JPH09224937A - 超音波診断装置 - Google Patents
超音波診断装置Info
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- JPH09224937A JPH09224937A JP8036841A JP3684196A JPH09224937A JP H09224937 A JPH09224937 A JP H09224937A JP 8036841 A JP8036841 A JP 8036841A JP 3684196 A JP3684196 A JP 3684196A JP H09224937 A JPH09224937 A JP H09224937A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 超音波受信における直交位相検波のためにチ
ャネルごとにＡ／Ｄ変換器、遅延手段が２つずつ、さら
に加算器も２つ必要になり、受波整相回路の回路規模が
大きくなる。 【解決手段】 各チャネルにおいてＡ／Ｄ変換器４６は
受信信号を超音波の送信周波数の４ｎ倍でサンプリング
する。超音波ビームの電子制御のため、この出力を遅延
器５０で遅延し位相を揃えた後、加算器５２にて各チャ
ネルからの受信信号を加算する。１周期当たり４ｎ個の
データが並ぶ加算器５２の出力から、互いにｎ個ずれた
データを複素信号の実数部信号、虚数部信号とする。
ャネルごとにＡ／Ｄ変換器、遅延手段が２つずつ、さら
に加算器も２つ必要になり、受波整相回路の回路規模が
大きくなる。 【解決手段】 各チャネルにおいてＡ／Ｄ変換器４６は
受信信号を超音波の送信周波数の４ｎ倍でサンプリング
する。超音波ビームの電子制御のため、この出力を遅延
器５０で遅延し位相を揃えた後、加算器５２にて各チャ
ネルからの受信信号を加算する。１周期当たり４ｎ個の
データが並ぶ加算器５２の出力から、互いにｎ個ずれた
データを複素信号の実数部信号、虚数部信号とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、超音波診断装置に
関し、特に受信信号からの複素信号の生成に関する。
関し、特に受信信号からの複素信号の生成に関する。
【０００２】
【従来の技術】超音波ドプラ診断装置では、受信信号に
対して直交位相検波がなされ複素信号が生成される。こ
の複素信号は実数成分、虚数成分とから構成され、これ
ら各成分をそれぞれＩ信号、Ｑ信号と称する。
対して直交位相検波がなされ複素信号が生成される。こ
の複素信号は実数成分、虚数成分とから構成され、これ
ら各成分をそれぞれＩ信号、Ｑ信号と称する。
【０００３】図７は、特公平７−７８４９２号公報に示
されるような、従来の超音波診断装置における受波整相
回路の構成を示す模式図である。この超音波診断装置
は、ｎ個の振動子２を有し、これに対応してｎチャネル
の受信信号が得られる。各チャネルの受信信号は、超音
波の送信から受信までの伝播距離の差異に応じて異なる
遅延時間を有するため、受波整相回路４がこれを調整す
る。
されるような、従来の超音波診断装置における受波整相
回路の構成を示す模式図である。この超音波診断装置
は、ｎ個の振動子２を有し、これに対応してｎチャネル
の受信信号が得られる。各チャネルの受信信号は、超音
波の送信から受信までの伝播距離の差異に応じて異なる
遅延時間を有するため、受波整相回路４がこれを調整す
る。
【０００４】診断距離による減衰量の差はＴＧＣ（Time
Gain Compensation）回路６にて補正される。Ａ／Ｄ変
換器８、１０は、互いに９０゜ずれた位相で同一周波数
で受信信号をサンプリングしている。これらＡ／Ｄ変換
器８、１０のサンプリング周波数は、送信超音波の中心
周波数ｆ0 に等しい。このＡ／Ｄ変換器８、１０におけ
る直交サンプリングによりＩ信号、Ｑ信号が分離・生成
されるため、受波整相回路４は２系統の構成とされてい
る。Ａ／Ｄ変換器８、１０にそれぞれ対応して設けられ
た遅延器１２、１４は、チャネル間での超音波の位相差
を調整するためのものであり、同一チャネルでは遅延器
１２、１４の遅延量は同じである。２つの加算器１６、
１８は、それぞれＩ信号、Ｑ信号に対応するものであ
る。位相差が調整された各チャネルの受信信号は、Ｉ信
号、Ｑ信号ごとに加算器１６、１８にて加算され、整相
加算された受信信号が得られる。
Gain Compensation）回路６にて補正される。Ａ／Ｄ変
換器８、１０は、互いに９０゜ずれた位相で同一周波数
で受信信号をサンプリングしている。これらＡ／Ｄ変換
器８、１０のサンプリング周波数は、送信超音波の中心
周波数ｆ0 に等しい。このＡ／Ｄ変換器８、１０におけ
る直交サンプリングによりＩ信号、Ｑ信号が分離・生成
されるため、受波整相回路４は２系統の構成とされてい
る。Ａ／Ｄ変換器８、１０にそれぞれ対応して設けられ
た遅延器１２、１４は、チャネル間での超音波の位相差
を調整するためのものであり、同一チャネルでは遅延器
１２、１４の遅延量は同じである。２つの加算器１６、
１８は、それぞれＩ信号、Ｑ信号に対応するものであ
る。位相差が調整された各チャネルの受信信号は、Ｉ信
号、Ｑ信号ごとに加算器１６、１８にて加算され、整相
加算された受信信号が得られる。
【０００５】なお、遅延・加算処置の前にＡ／Ｄ変換を
行う構成も、後にＡ／Ｄ変換を行う構成も可能である
が、受信信号のアナログ処理による劣化を防止し、ま
た、より高精度に遅延量を制御するためには、上記従来
例のように遅延・加算処理の前に行うのが望ましい。
行う構成も、後にＡ／Ｄ変換を行う構成も可能である
が、受信信号のアナログ処理による劣化を防止し、ま
た、より高精度に遅延量を制御するためには、上記従来
例のように遅延・加算処理の前に行うのが望ましい。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来の超音波診
断装置では、各振動子に対応したチャネルごとにＡ／Ｄ
変換器、遅延手段が２つずつ、さらに加算器もＩ信号、
Ｑ信号に対応して２つ必要になり、受波整相回路の回路
規模が大きくなるという問題があった。
断装置では、各振動子に対応したチャネルごとにＡ／Ｄ
変換器、遅延手段が２つずつ、さらに加算器もＩ信号、
Ｑ信号に対応して２つ必要になり、受波整相回路の回路
規模が大きくなるという問題があった。
【０００７】本発明は、受波整相回路の構成を簡単に
し、その回路規模が小さな超音波診断装置を提供するこ
とを目的とする。
し、その回路規模が小さな超音波診断装置を提供するこ
とを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明に係る超音波診断
装置は、超音波を送受信する複数個並列に設けられた振
動子と、上記超音波の送信周波数の４ｎ倍（ｎは自然
数）の周波数を有したサンプリングクロックを生成する
クロック発生器と、上記各振動子ごとに設けられ、これ
ら振動子から出力される受信信号を上記サンプリングク
ロックに同期してデジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ
変換器と、これらＡ／Ｄ変換器ごとに設けられ、超音波
の電子制御を行うために、これらＡ／Ｄ変換器から出力
されるデジタル信号を遅延する複数のデジタル遅延器
と、これらのデジタル遅延器から出力されるデジタル信
号を互いに加算し、加算デジタル信号を出力するデジタ
ル加算器と、上記加算デジタル信号に含まれる各データ
間における前記超音波の１／４波長位相差関係に基づい
て、実数部信号と虚数部信号とからなる複素信号を抽出
する複素信号生成器と、を有することを特徴とする。
装置は、超音波を送受信する複数個並列に設けられた振
動子と、上記超音波の送信周波数の４ｎ倍（ｎは自然
数）の周波数を有したサンプリングクロックを生成する
クロック発生器と、上記各振動子ごとに設けられ、これ
ら振動子から出力される受信信号を上記サンプリングク
ロックに同期してデジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ
変換器と、これらＡ／Ｄ変換器ごとに設けられ、超音波
の電子制御を行うために、これらＡ／Ｄ変換器から出力
されるデジタル信号を遅延する複数のデジタル遅延器
と、これらのデジタル遅延器から出力されるデジタル信
号を互いに加算し、加算デジタル信号を出力するデジタ
ル加算器と、上記加算デジタル信号に含まれる各データ
間における前記超音波の１／４波長位相差関係に基づい
て、実数部信号と虚数部信号とからなる複素信号を抽出
する複素信号生成器と、を有することを特徴とする。
【０００９】本発明によれば、Ａ／Ｄ変換器は超音波の
送信周波数の４ｎ倍で振動子からの受信信号をサンプリ
ングするので、その出力であるデジタル信号にはｎ（例
えばｎ＝１）サンプリングごとに９０゜位相差（前記超
音波の１／４波長位相差）を有したデータが得られる。
この互いに９０°位相差関係にある２つのデータからな
る組は、超音波１周期中に２ｎ個作ることができる。複
素信号生成器は、この９０゜位相差関係を有する２つの
データからなる組を抽出して、その各データを複素信号
の実数部信号（Ｉ信号）、虚数部信号（Ｑ信号）とす
る。複素信号生成器はデジタル加算器の後に配置されて
いるので、各振動子ごとにＡ／Ｄ変換器、デジタル遅延
器は基本的に１つであり、またデジタル加算器は基本的
に全振動子共通に１つ設ける構成とすることができる。
送信周波数の４ｎ倍で振動子からの受信信号をサンプリ
ングするので、その出力であるデジタル信号にはｎ（例
えばｎ＝１）サンプリングごとに９０゜位相差（前記超
音波の１／４波長位相差）を有したデータが得られる。
この互いに９０°位相差関係にある２つのデータからな
る組は、超音波１周期中に２ｎ個作ることができる。複
素信号生成器は、この９０゜位相差関係を有する２つの
データからなる組を抽出して、その各データを複素信号
の実数部信号（Ｉ信号）、虚数部信号（Ｑ信号）とす
る。複素信号生成器はデジタル加算器の後に配置されて
いるので、各振動子ごとにＡ／Ｄ変換器、デジタル遅延
器は基本的に１つであり、またデジタル加算器は基本的
に全振動子共通に１つ設ける構成とすることができる。
【００１０】本発明に係る超音波診断装置は、超音波を
送受信する複数個並列に設けられた振動子と、上記超音
波の送信周波数の４ｎ倍（ｎは自然数）の周波数を有し
たサンプリングクロックを生成するクロック発生器と、
上記各振動子ごとに設けられ、これら振動子から出力さ
れる受信信号を上記サンプリングクロックに同期してデ
ジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換器と、上記Ａ／
Ｄ変換器ごとにｍ個並列に設けられ、超音波のｍ通りの
電子制御を行うために、これらＡ／Ｄ変換器から出力さ
れるデジタル信号を遅延する複数のデジタル遅延器と、
上記各振動子ごとに設けられ、前記サンプリングクロッ
クに同期して前記ｍ個のデジタル遅延器のうちのいずれ
かを選択して、遅延された上記デジタル信号を出力する
遅延器切替手段と、これらの遅延器切替手段から出力さ
れるデジタル信号を互いに加算し、加算デジタル信号を
出力するデジタル加算器と、上記加算デジタル信号に含
まれる各データ間における前記超音波の１／４波長位相
差関係に基づいて、実数部信号と虚数部信号とからなる
複素信号を抽出する複素信号生成器と、を有することを
特徴とする。
送受信する複数個並列に設けられた振動子と、上記超音
波の送信周波数の４ｎ倍（ｎは自然数）の周波数を有し
たサンプリングクロックを生成するクロック発生器と、
上記各振動子ごとに設けられ、これら振動子から出力さ
れる受信信号を上記サンプリングクロックに同期してデ
ジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換器と、上記Ａ／
Ｄ変換器ごとにｍ個並列に設けられ、超音波のｍ通りの
電子制御を行うために、これらＡ／Ｄ変換器から出力さ
れるデジタル信号を遅延する複数のデジタル遅延器と、
上記各振動子ごとに設けられ、前記サンプリングクロッ
クに同期して前記ｍ個のデジタル遅延器のうちのいずれ
かを選択して、遅延された上記デジタル信号を出力する
遅延器切替手段と、これらの遅延器切替手段から出力さ
れるデジタル信号を互いに加算し、加算デジタル信号を
出力するデジタル加算器と、上記加算デジタル信号に含
まれる各データ間における前記超音波の１／４波長位相
差関係に基づいて、実数部信号と虚数部信号とからなる
複素信号を抽出する複素信号生成器と、を有することを
特徴とする。
【００１１】本発明によれば、遅延器切替手段は、１つ
のデジタル遅延器からのデジタル信号が送信超音波の１
／４周期の間隔をおいてデジタル加算器に出力されるよ
うに、デジタル遅延器とデジタル加算器との接続を制御
する。各振動子に対応してｍ個並列に設けられたデジタ
ル遅延器の遅延量が、例えば、異なる受信方向に対応し
て設定されれば、遅延器切替手段によりｍ通りの異なる
方向に対応する信号が受信される。すなわち、時分割に
て、ｍ方向同時受信が可能となる。
のデジタル遅延器からのデジタル信号が送信超音波の１
／４周期の間隔をおいてデジタル加算器に出力されるよ
うに、デジタル遅延器とデジタル加算器との接続を制御
する。各振動子に対応してｍ個並列に設けられたデジタ
ル遅延器の遅延量が、例えば、異なる受信方向に対応し
て設定されれば、遅延器切替手段によりｍ通りの異なる
方向に対応する信号が受信される。すなわち、時分割に
て、ｍ方向同時受信が可能となる。
【００１２】本発明に係る超音波診断装置においては、
前記複素信号生成器が、上記デジタル信号における相互
にｎサンプリングクロックずれた２データを互いに分離
し、前記実数部信号と前記虚数部信号として出力するこ
とを特徴とする。
前記複素信号生成器が、上記デジタル信号における相互
にｎサンプリングクロックずれた２データを互いに分離
し、前記実数部信号と前記虚数部信号として出力するこ
とを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。
を参照して説明する。
【００１４】［実施形態１］図１は、本発明の超音波診
断装置の大まかなブロック構成図である。探触子２０は
振動子アレイを有し、この振動子アレイを構成するｎ個
の振動子に対応したｎチャネルの受信信号が受波整相回
路２２に入力される。受波整相回路２２は超音波の伝播
距離の差異により生じるチャネル間の受信信号の位相差
を調整する。
断装置の大まかなブロック構成図である。探触子２０は
振動子アレイを有し、この振動子アレイを構成するｎ個
の振動子に対応したｎチャネルの受信信号が受波整相回
路２２に入力される。受波整相回路２２は超音波の伝播
距離の差異により生じるチャネル間の受信信号の位相差
を調整する。
【００１５】受波整相回路２２の出力はＩ／Ｑ生成回路
２４に入力され、ドプラ処理に用いられる複素信号成分
であるＩ信号、Ｑ信号が生成される。組織断層エコー処
理部２６、カラードプラ処理部２８及びスペクトルドプ
ラ処理部３０はそれぞれこの複素信号を処理する。組織
断層エコー処理部２６はＩ信号とＱ信号の２乗和から信
号のパワーを演算し、Ｂモード画像やＭモード画像を形
成する。カラードプラ処理部２８は自己相関処理を行っ
て、ドプラ画像を形成する。スペクトルドプラ処理部３
０は周波数解析を行う。これら、組織断層エコー処理部
２６、カラードプラ処理部２８及びスペクトルドプラ処
理部３０はそれぞれ形成した画像データをＤＳＣ（Digi
tal Scan Converter）３２に出力する。ＤＳＣ３２は、
これら画像データを合成し、表示器３４はＤＳＣ３２か
ら所定のフレームレートにて画像データを読み出し表示
する。
２４に入力され、ドプラ処理に用いられる複素信号成分
であるＩ信号、Ｑ信号が生成される。組織断層エコー処
理部２６、カラードプラ処理部２８及びスペクトルドプ
ラ処理部３０はそれぞれこの複素信号を処理する。組織
断層エコー処理部２６はＩ信号とＱ信号の２乗和から信
号のパワーを演算し、Ｂモード画像やＭモード画像を形
成する。カラードプラ処理部２８は自己相関処理を行っ
て、ドプラ画像を形成する。スペクトルドプラ処理部３
０は周波数解析を行う。これら、組織断層エコー処理部
２６、カラードプラ処理部２８及びスペクトルドプラ処
理部３０はそれぞれ形成した画像データをＤＳＣ（Digi
tal Scan Converter）３２に出力する。ＤＳＣ３２は、
これら画像データを合成し、表示器３４はＤＳＣ３２か
ら所定のフレームレートにて画像データを読み出し表示
する。
【００１６】図２は、上記超音波診断装置に用いられる
受波整相回路２２を説明する模式的なブロック構成図で
ある。各振動子４０のそれぞれにＴＧＣ４４が設けられ
ている。ＴＧＣ４４から出力された受信信号は、各チャ
ネルに１つずつ設けられたＡ／Ｄ変換器４６にてデジタ
ル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器４６は、クロック制
御回路４８から入力されるサンプリングクロックにて受
信信号をサンプリングする。本実施形態では、このサン
プリング周波数ｆS は超音波の送信周波数ｆ0の４倍、
すなわちｆS ＝４ｆ0 である。受信信号はＡ／Ｄ変換器
４６からｆS というデータレートのデジタルデータ列と
して出力される。デジタル遅延器５０は遅延量を制御可
能なデジタル遅延器であって、例えばシフトレジスタと
補間回路によって構成される。その機能は、電子フォー
カス等のためのチャネル間の位相調整にあり、これは従
来技術と同様である。その最小遅延量は例えば、前記送
信される超音波の波長の１／３２である。各遅延器５０
から受信信号は加算器５２に入力され、この加算器５２
は各チャネルからの受信信号を足し合わせる。なお、サ
ンプリング周波数ｆS はｆ0 の４ｎ倍とすることがで
き、ここで述べた４ｆ0 の他、８ｆ0 なども可能であ
る。ここでｆ0 は探触子により異なるがおよそ数ＭＨｚ
であり、例えばｆ0 ＝３ＭＨｚ、ｆS ＝１２ＭＨｚであ
る。
受波整相回路２２を説明する模式的なブロック構成図で
ある。各振動子４０のそれぞれにＴＧＣ４４が設けられ
ている。ＴＧＣ４４から出力された受信信号は、各チャ
ネルに１つずつ設けられたＡ／Ｄ変換器４６にてデジタ
ル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器４６は、クロック制
御回路４８から入力されるサンプリングクロックにて受
信信号をサンプリングする。本実施形態では、このサン
プリング周波数ｆS は超音波の送信周波数ｆ0の４倍、
すなわちｆS ＝４ｆ0 である。受信信号はＡ／Ｄ変換器
４６からｆS というデータレートのデジタルデータ列と
して出力される。デジタル遅延器５０は遅延量を制御可
能なデジタル遅延器であって、例えばシフトレジスタと
補間回路によって構成される。その機能は、電子フォー
カス等のためのチャネル間の位相調整にあり、これは従
来技術と同様である。その最小遅延量は例えば、前記送
信される超音波の波長の１／３２である。各遅延器５０
から受信信号は加算器５２に入力され、この加算器５２
は各チャネルからの受信信号を足し合わせる。なお、サ
ンプリング周波数ｆS はｆ0 の４ｎ倍とすることがで
き、ここで述べた４ｆ0 の他、８ｆ0 なども可能であ
る。ここでｆ0 は探触子により異なるがおよそ数ＭＨｚ
であり、例えばｆ0 ＝３ＭＨｚ、ｆS ＝１２ＭＨｚであ
る。
【００１７】加算器５２の出力は、複素信号成分生成器
であるＩ／Ｑ生成回路２４（図１参照）に入力される。
図３は、Ｉ／Ｑ生成回路の動作を説明するための、サン
プリングクロックと加算器５２の出力信号とのタイミン
グチャートである。加算器５２からの出力信号はサンプ
リングクロックに対応して、送信される超音波の１周期
に４データを含む。よって、出力信号中の隣接する２デ
ータは送信される超音波を基準として互いに９０°位相
分だけサンプリング点がずれたデータである。Ｉ／Ｑ生
成回路２４は、この出力信号中のデータを交互にＩ信
号、Ｑ信号として取り出す。図において、例えばＩｎ、
Ｑｎは、Ｉ／Ｑ生成回路２４から出力されるＩ信号、Ｑ
信号のそれぞれｎ番目のデータを表す。送信される超音
波の１周期に含まれるＩ信号、Ｑ信号のデータ数はそれ
ぞれ２ｎ個であり、ｎが大きいほどＩ信号、Ｑ信号の波
形が精密になり、両信号を利用する処理の精度が向上す
る。Ｉ／Ｑ生成回路２４は例えば、フリップフロップや
１／４位相器により構成される。
であるＩ／Ｑ生成回路２４（図１参照）に入力される。
図３は、Ｉ／Ｑ生成回路の動作を説明するための、サン
プリングクロックと加算器５２の出力信号とのタイミン
グチャートである。加算器５２からの出力信号はサンプ
リングクロックに対応して、送信される超音波の１周期
に４データを含む。よって、出力信号中の隣接する２デ
ータは送信される超音波を基準として互いに９０°位相
分だけサンプリング点がずれたデータである。Ｉ／Ｑ生
成回路２４は、この出力信号中のデータを交互にＩ信
号、Ｑ信号として取り出す。図において、例えばＩｎ、
Ｑｎは、Ｉ／Ｑ生成回路２４から出力されるＩ信号、Ｑ
信号のそれぞれｎ番目のデータを表す。送信される超音
波の１周期に含まれるＩ信号、Ｑ信号のデータ数はそれ
ぞれ２ｎ個であり、ｎが大きいほどＩ信号、Ｑ信号の波
形が精密になり、両信号を利用する処理の精度が向上す
る。Ｉ／Ｑ生成回路２４は例えば、フリップフロップや
１／４位相器により構成される。
【００１８】このように、本装置では、各チャネルの受
信信号を加算器５２で加算した後、複素信号成分を分離
するので、この分離までのＡ／Ｄ変換器、遅延器、加算
器といった各チャネルの回路構成はＩ信号成分とＱ信号
成分とで共通にすることができ、回路構成が簡単にな
る。
信信号を加算器５２で加算した後、複素信号成分を分離
するので、この分離までのＡ／Ｄ変換器、遅延器、加算
器といった各チャネルの回路構成はＩ信号成分とＱ信号
成分とで共通にすることができ、回路構成が簡単にな
る。
【００１９】［実施形態２］図４は、本発明に係わる他
の受波整相回路を説明する模式的なブロック構成図であ
る。上記実施形態１と同様の構成要素には、同一の符号
を付し、説明を省略する。
の受波整相回路を説明する模式的なブロック構成図であ
る。上記実施形態１と同様の構成要素には、同一の符号
を付し、説明を省略する。
【００２０】本装置の受波整相回路６０の各チャネルの
構成を説明する。まず、ＴＧＣ４４から出力された受信
信号は、各チャネルに１つずつ設けられたＡ／Ｄ変換器
６２に入力される。Ａ／Ｄ変換器６２は、制御回路６４
から入力されるサンプリングクロック（周波数ｆS ＝４
ｆ0 ）にて受信信号をサンプリングし、デジタルデータ
列に変換する。本装置においては各チャネルに２つの遅
延器が設けられる。これら遅延器６６、６８は遅延量を
制御可能なデジタル遅延器であって、それぞれの構成は
第１の実施形態と同様である。その機能も第１の実施形
態の遅延器５０と同じく、電子フォーカス等のためのチ
ャネル間の位相調整にある。ただし、本装置では２方向
同時受信を行うため、各チャネルの遅延器６６、６８に
は互いに異なるビーム方向Ａ、Ｂに対応した遅延量を設
定することができる。つまり、各チャネルの遅延器６６
はビーム方向Ａに対応したグループを形成し、一方遅延
器６８はビーム方向Ｂに対応したグループを形成する。
制御回路６４がサンプリングクロックに基づきチャネル
間の同期をとって切換器７０を制御する。加算器７２に
は受信信号が、同一時相においては異なるビーム方向に
対応した遅延器の２つのグループのうちいずれかからの
み入力される。
構成を説明する。まず、ＴＧＣ４４から出力された受信
信号は、各チャネルに１つずつ設けられたＡ／Ｄ変換器
６２に入力される。Ａ／Ｄ変換器６２は、制御回路６４
から入力されるサンプリングクロック（周波数ｆS ＝４
ｆ0 ）にて受信信号をサンプリングし、デジタルデータ
列に変換する。本装置においては各チャネルに２つの遅
延器が設けられる。これら遅延器６６、６８は遅延量を
制御可能なデジタル遅延器であって、それぞれの構成は
第１の実施形態と同様である。その機能も第１の実施形
態の遅延器５０と同じく、電子フォーカス等のためのチ
ャネル間の位相調整にある。ただし、本装置では２方向
同時受信を行うため、各チャネルの遅延器６６、６８に
は互いに異なるビーム方向Ａ、Ｂに対応した遅延量を設
定することができる。つまり、各チャネルの遅延器６６
はビーム方向Ａに対応したグループを形成し、一方遅延
器６８はビーム方向Ｂに対応したグループを形成する。
制御回路６４がサンプリングクロックに基づきチャネル
間の同期をとって切換器７０を制御する。加算器７２に
は受信信号が、同一時相においては異なるビーム方向に
対応した遅延器の２つのグループのうちいずれかからの
み入力される。
【００２１】図５は、遅延器の切換動作及びＩ／Ｑ生成
回路の動作を説明するための、切換器に対する切換制御
信号と加算器７２の出力信号とのタイミングチャートで
ある。出力信号には、送信される超音波の１周期に４デ
ータが含まれる。切換器７０に対する制御回路６４から
の切換制御信号は、４サンプリングクロックの周期を有
し、切換器７０は、この切換制御信号がローレベルのと
き、遅延器６６を加算器７２に接続し、逆にハイレベル
のとき、遅延器６８を加算器７２に接続する。これによ
り、遅延器６６、６８からはそれぞれ２データずつ交互
に出力される。その２データはサンプリングのタイミン
グが互いに９０°ずれており、Ｉ／Ｑ生成回路はこの各
データをそれぞれＩ信号、Ｑ信号として取り出す。すな
わち、Ｉ／Ｑ生成回路からはビーム方向Ａに対応するＩ
信号、Ｑ信号のｎ番目のデータが順次出力され、続い
て、ビーム方向Ｂに対応するｎ組目のＩ信号、Ｑ信号、
ビーム方向Ａに対応する（ｎ＋１）組目のＩ信号、Ｑ信
号、…という並びでデータが順次出力される。図におい
て、例えばＩＡｎは、Ｉ／Ｑ生成回路２４から出力され
るＡ方向に対応するＩ信号のｎ番目のデータを表す。
回路の動作を説明するための、切換器に対する切換制御
信号と加算器７２の出力信号とのタイミングチャートで
ある。出力信号には、送信される超音波の１周期に４デ
ータが含まれる。切換器７０に対する制御回路６４から
の切換制御信号は、４サンプリングクロックの周期を有
し、切換器７０は、この切換制御信号がローレベルのと
き、遅延器６６を加算器７２に接続し、逆にハイレベル
のとき、遅延器６８を加算器７２に接続する。これによ
り、遅延器６６、６８からはそれぞれ２データずつ交互
に出力される。その２データはサンプリングのタイミン
グが互いに９０°ずれており、Ｉ／Ｑ生成回路はこの各
データをそれぞれＩ信号、Ｑ信号として取り出す。すな
わち、Ｉ／Ｑ生成回路からはビーム方向Ａに対応するＩ
信号、Ｑ信号のｎ番目のデータが順次出力され、続い
て、ビーム方向Ｂに対応するｎ組目のＩ信号、Ｑ信号、
ビーム方向Ａに対応する（ｎ＋１）組目のＩ信号、Ｑ信
号、…という並びでデータが順次出力される。図におい
て、例えばＩＡｎは、Ｉ／Ｑ生成回路２４から出力され
るＡ方向に対応するＩ信号のｎ番目のデータを表す。
【００２２】このように、本装置では、各チャネルに２
つの遅延器を設け、これを送信される超音波の１周期中
において切り換えることにより、時分割で異なるビーム
方向を同時に観測する、いわゆる２方向同時受信を行う
ことができる。
つの遅延器を設け、これを送信される超音波の１周期中
において切り換えることにより、時分割で異なるビーム
方向を同時に観測する、いわゆる２方向同時受信を行う
ことができる。
【００２３】本実施形態の構成において、各チャネルの
遅延器の個数は２つに限られず、一般にはその個数は２
個以上のｍ個とすることができる。図６は、各チャネル
に遅延器を４つ設けた場合、すなわちｍ＝４とした場合
の切換器の切換動作及びＩ／Ｑ生成回路の動作を説明す
るための、切換器に対する切換制御信号と加算器の出力
信号とのタイミングチャートである。
遅延器の個数は２つに限られず、一般にはその個数は２
個以上のｍ個とすることができる。図６は、各チャネル
に遅延器を４つ設けた場合、すなわちｍ＝４とした場合
の切換器の切換動作及びＩ／Ｑ生成回路の動作を説明す
るための、切換器に対する切換制御信号と加算器の出力
信号とのタイミングチャートである。
【００２４】受信信号は、ＴＧＣの後に設けられたＡ／
Ｄ変換器において超音波の送信周波数ｆ0 の８倍のサン
プリング周波数ｆS 、すなわちｆS ＝８ｆ0 でサンプリ
ングされる。よって出力信号には、送信される超音波の
１周期に８データが含まれる。遅延器の切換器に対する
切換制御信号は、８サンプリングクロックの周期を有す
る。各チャネルの４つ遅延器が、４つのビーム方向Ａ、
Ｂ、Ｃ、Ｄに対応する場合、切換制御信号は、１サンプ
リングクロックごとに順次、ビーム方向Ａ、Ｂ、Ａ、
Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｃ、Ｄ、…を選択するよう切換器を制御す
る。
Ｄ変換器において超音波の送信周波数ｆ0 の８倍のサン
プリング周波数ｆS 、すなわちｆS ＝８ｆ0 でサンプリ
ングされる。よって出力信号には、送信される超音波の
１周期に８データが含まれる。遅延器の切換器に対する
切換制御信号は、８サンプリングクロックの周期を有す
る。各チャネルの４つ遅延器が、４つのビーム方向Ａ、
Ｂ、Ｃ、Ｄに対応する場合、切換制御信号は、１サンプ
リングクロックごとに順次、ビーム方向Ａ、Ｂ、Ａ、
Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｃ、Ｄ、…を選択するよう切換器を制御す
る。
【００２５】これにより、加算器の出力信号には、上記
１周期中に各ビーム方向に対応するデータが２つずつ含
まれ、これら２つのデータは２サンプリングクロックの
時間差を有する。ここで、サンプリング周波数ｆS ＝８
ｆ0 であるので、両データのサンプリングのタイミング
は互いに９０°ずれており、Ｉ／Ｑ生成回路はこの各デ
ータをそれぞれＩ信号、Ｑ信号として取り出す。
１周期中に各ビーム方向に対応するデータが２つずつ含
まれ、これら２つのデータは２サンプリングクロックの
時間差を有する。ここで、サンプリング周波数ｆS ＝８
ｆ0 であるので、両データのサンプリングのタイミング
は互いに９０°ずれており、Ｉ／Ｑ生成回路はこの各デ
ータをそれぞれＩ信号、Ｑ信号として取り出す。
【００２６】一般に、サンプリング周波数ｆS ＝４ｎｆ
0 でサンプリングした場合、互いにｎサンプリングクロ
ックずれた２データは９０°異なるサンプリングのタイ
ミングを有する。これに基づいて、切換器を切換制御す
れば、この一般の場合について、複数設定されるフォー
カス点のそれぞれについてＩ信号、Ｑ信号を得ることが
できる。
0 でサンプリングした場合、互いにｎサンプリングクロ
ックずれた２データは９０°異なるサンプリングのタイ
ミングを有する。これに基づいて、切換器を切換制御す
れば、この一般の場合について、複数設定されるフォー
カス点のそれぞれについてＩ信号、Ｑ信号を得ることが
できる。
【００２７】本発明による装置の受波整相回路の構成で
は、各チャネルの遅延器の個数をｍ個とし、切換器をこ
れに応じたものとすれば、ｍ方向同時受信を行うことが
でき、Ａ／Ｄ変換器、加算器はｍ方向に対して共通のも
のを使用することができるので、回路構成が簡単で、そ
の規模が大きくなることが防止され、コストも抑制され
る。
は、各チャネルの遅延器の個数をｍ個とし、切換器をこ
れに応じたものとすれば、ｍ方向同時受信を行うことが
でき、Ａ／Ｄ変換器、加算器はｍ方向に対して共通のも
のを使用することができるので、回路構成が簡単で、そ
の規模が大きくなることが防止され、コストも抑制され
る。
【００２８】
【発明の効果】本発明によれば、受波整相回路の構成が
簡単となり、小型で低コストの超音波診断装置が実現さ
れるという効果がある。
簡単となり、小型で低コストの超音波診断装置が実現さ
れるという効果がある。
【図１】 本発明の超音波診断装置のブロック構成図。
【図２】 本発明の第１の実施形態における受波整相回
路を示すブロック構成図。
路を示すブロック構成図。
【図３】 本発明の第１の実施形態におけるサンプリン
グクロックと加算器の出力信号とのタイミングチャー
ト。
グクロックと加算器の出力信号とのタイミングチャー
ト。
【図４】 本発明の第２の実施形態における受波整相回
路を示すブロック構成図。
路を示すブロック構成図。
【図５】 本発明の第２の実施形態における切換制御信
号と加算器の出力信号とのタイミングチャート。
号と加算器の出力信号とのタイミングチャート。
【図６】 本発明のｍ＝４の場合における切換制御信号
と加算器の出力信号とのタイミングチャート。
と加算器の出力信号とのタイミングチャート。
【図７】 従来の超音波診断装置における受波整相回路
の構成を示す模式図。
の構成を示す模式図。
２，４０ 振動子、４，２２，６０ 受波整相回路、
８，１０，４６，６２Ａ／Ｄ変換器、 １２，１４，５
０，６６，６８ 遅延器、１６，１８，５２，７２ 加
算器、２０ 探触子、２４ Ｉ／Ｑ生成回路、２６ 組
織断層エコー処理部、２８ カラードプラ処理部、３０
スペクトルドプラ処理部、３２ ＤＳＣ、３４ 表示
器、４８ クロック制御回路、６４ 制御回路、７０
切換器。
８，１０，４６，６２Ａ／Ｄ変換器、 １２，１４，５
０，６６，６８ 遅延器、１６，１８，５２，７２ 加
算器、２０ 探触子、２４ Ｉ／Ｑ生成回路、２６ 組
織断層エコー処理部、２８ カラードプラ処理部、３０
スペクトルドプラ処理部、３２ ＤＳＣ、３４ 表示
器、４８ クロック制御回路、６４ 制御回路、７０
切換器。
Claims (3)
- 【請求項１】 超音波を送受信する複数個並列に設けら
れた振動子と、 上記超音波の送信周波数の４ｎ倍（ｎは自然数）の周波
数を有したサンプリングクロックを生成するクロック発
生器と、 上記各振動子ごとに設けられ、これら振動子から出力さ
れる受信信号を上記サンプリングクロックに同期してデ
ジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換器と、 これらＡ／Ｄ変換器ごとに設けられ、超音波の電子制御
を行うために、これらＡ／Ｄ変換器から出力されるデジ
タル信号を遅延する複数のデジタル遅延器と、 これらのデジタル遅延器から出力されるデジタル信号を
互いに加算し、加算デジタル信号を出力するデジタル加
算器と、 上記加算デジタル信号に含まれる各データ間における前
記超音波の１／４波長位相差関係に基づいて、実数部信
号と虚数部信号とからなる複素信号を抽出する複素信号
生成器と、 を有することを特徴とする超音波診断装置。 - 【請求項２】 超音波を送受信する複数個並列に設けら
れた振動子と、 上記超音波の送信周波数の４ｎ倍（ｎは自然数）の周波
数を有したサンプリングクロックを生成するクロック発
生器と、 上記各振動子ごとに設けられ、これら振動子から出力さ
れる受信信号を上記サンプリングクロックに同期してデ
ジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換器と、 上記Ａ／Ｄ変換器ごとにｍ個並列に設けられ、超音波の
ｍ通りの電子制御を行うために、これらＡ／Ｄ変換器か
ら出力されるデジタル信号を遅延する複数のデジタル遅
延器と、 上記各振動子ごとに設けられ、前記サンプリングクロッ
クに同期して前記ｍ個のデジタル遅延器のうちのいずれ
かを選択して、遅延された上記デジタル信号を出力する
遅延器切替手段と、 これらの遅延器切替手段から出力されるデジタル信号を
互いに加算し、加算デジタル信号を出力するデジタル加
算器と、 上記加算デジタル信号に含まれる各データ間における前
記超音波の１／４波長位相差関係に基づいて、実数部信
号と虚数部信号とからなる複素信号を抽出する複素信号
生成器と、 を有することを特徴とする超音波診断装置。 - 【請求項３】 請求項１又は請求項２記載の超音波診断
装置において、 前記複素信号生成器が、上記デジタル信号における相互
にｎサンプリングクロックずれた２データを互いに分離
し、前記実数部信号と前記虚数部信号として出力するこ
とを特徴とする超音波診断装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8036841A JP2901535B2 (ja) | 1996-02-23 | 1996-02-23 | 超音波診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8036841A JP2901535B2 (ja) | 1996-02-23 | 1996-02-23 | 超音波診断装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09224937A true JPH09224937A (ja) | 1997-09-02 |
| JP2901535B2 JP2901535B2 (ja) | 1999-06-07 |
Family
ID=12480992
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8036841A Expired - Lifetime JP2901535B2 (ja) | 1996-02-23 | 1996-02-23 | 超音波診断装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2901535B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11276477A (ja) * | 1998-01-28 | 1999-10-12 | Hitachi Medical Corp | 超音波装置 |
| JP2001099914A (ja) * | 1999-07-28 | 2001-04-13 | Furuno Electric Co Ltd | 信号処理方法、信号処理装置およびソナー装置 |
| JP2007313320A (ja) * | 2006-05-23 | 2007-12-06 | Medison Co Ltd | 超音波診断装置及びデジタル信号の出力方法 |
| JP2007313322A (ja) * | 2006-05-23 | 2007-12-06 | Medison Co Ltd | 直交復調器なしにｉｑデータを形成する超音波診断装置及び方法 |
| JP2008259891A (ja) * | 2008-08-04 | 2008-10-30 | Hitachi Medical Corp | 超音波診断装置 |
| JP2009276246A (ja) * | 2008-05-15 | 2009-11-26 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| JP2011002464A (ja) * | 1999-07-28 | 2011-01-06 | Furuno Electric Co Ltd | 信号処理装置およびソナー装置 |
| WO2019229895A1 (ja) * | 2018-05-30 | 2019-12-05 | 三菱電機株式会社 | 超音波測距装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101272559B1 (ko) * | 2011-12-16 | 2013-06-10 | 소나테크 주식회사 | 지능형 소나 시스템 |
-
1996
- 1996-02-23 JP JP8036841A patent/JP2901535B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11276477A (ja) * | 1998-01-28 | 1999-10-12 | Hitachi Medical Corp | 超音波装置 |
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| JP2011002464A (ja) * | 1999-07-28 | 2011-01-06 | Furuno Electric Co Ltd | 信号処理装置およびソナー装置 |
| JP2007313320A (ja) * | 2006-05-23 | 2007-12-06 | Medison Co Ltd | 超音波診断装置及びデジタル信号の出力方法 |
| JP2007313322A (ja) * | 2006-05-23 | 2007-12-06 | Medison Co Ltd | 直交復調器なしにｉｑデータを形成する超音波診断装置及び方法 |
| JP2009276246A (ja) * | 2008-05-15 | 2009-11-26 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| JP2008259891A (ja) * | 2008-08-04 | 2008-10-30 | Hitachi Medical Corp | 超音波診断装置 |
| WO2019229895A1 (ja) * | 2018-05-30 | 2019-12-05 | 三菱電機株式会社 | 超音波測距装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2901535B2 (ja) | 1999-06-07 |
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