JP4102375B2 - 無線送信装置および無線受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線送信装置および無線受信装置に関し、特に位相雑音特性に優れた無線送信装置および無線受信装置に関する。

従来より、位相雑音特性に優れた無線システムを提供するために様々な方策が採られている。この従来の位相雑音特性に優れた無線システムの一例が、特許文献１に記載されている。この無線システムでは、位相雑音特性を改善するために、図１４に示すローカル・ノイズ・キャンセラを具備している。

このローカル・ノイズ・キャンセラの動作を、図１４および図１５を参照して説明する。図１５は、図１４に示すローカル・ノイズ・キャンセラの各構成部分の周波数特性を示す特性図である。

入力信号は、図１５（Ａ）に示すように、変調されたＩＦ信号（ＢＳＴ−ＯＦＤＭ）とパイロット・キャリア（ＰＩＬＯＴ）とが多重化されており、入力位相雑音（太斜め線部分）が重畳されているものとする。

ここで、入力パイロット・キャリアの周波数をｆ_PLT、入力信号の周波数をｆ_sigとし、入力位相雑音をθ（ｔ）とすると、ｆ_PLTおよびｆ_sigには、入力位相雑音θ（ｔ）が重畳されているので、次のように示される。
ｆ_PLT∠θ（ｔ）
ｆ_sig∠θ（ｔ）

そして、入力信号Ａは、分配器５０で分配され、一方がパイロットブランチ、他方がシグナルブランチへと出力される。パイロットブランチでは、分配器５０で分配された一方の信号が、帯域通過フィルタ５１で帯域制限されて、パイロット・キャリア成分のみが通過して抽出され、更にリミタ増幅器５２でリミタ増幅される。

この時、帯域通過フィルタ５１からの出力信号Ｂおよびリミタ増幅器５２からの出力信号Ｃの周波数特性は、図１５（Ｂ・Ｃ）に示すように、ＩＦ信号成分は除去され、パイロット・キャリア成分とそれに重畳された入力位相雑音θ（ｔ）のみになる。

この時、帯域通過フィルタ５１では、遅延が発生し、この遅延時間をτ_BPF1とすると、入力パイロット・キャリア周波数ｆ_PLTには、τ_BPF1だけ遅延した入力位相雑音θ（ｔ−τ_BPF1）が重畳されているので、次のように示される。
ｆ_PLT∠θ（ｔ−τ_BPF1）

一方、シグナルブランチでは、局部発振器６０から局部発振信号Ｄが出力される。ここで、局部発振器６０から出力される局部発振信号Ｄの周波数特性は、図１５（Ｄ）に示すように、局部発振周波数（ＬＯ）の信号と、それに重畳された系内局発位相雑音である。

ここで、系内の局部発振信号周波数をｆ_LOとし、系内の局部発振信号位相雑音をφ（ｔ）とすると、系内の局部発振信号周波数ｆ_LOには、系内の局部発振信号位相雑音φ（ｔ）が重畳されているので、次のように示される。
ｆ_LO∠φ（ｔ）

そして、シグナルブランチでは、分配器５０から出力された信号が、周波数変換器６１において、局部発振器６０からの局部発振信号Ｄで周波数変換されて信号Ｅが出力される。

ここで、周波数変換器６１から出力される信号Ｅの周波数特性は、図１５（Ｅ）に示すように、入力信号Ａと局部発振信号Ｄとの和成分と差成分とが存在する。よって、信号Ｅに含まれる各信号成分と重畳される位相雑音との関係は、次のようになる。
ｆ_PLT−ｆ_LO∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
ｆ_sig−ｆ_LO∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
ｆ_PLT＋ｆ_LO∠θ（ｔ）＋φ（ｔ）
ｆ_sig＋ｆ_LO∠θ（ｔ）＋φ（ｔ）

そして、周波数変換された信号Ｅは、帯域通過フィルタ６２で差成分のみが通過するように帯域制限されているので、帯域通過フィルタ６２から信号Ｆとして出力され、信号Ｆの周波数特性は、図１５（Ｆ）に示されるように、Ｅにおける和成分が除去されて差成分のみが存在する。

この時、帯域通過フィルタ６２では、遅延が発生し、この遅延時間をτ_BPF2とすると、抽出される差成分に重畳される位相雑音には、τ_BPF2だけ遅延が発生し、信号Ｆに含まれる各信号成分と重畳される位相雑音との関係は、次のようになる。
ｆ_PLT−ｆ_LO∠θ（ｔ−τ_BPF2）−φ（ｔ−τ_BPF2）
ｆ_sig−ｆ_LO∠θ（ｔ−τ_BPF2）−φ（ｔ−τ_BPF2）

そして、信号Ｆは、遅延補正器６３で、パイロットブランチの帯域通過フィルタ５１における遅延時間と等価になるように遅延が加えられ、信号Ｇとして出力される。

ここで、帯域通過フィルタ５１の遅延時間τ_BPF1に対して、帯域通過フィルタ６２の遅延時間をτ_BPF2とし、遅延補正器６３における遅延時間をΔｔとすると、
τ_BPF1＝τ_BPF2＋Δｔ
となるように、遅延補正器６３は、信号Ｆに対して遅延Δｔを加え、パイロットブランチとの遅延時間差を等価する。

その結果、信号Ｇの周波数特性は変化せず、図１５（Ｇ）に示されるようになり、信号Ｇに含まれる各信号成分と重畳される位相雑音との関係は、位相雑音に遅延Δｔが加わって次のようになる。
ｆ_PLT−ｆ_LO∠θ（ｔ−τ_BPF2−Δｔ）−φ（ｔ−τ_BPF2−Δｔ）
ｆ_sig−ｆ_LO∠θ（ｔ−τ_BPF2−Δｔ）−φ（ｔ−τ_BPF2−Δｔ）

そして、シグナルブランチの信号Ｇと、上記のリミタ増幅器５２から出力されるパイロットブランチの信号Ｃとが、周波数変換器７０で周波数変換されて、信号Ｈとして出力される。

ここで、周波数変換器７０から出力される信号Ｈの周波数特性は、図１５（Ｈ）に示すように、信号Ｇと信号Ｃとの和成分と差成分とが存在する。よって、信号Ｈに含まれる各信号成分と重畳される位相雑音との関係は、次のようになる。
ｆ_PLT-(ｆ_PLT−ｆ_LO)∠θ（ｔ-τ_BPF1)-｛θ(ｔ-τ_BPF2-Δｔ)-φ(ｔ-τ_BPF2-Δｔ)｝
ｆ_PLT-(ｆ_sig−ｆ_LO)∠θ（ｔ-τ_BPF1)-｛θ(ｔ-τ_BPF2-Δｔ)-φ(ｔ-τ_BPF2-Δｔ)｝
ｆ_PLT+(ｆ_PLT−ｆ_LO)∠θ（ｔ-τ_BPF1)+｛θ(ｔ-τ_BPF2-Δｔ)-φ(ｔ-τ_BPF2-Δｔ)｝
ｆ_PLT+(ｆ_sig−ｆ_LO)∠θ（ｔ-τ_BPF1)+｛θ(ｔ-τ_BPF2-Δｔ)-φ(ｔ-τ_BPF2-Δｔ)｝

ここで、上記のように遅延補正器６３は、
τ_BPF1＝τ_BPF2＋Δｔ
となるように、遅延Δｔを加えてシグナルブランチとパイロットブランチとの遅延時間差を等価するので、式を整理すると次のようになる。
ｆ_LO∠φ（ｔ−τ_BPF2−Δｔ）
ｆ_LO−（ｆ_sig−ｆ_PLT）∠φ（ｔ−τ_BPF2−Δｔ）
２×ｆ_PLT−ｆ_LO∠２×θ（ｔ−τ_BPF1）−φ（ｔ−τ_BPF2−Δｔ)
ｆ_PLT＋（ｆ_sig−ｆ_LO）∠２×θ（ｔ−τ_BPF1）−φ（ｔ−τ_BPF2−Δｔ）

ここで、差成分に着目すると、出力信号成分の周波数は、入力信号の周波数に関係なく、系内の局部発振信号の周波数（ｆ_LO）であり、つまり一定である。また、パイロット・キャリアに着目した場合の信号のサイドバンドは、入出力で反転する。

また、出力信号の位相雑音は、入力された位相雑音θ（ｘ）がキャンセルされ、代わりに系内の局部発振信号の位相雑音φ（ｘ）となる。つまり、系内の局部発振信号の位相雑音φ（ｘ）が十分小さければ、入力された信号の位相雑音は、十分軽減されて出力されることがわかる。

そこで、周波数変換器７０で周波数変換された信号Ｈは、帯域通過フィルタ７１で、差成分のみ、且つ信号成分のみが通過するように帯域制限されて信号Ｉが出力され、信号Ｉの周波数特性は、図１５（Ｉ）に示されるように、Ｈにおける和成分及び差成分内のパイロット・キャリア成分が除去されて差成分の信号成分のみが存在し、信号Ｉに含まれる信号成分と重畳される位相雑音との関係は、次のようになる。
ｆ_LO−（ｆ_sig−ｆ_PLT）∠φ（ｔ−τ_BPF2−Δｔ）

上記ローカル・ノイズ・キャンセラの周波数同期及び雑音除去の原理により、例えば入力信号に周波数偏差が生じていたとしても、局部発振器６０が発生する高い周波数精度で高い安定度を持つ局部発振周波数に従う周波数の出力信号が得られるので、入力信号の周波数偏差が解消できる。

また、出力信号の位相雑音は、入力信号に重畳されていた位相雑音θ（ｘ）がキャンセルされて、代わりに系内の局部発振信号の位相雑音φ（ｘ）のみとなるので、系内の局部発振信号の位相雑音φ（ｘ）が十分小さければ、入力された信号の位相雑音は、十分軽減されて出力される。
特開２００２−１５２１５８号公報

しかしながら、従来の無線システムにおいては、局部発振器６０で発生する位相雑音φ（ｘ）はキャンセルされておらず、また、位相雑音は２０＊log（周波数の逓倍分）の割合で増加するので、局部発振器６０の周波数が高い場合には、位相雑音φ（ｘ）の影響により通信品質の劣化が生じる問題がある。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、位相雑音特性を向上して通信品質を向上する無線送信装置および無線受信装置を提供することを目的とする。

本発明の無線受信装置は、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナと、前記アンテナにて受信した受信信号を２方向に分配する分配手段と、前記分配手段により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出する抽出手段と、前記分配手段により分配された他方の信号に遅延を与える遅延付加手段と、前記抽出手段により抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と前記遅延付加手段にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調手段と、前記分配手段と前記抽出手段との間に設けられ、前記分配手段により分配された前記一方の信号を増幅し、前記抽出手段へ出力する増幅手段と、を具備する構成を採る。

本発明の無線受信装置は、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナと、前記アンテナにて受信した受信信号を２方向に分配する分配手段と、前記分配手段により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出する抽出手段と、前記分配手段により分配された他方の信号に遅延を与える遅延付加手段と、前記抽出手段により抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と前記遅延付加手段にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調手段と、前記遅延付加手段の前段に設けられ、前記分配手段により分配された前記他方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を取り除く帯域制限フィルタと、を具備する構成を採る。

本発明の無線送信装置は、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とを多重した多重信号を送信する無線送信装置であって、前記変調信号を生成する変調信号生成手段と、局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、前記局部発振信号生成手段にて生成された前記局部発振信号を用いて前記変調信号に周波数乗算して周波数を上げ、かつ、直交変調を行う直交変調手段と、前記局部発振信号生成手段にて生成された前記局部発振信号に遅延を付加する遅延付加手段と、前記直交変調手段にて直交変調された後の信号と、前記遅延付加手段にて当該直交変調された後の信号と位相が合うような遅延が付加された前記パイロット信号としての局部発振信号とを多重する合成器と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、位相雑音特性を向上して通信品質を向上する無線送信装置および無線受信装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
まず、本実施の形態に係る無線システムについて、図面を参照して説明する。

図１は、本実施の形態に係る無線システムの構成を示すブロック図である。図１に示すように、無線システム１００は、無線送信装置１０１および無線受信装置１５１を備える。

この無線送信装置１０１は、ベースバンド信号を生成する送信ベースバンド部１１０と、そのベースバンド信号に所定の処理を施してＲＦ信号として送信する送信部１２０とを有する。

この送信ベースバンド部１１０では、変調信号発生部１１１は、変調信号を発生し、パイロット信号合成部１１２に与える。なお、ここでは、変調信号をマルチキャリアのＣＤＭＡとして説明するが、周波数軸上の中心周波数部分に信号が載せられていないものであればどのような変調信号でも取り扱うことができ、例えば、ＯＦＤＭ信号等でもよい。

このパイロット信号合成部１１２は、変調信号発生部１１１から受け取る変調信号（Ｍ−ＣＤＭＡ）と、パイロット信号発生部１１３から受け取るパイロット信号（ＰＩＬＯＴ）とを合成し、送信部１２０へ与える。

なお、パイロット信号は、変調信号の周波数軸上の中心に位置するようにされており、パイロット信号の周波数をｆ_{ＰＩＬＯＴ}とすると、ｆ_{ＰＩＬＯＴ}＝０［Ｈｚ］とされている。

一方、送信部１２０では、局部発振部１２１は、基準信号発振器１２２から発せられる基準信号を用いて、局部発振信号を発生し直交変調器１２３に与える。

直交変調器１２３は、局部発振部１２１からの局部発振信号を用いて、上記送信ベースバンド部１１０のパイロット信号合成部１１２から出力された変調信号とパイロット信号との合成信号を直交変調して、乗算器１２４に与える。

乗算器１２４は、局部発振部１２５から受け取る局部発振信号を用いて、直交変調器１２３において直交変調された信号を無線信号へと変換する。この無線信号は、増幅器１２６にて増幅された後に、アンテナ１２７を介して送信される。なお、ここでは、局部発振部１２５は、基準信号発振器１２２から発せられる基準信号を用いて、局部発振信号を発生するものとし、局部発振部１２１および局部発振部１２５による局部発振信号の発生が同期している。

一方、無線受信装置１５１では、アンテナ１５２は、無線送信装置１０１から送信された無線信号を受信する。この受信された無線信号は、増幅器１５３で増幅された後、乗算器１５４に与えられる。

乗算器１５４は、局部発振部１５５により発せされた局部発振信号を用いて、増幅器１５３にて増幅された無線信号を周波数変換し、バンドパスフィルタ１５６へ与える。なお、局部発振部１５５は、基準信号発振器１５７により発せられる基準信号を用いて、局部発振信号を発振する。

バンドパスフィルタ１５６は、乗算器１５４にて周波数変換された信号から所望の周波数帯域の信号のみ抽出する。バンドパスフィルタ１５６により抽出された信号は、増幅器１５８にて増幅された後、分配器１５９に与えられる。

分配器１５９は、バンドパスフィルタ１５６から増幅器１５８を介して受け取る信号を、変調信号ブランチおよびパイロットブランチという２つのルートに分配する。

パイロットブランチでは、バンドパスフィルタ１６０は、分配器１５９にて分配された信号からパイロット信号成分のみを抽出する。この抽出されたパイロット信号成分は、増幅器１６１にて増幅された後、直交復調器１６３に与えられる。なお、パイロットブランチのみ、すなわち増幅器１６１のみで直交復調器１６３への入力信号レベルを一定に保とうとするとパイロットブランチにのみ歪みが生じ、直交復調器１６３の出力に位相雑音が残ってしまうことになる。そこで、分配器１５９への入力信号レベルをＰｉｎ［ｄＢｍ］とし、分配器１５９による電力損失をα［ｄＢ］、バンドパスフィルタ１６０の電力損失をβ［ｄＢ］、増幅器１６１の利得をγ［ｄＢ］とすると、分配器１５９への入力信号レベルＰｉｎが増幅器１６１の出力レベル（Ｐｉｎ＋γ−α−β）と略比例関係となるように設定する。こうすることにより、パイロットブランチにおける歪みを防止することができる。

一方、変調信号ブランチでは、遅延補正器１６２は、パイロットブランチを通して直交復調器１６３へ到達する信号と同期するように、分配器１５９から受け取る信号を遅延させて直交復調器１６３に与える。

直交復調器１６３は、パイロットブランチおよび変調信号ブランチから受け取る信号を乗算した後、直交復調して受信ベースバンド部１６４に与える。

次いで、無線システム１００の動作を、図１および図２を参照して説明する。

図２は、無線システム１００における各信号の周波数特性を示す特性図である。なお、図２（Ａ）〜（Ｇ）は、図１において対応するアルファベットが付加された部分の信号の周波数特性を示したものである。

ベースバンド部１１０から出力される変調信号とパイロット信号との合成信号Ａは、図２（Ａ）に示す周波数特性を持つ。なお、上述のとおり、ここでは、パイロット信号は、変調信号の周波数軸上の中心に位置するようにされており、パイロット信号の周波数をｆ_{ＰＩＬＯＴ}とすると、ｆ_{ＰＩＬＯＴ}＝０［Ｈｚ］とされている。

合成信号Ａは、送信部１２０で無線信号に周波数変換され、アンテナ１２７から出力される。

アンテナ１２７から出力された無線信号に含まれる変調信号の無線周波数ｆ_ＲＦと、パイロット信号の無線周波数ｆ_{ＲＦ＿ＰＩＬＯＴ}は、以下のように表される。
ｆ_ＲＦ＝ｆ_ＣＤＭＡ＋ｆ_Ｌｏ１＋ｆ_Ｌｏ２
ｆ_{ＲＦ＿ＰＩＰＯＴ}＝ｆ_{ＰＩＬＯＴ}＋ｆ_Ｌｏ１＋ｆ_Ｌｏ２

なお、変調信号発生部１１１で発生された変調信号の周波数をｆ_ＣＤＭＡ、局部発振部１２５にて発振された局部発振信号の周波数をｆ_Ｌｏ１、局部発振部１２１にて発振された局部発振信号の周波数をｆ_Ｌｏ２とする。

ここで、送信部１２０では、合成信号Ａは、直交変調器１２３における局部発振部１２１の位相雑音および乗算器１２４における局部発振部１２５の位相雑音が重畳されて、無線信号として出力される。また、アンテナ１２７から出力されてからアンテナ１５２で受信される間の伝搬路においても、無線信号に位相雑音が重畳される。

よって、送信部１２０および伝搬路で重畳される位相雑音の総和をθ（ｔ）とすると、アンテナ１５２で受信される無線信号Ｂは、図２（Ｂ）に示す周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆ_ＲＦ∠θ（ｔ）
ｆ_{ＲＦ＿ＰＩＬＯＴ}∠θ（ｔ）

アンテナ１５２で受信された無線信号Ｂは、増幅器１５３にて増幅され、乗算器１５４で周波数変換される。ここで、局部発振部１５５は、位相雑音φ（ｔ）を有するローカル信号を発振するので、このローカル信号は、図２（Ｃ）に示すような周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆ_Ｌｏ１∠φ（ｔ）

そのため、乗算器１５４で周波数変換された信号には、局部発振部１５５の位相雑音φ（ｔ）が重畳され、バンドパスフィルタ１５６へ与えられる。

このバンドパスフィルタ１５６のバンド幅は、乗算器１５４で出力される差成分の周波数、すなわち、ｆ_ＲＦ−ｆ_Ｌｏ１およびｆ_{ＲＦ＿ＰＩＬＯＴ}−ｆ_Ｌｏ１が抽出されるように設定してある。そのため、増幅器１５８から出力される信号Ｄは、図２（Ｄ）に示す周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆ_ＲＦ−ｆ_Ｌｏ１∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
ｆ_{ＲＦ＿ＰＩＬＯＴ}−ｆ_Ｌｏ１∠θ（ｔ）−φ（ｔ）

次いで、信号Ｄは、分配器１５９にて分配され、一方は変調信号ブランチ、他方はパイロットブランチへと出力される。

パイロットブランチでは、バンドパスフィルタ１５６はパイロット信号成分のみを抽出するように設定されているので、バンドパスフィルタ１５６は、分配された信号Ｄからパイロット信号成分のみを抽出して出力する。

このとき、信号Ｄには、バンドパスフィルタ１６０および増幅器１６１を通過することで、遅延τ_１が重畳される。そのため、増幅器１６１の出力信号Ｅは、図２（Ｅ）に示すような周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆ_{ＲＦ＿ＰＩＬＯＴ}−ｆ_Ｌｏ１∠θ（ｔ−τ_１）−φ（ｔ−τ_１）

一方、変調信号ブランチでは、信号Ｄには、遅延補正器１６２において、Δｔ＝τ₁＋τ_２となるような遅延が重畳される。なお、τ_２は後述する直交復調器１６３の内部で生じる遅延である。そのため、遅延補正器１６２から出力される信号Ｆは、図２（Ｆ）に示すような周波数特性を持ち、次式のように表すことができる。
ｆ_ＲＦ−ｆ_Ｌｏ１∠θ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）

そして、信号Ｅと信号Ｆとは、直交復調器１６３にて、乗算された後、直交復調される。具体的には、この直交復調器１６３は、図３に示すように遅延補正器１７１と、９０度位相器１７２と、乗算器１７３と、乗算器１７４とを有する。

信号Ｅは、遅延補正器１７１および９０度位相器１７２に入力される。９０度位相器１７２は、信号Ｅの位相を９０度シフトさせ乗算器１７４に出力する。このとき、９０度位相器１７２において遅延τ_２が発生する。

遅延補正器１７１は、９０度位相器１７２にて発生した遅延と同じだけ信号Ｅに遅延τ_２が生じるように補正を行う。

信号Ｆは、乗算器１７３および乗算器１７４に入力され、遅延補正器１７１および９０度位相器１７２からの出力信号と掛け合わされ、信号Ｇとして出力される。この信号Ｆは、遅延補正器１６２において直交復調器１６３の内部における遅延量τ_２も考慮して補正されているので、乗算器１７３および乗算器１７４にて掛け合わされる信号は位相が合っている。よって、理想的な復調が可能となる。

そのため、直交復調器１６３から出力される信号Ｇは、図２（Ｇ）に示すような周波数特性を持ち、次式で表すことができる。
（ｆ_ＲＦ−ｆ_Ｌｏ１）−（ｆ_{ＲＦ＿ＰＩＬＯＴ}−ｆ_Ｌｏ１）
∠θ（ｔ−τ_１−τ_２）−φ（ｔ−τ_１−τ_２）−｛θ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）｝

これをｆ_{ＰＩＬＯＴ}＝０ＨｚおよびΔｔ＝τ₁＋τ_２という条件を用いて整理すると、次のようになる。
ｆ_ＣＤＭＡ∠０

これは、送信部１２０、伝搬路および局部発振部１５５において重畳される位相雑音が完全にキャンセルされて、変調信号発生部１１１にて発生された変調信号が、無線受信装置１５１にて復調されていることを意味する。すなわち、受信信号に重畳された位相雑音を除去するとともに、受信無線部の系内で生じる位相雑音も除去できている。

以上のように、無線送信装置１０１は、送信信号の中心周波数にパイロット信号が載るように多重して送信し、無線受信装置１５１は、受信信号と同じ周波数誤差と位相雑音を持ったパイロット信号で周波数乗算を行い、系内で発生する位相雑音に関しても同じ位相雑音を持った信号を用いて周波数乗算を行う。そのため、受信信号に含まれる周波数誤差と位相誤差を除去することができるとともに、系内で発生する位相誤差も完全に除去することができるので、位相雑音特性に優れた無線システムを実現することができる。

なお、バンドパスフィルタ１６０でパイロット信号を抽出する際、バンドパスフィルタ１６０の周波数帯域外にある位相雑音は抽出できないため、その位相雑音は、図２（Ｇ）に示す周波数特性に含まれることになる。しかし、この位相雑音は、局部発振部１２１、局部発振部１２５および局部発振部１５５により、抑圧することができる。

例えば、局部発振部１５５をＰＬＬ周波数シンセサイザとして構成し、ループ帯域幅をバンドパスフィルタ１６０の帯域幅以下に設計する。そうすることで、図２（Ｃ）に示すバンドパスフィルタ１６０の通過周波数帯域外にある位相雑音φ（ｔ）を抑圧することができるため、その影響を無視することができる。なお、局部発振部１２１および局部発振部１２５においても、同様にして、バンドパスフィルタ１６０の周波数帯域外にある位相雑音θ（ｔ）を抑圧することができる。

また、本実施の形態においては、無線受信装置１５１の局部発振部１５５において発振するローカル周波数として、無線送信装置１０１における局部発振部１２５が発振する局部発振信号と同じ周波数（ｆ_Ｌｏ１）の信号を用いたが、２×ＲＦ周波数（ｆ_Ｌｏ１+ｆ_Ｌｏ２）以下で、かつＲＦ周波数と異なる周波数であればよく、当然に、局部発振部１２１が発振する局部発振信号と同じ周波数（ｆ_Ｌｏ２）を用いても、同様に位相雑音をキャンセルすることができる。

また、本実施の形態においては、送信ベースバンド部１１０および送信部１２０の構成をスーパーヘテロダイン方式としているが、変調信号の周波数軸上の中心にパイロット信号を配置した図２（Ａ）に示した周波数特性を持つ信号を送信できる方式であれば、どのような方式でもよく、例えばダイレクトコンバージョン等でもよい。

このように実施の形態１によれば、無線受信装置１５１に、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナ１５２と、アンテナ１５２にて受信した受信信号を２方向に分配する分配器１５９と、分配器１５９により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタ１６０と、分配器１５９により分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器１６２と、バンドパスフィルタ１６０により抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と遅延補正器１６２にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調器１６３とを設けた。

こうすることにより、受信する無線信号が中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重されたものであるので、従来例に示すローカルノイズキャンセラのシグナルブランチにある局部発振部６０および周波数変換器６１が必要なくなるため、この局部発振部６０にて発生する局部発振信号に含まれる位相雑音がシグナルブランチの信号（信号Ｆ）に載らない。そのため、系内で発生する位相誤差も完全に除去することができるので、位相雑音特性に優れた無線システムを実現することができる。

さらに、上記直交復調器１６３は、バンドパスフィルタ１６０により抽出されたパイロット信号に対応する信号成分に９０度の位相シフトを施す９０度位相器１７２と、遅延補正器１６２にて遅延が付加された信号（信号Ｆ）と９０度の位相シフトが施されたパイロット信号に対応する信号成分とを掛け合わせる乗算器１７４と、遅延補正器１６２にて遅延が付加された信号（信号Ｆ）とバンドパスフィルタ１６０により抽出されたパイロット信号に対応する信号成分とを掛け合わせる乗算器１７３と、乗算器１７３にて掛け合わされるパイロット信号に対応する信号成分に、９０度位相器１７２にて生じる遅延と同等の遅延を付加する遅延補正器１７１とを設けた。

こうすることにより、遅延補正器１６２にて付加する遅延量を適切に設定することにより、乗算器１７３および乗算器１７４にて掛け合わされる信号の位相を合わせることができるので、理想的な復調が可能となる。

（実施の形態２）
図４は、本実施の形態２に係る無線システムの構成を示すブロック図である。なお、図４に示す無線システム３００の無線受信装置３５１は、実施の形態１の無線システム１００の無線受信装置１５１と比べて、分配器１５９とバンドパスフィルタ１６０との間に、増幅器３５２を追加した点のみが異なり、その他の構成は同様である。したがって、以下では、同様の構成については説明を省略し、異なる点についてのみ説明する。

本実施の形態では、変調信号ブランチとパイロット信号ブランチとを比較すると、パイロット信号ブランチではバンドパスフィルタ１６０を有しているため、ＮＦ特性および弱電界時のＣ／Ｎ特性において、変調信号ブランチより劣化していることに着目し、無線受信装置３５１において、分配器１５９とバンドパスフィルタ１６０との間に、増幅器３５２を追加した。

無線受信装置３５１では、パイロットブランチにおいて、増幅器３５２は、分配器１５９で分配された信号Ｄを増幅しバンドパスフィルタ１６０に与える。

バンドパスフィルタ１６０は、増幅器３５２にて増幅された信号からパイロット信号成分のみを抽出する。この抽出されたパイロット信号成分は、増幅器１６１にて増幅された後、直交復調器１６３に与えられる。

このように、バンドパスフィルタ１６０の前段に増幅器３５２を追加することで、パイロットブランチのＮＦ特性および弱電界時のＣ／Ｎ特性を改善することが可能となる。

なお、分配器１５９のアイソレーション特性を改善するために方向性結合器等を用いることが可能である。この場合にも、分配器１５９とバンドパスフィルタ１６０との間に増幅器３５２を追加することで、パイロットブランチのＮＦ特性および弱電界時のＣ／Ｎ特性を改善することが可能となる。

以上のように、パイロットブランチのＮＦ特性および弱電界時のＣ／Ｎ特性に優れ、かつ、位相雑音特性に優れた無線システムを実現することができる。

このように実施の形態２によれば、無線受信装置３５１に、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナ１５２と、アンテナ１５２にて受信した受信信号を２方向に分配する分配器１５９と、分配器１５９により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタ１６０と、分配器１５９により分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器１６２と、バンドパスフィルタ１６０により抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と遅延補正器１６２にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調器１６３とを設けた。

さらに、無線受信装置３５１に、分配器１５９により分配された信号（パイロットブランチへの信号）を増幅し、バンドパスフィルタ１６０へ出力する増幅器３５２を設けた。

こうすることにより、パイロットブランチを介して直交復調器１６３に入力される信号（信号Ｅ）のＮＦ特性および弱電界時のＣ／Ｎ特性を向上することができるため、位相雑音特性をさらに向上することができる。

（実施の形態３）
図５は、本実施の形態３に係る無線システムの構成を示すブロック図である。なお、図５に示す無線システム４００の無線受信装置４５１は、実施の形態１の無線システム１００の無線受信装置１５１と比べて、増幅器１５８の代わりに可変利得増幅器４５２を追加し、受信ベースバンド部１６４の代わりに受信電力演算部４５３を備えた受信ベースバンド部４５４とした点のみが異なり、その他の構成は同様である。したがって、以下では、同様の構成については説明を省略し、異なる点についてのみ説明する。

ここで、アンテナ１５２にて受信する電力が変動すると、増幅器１６１に入力される電力が変動する。そして、パイロットブランチで発生する遅延が変動すると、遅延補正器１６２の遅延値を一意に定めることができない。本実施の形態では、かかる点に着目し、増幅器１５８の代わりに可変利得増幅器４５２を追加し、受信ベースバンド部１６４の代わりに受信電力演算部４５３を備えた受信ベースバンド部４５４とした。

この受信電力演算部４５３は、直交復調器１６３から出力される信号Ｇの電力から受信信号Ｂの電力を計算する。そして、受信ベースバンド部４５４は、この計算結果に応じた制御信号を可変利得増幅器４５２に与えて、その利得を制御する。これにより、分配器１５９に入力される電力を一定にすることができる結果、パイロットブランチで発生する遅延が一定となるため、遅延補正器１６２の遅延値を一意に決定することができる。

以上のように、受信電力が変動しても、位相雑音特性に優れた無線システムを実現することができる。

このように実施の形態３によれば、無線受信装置４５１に、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナ１５２と、アンテナ１５２にて受信した受信信号を２方向に分配する分配器１５９と、分配器１５９により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタ１６０と、分配器１５９により分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器１６２と、バンドパスフィルタ１６０により抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と遅延補正器１６２にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調器１６３とを設けた。

さらに、無線受信装置４５１に、直交復調器１６３の出力信号の振幅に基づいて、受信信号の受信電力値を算出する受信電力演算部４５３と、分配器１５９の前段に配置され、受信信号を算出した受信電力値に応じて増幅する可変利得増幅器４５２とを設けた。

こうすることにより、アンテナ１５２にて受信する受信電力が変動しても、その受信電力値に応じた増幅が可能となり、分配器１５９に入力される電力を一定にすることができる結果、パイロットブランチで発生する遅延を一定にすることができる。そのため、受信電力が変動しても、位相雑音特性の劣化を防止することができる。

（実施の形態４）
図６は、本実施の形態４に係る無線システムの構成を示すブロック図である。なお、図６に示す無線システム５００の無線受信装置５５１は、実施の形態３の無線システム４００の無線受信装置４５１と比べて、増幅器１５３の代わりに可変利得増幅器５５２とし、受信ベースバンド部４５４の代わりに受信ベースバンド部５５４とした点のみが異なり、その他の構成は同様である。したがって、以下では、同様の構成については説明を省略し、異なる点についてのみ説明する。

受信ベースバンド部５５４は、直交復調器１６３から信号Ｇを受け取り、受信電力演算部４５３にて、信号Ｇの電力から受信信号Ｂの電力を計算する。そして、受信ベースバンド部５５４は、この計算結果に応じた制御信号を可変利得増幅器５５２および可変利得増幅器４５２に与えて、それらの利得を制御する。

こうすることで、可変利得増幅器４５２の利得可変幅をＧ１ｄＢ、可変利得増幅器５５２の利得可変幅をＧ２ｄＢとすると、システム全体の利得可変幅は（Ｇ１＋Ｇ２）ｄＢとなり、更に広い範囲の受信レベル変動に対応することが可能となる。

以上のように、受信電力が広範囲に変動しても、位相雑音特性に優れた無線システムを実現することができる。

（実施の形態５）
図７は、本実施の形態５に係る無線システムの構成を示すブロック図である。なお、図７に示す無線システム６００の無線受信装置６５１は、実施の形態３の無線システム４００の無線受信装置４５１と比べて、温度センサ部６５２を設け、受信ベースバンド部４５４の代わりに受信電力演算部４５３と温度・遅延偏差演算部６５３とを備える受信ベースバンド部６５４とし、遅延補正器１６２の代わりに遅延補正器６５５とした点のみが異なり、その他の構成は同様である。したがって、以下では、同様の構成については説明を省略し、異なる点についてのみ説明する。

本実施の形態では、増幅器１６１における遅延の温度に応じた変動が、位相雑音をキャンセルする際の誤差となることに着目し、温度センサ部６５２、温度・遅延偏差演算部６５３および遅延補正器６５５を設けている。

受信ベースバンド部６５４は、増幅器１６１の温度に対する遅延偏差の測定値を記憶している。

この受信ベースバンド部６５４が備える温度・遅延偏差演算部６５３は、温度センサ部６５２で測定された温度データを基づいて遅延偏差を計算する。受信ベースバンド部６５４は、この計算結果に応じた制御信号を遅延補正器６５５に与えて、遅延補正器６５５の遅延値を制御する。

なお、ここでは、実施の形態３の無線受信装置４５１に温度センサ部６５２、温度・遅延偏差演算部６５３および遅延補正器６５５を設けた場合について説明したが、実施の形態１から４のいずれにも適用可能である。

以上のように、増幅器における遅延が温度に応じて変動した場合であっても、位相雑音特性に優れた無線システムを実現することができる。

このように実施の形態５によれば、無線受信装置６５１に、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナ１５２と、アンテナ１５２にて受信した受信信号を２方向に分配する分配器１５９と、分配器１５９により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタ１６０と、分配器１５９により分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器６５５と、バンドパスフィルタ１６０により抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と遅延補正器６５５にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調器１６３とを設けた。

さらに、無線受信装置６５１は、温度を測定する温度センサ部６５２と、前記温度に基づいて遅延量を演算する温度・遅延偏差演算部６５３と、を具備し、遅延補正器６５５は、演算した前記遅延量に基づいて付加する遅延を変化させるようにした。

こうすることにより、パイロットブランチの増幅器における遅延が温度に応じて変動した場合であっても、遅延補正器６５５においてその遅延の変動に応じた補正が可能なるため、直交復調器１６３への入力信号の位相を合わせることができるので、位相雑音特性を向上することができる。

（実施の形態６）
図８は、本実施の形態６に係る無線システムの構成を示すブロック図である。なお、図８に示す無線システム７００の無線受信装置７５１は、実施の形態１の無線システム１００の無線受信装置１５１と比べて、直交復調器１６３の代わりに乗算器７５２とし、受信ベースバンド部１６４の代わりに受信ベースバンド部７５３とした点のみが異なり、その他の構成は同様である。また、送信信号に重畳されるパイロット信号を図９に示すように変調信号の中心付近、すなわち中心よりΔｆだけずれた周波数上に多重した点のみが異なる。したがって、以下では、同様の構成については説明を省略し、異なる点についてのみ説明する。

乗算器７５２は、増幅器１６１にて増幅された信号Ｅと、遅延補正器１６２にて遅延を施された信号Ｆとを乗算して、受信ベースバンド部７５３へ出力する。なお、バンドパスフィルタ１６０は、分配器１５９により分配された信号から、上記中心よりΔｆだけずれた周波数を持つパイロット信号成分を抽出するように調整されている。

ここで、乗算器７５２から出力される信号Ｇは、次のように表すことができる。
（ｆ_ＲＦ−Ｆ_ＬＯ１）−（ｆ_{ＲＦ_ＰＩＬＯＴ}−ｆ_ＬＯ１）
＝（ｆ_ＲＦ−Ｆ_ＬＯ１）−（ｆ_ＲＦ−Δｆ−ｆ_ＬＯ１）∠θ（ｔ−τ_１−τ_２）−φ（ｔ−τ_１−τ_２）−｛θ（ｔ−Δｔ）−Δθ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）｝

これをｆ_{ＰＩＬＯＴ}＝０ＨｚおよびΔｔ＝τ₁＋τ_２という条件を用いて整理すると、次のようになる。
ｆ_ＣＤＭＡ＋Δｆ∠Δθ（ｔ−Δｔ）

受信ベースバンド部７５３は、この乗算器７５２の出力信号に所定の処理を施して、ベースバンド信号を得ることになる。

ここで、Δｆの周波数はＲＦ周波数やＩＦ周波数に比べて低い周波数に設定すると、位相雑音Δθ（ｔ−Δｔ）は非常に小さい値となるため、受信ベースバンド部７５３における受信特性への影響はほとんどない。そのため、本実施の形態は低い周波数信号を用いて復調を行うＬｏｗ−ＩＦ方式などに好適である。

このように、送信信号に重畳されるパイロット信号を変調信号の中心付近に多重し、直交復調器１６３の代わりに乗算器７５２を用いた構成とすることにより、Ｌｏｗ−ＩＦ方式などの受信方式にも対応することができる。そして、位相雑音特性に優れた無線システムを実現することができる。なお、本構成は実施の形態２から実施の形態５の無線システムにおける各無線受信装置にも、同様に適用可能である。

（実施の形態７）
図１０は、本実施の形態７に係る無線システムの構成を示すブロック図である。なお、図１０に示す無線システム８００の無線受信装置８５１は、実施の形態１の無線システム１００の無線受信装置１５１と比べて、受信ベースバンド部１６４の代わりにフィルタ帯域幅制御部８５２を備える受信ベースバンド部８５３とし、バンドパスフィルタ１６０の代わりに帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４とし、局部発振部１５５の代わりにＰＬＬ周波数シンセサイザ８５５とした点のみが異なり、その他の構成は同様である。したがって、以下では、同様の構成については説明を省略し、異なる点についてのみ説明する。

フィルタ帯域幅制御部８５２は、帯域幅を制御する信号を与えることにより、帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４の帯域幅を制御する。

これにより、変調信号の周波数とパイロット信号の周波数の間隔を変更する場合でも、フィルタ帯域幅制御部８５２を用いて帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４の帯域幅を制御することにより、パイロット信号を抽出することができる。

ただし、帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４の周波数帯域外にある位相雑音は抽出できないため、位相雑音抑圧特性が劣化してしまう。

そこで、局部発振部１５５の代わりにＰＬＬ周波数シンセサイザ８５５として、フィルタ帯域幅制御部８５２が、ＰＬＬ周波数シンセサイザ８５５のループ帯域幅を制御し、ループ帯域幅を帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４の帯域幅以下に設定すれば、帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４の帯域内の位相雑音を抑圧することができる。

このように、帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４の帯域幅およびＰＬＬ周波数シンセサイザ８５５のループ帯域幅を制御することにより、帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４の帯域外の位相雑音の影響を抑圧することができる。なお、本構成は、実施の形態２から実施の形態６の無線システムにおける各無線受信装置にも、同様に適用可能である。

以上のように、変調信号の周波数とパイロット信号の周波数の間隔を変更する場合でも、位相雑音特性に優れた無線システムを実現することができる。また、本発明の無線システムをこのような構成とすることで、変調信号の周波数とパイロット信号の周波数の間隔が異なる複数の通信システムに対しても適応可能となる。

このように実施の形態７によれば、無線受信装置８５１に、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナ１５２と、アンテナ１５２にて受信した受信信号を２方向に分配する分配器１５９と、分配器１５９により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出する帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４と、分配器１５９により分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器１６２と、帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４により抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と遅延補正器１６２にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調器１６３とを設けた。

さらに、無線受信装置８５１は、スーパーへテロダイン方式が適用され、フィルタ帯域幅を制御する制御信号を生成するフィルタ帯域幅制御部８５２と、その制御信号に基づいて、局部発振信号の帯域幅を制御して発信するＰＬＬ周波数シンセサイザ８５５と、分配器１５９の前段に設けられ、アンテナ１５２にて受信した受信信号とＰＬＬ周波数シンセサイザ８５５にて帯域幅が制御された局部発振信号とを周波数乗算する乗算器１５４とを具備し、帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４は、上記制御信号に基づいて抽出する帯域幅を変化させるようにした。

こうすることにより、帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４の帯域幅およびＰＬＬ周波数シンセサイザ８５５のループ帯域幅を制御することにより、帯域幅可変バンドパスフィルタ８５４の帯域外の位相雑音の影響を抑圧することができ、位相雑音特性を向上することができる。また、変調信号の周波数とパイロット信号の周波数の間隔が異なる信号を受信する場合にも対応することができる。

（実施の形態８）
図１１は、本実施の形態８に係る無線システムの構成を示すブロック図である。図１１に示す無線システム９００の無線受信装置９５１は、実施の形態３の無線システム４００の無線受信装置４５１と比べて、直交復調器１６３の後段に可変利得増幅器９５２と可変利得増幅器９５３を追加し、受信ベースバンド部４５４の代わりに受信ベースバンド部９５４とした点のみが異なり、その他の構成は同様である。したがって、以下では、同様の構成については説明を省略し、異なる点についてのみ説明する。

受信ベースバンド部９５４は、直交復調器１６３から信号Ｇを受け取り、受信電力演算部４５３にて、信号Ｇの電力を計算する。そして、受信ベースバンド部９５４は、この計算結果に応じた制御信号を可変利得増幅器９５２および可変利得増幅器９５３に与えて、それらの利得を制御する。

こうすることで、可変利得増幅器４５２の利得可変幅をＧ１ｄＢ、可変利得増幅器９５２および可変利得増幅器９５３の利得可変幅をＧ３ｄＢとすると、システム全体の利得可変幅は（Ｇ１＋Ｇ３）ｄＢとなり、更に広い範囲の受信レベル変動に対応することが可能となる。

なお、ここでは、実施の形態３の直交復調器１６３の後段に可変利得増幅器９５２と可変利得増幅器９５３を追加した場合について説明したが、実施の形態４および実施の形態５のいずれにも適用可能である。

このように、本実施の形態８によれば、無線受信装置９５１に、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナ１５２と、アンテナ１５２にて受信した受信信号を２方向に分配する分配器１５９と、分配器１５９により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタ１６０と、分配器１５９により分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器１６２と、バンドパスフィルタ１６０により抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と遅延補正器１６２にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調器１６３とを設けた。

さらに、無線受信装置９５１は、直交復調器１６３の出力信号の振幅に基づいて、受信信号の受信電力値を算出する受信電力演算部４５３と、直交復調器１６３にて直交復調された信号を算出した受信電力値に応じて増幅する可変利得増幅器９５２および可変利得増幅器９５３とを具備する。

こうすることにより、受信電力が広範囲に変動しても、位相雑音特性の劣化を防止することができる。

（実施の形態９）
図１２は、実施の形態９に係る無線システムの構成を示すブロック図である。図１２に示す無線システム１０００の無線受信装置１０５１は、実施の形態１の無線受信装置１５１に比べて、分配器１５９の後段に帯域制限フィルタ１０５２を有する点で異なり、その他の構成は同様である。したがって、以下では、同様の構成については説明を省略し、異なる点についてのみ説明する。

ここで信号Ｄのようにパイロット信号成分が中心周波数に載っている場合、ＤＣオフセットが生じている可能性があり、受信特性が劣化するおそれがある。

そこで、帯域制限フィルタ１０５２は、分配器１５９から受け取る信号から、パイロット信号成分のみを除去するように設定されている。そのため、本実施の形態における遅延補正器１６２からの出力信号である信号Ｆは、中心周波数領域にあるパイロット信号成分に相当するピークがない状態となっている。

そして、直交復調器１６３においては、中心周波数領域にあるパイロット信号成分に相当するピークが除去されている信号Ｆと、信号Ｅとを乗算した後に、直交復調して受信ベースバンド部１６４に与える。こうすることにより、変調信号ブランチの帯域制限フィルタ１０５２により直交復調器１６３に入力される信号における中心周波数領域にあるパイロット信号成分に相当するピークが除去されるため、その直交復調器１６３に入力される信号におけるＤＣオフセットの影響を除去することができる。そのため、直交復調器１６３から受信ベースバンド部１６４へ入力される信号において歪みが発生するのを防止することができるので、受信特性を向上することができる。すなわち、ＤＣオフセットに起因して生じる歪みの発生を防止することにより、受信特性を向上することができる。

このように実施の形態９によれば、無線受信装置１０５１に、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナ１５２と、アンテナ１５２にて受信した受信信号を２方向に分配する分配器１５９と、分配器１５９により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタ１６０と、分配器１５９により分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器１６２と、バンドパスフィルタ１６０により抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と遅延補正器１６２にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調器１６３とを設けた。

さらに、無線受信装置１０５１は、遅延補正器１６２の前段に設けられ、分配器１５９により分配された信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を取り除く制限帯域フィルタ１０５２を具備する。

こうすることにより、帯域制限フィルタ１０５２により直交復調器１６３に入力される信号における中心周波数領域にあるパイロット信号成分に相当するピークが除去されるため、その直交復調器１６３に入力される信号におけるＤＣオフセットの影響を除去することができる。そのため、直交復調器１６３から受信ベースバンド部１６４へ入力される信号において歪みが発生するのを防止することができるので、受信特性を向上することができる。

（実施の形態１０）
本実施の形態は、実施の形態１乃至実施の形態９における無線送信装置１０１と別の構成を有する無線送信装置に関する。無線送信装置１０１においては、送信ベースバンド部１１０にて変調信号の周波数軸上の中心に位置するようにパイロット信号を多重したので、送信ベースバンド部１１０から直交変調器１２３に入力される信号にＤＣオフセットが生じている可能性があり、これに起因して受信側における受信特性が劣化するおそれがある。そこで本実施の形態では、直交変調後の信号の周波数軸上の中心にパイロットを載せるようにした。さらに、このパイロット信号として、局部発振信号を利用する。

図１３に示すように本実施の形態の無線送信装置１１０１は、ベースバンド信号を生成する送信ベースバンド部１１１０と、そのベースバンド信号に所定の処理を施してＲＦ信号として送信する送信部１１２０とを有する。

この送信ベースバンド部１１１０では、変調信号発生部１１１１は、変調信号を発生し、変調信号のＩ成分およびＱ成分を送信部１１２０の直交変調器１２３に入力する。なお、ここでは、変調信号をマルチキャリアのＣＤＭＡとして説明するが、周波数軸上の中心周波数部分に信号が載せられていないものであればどのような変調信号でも取り扱うことができ、例えば、ＯＦＤＭ信号等でもよい。

分配器１１２１は、局部発振部１２１からの局部発振信号を分配し、直交変調器１２３および遅延補正器１１２２に入力する。

遅延補正器１１２２は、分配器１１２１で分配された局部発振信号が直交変調器１２３に入力され、直交変調器１２３にてその局部発振信号により変調信号が直交変調された後の信号が合成器１１２３に入力されるまでの時間と、分配器１１２１で分配されたその局部発振信号が合成器１１２３に入力されるまでの時間と同じになるように、すなわち同位相となるように遅延を付加する。

合成器１１２３は、直交変調器１２３の出力信号と遅延補正器１１２２からの出力信号とを合成し、乗算器１２４へ入力する。なお、このとき合成器１１２３から出力される信号は、直交変調後の信号の周波数軸上の中心にパイロット信号としての局部発振信号（局部発振部１２１にて発生されたもの）が載っている。

このように実施の形態１０によれば、ＤＣオフセットの影響が除去された、中心周波数に信号が載らない変調信号とその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を生成し、送信することができる。

（他の実施の形態）
（１）実施の形態１乃至実施の形態１０における、無線送信装置１０１および無線送信装置１１０１はスーパーへテロダイン方式が適用されるものとして説明を行った。しかしながら、本発明はこれに限定されるものではなく、ダイレクトコンバージョン方式を適用してもよい。この場合には、無線送信装置１０１および無線送信装置１１０１においては、乗算器１２４および局部発振部１２５が必要なくなり、直交変調器１２３の出力信号は無線周波数となっている。

（２）実施の形態１乃至実施の形態９における、無線受信装置はスーパーへテロダイン方式が適用されるものとして説明を行った。しかしながら、本発明はこれに限定されるものではなく、ダイレクトモジュレーション方式を適用してもよい。この場合には、上記各実施の形態における無線受信装置における乗算器１５４、局部発振部１５５、バンドパスフィルタ１５６および基準信号発振器１５７は必要なくなり、分配器１５９への入力信号は無線周波数となっている。

本発明の無線送信装置および無線受信装置は、位相雑音特性を向上する効果を有し、携帯電話、ＰＨＳ、無線ＬＡＮなどの各種無線通信装置に有用である。

本発明の実施の形態１に係る無線システムの構成を示すブロック図 無線システムにおける各信号の周波数特性を示す特性図 図１に示す無線受信装置における直交復調器の構成の説明に供する図 実施の形態２に係る無線システムの構成を示すブロック図 実施の形態３に係る無線システムの構成を示すブロック図 実施の形態４に係る無線システムの構成を示すブロック図 実施の形態５に係る無線システムの構成を示すブロック図 実施の形態６に係る無線システムの構成を示すブロック図 図８の無線システムにおける送信信号の周波数特性の説明に供する図 実施の形態７に係る無線システムの構成を示すブロック図 実施の形態８に係る無線システムの構成を示すブロック図 実施の形態９に係る無線システムの構成を示すブロック図 図１に示す無線送信装置と別の構成を有する無線送信装置の構成を示すブロック図 従来の無線システムが備えるローカル・ノイズ・キャンセラの構成を示すブロック図 図１４のローカル・ノイズ・キャンセラの各構成部分の周波数特性を示す特性図

符号の説明

１００、３００、４００、５００、６００、７００、８００ 無線システム
１０１、１１０１ 無線送信装置
１１０、１１１０ 送信ベースバンド部
１１１、１１１１ 変調信号発生部
１１２ パイロット信号合成部
１１３ パイロット信号発生部
１２０、１１２０ 送信部
１２１、１２５、１５５ 局部発振部
１２２ 基準信号発振器
１２３ 直交変調器
１２４、１５４、１７３，１７４、７５２ 乗算器
１２６、１５３、１５８、１６１、３５２ 増幅器
１２７、１５２ アンテナ
１５１、３５１、４５１、５５１、６５１、７５１、８５１、９５１、１０５１ 無線受信装置
１５６、１６０ バンドパスフィルタ
１５７ 基準信号発振器
１５９、１１２１ 分配器
１６２、１７１、６５５、１１２２ 遅延補正器
１６３ 直交復調器
１６４、４５４、５５４、６５４、７５３、８５３、９５４ 受信ベースバンド部
１７２ ９０度位相器
４５２、５５２、９５２、９５３ 可変利得増幅器
４５３ 受信電力演算部
６５２ 温度センサ部
６５３ 温度・遅延偏差演算部
８５２ フィルタ帯域幅制御部
８５４ 帯域幅可変バンドパスフィルタ
８５５ ＰＬＬ周波数シンセサイザ
１０５２ 帯域制限フィルタ
１１２３ 合成器

Claims (3)

1. 中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナと、
   前記アンテナにて受信した受信信号を２方向に分配する分配手段と、
   前記分配手段により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出する抽出手段と、
   前記分配手段により分配された他方の信号に遅延を与える遅延付加手段と、
   前記抽出手段により抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と前記遅延付加手段にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調手段と、
   前記分配手段と前記抽出手段との間に設けられ、前記分配手段により分配された前記一方の信号を増幅し、前記抽出手段へ出力する増幅手段と、
   を具備することを特徴とする無線受信装置。
2. 中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナと、
   前記アンテナにて受信した受信信号を２方向に分配する分配手段と、
   前記分配手段により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出する抽出手段と、
   前記分配手段により分配された他方の信号に遅延を与える遅延付加手段と、
   前記抽出手段により抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と前記遅延付加手段にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調手段と、
   前記遅延付加手段の前段に設けられ、前記分配手段により分配された前記他方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を取り除く帯域制限フィルタと、
   を具備することを特徴とする無線受信装置。
3. 中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とを多重した多重信号を送信する無線送信装置であって、
   前記変調信号を生成する変調信号生成手段と、
   局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、
   前記局部発振信号生成手段にて生成された前記局部発振信号を用いて前記変調信号に周波数乗算して周波数を上げ、かつ、直交変調を行う直交変調手段と、
   前記局部発振信号生成手段にて生成された前記局部発振信号に遅延を付加する遅延付加手段と、
   前記直交変調手段にて直交変調された後の信号と、前記遅延付加手段にて当該直交変調された後の信号と位相が合うような遅延が付加された前記パイロット信号としての局部発振信号とを多重する合成器と、
   を具備することを特徴とする無線送信装置。

Images