JP2007313322A - 直交復調器なしにｉｑデータを形成する超音波診断装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直交復調器なしにＩＱデータを形成する超音波診断装置及び方法を開示する。
【解決手段】ビームフォーマからアナログ受信信号の中心周波数の整数倍のレートで出力される受信集束からλ／４の位相差を有するデータ対を少なくとも１対抽出してＩ、Ｑデータを形成する。
【選択図】図９

Description

本発明は超音波映像形成方法に関し、特に直交復調器なしにＩＱデータを形成する超音波診断装置及び方法に関する。

超音波診断装置は、検査しようとする対象体に超音波信号を送信し、対象体から反射される超音波信号を受信し、受信された超音波反射信号を電気的映像信号に変換して対象体の内部状態を示す装置であって、医療診断、非破壊検査及び水中探索などに広く用いられている。超音波信号はプローブを通じて送受信される。

図１に示された通り、超音波診断装置１０はプローブ１１、ビームフォーマ１２、スキャンラインデータ形成部１３、ＤＳＣ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｃａｎ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１４、ディスプレイ部１５を備える。プローブ１１は電気的信号を超音波信号に変換して対象体に伝送し、対象体から反射された超音波信号をアナログ形態の電気的信号に変換するための複数の変換子を備える。変換子と対象体との間の距離差により対象体から反射された超音波信号は互いに異なる時刻に各変換子に到達する。ビームフォーマ１２は、各変換子で生成されたアナログ受信信号をデジタル信号に変換し、対象体から各変換子に到達する時間を考慮してデジタル信号に適切な遅延を加えた後、合算して受信集束信号（ＲＦ信号）を形成する。

スキャンラインデータ形成部１３は、受信集束信号を基底帯域に変換してスキャンラインデータを形成する。図２に示された通り、スキャンラインデータ形成部１３は、ＲＦ信号から直流成分（ＤＣ）を除去するための高帯域フィルタ１３ａ、コサイン関数乗算器１３ｂ、サイン関数乗算器１３ｃ、低帯域フィルタ１３ｄ，１３ｅ及メモリ１３ｆを備える。コサイン関数乗算器１３ｂ、サイン関数乗算器１３ｃと低帯域フィルタ１３ｄ，１３ｅは直交復調器（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ）から提供される。

高帯域フィルタ１３ａを通過したＲＦ信号に、コサイン関数及びサイン関数を乗じた後、低帯域フィルタ１３ｄ，１３ｅをそれぞれ通過させて基底帯域に復調された同一位相成分（ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）からなるＩデータと直交位相成分（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）からなるＱデータを形成する。Ｉ、Ｑデータはメモリ１３ｆに格納され、Ｉ、Ｑデータは対をなしてスキャンラインデータを形成する。図２で“ｆｃ”は中心周波数を示す。

ディスプレイ部１５は、ＤＳＣ１４でスキャン変換されたスキャンラインデータの入力を受けて超音波映像をディスプレイする。

従来の超音波診断装置１０はＩＱデータ形成のために、図２に示されるコサイン関数乗算器１３ｂ、サイン関数乗算器１３ｃ及び低帯域フィルタ１３ｄ，１３ｅからなる直交復調器（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ）を備えなければならない制約がある。

本発明は、直交復調器なしにＩＱデータを形成する超音波診断装置及び方法を提供する。

本発明の実施例による超音波診断装置は、対象体から反射された超音波信号をアナログ信号−前記アナログ信号は中心周波数を有し、前記中心周波数により波長λが定義される−に変換して提供するプローブと、前記プローブから入力される前記アナログ信号を変換して複数のデジタル信号を形成するアナログ−デジタルコンバータと、前記中心周波数の整数倍のレートで前記デジタル信号の一部を抽出し、抽出されたデジタル信号から受信集束信号を形成するビームフォーマと、及び前記受信集束信号でλ／４の位相差を有する受信集束信号を少なくとも１対選択し、Ｉ、Ｑデータを形成するデジタル信号処理部とを備える。

本発明の実施例によるＩＱデータを形成する方法は、対象体から反射された超音波信号をアナログ信号−前記アナログ信号は、中心周波数を有し、前記中心周波数により波長λが定義される−に変換し、前記アナログ信号を変換して複数のデジタル信号を得て、前記中心周波数の整数倍のレートで前記デジタル信号の一部を抽出して受信集束信号を形成し、前記受信集束信号でλ／４の位相差を有する一対の受信集束信号を少なくとも１対選択してＩＱデータを形成する。

前述した本発明は、直交復調器を備えずにＩＱデータを形成することによって、より容易にシステムを設計することができる長所を提供する。

また、本発明は、ビームフォーマから比較的計算量が一定の受信集束信号が出力されることによって、ＤＳＰまたはＰＣのような映像処理部の処理能力が超音波診断装置の設計に大きな制約として作用しないという長所がある。

本発明は、ビームフォーマにおいてアナログ受信信号の中心周波数の整数倍のレートで出力される受信集束信号からλ／４の位相差を有するデータ対を少なくとも１対抽出してＩ、Ｑデータを形成する。ここで、λは前記中心周波数により定義される波長である。本発明によって、直交復調器なしにＡ−モード（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｅ）、Ｂ−モード（ｂｒｉｇｈｔｎｅｓｓ ｍｏｄｅ）、Ｍ−モード（ｍｏｔｉｏｎ ｍｏｄｅ）、カラーモード（ｃｏｌｏｒ ｍｏｄｅ）またはドップラーモード（ｄｏｐｐｌｅｒ ｍｏｄｅ）の超音波映像形成のためのＩＱデータを形成する。

図３に示された通り、本発明による超音波診断装置１００はプローブ１１０、ＡＤＣ（ａｎａｌｏｇ−ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１２０、ビームフォーマ１３０、ＤＳＰ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）１４０、ＤＳＣ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｃａｎ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１５０及びディスプレイ部１６０を備える。

プローブ１１０は、電気信号を超音波信号に変換して対象体、さらに具体的に対象体内の集束点に超音波信号を送信し、対象体から反射された超音波信号を受信して電気的信号（アナログ受信信号）に変換するための複数の変換子を備える。プローブ１１０から出力されるアナログ受信信号は変換子及び組織の特性と関連する中心周波数を有する。
ＡＤＣ１２０は変換子数だけ備えられ、各変換子にＡＤＣ１２０に一対一に対応する。ＡＤＣ１２０は、プローブ１１０から出力されるアナログ信号を一定のレート、例えば６０ＭＨＺでサンプリングしてデジタル信号に変換する。ＡＤＣ１２０ではアナログ信号の中心周波数の大きさに関係なく、一定のレートでサンプリングが進められるため、アナログ信号の中心周波数が低い場合、前記中心周波数により定義される一周期当りに得られるデジタル信号が相対的に多く、中心周波数が高い場合、一周期当り相対的に少ないデジタル信号が得られる。

ビームフォーマ１３０は、中心周波数の整数倍のレートでデジタル信号の一部を抽出して一定の量の受信集束信号を形成する。さらに具体的には、ビームフォーマ１３０は、ＡＤＣ１２０で一定のサンプリングレートによってサンプリングされて得られたデジタル信号を遅延させ、プローブから出力されるアナログ信号の中心周波数の整数倍に該当するレートで遅延されたデジタル信号の一部を抽出し（ｅｘｔｒａｃｔｉｎｇ）抽出されたデジタル信号を補間（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｎｇ）して一定の量の受信集束信号を形成する。このために、図４に示された通り、ビームフォーマ１３０は概略遅延部１３１及びＡＤＣ１２０から出力されるデジタル信号の量を一定に調整するための抽出部１３２、補間部１３３及び制御部１３４を備える。さらに、図４には示されていないが、ビームフォーマ１３０は、一般的な超音波診断装置に備えられるビームフォーマの基本的な機能を具現するために送信ビーム形成部及び受信ビーム形成部などを備える。また、ビームフォーマは減衰を補償するための利得調節部などをさらに備える。

制御部１３４は概略遅延部１３１、抽出部１３２及び補間部１３３を制御する。超音波診断装置１００の設計によって、制御部１３４は使用者から中心周波数情報の入力を受ける。または、超音波診断装置１００は、プローブ１１０から出力されるアナログ信号を分析して中心周波数情報を制御部１３４に提供する中心周波数情報提供部をさらに備える。

概略遅延部１３１はデュアルポートＲＡＭで具現される。図５に示された通り、デュアルポートＲＡＭは複数の格納領域を有する。この格納領域の数は変換子の数と同一であるか、少ない。デュアルポートＲＡＭの各格納領域は、書き込みポインタと読み出しポインタにより指定される。図５には示されていないが、デュアルポートＲＡＭはデータ書き込みピンと読み出しピンを備え、書き込みピンを通じて入力されたデータを書き込みポインタが指定する格納領域に格納し、読み出しポインタが指定する領域に格納されたデータを読み出しピンを通じて読みだす。各変換子に対応するＡＤＣ１２０から入力されるデジタル信号は互いに異なる格納領域に格納される。各変換子のデジタルデータがデュアルポートＲＡＭに書き込まれる前、両ポインタは初期化され、デュアルポートＲＡＭの同一の格納領域を示す。ＡＤＣ１２０から入力される各変換子のデータは書き込みポインタが指定する格納領域に格納され、各格納領域は該当格納領域にデータが格納された時刻から、または書き込みポインタにより該当格納領域が指定された時刻から予め決められた時間が経過した後、読み出しポインタにより指定される。予め決められた時間は変換子と対象体内の焦点距離などを反映させて形成された遅延プロファイルによる。このように、各変換子から得た受信信号はＡＤＣ１２０で一定のサンプリングレートでサンプリングされた後、概略遅延部１３１で概略遅延される。

抽出部１３２は、予め設定されたアナログ信号の中心周波数を基準にデジタル信号の量を調整する。抽出部１３２は、図６に示された通り、シフトレジスタ１３２ａ及びプロセシングレジスタ１３２ｂを備える。シフトレジスタ１３２ａとプロセシングレジスタ１３２ｂは、それぞれシステムの受信チャネルの数だけ備えられる。一方、時間分割（ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方法で多重受信スキャンラインを形成する場合、多重受信スキャンラインの数に応じてシフトレジスタ１３２ａとプロセシングレジスタ１３２ｂの数が増加する。
制御部１３４の制御によって読み出しポインタにより指定された格納領域のデジタル信号は、シフトレジスタ１３２ａに移される。望ましくは、各変換子に該当するデジタル信号は、該当変換子に対応するシフトレジスタ１３２ａに移される。制御部１３４の制御によって、抽出部１３２はプローブから受信されたアナログ信号の中心周波数のｎ倍−ここでｎは整数−のレートで各シフトレジスタ１３２ａに格納されたデジタル信号から一部のデジタル信号を抽出する。即ち、プローブから出力されるアナログ信号の中心周波数のｎ倍に該当するレートでシフトレジスタ１３２ａに格納されたデジタル信号から一部のデジタル信号を抽出してプロセシングレジスタ１３２ｂに移す。望ましくは、抽出レートは次の式１のように定義される。

式１において、ｆｃはプローブから出力されるアナログ信号の中心周波数であり、ｎは正の整数である。帯域幅がアナログ信号の中心周波数の２倍に補正される時、最大周波数は中心周波数の２倍となる。エイリアシングの減少を目的としてナイキストの定理（Ｎｙｑｕｉｓｔ ｔｈｅｏｒｅｍ）によって、サンプリングレート（即ち、抽出レート）は最大周波数の少なくとも２倍にならなければならないので、整数ｎは４となることが望ましいがこれに限定されない。

シフトレジスタ（１３２ａ）に格納されたデジタル信号において、アナログ信号の中心周波数のｎ倍のレートで一部のデジタル信号を抽出することによって、高い中心周波数を有する受信信号の場合（即ち、ＡＤＣ（１２０）から中心周波数の一周期当り相対的に少ないデジタル信号が出力される場合）、一定のサンプリングレートを用いるＡＤＣ出力に比べて相対的に高いレートでデジタル信号を抽出することができる。また、低い中心周波数を有する受信信号の場合（即ち、ＡＤＣ（１２０）から中心周波数の一周期当り相対的に多くのデジタル信号が出力される場合）、一定のサンプリングレートを用いるＡＤＣ出力に比べて低いレートでデジタル信号を抽出する。言い換えれば、一つのフレーム当りのスキャンラインの数（ｄｅｎｓｉｔｙ ｏｆ ｓｃａｎｌｉｎｅ）とフレームレートが同一である時、図７に示された通り、アナログ信号の中心周波数が高い場合（高周波信号の場合）には一定のサンプリングレートより比較的高いレートでデジタル信号を抽出し、アナログ信号の中心周波数が低い場合（低周波信号の場合）には一定のサンプリングレートより比較的低いレートでデジタル信号を抽出することによって、低い周波数で高い抽出レートを用いることによって、過度に多くのデータが抽出されることを防止し、高い周波数で低い抽出レートを用いることによって、データが不十分であった点を補完する（説明の便宜のために図７には高周波信号と低周波信号の波形をアナログ信号の波形で示したが、デジタル信号形態の高周波信号または低周波信号でデジタル信号が抽出される）。従って、ＡＤＣ１２０から出力される信号の量に関係なく、ほぼ一定の量のデジタル信号をビームフォーマから出力することができる（図８参照）。信号の減衰程度は周波数に比例し、周波数が増加するほど見ることができる深さ（透過深さ）は減少する。一般に、最大の透過深さは中心周波数により定義される波長のほぼ５１２倍であり、ＡＤＣから出力されるデジタル信号の量は中心周波数に直接依存する。しかし、本発明においては、中心周波数と減衰程度の関係を考慮して式１のように定義される抽出レートを用いることによって、一周期当りに出力されるデジタル信号の量を制御することができる。従って、中心周波数の大きさに関係なく比較的一定の量のデジタル信号を抽出することができる。

補間部１３３は、プロセシングレジスタ１３２ｂから出力されるデジタル信号を補間する。このために補間部１３３は図６に示された通り、係数ＲＡＭ１３３ａ、乗算器１３３ｂ、加算器１３３ｃ及びレジスタ１３３ｄを備える。係数ＲＡＭ１３３ａは、補間フィルタ係数のルック−アップテーブルを提供する。補間は乗算器１３３ｂがプロセシングレジスタ１３２ｂから入力されるデジタル信号に係数ＲＡＭ１３３ａに格納された補間フィルタ係数を乗じ、乗算器１３３ｂの出力信号を加算器１３３ｃで加える過程を備える。加算器１３３ｃの出力信号、即ち受信集束信号はレジスタ１３３ｄに格納される。

再度図３を参照すれば、ＤＳＰ１４０は、ビームフォーマ１３０から出力される受信集束信号からＡ、Ｂ、Ｃ、ＭまたはＤモードなどの超音波映像を形成するためのＩＱデータを形成する。ＤＳＰ１４０は、アナログ受信信号の中心周波数のｎ倍のレートでビームフォーマ１３０から出力される受信集束信号でλ／４の位相差を有する一対の受信集束信号を少なくとも１対抽出し、Ｉ、Ｑデータを形成する。例えば、図９に示された通り、ビームフォーマ１３０がアナログ受信信号の中心周波数の４倍のレートで受信集束信号（ｄ）例えば、ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４を選択する。ｄ１とｄ２はλ／４の位相差を有し、ｄ２とｄ３、ｄ３とｄ４もλ／４の位相差を有する。ビームフォーマから出力される受信集束信号が順にｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４、ｄ５、ｄ６、ｄ７、ｄ８・・・である時、Ｑデータを格納するメモリにｄ１、−ｄ３、ｄ５、−ｄ７などを格納し、Ｉデータを格納するメモリにｄ２、−ｄ４、ｄ６、−ｄ８、・・・を格納し、それぞれＱとＩデータを形成する。この時、（ｄ１、ｄ２）、（−ｄ３、−ｄ４）、（ｄ５、ｄ６）、（−ｄ７、−ｄ８）・・・はそれぞれ対をなす。中心周波数のｎ倍に該当するビームフォーマ出力が出る時、中心周波数の２周期当りｎ対のＩ、Ｑデータを得られる（図１０及び図１１参照）。

ここで、各対をなす受信集束データは互いに異なる時間に選択されたものである。従って、このような時間差が補償される。微細遅延のための補間フィルタのフィルタ係数を用いて補償することができる。

一対の受信集束信号は同時に選択されたものとみなすと、他の対との組合わせを通じて新たな対を得ることもできる。例えば、（ｄ１−ｄ３、ｄ２−ｄ４）もλ／４位相差を有する新たな受信集束信号の対となり得る。

他の例として、ＤＳＰ１４０は、ビームフォーマの微細遅延のための補間フィルタに代わって、各対の受信集束信号の選択時間差を補償するための補償部がさらに備えられる。
ＤＳＣ１５０は、ＤＳＰ１４０から入力された映像データをディスプレイするためにスキャン変換し、ディスプレイ部１６０はスキャン変換された映像フレームデータの入力を受けて超音波映像をディスプレイする。

図１２に示された通り、本発明の他の実施例による超音波診断装置２００は、図３に示されたＤＳＰ１４０とＤＳＣ１５０に代わってＰＣ２１０を備える。即ち、ＤＳＰとＤＳＣの機能をＰＣ２１０を通じてソフトウェアで具現する。

本発明のＩＱデータ形成方法によれば、対象体から反射された超音波信号をアナログ信号−前記アナログ信号は中心周波数を有する−に変換し、前記アナログ信号を変換して複数のデジタル信号を得て、前記中心周波数の整数倍のレートで前記デジタル信号の一部を抽出して受信集束信号を形成し、前記受信集束信号でλ／４の位相差を有する一対のデータを少なくとも１対抽出し、前記受信集束信号でλ／４の位相差を有する一対のデータを少なくとも１対抽出し、各データ対の位相差が同一の時間帯に得られた位相差になるように補間部で処理して同一の時間帯のＩＱデータを形成する。

従来の超音波診断装置の構成を示す概略図である。 従来の超音波診断装置に備えられる直交復調器を用いたＩＱデータの形成方法を示す概略図である。 本発明の実施例による超音波診断装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例によるビームフォーマの細部構成を示すブロック図である。 本発明の実施例のデュアルポートＲＡＭを用いたデータ遅延を説明するための概略図である。 本発明の実施例によるデジタル信号の量を調節するための抽出部の細部構成と補間部の細部構成を示すブロック図である。 本発明による高周波信号と低周波信号の抽出を説明するための例示図である。 本発明による超音波診断装置から出力されるデジタル信号の計算量と中心周波数の関係を示すグラフである。 本発明の実施例によるＩＱデータ形成方法を説明するための概略図である。 本発明の実施例によるＩＱデータ形成方法を説明するための概略図である。 本発明の実施例によるＩＱデータ形成方法を説明するための概略図である。 本発明の他の実施例による超音波診断装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０、１００、２００： 超音波診断装置
１１、１１０： プローブ
１２、１３０： ビームフォーマ
１３： スキャンラインデータ形成部
１３ａ： 高帯域フィルタ
１３ｂ、１３ｃ： 乗算器
１３ｄ、１３ｅ： 低帯域フィルタ
１３ｆ： メモリ
１４、１５０： ＤＳＣ
１５、１６０： ディスプレイ部
１２０： ＡＤＣ
１４０： ＤＳＰ
１３１： 概略遅延部
１３２： 抽出部
１３２ａ： シフトレジスタ
１３２ｂ： プロセシングレジスタ
１３３： 補間部
１３３ａ： 係数ＲＡＭ
１３３ｂ： 乗算器
１３３ｃ： 加算器
１３３ｄ： レジスタ
１３４： 制御部

Claims (12)

1. 対象体から反射された超音波信号をアナログ信号−前記アナログ信号は中心周波数を有し、前記中心周波数により波長λが定義される−に変換して提供するプローブと、
   前記プローブから入力される前記アナログ信号を変換して複数のデジタル信号を形成するアナログ−デジタルコンバータと、
   前記中心周波数の整数倍のレートで前記デジタル信号の一部を抽出し、抽出されたデジタル信号から受信集束信号を形成するビームフォーマと、
   前記受信集束信号でλ／４の位相差を有する受信集束信号を少なくとも１対選択してＩ、Ｑデータを形成するデジタル信号処理部と、
   を備える超音波診断装置。
2. 前記中心周波数で定義される一周期の間に前記少なくとも一対の受信集束信号を選択する請求項１記載の超音波診断装置。
3. 前記デジタル信号処理部は、
   前記各対の前記受信集束信号の互いに異なる選択時間を補償するための補償部を備えることを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
4. 前記ビームフォーマは、
   前記中心周波数の大きさの整数倍のレートで前記デジタル信号の一部を抽出して前記受信集束信号の量を調節するための抽出部を備える請求項１〜３記載の超音波診断装置。
5. 前記抽出部は、
   前記アナログ−デジタルコンバータから入力されるデジタル信号を格納するためのシフトレジスタと、
   前記シフトレジスタから前記中心周波数の整数倍のレートで抽出されたデジタル信号を格納するためのプロセシングレジスタとを備える請求項４記載の超音波診断装置。
6. 前記ビームフォーマは、抽出部から出力されるデジタル信号を用いて補間を実施するための補間部をさらに備える請求項５記載の超音波診断装置。
7. 前記補間部は、
   補間フィルタ係数のルック−アップテーブルを提供するための係数ＲＡＭと、
   前記抽出されたデジタル信号に前記補間フィルタ係数を反映させて前記デジタル信号を補間するための乗算器と、
   前記乗算器の出力を加算して前記受信集束信号を形成するための加算器とをさらに備える請求項６記載の超音波診断装置。
8. 前記プローブは複数の変換子を含み、
   前記ビームフォーマは、前記各変換子の位置を反映させて各変換子に対応するデータを遅延させるための遅延器を備える請求項４記載の超音波診断装置。
9. 前記遅延器はデュアルポートＲＡＭからなる請求項８記載の超音波診断装置。
10. 対象体から反射された超音波信号をアナログ信号−前記アナログ信号は、中心周波数を有し、前記中心周波数により波長λが定義される−に変換し、
    前記アナログ信号を変換して複数のデジタル信号を得て、
    前記中心周波数の整数倍のレートで前記デジタル信号の一部を抽出して受信集束信号を形成し、
    前記受信集束信号でλ／４の位相差を有する一対の受信集束信号を少なくとも１対選択してＩＱデータを形成する方法。
11. 前記各対の前記受信集束信号の互いに異なる選択時間を補償してなる請求項１０記載のＩＱデータを形成する方法。
12. 前記中心周波数で定義される一周期の間に前記少なくとも一対の受信集束信号を選択する請求項１１記載のＩＱデータ形成方法。

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