JP2005176997A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 フレーム周波数を低減させることなく低流速検出能と高流速検出能に優れたカラードプラ画像データを生成する。
【解決手段】 超音波診断装置の送受信部２は、被検体の第１の走査方向に対して不等間隔の送受波を行なう。そして、得られた受信信号に対しミキサ３２３及びＬＰＦ３２４は直交位相検波を行なってＩＱ信号を生成し、最小２乗フィルタ３２７は、多項式の最小２乗法フィッティングによって前記ＩＱ信号の中からドプラ信号成分を抽出する。そして、自己相関器３２８は、短い送受波間隔で隣接して得られたドプラ信号間の自己相関処理を行ない、演算器３２９は、この自己相関結果に基づいて流速値、パワー値、分散値を算出する。又、前記送受信部２は、不等間隔で設定された前記第１の走査方向の送受波における長い送受波間隔において第２の走査方向の不等間隔送受波を行なう。
【選択図】 図２

Description

本発明は、被検体から得られる超音波ドプラ信号に基づいてカラードプラ画像データの生成を行なう超音波診断装置に関する。

超音波診断装置は、超音波プローブに内蔵された圧電振動子から発生する超音波パルスを被検体内に放射し、被検体組織の音響インピーダンスの差異によって生ずる超音波反射波を前記圧電振動子によって受信してモニタ上に表示するものである。この診断方法は、超音波プローブを体表に接触させるだけの簡単な操作でリアルタイムの２次元画像が容易に観察できるため、生体の各種臓器の機能診断や形態診断に広く用いられている。

生体内の各組織あるいは血球からの反射波により生体情報を得る超音波診断法は、超音波パルス反射法と超音波ドプラ法の２つの大きな技術開発により急速な進歩を遂げ、上記技術を用いて得られるＢモード画像とカラードプラ画像は、今日の超音波画像診断において不可欠なものとなっている。

カラードプラ法は、超音波パルスにより生体内の所定断面を走査し、血液（血球）など移動する反射体に対して超音波が照射された場合に、上記反射体の速度（血流速度）に対応して生ずるドプラ周波数偏移を捉えて画像化を行なうものである。このカラードプラ法は、当初、血流速度の速い心腔内血流の画像化に用いられたが、今日では、腹部臓器の組織血流など極めて遅い血流の画像化に対しても適用が可能となってきている。

このカラードプラ法における診断能を高めるためには、優れた計測精度（低流速検出能及び高流速検出能）や時間分解能、更には、空間分解能が要求される。

移動している反射体に対して超音波パルスを照射し、その反射波のドプラ周波数偏移から反射体の移動速度を計測する場合、従来は、この反射体に対して超音波による送受波を所定の送受波間隔Ｔｒで複数回（Ｌ回）繰り返して行ない、観測時間Ｔobs（Ｔobs＝Ｔｒ・Ｌ）で得られた一連の反射波に基づいてその移動速度を計測してきた。

この場合、低流速の反射体に対する検出能（低流速検出能：測定可能な流速の下限値）Ｖminは、上記Ｌ回の超音波送受波（以下、送受波と呼ぶ。）によって得られる一連の反射波の中からドプラ成分を検出するために用いられるフィルタ（例えば、ＭＴＩフィルタ）の特性、即ち、フィルタのカットオフ周波数と肩特性で決定され、このときのＶminは、送受波繰り返し周波数（レート周波数）をｆｒ（ｆｒ＝１／Ｔｒ）とすれば、次式（１）で示される。

一方、測定可能な流速の上限値（高流速検出能）Ｖmaxは、送受波繰り返し周波数（レート周波数）ｆｒの１／２で定義されるナイキスト周波数によって決定され、次式（２）によって示される。但し、Ｃは被検体内の音速値、ｆ０は受信超音波の中心周波数、ξは超音波送受信方向と血流方向のなす角度である。そして、ドプラ周波数偏移が上記ナイキスト周波数を超えた場合には、ドプラ信号の周波数スペクトラムに折り返り現象が発生するため正確な血流速度の計測が不可能となる。

即ち、カラードプラ法における第1の要求項目である低流速検出能Ｖminを向上させるためにはレート周波数ｆｒを低く設定するか、所定方向に対して繰り返し行なう送受波回数Ｌを増加させる必要があり、高流速検出能Ｖmaxを向上させるためには、レート周波数ｆｒを高く設定しなくてはならない。しかしながら、レート周波数ｆｒを高くした場合には、深部からの反射波が受信されないうちに次の超音波が照射されるため、隣接したレート区間の反射波が混入して受信される、所謂残留エコーの問題が生ずる。

又、第２の要求項目であるリアルタイム性は、単位時間当たりの表示画像枚数（フレーム周波数）Ｆｎによって決定され、このフレーム周波数Ｆｎは次式（３）によって示される。但し、Ｍは、１枚のカラードプラ画像データの生成に必要な走査方向の総数であり、リアルタイム性を向上させるためには、送受波回数Ｌ、あるいは走査方向総数Ｍを小さく設定しなくてはならない。

更に、第３の要求項目である空間分解能を向上させるためには、上記走査方向総数Ｍを増加させる必要がある。即ち、フレーム周波数Ｆｎ、低流速検出能Ｖmin及び高流速検出能Ｖmax、空間分解能は相反する関係にあり、これらを同時に満足させることは困難である。このため、循環器領域における血流計測の場合にはフレーム周波数Ｆｎと高流速検出能Ｖmaxを、又、腹部や末梢臓器における血流計測の場合にはフレーム周波数と低流速検出能Ｖminが重要視されてきた。

上述の問題点に対して、残留エコーを発生させることなく高流速検出能の向上が可能なスタガパルス方式が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

このスタガパルス法は、例えば、２つの異なる送受波間隔Ｔ１及びＴ２（Ｔ２＝Ｔ１＋Ｔｓ）で所定方向の送受波を繰り返し行ない、送受波間隔Ｔ１の送受波によって得られた受信信号の位相差θ１と、送受波間隔Ｔ＋Ｔｓの送受波によって得られた受信信号の位相差θ２の差分値Δθ（Δθ＝θ２−θ１）に基づいて、血流速度を算出する方法である。この方法における折り返り周波数は、送受波間隔の差Ｔｓによって決定され、ＴｓをＴ１＞Ｔｓに設定することによって高流速検出能を改善することが可能となる。

一方、腹部臓器及び末梢血管の血流計測に対して、新しい走査方法（以下、交互走査法と呼ぶ。）が提案されている。図１２は、上記特許文献２に記載されている交互走査法の具体例を示したものであり、上段はセクタ走査における送受波方向（以下では、走査方向と呼ぶ）θ１乃至θＭを、又、下段は各走査方向に対する送受波の順序を示している。

即ち、この方法では、まず、時刻ｔ１において走査方向θ１の方向に送受波を行ない、次いで、時刻ｔ２において走査方向θ２の方向に、又、時刻ｔ３において走査方向θ３の方向に送受波を行なう。更に、時刻ｔ４乃至ｔ６及び時刻ｔ７乃至時刻ｔ９において再度走査方向θ１乃至θ３のＱ（Ｑ＝３）方向に送受波を繰り返し行なう。このようにして走査方向θ１乃至θ３の各々の方向において夫々間隔Ｔｓ（Ｔｓ＝３Ｔｒ）でＬ回（Ｌ＝３）の送受波が完了したならば、走査方向θ４乃至θ６、走査方向θ７乃至θ９・・・の方向に対しても同様にして間隔ＴｓによるＬ回の送受波を行なう。この方法によれば、低流速検出能Ｖminは次式（４）のようになる。

但し、ｆｓ（ｆｓ＝１／Ｔｓ）は、各走査方向に対する送受波繰り返し周波数である。即ち、この具体例によれば、前記送受波繰り返し周波数ｆｓは、交互走査を行なわない場合のレート周波数ｆｒの１／３となり、従がって、フレーム周波数を低下させること無く低流速検出能を３倍に向上させることが可能となる。
特開平４−１９７２４９号公報（第３−５頁、第３−７図） 特開昭６４−４３２３７号公報（第３−４頁、第５−６図）

しかしながら、特許文献１の方法によれば、異なる送受波間隔Ｔ１及びＴ２の送受波によって得られたドプラ信号における位相差θ１及びθ２を夫々求め、更に、これらの位相差θ１及びθ２の差に基づいて血流情報を算出するため、得られた血流情報はノイズの影響を受けて不安定になり易く、特に、超音波の干渉によって発生するスペックルノイズによって無視できない計測誤差が発生する。

更に、この方法では、送受波間隔Ｔ１と送受波間隔Ｔ２の送受波を繰り返して行なうため、ドプラ信号を抽出するためのフィルタ（ＭＴＩフィルタ）は、例えば、送受波間隔Ｔ１と送受波間隔Ｔ２の和によって決定されるブラインド周波数を有する。従って、このブラインド周波数に一致したドプラ成分は著しく低減するため、血流情報を高精度で算出することが不可能となる。

一方、特許文献２の方法は、腹部などの比較的遅い血流の計測を目的として提案されたものであり、低流速能Ｖminは１／Ｑに向上するが高流速検出能Ｖmaxも１／Ｑとなり、速い血流に対する折り返り現象の発生頻度が高くなる。即ち、この方法を比較的速い血流の計測に適用することはできない。

本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、フレーム周波数を低減させることなく低流速検出能と高流速検出能に優れたカラードプラ画像データの生成を可能とする超音波診断装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１に係る本発明の超音波診断装置は、被検体内の移動体に対して超音波送受波を行なうための圧電振動子を備えた超音波プローブと、前記圧電振動子を駆動し、前記被検体内の所定走査方向に対して不等間隔の超音波送受波を行なう送受信手段と、この送受信手段によって前記被検体内の所定位置から前記不等間隔で時系列的に得られる複数の受信信号に対しフィルタリング処理して前記移動体によるドプラ信号を検出するドプラ信号検出手段と、このドプラ信号検出手段によって前記不等間隔で得られた複数の前記ドプラ信号の中から所定時間間隔で得られたドプラ信号を選択し、選択したドプラ信号に基づいて前記移動体の速度を算出する速度算出手段と、この速度算出手段が算出した前記移動体の速度に基づいて速度画像データを生成する画像データ生成手段と、生成した前記画像データを表示する表示手段を備えたことを特徴としている。

又、請求項２に係る本発明の超音波診断装置は、被検体内の移動体に対して超音波送受波を行なうための圧電振動子を備えた超音波プローブと、前記圧電振動子を駆動し、前記被検体内の第1の走査方向及び第２の走査方向の各々に対して第１の間隔及びこの第１の間隔より長い第２の間隔を有した不等間隔の超音波送受波を行なう送受信手段と、この送受信手段によって前記被検体内の所定位置から前記不等間隔で時系列的に得られる複数の受信信号に対しフィルタリング処理して前記移動体によるドプラ信号を検出するドプラ信号検出手段と、このドプラ信号検出手段によって前記不等間隔で得られた複数の前記ドプラ信号の中から前記第1の間隔で隣接したドプラ信号を選択し、選択したドプラ信号に基づいて前記移動体の速度を算出する速度算出手段と、前記第１の走査方向及び第２の走査方向を順次変更しながら前記被検体内の超音波走査を行なう走査制御手段と、前記超音波走査の各走査方向に対する前記不等間隔の超音波送受波において、前記速度検出手段が検出した前記移動体の速度に基づいて速度画像データを生成する画像データ生成手段と、生成した前記画像データを表示する表示手段を備え、前記第２の走査方向に対する超音波送受波は、前記第１の走査方向に対する超音波送受波の前記第２の間隔において行なうことを特徴としている。

本発明によれば、フレーム周波数を低減させることなく低流速検出能と高流速検出能に優れたカラードプラ画像データの生成が可能となる。

以下、図1乃至図１１を参照して本発明の実施例について説明する。

本実施例の第１の特徴は、被検体の所定方向に対して不等間隔の送受波を行ない、得られた受信信号に対し多項式の最小２乗法フィッティングを適用したフィルタ（以下、最小２乗フィルタと呼ぶ。）を適用して血流に対するドプラ信号を抽出することにある。

又、本実施例の第２の特徴は、上述の最小２乗フィルタによって抽出されたドプラ信号の中から短い送受波間隔で隣接した２つのドプラ信号を１つあるいは複数個所で選択し、この隣接した２つのドプラ信号の位相差に基づいて血流の平均流速値を算出することにある。

更に、本実施例の第３の特徴は、不等間隔に設定された前記所定方向の送受波の長い送受波間隔において、この所定方向と異なる方向に対して送受波することによって交互走査を行なうことにある。

（装置の構成）
以下では、本実施例における超音波診断装置の構成につき図1乃至図６を用いて説明する。尚、図１は、本実施の形態における超音波診断装置の全体構成を示すブロック図であり、図２は、この超音波診断装置を構成する送受信部及び画像データ生成部のブロック図を示す。

図１に示す超音波診断装置１００は、被検体に対して超音波の送受波を行なう超音波プローブ１と、所定の走査方向に対して超音波の送受波を行なうために超音波プローブ１に対して電気信号の送受信を行なう送受信部２と、前記走査方向から得られた受信信号に基づいて超音波画像データを生成する画像データ生成部３を備えている。

更に、超音波診断装置１００は、前記画像データ生成部３において生成された超音波画像データを表示する表示部４と、画像データの収集条件や生成条件、更には種々のコマンド信号の入力などを行なう入力部６と、上記各ユニットを統括して制御するシステム制御部７を備えている。

超音波プローブ１は、被検体の表面に対してその前面を接触させ超音波の送受信を行なうものであり、例えば、１次元に配列された複数個（Ｎ個）の圧電振動子をその先端部分に有している。この圧電振動子は電気音響変換素子であり、送信時には電気パルス（駆動信号）を超音波パルス（送信超音波）に変換し、又、受信時には超音波反射波（受信超音波）を電気信号（受信信号）に変換する機能を有している。この超音波プローブ１は小型、軽量に構成されており、Ｎチャンネルのケーブルを介して送受信部２に接続されている。超音波プローブ１は、セクタ走査対応、リニア走査対応、コンベックス走査対応等があり、これらの超音波プローブの中から診断部位に応じて任意に選択される。以下では、セクタ走査対応の超音波プローブ１について述べるが、コンベックス走査など他の走査に対応した超音波プローブであっても構わない。

次に、図２に示した送受信部２は、超音波プローブ１から送信超音波を発生するための駆動信号を生成する送信部２１と、超音波プローブ１の圧電振動子から得られる複数チャンネルの受信信号に対して整相加算を行なう受信部２２を備え、一方、画像データ生成部３は、整相加算された受信信号に対してＢモード画像データを生成するための信号処理を行なうＢモード画像データ生成部３１と、上記整相加算された受信信号からＩＱ信号を検出し、更に、このＩＱ信号に基づいてカラードプラ画像データを生成するための信号処理を行なうドプラ画像データ生成部３２を有している。

送受信部２の送信部２１は、レートパルス発生器２１１と、送信遅延回路２１２と、パルサ２１３を備えている。レートパルス発生器２１１は、被検体に対して不等間隔で送受波を行なう際の送受波間隔を決定するレートパルスを送信遅延回路２１２に供給する。

一方、送信遅延回路２１２は、超音波プローブ１において送信に使用される圧電振動子と同数（Ｎチャンネル）の独立な遅延回路から構成され、送信において細いビーム幅を得るために所定の深さに超音波を収束するための集束用遅延時間と、所定の方向に超音波を送信するための偏向用遅延時間を前記レートパルスに与え、このレートパルスをパルサ２１３に供給する。

パルサ２１３は、送信に使用される圧電振動子と同数（Ｎチャンネル）の独立な駆動回路を有しており、超音波プローブ１に内蔵されたＮ個の圧電振動子を駆動し、被検体に対して送信超音波を放射するための駆動パルスを生成する。

一方、受信部２２は、Ｎチャンネルのプリアンプ２２１と、受信遅延回路２２２と、加算器２２３を備えている。プリアンプ２２１は、圧電振動子によって電気信号に変換された微小な受信信号を増幅し十分なＳ／Ｎを確保する。又、受信遅延回路２２２は、所定の深さからの受信超音波を集束して細い受信ビーム幅を得るための収束用遅延時間と、所定の方向に超音波ビームの受信指向性を設定するための偏向用遅延時間をプリアンプ２２１の出力に与えた後、加算器２２３に送り、加算器２２３において受信遅延回路２２２からのＮチャンネルの受信信号は加算合成される。

次に、画像データ生成部３は、Ｂモード画像データ生成部３１とドプラ画像データ生成部３２と画像データ記憶部３３を備え、Ｂモード画像データ生成部３１は、対数変換器３１１と、包絡線検波器３１２と、Ａ／Ｄ変換器３１３を有している。Ｂモード画像データ生成部３１の入力信号振幅は、対数変換器３１１において対数変換され、弱い信号が相対的に強調される。又、包絡線検波器３１２は、対数変換された受信信号に対して包絡線検波を行なって超音波周波数成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器３１３は、包絡線検波器３１２の出力信号をＡ／Ｄ変換してＢモード画像データを生成する。尚、上記対数変換器３１１と包絡線検波器３１２は順序を入れ替えて構成してもよい。

一方、ドプラ画像データ生成部３２は、基準信号発生器３２１、π／２移相器３２２、ミキサ３２３−１及び３２３−２、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３２４−１及び３２４−２、Ａ／Ｄ変換器３２５−１及び３２５−２、更に、ドプラ信号記憶回路３２６を備え、送受信部２から供給される受信信号に対して直交位相検波を行なってＩＱ信号を生成する。

即ち、受信部２２から供給されるドプラ画像データ生成部３２の入力信号は、ミキサ３２３−１及び３２３−２の第１の入力端子に入力される。一方、この入力信号の中心周波数とほぼ等しい周波数を有し、レートパルス発生器２１１のレートパルスに同期した基準信号発生器３２１の連続波出力は、ミキサ３２３−１の第２の入力端子に直接供給されると共に、π／２移相器３２２において位相が９０度シフトされてミキサ３２３−２の第２の入力端子に供給される。そして、ミキサ３２３−１及び３２３−２の出力は、ＬＰＦ３２４−１及び３２４−２に供給され、受信部２２の出力信号周波数と基準信号発生器３２１の出力信号周波数の差の成分のみが検出される。

次いで、Ａ／Ｄ変換器３２５−１及び３２５−２は、ＬＰＦ３２４−１及び３２４−２の出力信号、即ち、直交位相検波して得られたＩＱ信号を所定のサンプリング周期でサンプリングしデジタル信号に変換する。

即ち、ドプラ画像データ生成部３２は、所定の走査方向に対し不等間隔で複数回（Ｌｘ回）行なわれる送受波によって得られた受信信号に対して直交位相検波を行ない、得られたＩ成分（複素信号の実数成分）及びＱ成分（複素信号の虚数成分）を順次ドプラ信号記憶回路３２６に保存する。

更に、ドプラ画像データ生成部３２は、得られたＩＱ信号に対してカラードプラ画像データを生成するための最小２乗フィルタ３２７と、自己相関器３２８と、演算器３２９を備えている。そして、ドプラ信号記憶回路３２６に保存されている所定走査方向の同一位置（深さ）におけるＬｘ個のＩＱ信号を抽出し、これらのＩＱ信号から血流によるＩＱ信号（ドプラ信号）を検出する。次いで、抽出したＬｘ個のＩＱ信号の中から、例えば最小レート間隔で隣接したＩＱ信号を選択し、更に、選択したＩＱ信号の位相差に基づいて血流の平均流速値（以下、流速値と呼ぶ。）を算出する。

上記最小２乗フィルタ３２７は、ドプラ信号記憶回路３２６に一旦保存されたＩＱ信号に対し、臓器などの固定反射体からの反射信号や臓器の呼吸性移動あるいは拍動性移動などに起因するドプラ信号（クラッタ信号）の除去を行なう。即ち、最小２乗フィルタ３２７は、所定走査方向の同一部位から得られたＬｘ個のＩ信号及びＱ信号に対し多項式の最小２乗フィッティングを行なう。このカーブフィッティングによって抽出されたＩＱ信号は、上記クラッタ成分によって構成され、血流によるドプラ成分は除去されている。従って、カーブフィッティング前のＩＱ信号からカーブフィッティング後のＩＱ信号を減算することにより血流によるドプラ信号を得ることができる。

図３は、不等間隔で行なわれる超音波送受波のタイミングを示したものであり、図３（ａ）は、等間隔Ｔｒによる１７回の送受波が時刻ｔ１乃至ｔ１７において行なわれる従来の送受波方法を示している。又、図３（ｂ）は、上記時刻ｔ１乃至ｔ１７に対し、時刻ｔ１、ｔ２、ｔ６、ｔ７、ｔ１１、ｔ１２、ｔ１６、ｔ１７において送受波が行なわれる本実施例の送受波方法を示している。尚、本実施例における送受波の不等間隔は全て任意に設定することが可能であるが、説明を簡単にするために、従来の送受波方法における送受波間隔Ｔｒの整数倍で設定した不等間隔送受信について述べる。

従って、画像データ生成部３のドプラ信号記憶回路３２６から出力されるＩＱ信号は、図３（ｂ）に示すように間隔Ｔｒと間隔４Ｔｒによって構成され、このような不等間隔のＩＱ信号に対して多項式の最小２乗フィッティングを行なう。即ち、最小２乗フィルタ３２７に供給される入力信号の入力信号ベクトル[Ｘ]を[Ｘ]＝［１，２，６，７，１１，１２，１６，１７］^Ｔ、最小２乗フィッティング後の信号ベクトル［Ｙ］を［Ｙ］＝[ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４，ｙ５，ｙ６，ｙ７，ｙ８]^Ｔとした場合、［Ｙ］＝［Ａ］[Ｘ]で示される多項式行列［Ａ］に対して[Ｘ]を求める問題となる。但し、[]^Ｔは転置行列を示す。この場合、［Ａ］が正則であれば逆行列によって算出することができるが、２次多項式フィッティングの場合のように多項式行列［Ａ］のランクが入力信号ベクトル[Ｘ]の行数より小さい場合には入力信号ベクトル[Ｘ]の最小２乗解［Ｘ’］を求めることになる。

即ち、［Ｘ’］＝［Ｂ］［Ｙ］によって示される多項式行列［Ｂ］によって最小２乗解を求めることができる。このとき、多項式行列［Ｂ］は［Ｂ］＝（［Ａ］^Ｔ［Ａ］）^−１［Ａ］^Ｔの擬似逆行列によって示される。但し、［］^−１は逆行列を示す。最小２乗フィルタ３２７の出力信号である血流信号［Ｕ］は、フィルタ行列［Ｗ］と出力信号ベクトル［Ｙ］を用いた行列演算［Ｕ］＝［Ｗ］［Ｙ］によって得られる。但し、［Ｗ］＝［Ｉ］−［Ａ］［Ｂ］であり、［Ｉ］は単位行列を示す。

尚、図３に示した不等間隔の送受波において、クラッタ信号を２次の多項式で近似する場合の上記多項式行列［Ａ］は次式（５）によって示される。

前記２次多項式で近似した場合の上記フィルタ行列［Ｗ］は次式（６）のようになる。

次に、自己相関器３２８は、最小２乗フィルタ３２７によって血流のドプラ信号のみが抽出されたＩＱ信号の中から、例えば、最小送受波間隔で隣接したＩＱ信号を選択し、これらのＩＱ信号の自己相関処理によって位相差を検出する。即ち、図３（ｂ）に示した送受波方法の場合には、送受波間隔Ｔｒで隣接した２つのＩＱ信号の位相差を検出する。但し、所定方向に対して時刻ｔ１、ｔ２、ｔ６、ｔ７、ｔ１１、ｔ１２、ｔ１６、ｔ１７で行なわれた一連の送受波において、初期時刻ｔ１及びｔ２と末期時刻ｔ１６及びｔ１７で得られたＩＱ信号は、端部のデータであるため速度推定誤差が大きい。このため、これらを除いたＩＱ信号を用いて位相差の検出を行なうことが望ましい。

ここで、時刻ｔ６、ｔ７、ｔ１１、ｔ１２において得られたＩＱ信号Ｕｉは、Ｉ成分をａｉ、Ｑ成分をｂｉ（ｉ＝６，７，１１，１２）とすれば次式（７）によって表すことができる。但し、ｊは虚数単位を示す。

次いで、自己相関器３２８は、下式（８）に示すように、ＩＱ信号Ｕ６の複素共役とＩＱ信号Ｕ７との積、及びＩＱ信号Ｕ１１の複素共役とＩＱ信号Ｕ１２の積の平均値Ｕｘを算出し、演算器３２９は、このＵｘの偏角によって位相差Δφｘを算出する。

このとき、上述の流速値画像データには、位相差Δφｘ（−π〜π）が、πを折り返し速度に対応させた平均流速値が表示される。

次いで、演算器３２９は、下式（９）に示すように、最小２乗フィルタ３２７において得られた時刻ｔ１、ｔ２、ｔ６、ｔ７、ｔ１１、ｔ１２、ｔ１６及びｔ１７のＩＱ信号Ｕ１、Ｕ２，Ｕ６，Ｕ７，Ｕ１１，Ｕ１２，Ｕ１６及びＵ１７のパワーを加算平均することによってパワー値Ｐを算出し、更に、このパワー値Ｐと前式（８）のＵｘを用いて分散値Ｖarを算出する。

尚、パワー値Ｐの算出では前記端部での影響は小さいため、上式（９）に示すように最小２乗フィルタ３２７より供給されたＩＱ信号の全てを用いて算出することが望ましい。

一方、画像データ記憶部３３は、Ｂモード画像データ生成部３１のＡ／Ｄ変換器３１３より供給されるＢモード画像データや、ドプラ画像データ生成部３２の演算器３２９より供給される流速値画像データ、パワー値画像データ及び分散値画像データを順次保存し、２次元のＢモード画像データ、流速値画像データ、パワー値画像データ及び分散値画像データを生成する。

図1に戻って、表示部４は、ＤＳＣ（Digital Scan Converter）４１とカラーモニタ４２を備えている。ＤＳＣ４１は、図示しないＣＰＵ（中央演算装置）と記憶回路を備え、画像データ生成部３の画像データ記憶部３３より供給されるＢモード画像データと流速値画像データ、あるいはＢモード画像データとパワー値画像データを合成して表示用画像データを生成する。そして、カラーモニタ４２は、ＤＳＣ４１において生成された表示用画像データの表示を行なう。尚、上記流速値画像データの代りに流速値と分散値が合成された流速値／分散値画像データとＢモード画像データとを合成して表示用画像データを生成してもよい。

この場合、ＤＳＣ４１は、背景画像としてのＢモード画像データに流速値画像データやパワー値画像データ等のカラードプラ画像データが重畳された１枚の表示用画像データを生成し、カラーモニタ４２は、白黒のＢモード画像データを背景にカラードプラ画像データをカラー表示する。

尚、上記の表示において、パワー値画像データは、演算器３２９において得られたパワー値をそのまま、あるいは対数変換して表示されるが、流速値画像データや流速値／分散値画像データの各画素は、この画素に対応したパワー値画像データの画素における画素値（パワー値）が予め設定された閾値以上の場合のみ表示される。

次に、入力部６は、入力パネル上にキーボード、トラックボール、マウス等の入力デバイスと表示パネルを備え、患者情報、診断部位、画像データ収集モード、画像データ生成方法、画像データ表示方法、更には各種コマンド信号の入力が行なわれる。例えば、この入力部６において、超音波走査方法や表示モードの選択、送受波間隔や交互走査、更には最小２乗フィルタ３２７に関する条件設定等が行なわれる。

そして、システム制御部７は、図示しないＣＰＵと記憶回路を備え、超音波診断装置１００の上記各ユニットの制御やシステム全体を統括的に制御する。特に、入力部６において設定された超音波走査方法及び表示モード、送受波間隔や交互走査、更には最小２乗フィルタ３２７に関する設定条件を上記記憶回路に一旦保存した後当該ユニットに供給する。

（画像データの生成手順）
次に、交互走査法を適用した本発明の実施例における画像データの生成手順につき図１乃至図７を用いて説明する。尚、図４は、画像データの生成手順を示すフローチャートであり、図５は、交互走査法の具体例である。

図５（ａ）は、セクタ走査における走査方向θ１乃至θＭを、又、図５（ｂ）は、この走査方向θ１乃至θ４に対する送受波の順序を示している。即ち、図３（ｂ）と同様にして、例えば、時刻ｔ１、ｔ２,ｔ６,ｔ７,ｔ１１,ｔ１２,ｔ１６及びｔ１７において走査方向θ１に対する送受波を行なう。そして、走査方向θ２に対する送受波を、前記走査方向θ１の送受波が行なわれていない時刻ｔ３、ｔ４、ｔ８、ｔ９、ｔ１３、ｔ１４、ｔ１８及びｔ１９において行なう。

走査方向θ１及びθ２に対する交互走査が終了したならば、同様の手順によって走査方向θ３及びθ４、θ５及びθ６・・・に対して交互走査を順次行なう。尚、この場合も隣接した送受波間隔は所定間隔Ｔｒの整数倍に設定されており、例えば、時刻ｔ１とｔ２、ｔ３とｔ４、ｔ６とｔ７・・・の間隔はＴｒに、又、時刻ｔ２とｔ６、ｔ４とｔ８、ｔ７とｔ１１・・・の間隔は４Ｔｒに設定されている。このような交互走査法を適用した場合のカラードプラ画像データの生成手順につき以下に説明する。

画像データの収集に先立って、操作者は、入力部６にて患者情報、診断部位、画像データ収集モード、画像データ生成方法、画像データ表示方法等に関する初期設定を行ない、これらの設定情報をシステム制御部７の記憶回路に保存する。本実施例では、画像データ収集モードとして、セクタ走査によるＢモード画像データとカラードプラ画像データの収集モードを設定する。又、画像データ生成方法として、２段（２方向）の交互走査法を選択する。（図４のステップＳ１）。

上述の初期設定が終了したならば、操作者は、超音波プローブ１の先端（超音波送受波面）を被検体の体表面上の所定の位置に固定して画像データの収集を開始する。時刻ｔ１における走査方向θ１への送受波に際して、図２のレートパルス発生器２１１は、システム制御部７からの制御信号に同期し、被検体内に放射する送信超音波の放射タイミングを決定するレートパルスを送信遅延回路２１２に供給する。

送信遅延回路２１２は、送信において細いビーム幅を得るために所定の深さに超音波を収束するための遅延時間と、前記走査方向θ１に超音波を送信するための遅延時間をレートパルスに与え、このレートパルスをパルサ２１３に供給する。次いで、パルサ２１３は、前記レートパルスの供給によって生成される圧電振動子駆動パルスを用い、超音波プローブ１に内蔵されている圧電振動子を駆動して被検体内に超音波パルス（送信超音波）を放射する。

被検体内に放射された送信超音波の一部は、音響インピーダンスの異なる臓器間の境界面あるいは組織にて反射する。又、この送信超音波が心臓壁や血球などの動きのある反射体で反射する場合、その超音波周波数はドプラ偏移を受ける。

被検体の組織や血球にて反射した超音波反射波（受信超音波）は、超音波プローブ１の圧電振動子によって受信されて電気信号（受信信号）に変換され、この受信信号は、送受信部２の受信部２２におけるＮチャンネルの独立なプリアンプ２２１にて増幅されてＮチャンネルの受信遅延回路２２２に供給される。

受信遅延回路２２２は、所定の深さからの受信超音波を収束するための集束用遅延時間と、前記第１の走査方向（θ１）に強い受信指向性をもたせて受信するための偏向用遅延時間を前記受信信号に与えた後、この受信信号を加算器２２３に供給する。そして、加算器２２３は、受信遅延回路２２２から出力されるＮチャンネルの受信信号を加算合成し、１つの受信信号に纏めた後、画像データ生成部３のＢモード画像データ生成部３１とドプラ画像データ生成部３２に供給する。

Ｂモード画像データ生成部３１に供給された加算器２２３の出力信号は、対数変換、包絡線検波、Ａ／Ｄ変換がなされた後、画像データ記憶部３３におけるＢモード画像データ記憶領域に保存される。

次に、同様の手順によって走査方向θ２に対しても超音波の送受波を行ない、得られたＢモード画像データは画像データ記憶部３３のＢモード画像データ記憶領域に保存される。

一方、カラードプラ画像データの生成に際しては、受信信号のドプラ偏移を求めるために上述と同様な手順により、前記走査方向θ１と走査方向θ２の各々に対して複数回の送受波を行ない、このとき得られた受信信号に基づいて、流速値画像データ、分散値画像データ及びパワー値画像データの生成を行なう。

即ち、上述の走査方向θ１及び走査方向θ２におけるＢモード画像データの収集と保存が終了したならば、システム制御部７は、送受信部２及び画像データ生成部３に対して、走査方向θ１及び走査方向θ２におけるカラードプラ画像データを生成するための開始コマンド信号を供給する。そして、送受信部２は、Ｂモード画像データの場合と同様にして、先ず走査方向θ１に対して超音波の送受波を行ない、得られた受信信号をドプラ画像データ生成部３２に供給する。

図２のドプラ画像データ生成部３２に供給された受信部２２の出力信号は、ミキサ３２３−１、３２３−２及びＬＰＦ３２４−１、３２４−２によって直交位相検波されて２チャンネルのＩＱ信号に変換される。そして、このＩＱ信号のＩ成分及びＱ成分の各々は、Ａ／Ｄ変換器３２５−１、３２５−２にてデジタル信号に変換された後、ドプラ信号記憶回路３２６に保存される。次いで、時刻ｔ＝ｔ２においても同様の手順によって走査方向θ１に対して送受波を行ない、得られたＩＱ信号はドプラ信号記憶回路３２６に保存される。

次に、時刻ｔ３とｔ４において、送受信部２は、システム制御部７からの制御信号に従がって走査方向θ２に対して送受信を行ない、得られたＩＱ信号はドプラ信号記憶回路３２６に保存される。

以下同様にして、時刻ｔ６及びｔ７、ｔ１１及びｔ１２、ｔ１６及びｔ１７においては走査方向θ１に対し、又、時刻ｔ８及びｔ９、ｔ１３及びｔ１４、ｔ１８及びｔ１９においては走査方向θ２に対して送受波を行ない、このとき得られたＩＱ信号もドプラ信号記憶回路３２６に保存される。

走査方向θ１及びθ２に対するＬｘ回（８回）の送受波によって得られたＩＱ信号の保存が終了したならば、同様の手順によって走査方向θ３及びθ４、走査方向θ５及びθ６・・・についても送受波を行なう。そして、得られたＩＱ信号は、ドプラ信号記憶回路３２６に順次保存される（図４のステップＳ２）。

図６は、上記ドプラ信号記憶回路３２６の構成について示したものであり、行方向（Ｘ方向）は走査方向θ１乃至θＭ、あるいは送受波時刻ｔ１、ｔ２、・・・に対応し、列方向（Ｙ方向）は反射体の深さ（反射体と超音波プローブ１の距離）に対応している。例えば、ｔ１の列には、時刻ｔ１の走査方向θ１に対する送受波によって得られたＩＱ信号が保存され、ｔ２、ｔ６、・・・ｔ１７には時刻ｔ２、ｔ６、・・・ｔ１７の走査方向θ１に対する送受波によって得られたＩＱ信号が保存される。同様にして、ｔ３、ｔ４、ｔ８・・・ｔ１９には、送受波時刻ｔ３、ｔ４、ｔ８・・・ｔ１９の走査方向θ２に対する送受波によって得られたＩＱ信号が保存され、更に、走査方向θ３乃至θＭにおいて得られたＩＱ信号も同様にして保存される。

走査方向θ１の送受波時刻ｔ１、ｔ２、ｔ６、・・・ｔ１７において得られた８つのＩＱ信号と走査方向θ２の送受波時刻ｔ３、ｔ４、ｔ８、・・・ｔ１９において得られた８つのＩＱ信号の保存が終了したならば、システム制御部７は、前記走査方向θ１の８つのＩＱ信号の夫々において所定深さに対応したＩＱ信号（例えば、図６のｃ１）をＸ方向に順次読み出して最小２乗フィルタ３２７に供給する。

次に、最小２乗フィルタ３２７は、供給された８個のＩＱ信号のＩ成分及びＱ成分に対して時間方向（図６のＸ方向）でカーブフィッティングを行ない、組織などの固定反射体からの反射波や組織の運動によって生ずる組織ドプラ信号などから構成されるクラッタ信号を求める。更に、ドプラ信号記憶回路３２６から直接読み出したＩＱ信号から前記クラッタ信号を減算することによって、血流によるドプラ信号で構成されるＩＱ信号を抽出する（図４のステップＳ３）。

次に、自己相関器３２８は、最小２乗フィルタ３２７において抽出された前記ＩＱ信号の中から、式（７）において示した時刻ｔ６及びｔ７のＩＱ信号Ｕ６及びＵ７と時刻ｔ１１及びｔ１２のＩＱ信号Ｕ１１及びＵ１２を選択し、式（８）に基づいてＩＱ信号Ｕｘを算出する（図４のステップＳ４）。

そして、上記ＩＱ信号Ｕｘが自己相関器３２８より供給された演算器３２９は、式（８）に基づいて位相差Δφｘ（即ち、流速値画像データ）を算出し、画像データ記憶部３３の流速値画像データ記憶領域に保存する（図４のステップＳ５）。

更に、演算器３２９は、ドプラ信号記憶回路３２６に保存されている走査方向θ１に対する８個のＩＱ信号を読み出し、これらのＩＱ信号に基づいてパワー値Ｐ及び分散値Ｖarを算出する（式（９）参照。）。そして、算出されたパワー値P及び分散値Varを画像データ記憶部３３のパワー値画像データ記憶領域及び分散値画像データ記憶領域に保存する（図４のステップＳ６）。

次いで、最小２乗フィルタ３２７、自己相関器３２８、演算器３２９及び画像データ記憶部３３は、走査方向θ１における前記所定深さ以外の全ての深さに対応したＩＱ信号（例えば、図６のｃ２乃至ｃＬ）から得られたＩＱ信号に対しても同様の演算を行なって流速値、パワー値、分散値の算出と保存を行なう。更に、ドプラ信号記憶回路３２６に保存された走査方向θ２に対する８個のＩＱ信号に対しても同様の演算を行なって、夫々の深さにおける流速値、パワー値、分散値の算出と保存を行なう。

走査方向θ１と走査方向θ２に対するＢモード画像データとカラードプラ画像データ（即ち、流速値画像データ、パワー値画像データ及び分散値画像データ）の生成と保存が終了したならば、同様の手順によって、走査方向θ３及びθ４、走査方向θ５とθ６・・・の如くに２つの走査方向を対とした交互走査を繰り返し行ない、夫々の走査方向において得られたＢモード画像データとカラードプラ画像データを画像データ記憶部３３に保存する。

即ち、画像データ記憶部３３には、Ｂモード画像データ生成部３１のＡ／Ｄ変換器３１３より供給されたＢモード画像データやドプラ画像データ生成部３２の演算器３２９より供給された流速値画像データ、パワー値画像データ及び分散値画像データが順次保存され、２次元のＢモード画像データ、流速値画像データ、パワー値画像データ及び分散値画像データが生成される（図４のステップＳ２乃至Ｓ７）。そして、これらの画像データは表示部４のＤＳＣ４１に供給される。

表示部４のＤＳＣ４１は、上記画像データを記憶回路に一旦保存した後、流速値画像データ、パワー値画像データ及び流速値画像データに対してカラー情報を付加する。そして、これらの画像データとＢモード画像データを合成して表示用画像データを生成し、更に、標準テレビフォーマット信号に変換してカラーモニタ４２に表示する（図４のステップＳ８）。

次に、本実施例に用いた最小２乗フィルタ３２７の効果につき図７を用いて説明する。図７は、本実施例の不等間隔送受波によって得られたＩＱ信号に最小２乗フィルタ３２７を適用した場合の周波数特性（実線）Ｇ１、従来の等間隔送受波におけるＩＱ信号にＭＴＩフィルタを適用した場合の周波数特性（破線）Ｇ２及び特許文献１の不等間隔送受波におけるＩＱ信号にＭＴＩフィルタを適用した場合の周波数特性（１点鎖線）Ｇ３を比較したものである。但し、この特性グラフの横軸は、等間隔送受波の送受波間隔Ｔｒによって決定されるナイキスト周波数によって規格化されている。

図７に示すように、１点鎖線で示した特許文献１の方法における周波数特性Ｇ３は、前述の第１の送受波間隔Ｔ１と第２の送受波間隔Ｔ２の和によって決定される周波数Δｆ（Δｆ＝１／（Ｔ１＋Ｔ２））を周期として信号が遮断される周波数（所謂、ブラインド周波数）が発生し、このブラインド周波数に一致したＩＱ信号は検出が不可能となる。一方、本実施例の周波数特性Ｇ１は、上記特性グラフの周波数範囲においてブラインド周波数が発生しないため、広い周波数帯域においてフィルタリング処理後のＩＱ信号（即ち、血流によるドプラ信号）を安定して検出することができる。

一方、破線で示した従来の等間隔送受波における周波数特性Ｇ２に対して、本実施例の周波数特性Ｇ１は、平坦さに欠ける周波数成分が見られるが、既に述べた位相差の検出やパワー値の算出において許容できるレベルである。又、所定方向に対する観測時間が同じ（１７Ｔｒ）であるため、低流速検出能に影響を与える周波数特性の肩特性は略等しくなる。即ち、不等間隔送受波のＩＱ信号に最小２乗フィルタ３２７を適用した本実施例によれば、従来の等間隔送受波方式のＩＱ信号にＭＴＩフィルタを適用した場合と略同等の周波数特性を得ることが可能となる。

（変形例）
次に、本実施例の変形例につき図８及び図９を用いて説明する。この変形例の特徴は、従来の交互走査法に対して上記実施例の不等間隔送受波法と最小２乗フィルタ法、更には、自己相関法を適用することにある。

図８（ａ）は、Ｘ方向の走査方向θ１乃至θ８に対し本変形例によって行なわれる送受波の順序をＹ方向に示しており、図８（ｂ）は、走査方向θ１乃至θ４（Ｘ方向）に対し従来の交互走査法によって行なわれる送受波の順序（Ｙ方向）を示している。

即ち、本変形例では、時刻ｔ０乃至ｔ４において走査方向θ１及びθ２に対して送受波間隔２Ｔｒで交互走査を行ない、次いで、時刻ｔ５乃至ｔ９において走査方向θ３及びθ４に対して同様の交互走査を行なう。引き続いて、走査方向θ１及びθ２に対する交互走査を時刻ｔ１０乃至ｔ１４、時刻ｔ２０乃至ｔ２４及び時刻ｔ３０乃至ｔ３４で、又、走査方向θ３及びθ４に対する交互走査を時刻ｔ１５乃至ｔ１９、時刻ｔ２５乃至ｔ２９及び時刻ｔ３５乃至ｔ３９において行なう。そして、走査方向θ１乃至θ８の各々における最初の送受波時刻から最後の送受波時刻までの期間（例えば、走査方向θ１に対しては時刻ｔ１乃至時刻ｔ３３）３３Ｔｒの観測時間（Ｔｒは異なる走査方向も含めた送受波間隔）における８個の受信信号によってカラードプラ画像データの生成を行なう。

この場合、自己相関器３２８は、時刻ｔ１１とｔ１３及びｔ２１とｔ２３において走査方向θ１の所定位置（深さ）から得られるＩＱ信号を用いて自己相関処理を行ない、演算器３２９は、この自己相関結果に基づいて流速値と分散値を算出すると共に、時刻ｔ１、ｔ３、ｔ１１、ｔ１３、ｔ２１、ｔ２３、ｔ３１及びｔ３３において前記所定位置から得られる夫々のＩＱ信号に基づいてパワー値を算出する。次いで、前記所定位置以外の位置、更には走査方向θ２乃至θ４に対しても同様の手順によって流速値、分散値及びパワー値の算出を行なう。

一方、図８（ｂ）は、図８（ａ）と同様な３３Ｔｒの観測時間を有した従来の交互走査法を示している。以下に、図８（ａ）及び図８（ｂ）を比較することによって本変形例におけるリアルタイム性の改善について述べる。

即ち、図８（ｂ）に示した従来の交互走査法では、２つの走査方向θ１乃至θ２に対する超音波の送受波に要する時間は３５Ｔｒであるのに対して、図８（ａ）の本変形例によれば、４つの走査方向θ１乃至θ４の送受波に要する時間は４０Ｔｒとなり、従って、カラードプラ画像データを生成する際のリアルタイム性は、本変形例によって約１．７５倍に改善される。

尚、図８（ａ）の時刻ｔ０、ｔ５、ｔ１０、・・・、及び図８（ｂ）の時刻ｔ０、ｔ３５で行なわれる各走査方向の送受波は、残留エコーの影響を低減するための送受波（以下、ダミー送受波と呼ぶ。）である。例えば、走査方向θ１及びθ２の交互走査から走査方向θ３及びθ４の交互走査に切り替わる場合、切り替わった直後の受信信号には他の受信信号とは異なる方向からの残留エコーが混入する。このため、上記の交互走査の切り替わりに際して演算に寄与しないダミー送受波を行なう。即ち、上記ダミー送受波を追加することによって、常に同じ送受波方向からの残留エコーを用いて流速値やパワー値などの演算が行われるため、残留エコーによる演算誤差を低減することが可能となる。

次に、図９は、本実施例の他の変形例を示したものであり、図９（ａ）は、交互走査法を適用した本変形例の走査方向θ１乃至θ６（Ｘ方向）と送受波順序（Ｙ方向）を示している。又、図８（ｂ）は、走査方向θ１乃至θ３（Ｘ方向）に対して行なわれる従来の送受波順序（Ｙ方向）を示している。

図９（ａ）に示した変形例では、時刻ｔ０乃至ｔ１５の観測時間において走査方向θ１に対する不等間隔の送受波が行なわれ、この観測時間において実際の送受波が行なわれていない時刻（例えば、時刻ｔ４、ｔ５、ｔ１０乃至ｔ１３、ｔ１８、ｔ１９）において走査方向θ２に対する送受波を行なう。そして各走査方向に対し、２３Ｔｒの観測時間の中の５個の受信信号を用いて流速値、パワー値及び分散値の演算が行われる。例えば、走査方向θ１の流速値は、時刻ｔ７及びｔ８において得られたＩＱ信号と、時刻ｔ８及びｔ９において得られたＩＱ信号に基づいて算出される。

図９（ｂ）に示した従来の送受波法では、１つの走査方向に対する超音波の送受波に要する時間は１６Ｔｒであるのに対して、図９（ａ）の本変形例によれば、２つの走査方向の送受波に要する時間は２０Ｔｒとなり、従って、カラードプラ画像データを生成する際のリアルタイム性は、本変形例によって約１．６倍に改善される。

尚、上記２つの変形例においては、位相差検出に用いたＩＱ信号における送受波間隔や観測時間は従来の送受波方法と同じであるため、低流速検出能及び高流速検出能は従来の送受波方法の場合と略同程度となる。

以上述べた本実施例及びその変形例によれば、被検体の所定方向に対して不等間隔の超音波送受波を行ない、得られた受信信号に対し最小２乗法によるフィルタを適用することによってブラインド周波数の少ない周波数特性を有したフィルタリング処理後のＩＱ信号を検出することができる。

又、前記不等間隔の送受波によって得られたＩＱ信号の中から短い送受波間隔で隣接して得られたフィルタリング処理後のＩＱ信号の位相差を検出することによって高流速検出能を向上させることが可能となる。

更に、不等間隔に設定された複数の送受波間隔の中の長い送受波間隔において、前記被検体の所定方向と異なる方向に対する不等間隔の送受波を行なうことにより複数の方向に対する送受波を並行して行なうことができ、カラードプラ画像データの表示におけるリアルタイム性を改善することができる。

即ち、本実施例及びその変形例では、上述の効果を同時に得ることができるため、リアルタイム性を劣化させることなく低流速検出能と高流速検出能に優れたカラードプラ画像を得ることが可能となる。

以上、本発明の実施例について述べてきたが、本発明は上記の実施例に限定されるものでは無く、変形して実施することが可能である。例えば、不等間隔の送受波時刻の設定は、上述の実施例あるいはその変形例に示した方法に限定されない。図１０（ａ）は、等間隔Ｔｒで設定された１８の送受波時刻の中から抽出された２種類の不等間隔送受波を示しており、ａ−１は均一に設定した場合、又、ａ−２は中心部に密になるように設定した場合である。一方、図１０（ｂ）は、上記２種類の不等間隔送受波によって得られた受信信号（ＩＱ信号）に最小２乗フィルタを適用して得られた周波数特性である。これらの結果から、中央部に密になるような不等間隔送受波を設定した場合には、より優れた周波数特性を得ることができる。

一方、本発明では、相互相関法を用いた流速値算出法において最小２乗フィルタを適用してもよい。上述の実施例において述べた自己相関法による流速値の算出では折り返りの制約から逃れることができない。この折り返りの問題を改善する方法として相互相関法を用いた流速値推定法が提案されている（例えば、特願平２−３２６１７２号公報）。この相互相関法による流速値推定法では、所定方向に対して複数回の送受波を行ない、時間方向に隣接して得られた２つの受信信号に対して送受波方向で相互相関演算を行なう。そして、最も高い相関値が得られた位置ズレに基づいて流速値を求める。

例えば、図５（ｂ）に示した送受波法において、時刻ｔ６及びｔ７の送受波によって得られた受信信号からクラッタ信号を排除し、得られたドプラ信号Ｕ６及びＵ７に対して送受波方向の相互相関演算を次式（１１）に従がって行なう。そして、相関値Ｒ（ｚ，Δｚ）が最大となる位置ズレΔｚ＝Ｚ０をＶ＝Ｚ０／Ｔｒに代入することによって流速値Ｖを求める。但し、Ｕ^＊は受信信号Ｕの複素共役である。

この場合のクラッタ信号の除去も、上記実施例の場合と同様にして所定の送受波方向に対する複数回の送受波によって得られた所定深さの受信信号をフィルタリング処理することによって行なわれる。そして、この相互相関法による血流計測において、不等間隔送受波を行なった場合に発生するブラインド周波数の問題は最小２乗フィルタの適用によって改善される。

次に、不等間隔の受信信号に対してadaptiveな位相補正を行なう場合に、本実施例に示した最小２乗フィルタを適用してもよい。このadaptiveな位相補正法は特開平１０−９９３３３号公報に記載されている。図１１に、不等間隔の受信信号列に対するadaptiveな位相補正法を示す。次式（１２）に示すように、まず受信信号列ｙｎ（ｎ＝１乃至８）に対して隣接して得られた受信信号間の位相差φ１乃至φ７を検出する。次いで、受信信号ｙｎに対応した位相Φnを前記位相差φ１乃至φｎ−１の加算によって求め、この位相Φｎによる補正後の受信信号列ｙｙｎ（ｎ＝１乃至７）を算出する。

そして、この受信信号列ｙｙｎに不等間隔のフィルタ行列［Ｗ］を乗算することによって血流に対するドプラ信号Ｕｎ（ｎ＝１乃至８）を得ることができる。

ところで、上記実施例において用いたフィルタ行列［Ｗ］は最小２乗法による解法の１つであり、この方法に限定されるものではなく、例えば、特異値分解を利用する方法や正規直交展開行列を利用する方法など他の方法であってもよい。

又、本発明の実施例では、圧電振動子が１次元配列された超音波プローブとアナログ方式の受信部を備えた超音波診断装置について説明したが、この実施例に限定されない。例えば、２次元配列の圧電振動子を備えた超音波プローブに対応した超音波診断装置であってもよく、又、デジタル方式の受信部を備えた超音波診断装置であってもよい。

更に、上記実施例では、不等間隔送受波によって得られた受信信号に対して直交位相検波を行ない、得られたＩＱ信号に対してフィルタリング処理や自己相関処理を行なったが、この方法に限定されない。

本発明の実施例における超音波診断装置の全体構成を示すブロック図。 同実施例における送受信部及び画像データ生成部の構成を示すブロック図。 同実施例の不等間隔送受波における送受波タイミングを示す図。 同実施例における画像データ生成手順をしめすフローチャート。 同実施例における交互走査法の具体例を示す図。 同実施例におけるドプラ信号記憶回路の構成を示す図。 同実施例における最小２乗フィルタの効果を示す図。 同実施例の変形例における交互走査法を示す図。 同実施例の変形例における他の交互走査法を示す図。 本発明の実施例及び変形例における不等間隔送受信時刻の設定と最小２乗フィルタの周波数特性の関係を示す図。 本発明の最小２乗フィルタの他の適用例を示す図。 従来の交互走査法を示す図。

符号の説明

１…超音波プローブ
２…送受信部
３…画像データ生成部
４…表示部
６…入力部
７…システム制御部
２１…送信部
２２…受信部
３１…Ｂモード画像データ生成部
３２…ドプラ画像データ生成部
３３…画像データ記憶部
４１…ＤＳＣ
４２…カラーモニタ
３２１…基準信号発生器
３２２…π／２移相器
３２３…ミキサ
３２４…ＬＰＦ
３２５…Ａ／Ｄ変換器
３２６…ドプラ信号記憶回路
３２７…最小２乗フィルタ
３２８…自己相関器
３２９…演算器
１００…超音波診断装置

Claims (13)

1. 被検体内の移動体に対して超音波送受波を行なうための圧電振動子を備えた超音波プローブと、
   前記圧電振動子を駆動し、前記被検体内の所定走査方向に対して不等間隔の超音波送受波を行なう送受信手段と、
   この送受信手段によって前記被検体内の所定位置から前記不等間隔で時系列的に得られる複数の受信信号に対しフィルタリング処理して前記移動体によるドプラ信号を検出するドプラ信号検出手段と、
   このドプラ信号検出手段によって前記不等間隔で得られた複数の前記ドプラ信号の中から所定時間間隔で得られたドプラ信号を選択し、選択したドプラ信号に基づいて前記移動体の速度を算出する速度算出手段と、
   この速度算出手段が算出した前記移動体の速度に基づいて速度画像データを生成する画像データ生成手段と、
   生成した前記画像データを表示する表示手段を
   備えたことを特徴とする超音波診断装置。
2. 被検体内の移動体に対して超音波送受波を行なうための圧電振動子を備えた超音波プローブと、
   前記圧電振動子を駆動し、前記被検体内の第1の走査方向及び第２の走査方向の各々に対して第１の間隔及びこの第１の間隔より長い第２の間隔を有した不等間隔の超音波送受波を行なう送受信手段と、
   この送受信手段によって前記被検体内の所定位置から前記不等間隔で時系列的に得られる複数の受信信号に対しフィルタリング処理して前記移動体によるドプラ信号を検出するドプラ信号検出手段と、
   このドプラ信号検出手段によって前記不等間隔で得られた複数の前記ドプラ信号の中から前記第1の間隔で隣接したドプラ信号を選択し、選択したドプラ信号に基づいて前記移動体の速度を算出する速度算出手段と、
   前記第１の走査方向及び第２の走査方向を順次変更しながら前記被検体内の超音波走査を行なう走査制御手段と、
   前記超音波走査の各走査方向に対する前記不等間隔の超音波送受波において、前記速度検出手段が検出した前記移動体の速度に基づいて速度画像データを生成する画像データ生成手段と、
   生成した前記画像データを表示する表示手段を備え、
   前記第２の走査方向に対する超音波送受波は、前記第１の走査方向に対する超音波送受波の前記第２の間隔において行なうことを特徴とする超音波診断装置。
3. 前記ドプラ信号検出手段は、前記不等間隔で時系列的に得られる複数の受信信号に対して多項式の最小２乗法フィッティングによる処理を行なって移動速度の遅い移動体あるいは固定体からの受信信号を抽出し、処理前の前記受信信号から処理後の受信信号を減算することによって前記移動体によるドプラ信号を検出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載した超音波診断装置。
4. 前記ドプラ信号検出手段は、最小２乗法、特異値分解、あるいは正規直交展開を利用した行列を用いることによって移動速度の遅い移動体あるいは固定体からの受信信号を除去することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載した超音波診断装置。
5. 前記速度算出手段は、前記不等間隔の前記ドプラ信号の中から最も小さな間隔で隣接したドプラ信号を選択し、このドプラ信号に基づいて前記移動体の速度を算出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載した超音波診断装置。
6. 前記速度算出手段は、前記第１の間隔で隣接したドプラ信号の位相差を検出することによって前記移動体の速度を算出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載した超音波診断装置。
7. 前記速度算出手段は、前記不等間隔の前記ドプラ信号の中から前記第1の間隔で隣接したドプラ信号対を複数選択し、これらのドプラ信号対の各々における位相差を加算平均することによって前記移動体の速度を算出することを特徴とする請求項６記載の超音波診断装置。
8. 前記送受信手段は、前記不等間隔の超音波送受信に際し、その初期及び末期において前記第1の間隔で隣接した超音波送受信の頻度を低くすることを特徴とする請求項７記載の超音波診断装置。
9. 前記速度算出手段は、前記第１の間隔で隣接したドプラ信号に対して超音波送受波方向の相互相関処理によって前記移動体の速度を算出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載した超音波診断装置。
10. パワー算出手段を備え、前記パワー算出手段は、前記ドプラ信号検出手段によって前記不等間隔に検出された複数のドプラ信号の信号強度に基づいてパワーを算出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載した超音波診断装置。
11. 前記パワー算出手段は、前記ドプラ信号検出手段によって前記不等間隔で検出された複数のドプラ信号の全てを用いてパワーを算出することを特徴とする請求項１０記載の超音波診断装置。
12. 前記画像データ生成手段は、前記速度画像データの生成の他に、前記パワー算出手段が算出したパワーに基づいてパワー画像データを生成することを特徴とする請求項１０記載の超音波診断装置。
13. 前記走査制御手段は、前記第２の走査方向を前記第１の走査方向に隣接して設定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載した超音波診断装置。

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