４に格納されたデータ及びプログラムを読み出して種々の演算処理を行い、各種の機能を実現する。制御部１３は、例えば送波器１０にチャープ波を発生させるための送信信号を生成して、送波器１０に出力する。制御部１３は、例えば生成した送信信号を記憶部１４に保持する。本実施形態の変位検知装置１では、制御部１３は、例えば機能的構成として、信号にオフセット補正を適用するＤＣオフセット部１５（後述）を備える。ＤＣオフセット部は、本実施形態における信号補正部の一例である。制御部１３の詳細については後述する。
　なお、制御部１３は、所定の機能を実現するように設計された専用の電子回路や再構成可能な電子回路などのハードウェア回路であってもよい。制御部１３は、ＣＰＵ、ＭＰＵ、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ等の種々の半導体集積回路で構成されてもよい。また、制御部１３は、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ及びデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータを含んで構成されてもよく、各種信号にＡ／Ｄ変換またはＤ／Ａ変換を適用してもよい。
　記憶部１４は、制御部１３の機能を実現するために必要なプログラム及びデータを記憶する記憶媒体であり、例えばフラッシュメモリで構成される。例えば記憶部１４は、制御部１３により生成された送信信号を記憶する。
１－３．制御部について
　本実施形態の変位検知装置１における制御部１３の詳細を、図４を用いて説明する。
　図４は、制御部１３の機能的構成を示すブロック図である。制御部１３は、例えば機能部として、図４に示すように、ＤＣオフセット部１５に加えて、ＦＦＴ部１３１ａ，１３１ｂ、クロススペクトル演算部１３２、ヒルベルト変換部１３３、ＩＦＦＴ部１３４ａ，１３４ｂ、及び解析処理部１３５を含む。ＤＣオフセット部１５は、信号に含まれる後述の直流（ＤＣ）成分を除去する演算処理により、信号を補正するオフセット補正の機能を実現する。各機能部１３１～１３５は、それぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、クロススペクトル演算、ヒルベルト変換、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）、及び後述する解析処理の各機能をそれぞれ実現する。
　制御部１３は、例えば記憶部１４から送信信号Ｓｄ、及び受波器１１から受信信号Ｓｒを入力して、各機能部１３１～１３５による信号処理を行う。各機能部１３１～１３５は、例えば後述するような所定の測定フレームレート（例えば、３０フレーム／秒）で周期的に動作可能である。
　各機能部１３１～１３５のうち、ＦＦＴ部１３１からＩＦＦＴ部１３４までによる一連の処理は、フレーム毎の送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒとに基づく解析信号を生成するために行われる。解析信号は、送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒとの相互相関関数により構成される複素信号であり、変位検知装置１における変位の検知に用いられる。相互相関関数は、２つの信号Ｓｄ，Ｓｒ間の相関を時間領域において示す。
　ＦＦＴ部１３１ａは、制御部１３に入力された送信信号Ｓｄにおいて、高速フーリエ変換を演算し、時間領域から周波数領域に変換した変換結果をクロススペクトル演算部１３２に出力する。ＦＦＴ部１３１ｂは、制御部１３に入力された受信信号Ｓｒにおいて、送信信号Ｓｄと同様に高速フーリエ変換を演算し、変換結果をクロススペクトル演算部１３２に出力する。
　クロススペクトル演算部１３２は、ＦＦＴ部１３１による各信号Ｓｄ，Ｓｒのフーリエ変換の結果からクロススペクトルを演算する。本実施形態では、クロススペクトル演算部１３２は、演算したクロススペクトルをＤＣオフセット部１５に出力する。クロススペクトルは、送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒとの相互相関関数のフーリエ変換に対応して、相互相関関数の複数の周波数成分を規定する。クロススペクトルに逆フーリエ変換を適用することで、相互相関関数が得られる。
　本実施形態の変位検知装置１において、ＤＣオフセット部１５は、クロススペクトルにおいてオフセット補正の演算を行い、演算結果をヒルベルト変換部１３３及びＩＦＦＴ部１３４ｂに出力する。
　ヒルベルト変換部１３３は、入力されたクロススペクトルのヒルベルト変換を演算して、クロススペクトルの各周波数成分をπ／２ずつシフトした変換結果をＩＦＦＴ部１３４ａに出力する。
　ＩＦＦＴ部１３４ａは、ヒルベルト変換が適用されたクロススペクトルにおいて、逆高速フーリエ変換を演算して、周波数領域から時間領域に変換した変換結果を解析処理部１３５に出力する。ＩＦＦＴ部１３４ｂは、ヒルベルト変換が適用される前のクロススペクトルにおいて、逆高速フーリエ変換を演算して、変換結果を解析処理部１３５に出力する。
　以上の演算処理により、ＩＦＦＴ部１３４ｂによる変換結果として、送受信信号Ｓｄ，Ｓｒ間の相互相関関数を示す信号Ｉが出力され、ＩＦＦＴ部１３４ａによる変換結果として、信号Ｉと直交関係にある信号Ｑが出力される。
　解析処理部１３５は、各信号Ｉ，Ｑをそれぞれ実数部及び虚数部として有する解析信号を生成し、解析信号に関する処理を行う。このように送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｄとに基づいて生成された解析信号は、複素領域における解析関数を示す。以下では、上記各信号Ｉ，Ｑをそれぞれ解析信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑという。
　以上のような制御部１３の各種機能は、例えば記憶部１４に格納されたプログラムにより実現されてもよく、各種機能の一部または全部がハードウェア回路により実現されてもよい。
１－４．送信信号について
　本実施形態の変位検知装置１における送信信号Ｓｄについて、図５を用いて説明する。
　図５は、本実施形態の変位検知装置１における送信信号Ｓｄを説明するためのグラフである。図５（ａ）は、変位検知装置１の送波器１０において、駆動回路によるサーモホンの駆動に用いられる送信信号Ｓｄを示す信号データＤ１１を例示する。信号データＤ１１は、例えば制御部１３が送信信号Ｓｄを送波器１０に出力するために、予め記憶部１４に格納されている。
　変位検知装置１では、送信信号Ｓｄとしてパルス状のスイッチング信号が用いられる。図５（ａ）の例では、送信信号Ｓｄとして、連続パルスにおいて各パルスの時間幅を時間的に変化させるパルス幅変調によるチャープ信号が出力される。図５（ａ）に示すように、信号データＤ１１は、電圧「０」を基準として、ゼロ値から正の範囲で振幅が変化する符号なしパルスによる信号を示す。図５では説明のために正弦チャープによる信号の波形を点線で図示している。
　変位検知装置１の送波器１０は、送信信号Ｓｄに基づき駆動回路のオン状態とオフ状態とを切り替える。これにより、送波器１０のサーモホンでは、図３に例示する発熱体４１が発熱と発熱停止とを繰り返して、連続パルス状の音波が発生する。上述した送信信号Ｓｄの基準は、例えばサーモホンのオフ状態、即ち発熱停止の状態に対応する。こうした本実施形態の変位検知装置１における送信信号Ｓｄは、図５（ａ）に示すように、正弦チャープ信号と異なり、平均振幅がゼロ値からずれた直流（ＤＣ）成分Ｃ１を含む。例えば、信号データＤ１１による送信信号Ｓｄは、ゼロ値を基準として正の側にのみ振幅が変化することから、正のＤＣ成分Ｃ１を含む。
　本実施形態の変位検知装置１では、送信信号Ｓｄとして、図５（ａ）の信号データＤ１１に限らず、別の信号データが用いられてもよい。図５（ｂ）は、送信信号Ｓｄに利用可能な別の信号データの一例として信号データＤ１２を例示する。信号データＤ１２は、負の電圧を基準として、負から正の範囲で振幅が変化するマイナス（－）基準の符号ありパルスによる信号を示す。信号データＤ１２による送信信号Ｓｄでは、負のＤＣ成分Ｃ１が含まれる。
　また、送信信号Ｓｄは、パルス幅変調に限らず、例えばパルス間隔変調によるチャープ信号であってもよい。パルス間隔変調は、連続パルスにおいて隣接するパルス同士の間隔、即ちパルスのオフ状態の期間を時間的に変化させる。これにより、オン状態の期間を短くすることができ、送波器１０における電力の消費を低減することができる。また、送信信号Ｓｄは、図５（ａ），（ｂ）の例では周波数が時間的に減少するダウンチャープ信号であるが、周波数が時間的に増加するアップチャープ信号であってもよい。
　また、送信信号Ｓｄは、リニア周波数チャープに限らず、例えば時間とともに周期が線形に変化するリニア周期チャープによるチャープ信号であってもよい。また、送信信号Ｓｄは、例えばＭ系列符号またはＧｏｌｄ符号などの拡散符号を用いた広帯域変調波を発生させるための信号であってもよい。
２．動作
　以上のように構成される変位検知装置１の動作について、以下説明する。
２－１．微小変位の検知方法について
　本実施形態の変位検知装置１の動作例として、物体３までの距離の変化、即ち物体３の変位を検知する方法について、図１、図６及び図７を用いて説明する。
　本実施形態の変位検知装置１は、例えば図１に示すように、送波器１０から１回のチャープ波を物体３に送信して、当該チャープ波のエコーを受波器１１で受信する動作を１フレームの測定動作として、各フレームの測定動作を順次実行する。変位検知装置１において、制御部１３は、測定フレーム毎に、送信信号と受信信号との相関を解析するように解析信号を生成する。
　図６は、変位検知装置１における解析信号ｚ（ｔ）を説明するためのグラフである。図６では、１フレーム分の解析信号ｚ（ｔ）を例示する。解析信号ｚ（ｔ）は、送信信号と受信信号との相互相関関数を示す同相成分Ｉ（ｔ）を実部として含み、対応する直交成分Ｑ（ｔ）を虚部として含むことで複素化され、複素数の値域を有する。
　変位検知装置１は、例えば解析信号ｚ（ｔ）の包絡線Ｅ（ｔ）＝｜ｚ（ｔ）｜を求めて、ピーク時刻ｔ０を検出する。ピーク時刻ｔ０は、１フレームの解析信号ｚ（ｔ）において振幅｜ｚ（ｔ）｜が最大となるタイミングであり、当該フレームのチャープ波の送受信において物体３による反射時に対応するタイミングと考えられる。
　本実施形態の変位検知装置１は、相互相関関数を複素化した解析信号ｚ（ｔ）において、包絡線Ｅ（ｔ）に加えて位相∠ｚ（ｔ）を解析する。図７（ａ）は、図６の解析信号ｚ（ｔ）の包絡線Ｅ（ｔ）を例示する。図７（ｂ）は、図６の解析信号ｚ（ｔ）の位相曲線θ（ｔ）を例示する。
　位相曲線θ（ｔ）は、解析信号ｚ（ｔ）における複素数の値域において規定される位相∠ｚ（ｔ）と、時刻ｔとの対応関係を示す。図７（ｂ）に例示する位相曲線θ（ｔ）は、図７（ａ）の包絡線Ｅ（ｔ）における振動に連動した鋸状のグラフ形状において、急峻な勾配を有している。位相曲線θ（ｔ）の勾配は、解析信号ｚ（ｔ）における時刻ｔ毎の周波数（即ち瞬時周波数）で規定される。
　フレーム毎の解析信号ｚ（ｔ）の位相曲線θ（ｔ）において、当該フレームのピーク時刻ｔ０における位相∠ｚ（ｔ０）は、理論的にはゼロ値であり、実装上の各種雑音に応じたオフセット値を有すると考えられる。また、位相曲線θ（ｔ）において、包絡線Ｅ（ｔ）のピーク時刻ｔ０近傍では比較的、線形性が高いと理論上考えられる。
　本実施形態の変位検知装置１は、例えば、連続する２フレーム間で一方のフレームにおけるピーク時刻ｔ０を基準として２フレーム間の位相差を算出して、位相差からの換算により物体３の変位量を測定する。こうした位相差からの換算では、例えば位相曲線θ（ｔ）の勾配の急峻さに応じて、微小な変位量を高精度に算出可能である。
２－２．ＤＣ成分の課題
　本実施形態の変位検知装置１は、以上のように相互相関関数を複素化した解析信号ｚ（ｔ）を用いる複素解析により、微小変位など高精度の物体検知を実現できる。本願発明者の鋭意研究によると、上記のような複素解析においては送信信号Ｓｄ及び受信信号ＳｒのＤＣ成分が高精度の検知を阻害し得る課題が明らかとなった。こうした送受信信号のＤＣ成分に関する課題について、図８～図１０を用いて説明する。
　図８は、理想的な受信信号に基づく解析信号ｚ（ｔ）の包絡線及び位相曲線を説明するためのグラフである。図９は、ＤＣ成分を含まない送信信号を説明するためのグラフである。図１０は、変位検知装置１におけるＤＣ成分に関する課題を説明するための図である。
　図８（ａ）は、受信信号ＳｒにＤＣ成分が含まれない場合に、図５及び図９の各信号と受信信号Ｓｒとに基づく解析信号ｚ（ｔ）の包絡線を示す。各解析信号ｚ（ｔ）は、図５及び図９の各信号データＤ０１～Ｄ１２を送信信号Ｓｄに用いて、受信信号Ｓｒとの相互相関関数を複素化することで生成される。図８（ｂ）は、図８（ａ）の包絡線と同じ各解析信号ｚ（ｔ）の位相曲線を示す。
　図９は、ＤＣ成分を含まない送信信号の信号データＤ０１，Ｄ０２を例示する。図９（ａ）は、正弦チャープによる信号データＤ０１を示す。図９（ｂ）は、ゼロ基準の符号ありパルスによる信号データＤ０２を示す。
　図８（ａ）において、包絡線Ｅ１１，Ｅ１２は、それぞれ図５（ａ），（ｂ）の信号データＤ１１，Ｄ１２を送信信号Ｓｄに用いた場合の解析信号ｚ（ｔ）の振幅を示す。包絡線Ｅ０１，Ｅ０２は、図９（ａ），（ｂ）の信号データＤ０１，Ｄ０２を用いた場合の振幅を示す。図８（ｂ）の位相曲線θ１１，θ１２，θ０１，θ０２は、それぞれ図８（ａ）の包絡線Ｅ１１，Ｅ１２，Ｅ０１，Ｅ０２の解析信号ｚ（ｔ）の位相を示す。
　解析信号ｚ（ｔ）において、受信信号ＳｒにＤＣ成分がない場合には、送信信号ＳｄのＤＣ成分に関わらず、高精度の複素解析が可能と考えられる。例えば図８（ａ）に示すように、各包絡線Ｅ０１～Ｅ１２からピーク時刻ｔ０が検出可能である。また、図８（ｂ）に示すように、各位相曲線θ０１～θ１２は、互いに同様の曲線形状を有し、例えば何れもピーク時刻ｔ０近傍において急峻な勾配を有する。
　以上のような図８（ａ），（ｂ）の例は、ＤＣ成分を含まない受信信号Ｓｒを用いた理想的な場合である。しかし、変位検知装置１において、受信信号Ｓｒは、実装上の各種雑音等に応じたＤＣ成分を含むことが考えられる。例えば、音波の伝搬中の環境雑音、及び受波器１１または制御部１３の各種回路における基準電圧のずれ等により、実用上の受信信号Ｓｒでは平均振幅がゼロ値からずれてしまう。
　又、図９（ａ），（ｂ）に例示する各信号データＤ０１，Ｄ０２は、電圧「０」を基準として正と負の両側に振幅が変化することで、ＤＣ成分を含まない送信信号を構成する。こうした信号データＤ０１，Ｄ０２の基準は、例えばサーモホンの発熱停止の状態と合致し難い。これに対して、本実施形態の変位検知装置１における送信信号Ｓｄは、こうした図９（ａ），（ｂ）の例とは異なり、例えば図５（ａ），（ｂ）に示した信号データＤ１１，Ｄ１２のようにサーモホンの発熱停止の状態に対応する基準により、ＤＣ成分を含んでいる。
　図１０（ａ），（ｂ）は、受信信号ＳｒにＤＣ成分が含まれる場合に、図５及び図９の各信号と受信信号Ｓｒとに基づく解析信号ｚ（ｔ）の包絡線及び位相曲線をそれぞれ示す。図１０（ａ）の包絡線Ｅ０１～Ｅ１２は、図８（ａ）と同様に、それぞれ信号データＤ０１～Ｄ１２を送信信号Ｓｄに用いた場合の解析信号ｚ（ｔ）の振幅を示す。図１０（ｂ）の位相曲線θ０１～θ１２は、それぞれ図１０（ａ）の包絡線Ｅ０１～Ｅ１２の解析信号ｚ（ｔ）の位相を示す。
　図９（ａ），（ｂ）の信号データＤ０１，Ｄ０２によると、例えば図１０（ａ）に示すように、包絡線Ｅ０１，Ｅ０２は、受信信号ＳｒにＤＣ成分がある場合にも、受信信号にＤＣ成分がない図８（ａ）の場合と同様に求められる。このように、ＤＣ成分を含まない送信信号を用いれば、包絡線Ｅ０１，Ｅ０２の解析信号ｚ（ｔ）において、受信信号ＳｒにおけるＤＣ成分の有無に関わらず、高精度の複素解析が可能と考えられる。しかしながら、本実施形態の変位検知装置１では、例えば前述したようにサーモホンの発熱を制御する信号データＤ１１，Ｄ１２（図５（ａ），（ｂ））が用いられることから、送信信号ＳｄはＤＣ成分を含む。
　図１０（ａ）において、信号データＤ１１，Ｄ１２を送信信号Ｓｄに用いた包絡線Ｅ１１，Ｅ１２は、図８（ａ）の例から曲線形状に歪みが生じている。この場合、包絡線Ｅ１１，Ｅ１２の解析信号ｚ（ｔ）において、複素解析を精度良く行うことが困難になると考えられる。例えば、包絡線Ｅ１１では、ピークとは異なるサイドローブの振幅が大きく、包絡線Ｅ１２では、２箇所のピークが出現している等により、各包絡線Ｅ１１，Ｅ１２からピーク時刻を精度良く検出し難い事態が想定される。
　また、図１０（ｂ）においても、位相曲線θ０１，θ０２は受信信号ＳｒにＤＣ成分がない図８（ｂ）の例と同様に得られる一方、位相曲線θ１１，θ１２は、図８（ｂ）の例から大幅に歪んでいる。この場合、位相曲線θ１１，θ１２上の位相∠ｚ（ｔ）を用いた位相差による高精度な変位の検知は困難である。
　以上のように、ＤＣ成分を含む送信信号Ｓｄを用いる変位検知装置１では、受信信号ＳｒにＤＣ成分が含まれると、解析信号ｚ（ｔ）において、包絡線Ｅ（ｔ）及び位相∠ｚ（ｔ）を精度良く演算し難い場合がある。例えば送受信信号Ｓｄ，ＳｒのＤＣ成分により、信号Ｓｄ，Ｓｒ間の相互相関関数では振幅の変化等のみであっても、相互相関関数を複素化した解析信号ｚ（ｔ）では、包絡線Ｅ（ｔ）のピーク時刻ｔ０がずれるといった影響が考えられる。この場合、変位検知装置１において、ピーク時刻ｔ０等を用いて物体３までの距離等の情報を精度良く検知し難いという課題が考えられる。
　そこで、本実施形態の変位検知装置１では、解析信号ｚ（ｔ）の演算中にＤＣ成分を除去するための処理を実行する。これにより、受信信号ＳｒがＤＣ成分を有する場合であっても、例えば解析信号ｚ（ｔ）の包絡線Ｅ（ｔ）からピーク時刻ｔ０を精度良く検出して、物体３までの距離等の情報を高精度に検知することができる。
２－３．全体動作
　本実施形態の変位検知装置１において、物体３の変位を検知する全体的な動作について、図４及び図１１～図１４を用いて説明する。
　図１１は、変位検知装置１の全体動作を例示するフローチャートである。図１２は、本実施形態における変位検知装置１の全体動作を説明するための図である。図１１のフローチャートに示す各処理は、変位検知装置１の制御部１３によって、例えば２フレーム毎といった所定の周期で繰り返し実行される。
　図１２（ａ）は、１フレーム目及び２フレーム目の各解析信号ｚ（ｔ）の包絡線Ｅ１，Ｅ２を例示する。図１２（ｂ）は、１フレーム目及び２フレーム目の各解析信号ｚ（ｔ）の位相曲線θ１，θ２を例示する。図１２では、１フレーム目の包絡線Ｅ１及び位相曲線θ１において、解析信号ｚ（ｔ）のサンプリング点のうちピーク時刻ｔ０近傍の５点を図示している。サンプリング点は、離散信号として生成される解析信号ｚ（ｔ）における各時刻ｔｉの信号値ｚ（ｔｉ）を示す。
　図１１のフローチャートにおいて、まず、変位検知装置１の制御部１３は、送信信号Ｓｄを送波器１０に出力して、送信信号Ｓｄに基づくチャープ波を送信するように送波器１０を制御する（Ｓ１）。チャープ波によれば、例えば空気中を伝搬する際の減衰を抑制して、精度良く変位の検知を行うことができる。
　チャープ波の送信後（Ｓ１）、制御部１３は、受波器１１から１フレーム目の受信結果を示す受信信号Ｓｒを取得する（Ｓ２）。１フレーム目の受信結果は、ステップＳ１で送信されたチャープ波に応答するエコーを示す。
　次に、制御部１３は、送受信信号Ｓｄ，Ｓｒ間の相互相関関数による解析信号ｚ（ｔ）を生成する（Ｓ３）。こうした解析信号の生成処理（Ｓ３）において、本実施形態の変位検知装置１は、相関信号の一例である相互相関関数におけるＤＣ成分を除去する。ステップＳ３において制御部１３は、例えば図４の各機能部１３１～１３４及びＤＣオフセット部１５として、１フレーム目の送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒに基づき、解析信号ｚ（ｔ）の生成及びＤＣ成分の除去を行う。
　信号Ｓｄ，Ｓｒ間の相互相関関数ｃ（τ）は、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ここで、Ｔは１フレーム分の周期、τは遅延時間である。相互相関関数ｃ（τ）は、２つの信号Ｓｄ，Ｓｒが遅延時間τを有するときの相関を示す。
　本実施形態の変位検知装置１では、制御部１３は、周波数領域で相互相関関数ｃ（τ）に対応するクロススペクトルおいて、ＤＣ成分を除去する演算処理を行う。制御部１３は、クロススペクトルから逆フーリエ変換を演算することで、相互相関関数ｃ（τ）を示す同相成分Ｉを出力する。また、制御部１３は、クロススペクトルのヒルベルト変換から逆フーリエ変換を演算することで、直交成分Ｑを出力する。これにより、各成分Ｉ，Ｑから解析信号ｚ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）が得られる（ｊは虚数単位）。
　続いて、制御部１３は、例えば図４の解析処理部１３５として、ＤＣ成分が除去された１フレーム目の解析信号ｚ（ｔ）において、位相情報を抽出する処理を行う（Ｓ４）。
　こうした解析信号の位相抽出処理（Ｓ４）において、制御部１３は、解析信号ｚ（ｔ）の包絡線Ｅ（ｔ）からピーク時刻ｔ０を検出して、位相∠ｚ（ｔ）からピーク時刻ｔ０の位相∠ｚ（ｔ０）を含む位相情報を抽出する。ピーク時刻ｔ０を検出する際、制御部１３は、同相成分Ｉと直交成分Ｑとの２乗和の平方根により、包絡線Ｅ（ｔ）＝│ｚ（ｔ）│を算出する。
　図１２（ａ），（ｂ）は、図７（ａ），（ｂ）に対応して、ピーク時刻ｔ０付近を拡大して示す。図１２（ａ）の例では、１フレーム目の包絡線Ｅ１においてピーク時刻ｔ０が検出されている。図１２（ｂ）に示す１フレーム目の位相曲線θ１上の位相∠ｚ（ｔ）からは、ピーク時刻ｔ０を基準として位相情報が抽出される。
　時刻ｔｉにおける位相∠ｚ（ｔｉ）は、時刻ｔｉの同相成分Ｉ（ｔｉ）及び直交成分Ｑ（ｔｉ）により次式のように表される。
∠ｚ（ｔｉ）＝ａｒｃｔａｎ（Ｑ（ｔｉ）／Ｉ（ｔｉ））
　続いて、制御部１３は、ステップＳ１，Ｓ２と同様に、２回目のチャープ波の送受信を行い、２フレーム目の送信信号Ｓｄに応じた受信信号Ｓｒを受信する（Ｓ５，Ｓ６）。
　制御部１３は、２フレーム目の送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒに基づき、ステップＳ３と同様に、解析信号ｚ（ｔ）の演算においてＤＣ成分を除去する（Ｓ７）。こうした解析信号の生成処理（Ｓ３，Ｓ７）の詳細は後述する。
　次に、制御部１３は、１フレーム目の位相情報と、２フレーム目の送受信信号Ｓｄ，Ｓｒから生成した解析信号ｚ（ｔ）の位相情報とを用いて、２フレーム間の位相情報の差分に応じて物体３の変位量Δｘを算出する処理を行う（Ｓ８）。こうしたフレーム間の変位算出処理（Ｓ８）において、制御部１３は、例えば図４に示す解析処理部１３５として、２フレーム目の解析信号ｚ（ｔ）における位相情報を抽出する。図１２（ｂ）の例では、２フレーム目の位相情報は、例えば１フレーム目のピーク時刻ｔ０を基準として、２フレーム目の位相曲線θ２上の位相∠ｚ（ｔ）から抽出される。
　フレーム間の変位算出処理（Ｓ８）において、制御部１３は、各フレームの位相情報の差分を演算して、ピーク時刻ｔ０におけるフレーム間の位相差Δφを算出する。その後、制御部１３は、このようなピーク位相差Δφからの換算により、フレーム間の変位量Δｘを算出する。
　フレーム間の変位量Δｘは、次式のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、ｃは音速、πは円周率、ｆｃは解析信号ｚ（ｔ）の中心周波数である。ｆｃは、本実施形態におけるフレーム間の変位算出処理（Ｓ８）では、１フレーム目の解析信号ｚ（ｔ）から決定され、例えばピーク時刻ｔ０における位相∠ｚ（ｔ０）の勾配（即ち、瞬時周波数）として算出される。例えば位相∠ｚ（ｔ０）の勾配を精度良く算出する観点から、制御部１３は、瞬時周波数ｆｃとしてピーク時刻ｔ０近傍における各サンプリング点の位相への回帰直線の傾き、即ち回帰係数を算出する。
　以上の処理によると、変位検知装置１は、チャープ波の送受信を２回行い（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６）、各回の解析信号ｚ（ｔ）の生成においてクロススペクトルのＤＣ成分を除去する（Ｓ３，Ｓ７）。そして、変位検知装置１は、２回の解析信号ｚ（ｔ）のピーク位相差Δφから変位量Δｘを算出する（Ｓ８）。これにより、送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒの両方にＤＣ成分が含まれる場合であっても、クロススペクトルに対応するＤＣ成分が除去された相互相関関数ｃ（τ）に基づき、高精度の複素解析が可能である。
　例えば、相互相関関数ｃ（τ）を示す同相成分Ｉと、その直交成分Ｑとを用いた複素解析により、解析信号ｚ（ｔ）の包絡線Ｅ（ｔ）において、ピーク時刻ｔ０を精度良く検出することができ、さらに解析信号ｚ（ｔ）の位相情報を精度良く抽出することができる。このようなピーク時刻ｔ０及び位相情報によれば、例えばピーク位相差Δφからの換算により変位量Δｘを高精度に算出することができる。
　また、以上の処理によると、例えば受信信号Ｓｒの空気中における減衰、及びノイズの重畳などに起因する検知誤差を低減でき、物体３と非接触の状態においても物体３の微小な変位を精度良く検知することができる。さらに、このような変位検知装置１によれば、物体３と非接触の状態において検知が可能であるため、微小な変位を検知し易くすることができる。
　上記のフレーム間の変位算出処理（Ｓ８）では、２フレーム目の解析信号ｚ（ｔ）については位相情報のみを用いる例を説明した。これに代えて、変位検知装置１は、例えば２フレーム目の解析信号ｚ（ｔ）においてもピーク時刻を検出して、１フレーム目のピーク時刻ｔ０とともに変位量Δｘの算出に用いてもよく、次の実行周期における解析信号の位相抽出処理（Ｓ４）に用いてもよい。また、フレーム間の変位算出処理（Ｓ８）において、２フレーム目のピーク時刻を基準にピーク位相差が算出されてもよい。変位検知装置１は、例えば１フレーム目に代えて、２フレーム目の解析信号ｚ（ｔ）においてピーク時刻を検出してもよい。
　また、上記の図１１の処理は、２フレーム毎の周期で実行される例を説明したが、上記の例とは別の周期で実行されてもよい。例えば図１１の処理は、１フレーム毎に実行されてもよく、２回目のチャープ波の送受信（Ｓ５，Ｓ６）における送受信信号Ｓｄ，Ｓｒを保持しておき、次の実行周期では保持された各信号Ｓｄ，Ｓｒに基づいて解析信号の位相抽出処理（Ｓ４）から開始されてもよい。
２－３－１．解析信号の生成処理
　図１１のステップＳ３，Ｓ７における解析信号の生成処理の詳細を、図１３及び図１４を用いて説明する。
　図１３は、本実施形態の変位検知装置１における解析信号の生成処理（Ｓ３，Ｓ７）を例示するフローチャートである。図１４は、変位検知装置１に関する効果を説明するための図である。
　図１３のフローチャートに示す処理は、例えば図１１のステップＳ３では、１フレーム目について、ステップＳ１で送波器１０に出力された送信信号Ｓｄ、及びステップＳ２で取得した受信信号Ｓｒが保持された状態で開始される。また、ステップＳ７では、１フレーム目と同様に２フレーム目について、ステップＳ５の送信信号Ｓｄ及びステップＳ６の受信信号Ｓｒが保持された状態で開始される。
　まず、変位検知装置１の制御部１３は、例えば図４のＦＦＴ部１３１として、送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒのフーリエ変換を演算する（Ｓ１１）。
　制御部１３は、クロススペクトル演算部１３２として、送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒのフーリエ変換の演算結果に基づき、送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒとのクロススペクトルを演算する（Ｓ１２）。クロススペクトルは、各信号Ｓｄ，Ｓｒをフーリエ変換において時間領域から周波数領域に変換した演算結果の積により演算される。
　次に、制御部１３は、例えばＤＣオフセット部１５として、送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒとのクロススペクトルにおいて、ＤＣ成分を除去する演算を行う（Ｓ１３）。ここで、周波数をｆとして、クロススペクトルＳ（ｆ）は、送受信信号Ｓｄ，Ｓｒ間の相互相関関数ｃ（τ）のフーリエ変換により、次式のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ステップＳ１３において、制御部１３は、周波数ｆが「０」のときのクロススペクトルＳ（ｆ）の値Ｓ（０）を、ゼロ値に置換するように演算する。上式から、Ｓ（０）は相互相関関数ｃ（τ）のＤＣ成分に対応して、クロススペクトルＳ（ｆ）における当該演算により、周波数領域で相互相関関数ｃ（τ）のＤＣ成分を除去することができる。
　続いて、制御部１３は、例えば図４のＩＦＦＴ部１３４ｂとして、ＤＣ成分が除去されたクロススペクトルＳ（ｆ）の逆フーリエ変換を演算し、解析信号ｚ（ｔ）の同相成分Ｉを生成する（Ｓ１４）。
　制御部１３は、例えばヒルベルト変換部１３３として、ＤＣ成分が除去されたクロススペクトルＳ（ｆ）のヒルベルト変換を演算後、ＩＦＦＴ部１３４ａとして、ヒルベルト変換の逆フーリエ変換を演算して解析信号ｚ（ｔ）の直交成分Ｑを生成する（Ｓ１５）。
　制御部１３は、例えば直交成分Ｑを生成後（Ｓ１５）、ステップＳ１４で生成した同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを記憶部１４に保持して、解析信号の生成処理（Ｓ３，Ｓ７）を終了する。その後、図１１のステップＳ４またはステップＳ８に進む。
　以上の処理によれば、送信信号Ｓｄと受信信号ＳｒとのクロススペクトルＳ（ｆ）においてＤＣ成分が除去され（Ｓ１３）、ＤＣ成分除去後のクロススペクトルＳ（ｆ）に基づき解析信号ｚ（ｔ）の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが生成される（Ｓ１４，Ｓ１５）。これにより、送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒの両方にＤＣ成分があっても、信号Ｓｄ，Ｓｒ間の相互相関関数に対応するクロススペクトルではＤＣ成分が抑制される。当該クロススペクトルによれば、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに基づく包絡線Ｅ（ｔ）からピーク時刻ｔ０を精度良く検出して（Ｓ４）、さらにピーク時刻ｔ０近傍の位相情報を精度良く抽出する（Ｓ４，Ｓ８）ことができる。
　図１４（ａ），（ｂ）は、図１０と同様に受信信号ＳｒにＤＣ成分が含まれる場合に、図５及び図９の各信号と受信信号Ｓｒとの相互相関関数から、ＤＣ成分を除去して（Ｓ１３）生成された解析信号の包絡線Ｅ（ｔ）及び位相曲線θ（ｔ）をそれぞれ示す。
　図８及び図１０と同様に、図１４（ａ）の包絡線Ｅ１１，Ｅ１２は、それぞれＤＣ成分を含む信号データＤ１１，Ｄ１２を送信信号Ｓｄに用いた場合、包絡線Ｅ０１，Ｅ０２は、それぞれＤＣ成分を含まない信号データＤ０１，Ｄ０２を用いた場合に対応する。図１４（ｂ）の位相曲線θ０１～θ１２は、それぞれ図１４（ａ）の包絡線Ｅ０１～Ｅ１２の解析信号ｚ（ｔ）の位相を示す。
　図１４（ａ），（ｂ）では、受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｄの両方にＤＣ成分が含まれる場合にも、図８（ａ），（ｂ）に示すＤＣ成分がない理想的な受信信号Ｓｒを用いた場合と同様の包絡線Ｅ１１，Ｅ１２及び位相曲線θ１１，θ１２が得られている。このようにＤＣ成分を除去する解析信号の生成処理（Ｓ３，Ｓ７）によれば、受信信号Ｓｒ及び送信信号Ｓｄの両方にＤＣ成分があっても、図１０（ａ），（ｂ）の例とは異なり、精度良く包絡線Ｅ（ｔ）及び位相曲線θ（ｔ）上の位相∠ｚ（ｔ）が得られる。
　また、本実施形態の変位検知装置１では、周波数領域のクロススペクトルＳ（ｆ）においてＤＣ成分を除去する（Ｓ１３）。この場合、Ｓ（０）にゼロ値を代入する演算をすればよく、演算量を抑制することができる。これにより、変位検知装置１において処理負荷を低減しながら、精度良く距離等の情報を検知することができる。
　さらに、例えば受信信号ＳｒのＤＣ成分の変動等によりクロススペクトルのＤＣ成分が変化する場合であっても、追加の演算を要することなくＤＣ成分を除去することができる。また、例えば記憶部１４において、送信信号Ｓｄを示す信号データＤ１１（或いは信号データＤ１２）の他にＤＣ成分の除去に用いる追加のデータ及び演算値等を保持しなくてもよく、効率良くＤＣ成分の除去が可能である。
　なお、上記の処理では、同相成分Ｉを生成後（Ｓ１４）に、直交成分Ｑを生成する（Ｓ１５）例を説明したが、ステップＳ１４，Ｓ１５の実行順序は、これに限らない。例えば、直交成分の生成後（Ｓ１５）に、同相成分の生成（Ｓ１４）が実行されてもよい。
３．まとめ
　以上のように、本実施形態において、物体検知装置の一例である変位検知装置１は、送波器１０と、受波器１１と、制御部１３とを備える。送波器１０は、物体３に音波を送信する。受波器１１は、音波を受信して、受信結果を示す受信信号Ｓｒを生成する。制御部１３は、送波器１０による音波の送信を制御して、受波器１１から受信信号Ｓｒを取得する。制御部１３は、送波器１０に音波を送信させるように送信信号Ｓｄを出力して（Ｓ１，Ｓ５）、応答する受信信号Ｓｒを取得する（Ｓ２，Ｓ６）。制御部１３は、送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒとの相関を示す相互相関関数ｃ（τ）（相関信号の一例）を複素化する複素解析により（Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８）、物体３に関する検知情報を生成する一例として変位量Δｘを算出する（Ｓ８）。変位検知装置１は、さらに、複素解析の対象とする相関信号における直流（ＤＣ）成分を抑制するように、相関信号を補正する（Ｓ３，Ｓ７）信号補正部の一例として、ＤＣオフセット部１５を制御部１３の機能的構成として備える。
　以上の変位検知装置１によると、送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒとの相関信号において、ＤＣ成分が抑制される（Ｓ３，Ｓ７）。これにより、送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒの両方にＤＣ成分が含まれていても、複素化された相関信号はＤＣ成分の影響を受けず、複素化された相関信号を用いて、物体３の変位といった検知情報の生成を精度良くすることができる。
　本実施形態において、ＤＣオフセット部１５（信号補正部の一例）は、相互相関関数ｃ（τ）（相関信号の一例）の周波数成分を含むクロススペクトルにおけるＤＣ成分を除去する演算処理により（Ｓ１３）、対応する信号を補正する（Ｓ３，Ｓ７）。これにより、周波数領域のクロススペクトルにおいて、ＤＣ成分を除去する際の演算量を抑制しながら、相関信号を補正することができる。
　本実施形態において、制御部１３は、送信信号Ｓｄを送信スペクトルに変換し、受信信号Ｓｒを受信スペクトルに変換する一例として、送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒのフーリエ変換を演算し（Ｓ１１）、各フーリエ変換の演算結果（送信スペクトル及び受信スペクトルの一例）に基づきクロススペクトルを算出する（Ｓ１２）。信号補正部の一例であるＤＣオフセット部１５は、クロススペクトルにＤＣ成分を除去する演算処理を行って（Ｓ１３）、相関信号を補正する（Ｓ３，Ｓ７）。これにより、相関信号の複素解析において、効率良く相関信号を補正することができる。
　本実施形態において、制御部１３は、相関信号の複素解析において、送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒとの相関において規定される振幅｜ｚ（ｔ）｜及び位相∠ｚ（ｔ）を含む解析信号ｚ（ｔ）を生成する（Ｓ３，Ｓ７，Ｓ１１～Ｓ１５）。これにより、解析信号ｚ（ｔ）の振幅｜ｚ（ｔ）｜及び位相∠ｚ（ｔ）の両方または一方を用いた各種の解析が可能である。
　本実施形態において、制御部１３は、解析信号ｚ（ｔ）の包絡線Ｅ（ｔ）を演算して、演算した包絡線（ｔ）に基づき前記振幅｜ｚ（ｔ）｜が最大となるタイミングを検出し（Ｓ４）、包絡線Ｅ（ｔ）から検出したタイミングの一例としてピーク時刻ｔ０に基づいて、検知情報を生成する一例として、物体３の変位量Δｘを算出する（Ｓ８）。なお、検知情報は物体３の変位に限らず、例えばピーク時刻ｔ０に基づく物体３までの距離等であってもよい。
　本実施形態において、制御部１３は、ＤＣオフセット部１５（信号補正部の一例）によってＤＣ成分が抑制された相関信号の一例であるクロススペクトルに基づいて、相関信号の直交成分Ｑを算出して（Ｓ１５）、直交成分Ｑを複素解析に用いる。これにより、直交成分Ｑを用いて、例えば相関信号のみを用いる場合よりも精度良く、物体３までの距離等の物体３に関する検知情報を生成することができる。
　本実施形態において、相関信号は、送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒとの相互相関関数により規定され、制御部１３は、相関信号を示すと同相成分Ｉと直交成分Ｑとに基づき、相互相関関数を複素化するように演算して、複素解析を行う。これにより、複素解析において、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑから解析信号ｚ（ｔ）を生成することができる。
　本実施形態において、送波器１０は、ＤＣ成分を含む送信信号Ｓｄに基づき発熱して音波を送信するサーモホンを含む。サーモホンによれば、例えばチャープ波のような広帯域の周波数特性を有する音波の発生が可能である。
　本実施形態における物体検知方法は、送波器１０に、物体３に向けて音波を送信させるように送信信号Ｓｄを出力するステップ（Ｓ１，Ｓ４）と、音波を受信して受信結果を示す受信信号を生成する受波器１１から、送信させた音波に応答する受信信号Ｓｒを取得するステップ（Ｓ２，Ｓ５）と、送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒとの相関を示す相互相関関数ｃ（τ）（相関信号の一例）を複素化する複素解析により（Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８）、物体３に関する検知情報を生成する一例として、物体３の変位量Δｘを算出するステップ（Ｓ８）と、複素解析の対象とする相関信号における直流（ＤＣ）成分を抑制するように、送信信号Ｓｄ、受信信号Ｓｒ及び相関信号のうちの何れかの信号を補正するステップとを含む。送信信号Ｓｄまたは受信信号Ｓｒを補正する例については後述する。
　本実施形態において、以上のような物体検知方法を制御部１３に実行させるためのプログラムが提供される。以上の物体検知方法及びプログラムによると、音波の送受信に基づく物体３に関する検知情報の生成を精度良くすることができる。
（実施形態２）
　実施形態１では、解析信号の生成処理（Ｓ３，Ｓ７）においてクロススペクトルのＤＣ成分を除去する（Ｓ１５）変位検知装置１を説明した。実施形態２では、解析信号の生成処理において、フーリエ変換された受信信号ＳｄのＤＣ成分を除去する変位検知装置１を説明する。
　図１５は、実施形態２の変位検知装置１における制御部１３の機能的構成を示すブロック図である。本実施形態の制御部１３は、実施形態１と同様の各機能部１３１～１３５に加え、及びＤＣオフセット部１５に代えて、ＦＦＴ部１３１ｂによりフーリエ変換された受信信号Ｓｒを処理するＤＣオフセット部１５Ａを備える。
　本実施形態の制御部１３において、ＦＦＴ部１３１ｂは、受信信号Ｓｒのフーリエ変換の演算結果をＤＣオフセット部１５Ａに出力する。ＤＣオフセット部１５Ａは、フーリエ変換により時間領域から周波数領域に変換された受信信号Ｓｒにおいて、ＤＣ成分を除去する。フーリエ変換の演算結果は、受信信号Ｓｒに含まれる複数の周波数成分で規定され、本実施形態における受信スペクトルの一例である。
　図１６は、実施形態２における変位検知装置１の全体動作を例示するフローチャートである。本実施形態では、制御部１３は、実施形態１のクロススペクトルにおけるＤＣ成分の除去（Ｓ１３）を含む解析信号の生成処理（Ｓ３，Ｓ７）に代えて、フーリエ変換後の受信信号Ｓｒにおける除去を含む解析信号の生成処理（Ｓ３Ａ，Ｓ７Ａ）を実行する。
　本実施形態の解析信号の生成処理（Ｓ３Ａ，Ｓ７Ａ）において、まず、制御部１３は、例えば図１３のステップＳ１１と同様に送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒのフーリエ変換を演算する。次に、制御部１３はＤＣオフセット部１５Ａとして、受信信号Ｓｒのフーリエ変換の演算結果において、受信信号Ｓｒに含まれるＤＣ成分を除去する演算処理を行う。制御部１３は、例えばフーリエ変換された受信信号Ｓｒにおいて、周波数が「０」に対応する成分をゼロ値に置換するように演算する。
　続いて制御部１３は、例えば図１３のステップＳ１２と同様に、フーリエ変換後の送信信号Ｓｄと、ＤＣ成分を除去したフーリエ変換後の受信信号Ｓｒとの積により、送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒとのクロススペクトルを演算する。これにより、クロススペクトルにおいても、周波数が「０」に対応する成分はゼロ値となり、ＤＣ成分を有しないクロススペクトルが得られる。制御部１３は、演算したクロススペクトルに基づいて、解析信号ｚ（ｔ）の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを生成する。
　以上の処理によると、フーリエ変換後の受信信号ＳｒにおいてＤＣ成分を除去し、送信信号ＳｄとＤＣ成分を除去した受信信号Ｓｒとのクロススペクトルから解析信号ｚ（ｔ）が生成される（Ｓ３Ａ，Ｓ７Ａ）。これにより、受信信号Ｓｒの周波数領域において演算量を抑制しながらＤＣ成分を除去することができ、クロススペクトルにおけるＤＣ成分も除去される。よって、当該クロススペクトルに対応する相互相関関数ｃ（τ）の複素解析により、解析信号ｚ（ｔ）の包絡線Ｅ（ｔ）及び位相∠ｚ（ｔ）を精度良く算出することができる。
　上記の例では、解析信号の生成処理（Ｓ３Ａ，Ｓ７Ａ）において、フーリエ変換された受信信号ＳｒにおいてＤＣ成分を除去する変位検知装置１を説明したが、ＤＣ成分を除去する対象は受信信号Ｓｒに限らず、例えば送信信号Ｓｄであってもよい。図１７を用いて、実施形態２の変形例における変位検知装置１を説明する。
　本変形例の変位検知装置１は、例えば実施形態２と同様の構成において、図１７に示すように、制御部１３の機能的構成として、ＤＣオフセット部１５Ａに代えて、ＤＣオフセット部１５Ｂを備える。ＤＣオフセット部１５Ｂは、ＦＦＴ部１３１ａによりフーリエ変換された送信信号Ｓｄにおいて、ＤＣ成分を除去するための演算処理を実行する。ＤＣオフセット部１５Ｂは、ＤＣ成分を除去したフーリエ変換後の送信信号Ｓｄを、クロススペクトル演算部１３２に出力する。
　本変形例では、制御部１３は、実施形態２と同様の解析信号の生成処理（Ｓ３Ａ，Ｓ７Ａ）において、受信信号Ｓｒに代えて、フーリエ変換後の送信信号ＳｒにおいてＤＣ成分を除去する演算を行う。これにより、受信信号Ｓｒにおける除去と同様に、演算量を抑制しながら送信信号ＳｄのＤＣ成分を除去することができる。これによっても、周波数領域においてＤＣ成分が除去された送信信号Ｓｄと、受信信号Ｓｒとに基づいて、ＤＣ成分を有しないクロススペクトルを演算することができる。フーリエ変換された送信信号Ｓｄは、本実施形態における送信スペクトルの一例である。なお、本変形例におけるＤＣ成分の除去方法、及び上記の各実施形態の除去方法は適宜、組み合わせて実行されてもよい。
　以上のように、本実施形態において、物体検知装置の一例である変位検知装置１は、実施形態１と同様の構成において、信号補正部の一例として、ＤＣオフセット部１５に代えてＤＣオフセット部１５Ａを備える。ＤＣオフセット部１５Ａは、複素解析の対象とする相関信号の一例として、送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒとの相互相関関数ｃ（τ）におけるＤＣ成分を抑制するように、受信信号Ｓｒを補正する（Ｓ３Ａ，Ｓ７Ａ）。また、本実施形態の変形例において、変位検知装置１は、信号補正部の一例として、ＤＣオフセット部１５Ａに代えてＤＣオフセット部１５Ｂを備える。ＤＣオフセット部１５Ｂは、相関信号におけるＤＣ成分を抑制するように、送信信号Ｓｄを補正する。
　以上の変位検知装置１によると、相関信号のＤＣ成分を抑制するように、送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒのうちの何れかの信号が補正される。これによっても、補正された送信信号Ｓｄまたは受信信号Ｓｒに基づく複素解析により、物体３の変位といった検知情報を精度良く生成することができる。
　本実施形態において、ＤＣオフセット部１５Ａ，１５Ｂ（信号補正部の一例）は、受信信号Ｓｒの周波数成分を含む受信スペクトルの一例として受信信号Ｓｒのフーリエ変換、及び送信信号Ｓｄの周波数成分を含む送信スペクトルの一例として送信信号Ｓｄのフーリエ変換における各演算結果のうちの何れかにおけるＤＣ成分を除去する演算処理により、対応する信号を補正する（Ｓ３Ａ，Ｓ７Ａ）。これにより、送信信号Ｓｄまたは受信信号Ｓｒの周波数領域において、演算量を抑制しながらＤＣ成分を除去することができる。
　本実施形態において、制御部１３は、送信信号Ｓｄを送信スペクトルに変換し、受信信号Ｓｒを受信スペクトルに変換する一例として、送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒのフーリエ変換を演算する（Ｓ１１）。ＤＣオフセット部１５Ａ，１５Ｂ（信号補正部の一例）は、送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒの各フーリエ変換の演算結果うちの何れかにＤＣ成分を除去する演算処理を行って、送信信号Ｓｄ及び受信信号Ｓｒのうちの対応する信号を補正する（Ｓ３Ａ，Ｓ７Ａ）。これにより、補正されたフーリエ変換後の送信信号Ｓｄまたは受信信号Ｓｒに基づいて、ＤＣ成分を含まないクロススペクトルが得られる（Ｓ１２）。
　上記の各実施形態によると、物体検知装置の一例である変位検知装置１において、ＤＣオフセット部１５，１５Ａ，１５Ｂ（信号補正部の一例）は、複素解析の対象とする相関信号の一例として相互相関関数ｃ（τ）におけるＤＣ成分を抑制するように、相関信号、受信信号Ｓｒ及び送信信号Ｓｄのうちの何れかの信号を補正する（Ｓ３，Ｓ７，Ｓ３Ａ，Ｓ７Ａ）。
　また、上記の各実施形態によると、ＤＣオフセット部１５，１５Ａ，１５Ｂは、相関信号の周波数成分を含むクロススペクトル、受信信号Ｓｒの周波数成分を含む受信スペクトルの一例としてフーリエ変換された受信信号Ｓｒ、及び送信信号Ｓｄの周波数成分を含む送信スペクトルの一例としてフーリエ変換された送信信号Ｓｄのうちの何れかにおけるＤＣ成分を除去する演算処理により、対応する信号を補正する（Ｓ３，Ｓ７，Ｓ１３，Ｓ３Ａ，Ｓ７Ａ）。
（実施形態３）
　実施形態２では、フーリエ変換後の受信信号Ｓｒにおいて、周波数領域でＤＣ成分を除去する変位検知装置１を説明した。実施形態３では、フーリエ変換前の受信信号Ｓｒにおいて、時間領域でＤＣ成分を除去する変位検知装置１について説明する。
　図１８は、実施形態３の変位検知装置１における制御部１３の機能的構成を示すブロック図である。本実施形態の変位検知装置１では、制御部１３は、実施形態１と同様の構成において、受信信号ＳｒのＤＣ成分を時間領域において除去するＤＣオフセット部１５Ｃを備える。ＤＣオフセット部１５Ｃは、制御部１３に入力された受信信号Ｓｒにおいて、ＤＣ成分を相殺するように受信信号Ｓｒを補正する演算処理を行い、演算結果をＦＦＴ部１３１ｂに出力する。
　図１９は、実施形態３に係る変位検知装置１の動作を説明するための図である。図１９は、ＤＣ成分を含む受信信号Ｓｒを例示する。図１９の受信信号Ｓｒでは、ＤＣ成分は１フレームの期間における振幅の平均値Ｃ１に対応する。本実施形態の変位検知装置１では、制御部１３はＤＣオフセット部１５Ｃとして、受波器１１から入力された受信信号Ｓｒに基づき、１フレームでの平均値Ｃ１を算出して当該フレームの各時刻における受信信号Ｓｒの振幅から減算する。
　これにより、時間領域においてＤＣ成分が除去された受信信号Ｓｒと、送信信号Ｓｄとに基づき、例えば各機能部１３１～１３５の処理により、ＤＣ成分を有しないクロススペクトルを演算して、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを生成することができる。これによっても、解析信号ｚ（ｔ）の包絡線Ｅ（ｔ）及び位相∠ｚ（ｔ）を精度良く演算することができる。
　上記の例では、受信信号Ｓｒにおいて平均値Ｃ１を算出して減算することで、フーリエ変換前の時間領域においてＤＣ成分を除去する変位検知装置１を説明した。時間領域における受信信号ＳｒのＤＣ成分の除去は、これに限定されない。図２０を用いて、実施形態３の変形例における変位検知装置１を説明する。
　本変形例の変位検知装置１は、例えば実施形態１と同様の構成において、実施形態３における制御部１３のＤＣオフセット部１５Ｃに代えて、図２０に示すように、ＤＣオフセット回路１５Ｄをさらに備える。ＤＣオフセット回路１５Ｄは、受波器１１による音波の受信結果においてＤＣ成分を抑制する。本変形例の受波器１１は、例えば受信結果を示す電気信号であるアナログ信号をＤＣオフセット回路１５Ｄに出力する。
　ＤＣオフセット回路１５Ｄは、可変抵抗を含んで構成され、受波器１１からのアナログ信号においてＤＣ成分を除去するように、例えば制御部１３のＡ／Ｄコンバータに入力される前の基準電圧を調整する。これにより、例えば基準電圧のずれによる受信信号ＳｒのＤＣ成分を抑制するように、受信信号Ｓｒを補正することができる。
　以上のように、本実施形態において、信号補正部の一例であるＤＣオフセット部１５Ｃは、受波器１１によって生成された受信信号ＳｒにおけるＤＣ成分を相殺するように受信信号Ｓｒを補正して、補正した受信信号Ｓｒを制御部１３のＦＦＴ部１３１ｂに出力する。また、本実施形態の変形例において、信号補正部の一例であるＤＣオフセット回路１５Ｄは、受波器１１によって生成された受信信号の一例として、受波器１１の受信結果を示すアナログ信号におけるＤＣ成分を相殺するようにアナログ信号を補正して、補正したアナログ信号を制御部１３のＡ／Ｄコンバータに出力する。こうした補正によっても、ＤＣ成分が抑制された相関信号を生成することができ、上記の各実施形態と同様の効果を得ることができる。
（他の実施形態）
　以上のように、本発明の例示として、実施形態１～３を説明した。しかしながら本発明は、これに限らず、他の実施の形態にも適用可能である。以下、他の実施形態を例示する。
　上記の各実施形態では、変位検知装置１は、複素解析において解析信号ｚ（ｔ）を生成し、包絡線Ｅ（ｔ）及び位相∠ｚ（ｔ）を用いて、物体３の変位を検知する例を説明した。本実施形態において、変位検知装置１は、上記の各実施形態の複素解析に限らず、種々の複素解析に適用可能である。例えば、本実施形態の変位検知装置１は、複素解析において生成した解析信号ｚ（ｔ）の包絡線Ｅ（ｔ）のみを解析してもよい。例えば、変位検知装置１は、フレーム毎に包絡線Ｅ（ｔ）のピーク時刻を検出し、連続する２フレームの各ピーク時刻を互いに比較することで変位量を測定してもよい。
　本実施形態においても、送信信号Ｓｄ、受信信号Ｓｒ、及びクロススペクトル（或いは時間領域の相互相関関数）の少なくとも何れかに含まれるＤＣ成分の除去により、包絡線Ｅ（ｔ）からピーク時刻を精度良く検出することができる。これによっても高精度な変位の検知が実現可能である。
　また、本実施形態の変位検知装置１は、物体３の変位に加えて、または変位に代えて、物体３までの距離の検知に適用されてもよい。本実施形態の変位検知装置１は、例えば上述のような各フレームの測定動作により、包絡線Ｅ（ｔ）におけるピーク時刻を検出して、検出したピーク時刻に応じて、物体３までの距離を検知してもよい。この場合であっても、上記の各実施形態のように、直交成分Ｑの生成までにＤＣ成分を除去する処理によって、物体３までの距離を精度良く検知することができる。物体３の変位、及び／または物体３までの距離は、本実施形態における物体３に関する検知情報の一例である。
　以上のように、本実施形態において、検知情報は、所定の測定期間の一例として連続２フレーム間における物体３の変位、及び物体３までの距離のうちの少なくとも一つを含む。本実施形態の変位検知装置１によれば、ＤＣ成分の抑制により変位量及び／または距離を高精度に測定して、検知情報を精度良く生成することができる。
　また、本発明は、上記のような包絡線Ｅ（ｔ）の解析を含む場合に限らず、例えば解析信号ｚ（ｔ）の位相∠ｚ（ｔ）のみの解析に適用されてもよい。さらに、本発明は、包絡線Ｅ（ｔ）及び／または位相∠ｚ（ｔ）の解析に限らず、例えば直交成分Ｑを用いた各種の解析に適用されてもよい。
　上記の各実施形態では、ＤＣ成分が含まれる送信信号Ｓｄを用いて解析信号ｚ（ｔ）を生成する例を説明した。本実施形態の変位検知装置１は、信号補正部の一例として、補正用の信号データを格納する記憶部１４を備える。補正用の信号データは、送信信号Ｓｄと同様にチャープする一方でＤＣ成分を含まない信号を示し、例えば、図９（ａ），（ｂ）に示す信号データＤ０１，Ｄ０２等を用いることができる。変位検知装置１は、解析信号の生成処理において、送信信号Ｓｄとして記憶部１４に格納された補正用の信号データを制御部１３に入力することで、クロススペクトル（相関信号の一例）におけるＤＣ成分を抑制するように、送信信号Ｓｄを補正する。
　これにより、受信信号ＳｒにＤＣ成分が含まれる場合であっても、上記の各実施形態と同様に、精度良く解析信号ｚ（ｔ）の包絡線Ｅ（ｔ）及び位相∠ｚ（ｔ）を演算することができる。
　上記の実施形態３では、受信信号ＳｒにおけるＤＣ成分を時間領域で抑制するように、受信信号Ｓｒを補正する例を説明した。本実施形態では、受信信号Ｓｒに限らず、例えば相関信号の一例である相互相関関数ｃ（τ）において、実施形態３と同様に平均値を算出して減算することで、時間領域でＤＣ成分を除去するように相関信号を補正してもよい。また、送信信号Ｓｄについても同様に、時間領域でＤＣ成分を除去するように補正されてもよい。
　上記の各実施形態では、制御部１３は、同相成分Ｉとして、送信信号Ｓｄと受信信号Ｓｒのクロススペクトルを演算後、クロススペクトルの逆フーリエ変換により相互相関関数を演算する例を説明した。本実施形態では、制御部１３は、例えば送受信信号Ｓｄ，Ｓｒから直接に積和演算処理により相互相関関数を計算して、時間領域の送信信号Ｓｄ、受信信号Ｓｒ及び相互相関関数のうちの何れかにおいてＤＣ成分を抑制するように、対応する信号を補正してもよい。また、例えば制御部１３は、積和演算を行うＦＰＧＡ等の回路を備えてもよい。また、制御部１３における解析信号の生成は、ヒルベルト変換に限らず、例えば直交検波の機能により実現されてもよい。
　上記の各実施形態では、変位検知装置１が、送波器１０及び受波器１１をそれぞれ１つ備える例を説明した。本実施形態では、変位検知装置１が、送波器及び受波器の一方または両方を複数備えてもよい。
　本発明は、物体検知装置、方法及びプログラムに適用可能であり、特に物体との距離等の検知においてＤＣ成分を有する信号の解析に適用可能である。
　１　変位検知装置
　１０　送波器
　１１　受波器
　１３　制御部
　１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ　ＤＣオフセット部
　１５Ｄ　ＤＣオフセット回路

Claims (13)

  1. 　物体に音波を送信する送波器と、
    　音波を受信して、受信結果を示す受信信号を生成する受波器と、
    　前記送波器による音波の送信を制御して、前記受波器から前記受信信号を取得する制御部と、を備え、
    　前記制御部は、
    　　前記送波器に音波を送信させるように送信信号を出力して、応答する受信信号を取得し、
    　　前記送信信号と前記受信信号との相関を示す相関信号を複素化する複素解析により、前記物体に関する検知情報を生成し、
    　さらに、前記複素解析の対象とする相関信号における直流成分を抑制するように、前記相関信号、前記受信信号及び前記送信信号のうちの何れかの信号を補正する信号補正部を備える
    物体検知装置。
  2. 　前記信号補正部は、前記相関信号の周波数成分を含むクロススペクトル、前記受信信号の周波数成分を含む受信スペクトル、及び前記送信信号の周波数成分を含む送信スペクトルのうちの何れかにおける直流成分を除去する演算処理により、対応する信号を補正する
    請求項１に記載の物体検知装置。
  3. 　前記制御部は、前記送信信号を前記送信スペクトルに変換し、前記受信信号を前記受信スペクトルに変換し、前記送信スペクトル及び前記受信スペクトルに基づき前記クロススペクトルを算出し、
    　前記信号補正部は、前記クロススペクトルに前記演算処理を行って、前記相関信号を補正する
    請求項２に記載の物体検知装置。
  4. 　前記制御部は、前記送信信号を前記送信スペクトルに変換し、前記受信信号を前記受信スペクトルに変換し、
    　前記信号補正部は、前記送信スペクトル及び前記受信スペクトルのうちの何れかに前記演算処理を行って、前記送信信号及び前記受信信号のうちの対応する信号を補正する
    請求項２に記載の物体検知装置。
  5. 　前記信号補正部は、前記受波器によって生成された受信信号における直流成分を相殺するように前記受信信号を補正して、補正した受信信号を前記制御部に出力する
    請求項１に記載の物体検知装置。
  6. 　前記制御部は、前記相関信号の複素解析において、前記送信信号と前記受信信号との相関において規定される振幅及び位相を含む解析信号を生成する
    請求項１から５のいずれか１項に記載の物体検知装置。
  7. 　前記制御部は、
    　前記解析信号の包絡線を演算して、演算した包絡線に基づき前記振幅が最大となるタイミングを検出し、
    　前記包絡線から検出したタイミングに基づいて、前記検知情報を生成する
    請求項６に記載の物体検知装置。
  8. 　前記検知情報は、所定の測定期間における前記物体の変位、及び前記物体までの距離のうちの少なくとも一つを含む
    請求項１から７のいずか１項に記載の物体検知装置。
  9. 　前記制御部は、前記信号補正部によって直流成分が抑制された相関信号に基づいて、前記相関信号の直交成分を算出して、前記直交成分を前記複素解析に用いる
    請求項１から８のいずれか１項に記載の物体検知装置。
  10. 　前記相関信号は、前記送信信号と前記受信信号との相互相関関数により規定され、
    　前記制御部は、前記相関信号と前記直交成分とに基づき、前記相互相関関数を複素化するように演算して、前記複素解析を行う
    請求項９に記載の物体検知装置。
  11. 　前記送波器は、直流成分を含む送信信号に基づき発熱して音波を送信するサーモホンを含む
    請求項１から１０のいずれか１項に記載の物体検知装置。
  12. 　送波器に、物体に向けて音波を送信させるように送信信号を出力するステップと、
    　音波を受信して受信結果を示す受信信号を生成する受波器から、送信させた音波に応答する受信信号を取得するステップと、
    　前記送信信号と前記受信信号との相関を示す相関信号を複素化する複素解析により、前記物体に関する検知情報を生成するステップと、
    　前記複素解析の対象とする相関信号における直流成分を抑制するように、前記送信信号、前記受信信号及び前記相関信号のうちの何れかの信号を補正するステップとを含む
    物体検知方法。
  13. 　請求項１２に記載の物体検知方法を制御部に実行させるためのプログラム。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030056591A1 (en) * 2000-03-09 2003-03-27 Martin Andrew Louis Acoustic sounding
WO2014152438A2 (en) * 2013-03-15 2014-09-25 The Board Of Regents, The University Of Texas System Encapsulated thermoacoustic projector based on free-standing carbon nanotube film
WO2019229895A1 (ja) * 2018-05-30 2019-12-05 三菱電機株式会社 超音波測距装置
WO2021084985A1 (ja) * 2019-10-29 2021-05-06 オムロン株式会社 伝搬時間測定装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030056591A1 (en) * 2000-03-09 2003-03-27 Martin Andrew Louis Acoustic sounding
WO2014152438A2 (en) * 2013-03-15 2014-09-25 The Board Of Regents, The University Of Texas System Encapsulated thermoacoustic projector based on free-standing carbon nanotube film
WO2019229895A1 (ja) * 2018-05-30 2019-12-05 三菱電機株式会社 超音波測距装置
WO2021084985A1 (ja) * 2019-10-29 2021-05-06 オムロン株式会社 伝搬時間測定装置

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