WO2011102130A1

WO2011102130A1 - 超音波測定方法および超音波測定装置

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Publication number: WO2011102130A1
Application number: PCT/JP2011/000871
Authority: WO
Inventors: 雅彦橋本; 勇王
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2010-02-18
Filing date: 2011-02-17
Publication date: 2011-08-25
Also published as: US8726733B2; JPWO2011102130A1; US20120055250A1; JP4783481B1; CN102449500A

Abstract

　本発明の超音波測定方法は、符号化スペクトラム拡散超音波信号を少なくとも２個の受波器で受信し、少なくとも２つの受信信号を生成するステップＡと、少なくとも２つの受信信号を、キャリア周波数を用いてそれぞれ直交検波し、それぞれの受信信号のＩ成分およびＱ成分を生成するステップＢと、それぞれの受信信号のＩ成分およびＱ成分を、キャリア周波数の周期に同期した符号周期に基づき位相差分処理し、ドプラシフトによる位相変動が除去されたＩ'成分およびＱ'成分を生成するステップＣと、それぞれの受信信号のＩ'成分およびＱ'成分を、符号とは異なる符号を用いて、キャリア周波数と同期した時間間隔に基づき逆拡散処理して、逆拡散されたＩ''成分およびＱ''成分を生成するステップＤと、それぞれの受信信号のＩ''成分およびＱ''成分からそれぞれの受信信号の振幅情報および位相情報を演算するステップＥと、それぞれの受信信号について計算された振幅情報および位相情報から、超音波の伝搬距離および伝搬方位のうちの少なくとも一方を算出するステップＦとを包含する。

Description

超音波測定方法および超音波測定装置

　本発明は、超音波を利用した測定方法および測定装置に関する。特に、スペクトル拡散による符号化された超音波を使用し、計測物体と計測装置とに相対速度が存在する場合にも正しく超音波の伝搬距離または伝搬方向を測定することのできる測定方法および測定装置に関する。

　超音波測定装置は、超音波を送信する送波器と超音波を受信する受波器とを備え、送波器による超音波の送信後、受波器が超音波を受信するまでに要した時間から、送波器と受波器との間の距離を計測する。あるいは、送波器による超音波の送信後、送波器から送信された超音波が対象物に到達し、対象物において反射された超音波を受波器が受信するまでに要した時間から、対象物と超音波測定装置との間の距離を計測する。

　このような超音波測定装置が複数存在する環境においては、各超音波測定装置から同時に超音波が送信されると、互いに混信し、誤計測が生じ得る。このため、超音波測定装置毎に、使用する超音波を互いに異なる符号で符号化することによって超音波を区別する方法が考えられている。

　符号化を採用した従来の超音波測定装置は、たとえば、特許文献１に開示されている。図１１は、特許文献１に開示された従来の超音波測定装置のブロック図を示している。以下、この従来の超音波測定装置１０１の基本的な動作を説明する。超音波測定装置１０１は、送波器８、受波器９、相関器１０３、ピーク検出器１０４およびパルス発生器１０５を備えている。

　パルス発生器１０５は、送波器８の駆動信号を生成し、送波器８は超音波信号を空間に送信する。送信された超音波信号は、超音波伝搬経路４を通って物体３に到達し、物体３において反射する。反射された超音波信号は超音波伝搬経路７を通って受波器９に到達する。駆動信号は、各超音波測定装置の超音波信号が混信しても区別できるように、超音波測定装置ごとに異なる符号で符号化されている。混信した信号から所望の信号の符号を解読して取り出すことを考慮すると、他の信号は所望の信号とはまったく似ていないことが望ましい。このような特性を有し、所定の規則に基づいて人為的に作成された不規則な信号は、擬似不規則信号と呼ばれる。

　取り扱いの簡単さから擬似不規則信号には２値信号（「１」と「０」、あるいは「１」と「－１」）が利用されることが多い。２値で構成される擬似不規則信号には、Ｍ系列、Ｂａｒｋｅｒ系列、Ｇｏｌａｙ系列が知られている。その中でもＭ系列はスペクトラム拡散技術を用いた通信システムで用いられる符号であって、伝送される情報に対しては雑音状であるが、パルス圧縮による相関処理を用いることにより識別可能な搬送波として作用する。すなわち、異なるＭ系列間では、相手が雑音にしかみえないため、自分自身の信号を取り出すには非常に有効である。また、自分自身どうしでも、時間が少しでもずれれば、雑音のようにしか見えない。このため、Ｍ系列の擬似不規則信号で送信信号を符号化することにより、混信した受信信号の時系列の中から、所望の受信信号を抽出し、かつ、その受信時刻を特定することが可能である。

　パルス発生器１０５が発生する駆動信号は、スペクトラム拡散（Ｍ系列離散）によるランダム波である。特許文献１においては、符号「１」に対応する周波数と、符号「０」に対応する周波数を異ならせた２進周波数シフトキーイング方式によってこのような特性を有する擬似不規則信号を実現している。

　送波器８から送信され、超音波伝搬経路７を通って受波器９に到達した超音波は、相関器１０３により、パルス発生器１０５が生成した擬似不規則信号との相関が求められる。ピーク検出器１０４は、相関値のピークを求める。相関値のピークの時刻が、送波器８から送信された超音波の受波器９への到達時刻を示す。超音波を送信した時刻から相関値のピークの時刻までの時間が、物体３までの超音波の伝搬時間であるため、超音波の伝搬速度に基づいて、超音波測定装置１０１から物体３までの距離を求めることができる。

　スペクトラム拡散（Ｍ系列離散）による擬似不規則信号は、超音波測定装置ごとに異なる固有の信号であるため、別の超音波測定装置から送信された超音波が受波器９に到達しても、パルス発生器１０５において生成する擬似不規則信号との相関は非常に小さい。このため、相関器１０３においてピークが検出されず、別の超音波測定装置から得られた擬似不規則信号を超音波測定装置１０１は識別することができる。

　上述したように、Ｍ系列間では、所望の信号に対して他の信号は雑音にしか見えないため、別の超音波測定装置から送信された超音波による受信信号との相関は非常に小さい。このため、相関値のピークが検出されず、別の超音波測定装置から得られた擬似不規則信号を識別することができる。

　しかしながら、Ｍ系列などの符号化を用いた超音波測定装置を自律移動ロボットなどの移動体に実装した場合、あるいは、逆に周囲の物体が移動するような場合には、周囲の物体と超音波測定装置にはゼロではない相対速度が発生する。この相対速度によりドプラシフトが起こると、相関処理時に、相関参照信号と受波信号のタイミングズレにより、Ｍ系列が本来もつ相関利得が著しく劣化する。図１２はこの劣化現象を示した図である。図１２（ａ）はＭ系列で符号化された受信信号７０を示している。ドプラシフトがない場合、すなわち送受波器間の相対速度が０の場合には、相関処理により、図１２（ｂ）に図示されたような逆拡散波形７１が得られる。図１２（ｂ）の場合、受信時刻７３に同期した部分に大きな相関ピークが発生し、その前後の相関雑音の部分は十分に抑制され、大きなＳ／Ｎが得られる。しかし、ドプラシフトが発生すると、図１２（ｃ）の逆拡散波形７２のように、相関ピークが著しく低下するとともに、前後の相関雑音部分のレベル上昇がおこるため、Ｓ／Ｎが大きく低下する。

　上記のようなドプラシフトを補償する方式としては、非特許文献１に開示された方法がある。図１３は非特許文献１において開示されたドプラシフト補償方式の基本ブロック図である。図１３の基本システムは、ドプラシフトが予想される範囲で伸縮した参照信号を有する複数の逆拡散部８１ａ～８１ｅを備え、Ｍ系列で符号化された受信信号は各逆拡散部８１ａ～８１ｅそれぞれによって処理され、逆拡散部ごとに逆拡散波形８２ａ～８２ｅが出力される。図１３の場合には、逆拡散部８１ｃの参照信号とドプラシフトが一致し、逆拡散信号８２ｃに大きな相関ピークが見られ、また、その前後の逆拡散信号８２ｂ、および８２ｄにおいてやや小さな相関ピークが見られるが、参照信号の伸縮がドプラシフトと大きく異なる逆拡散波形８２ａや８２ｅでは、相関ノイズのみが観察される。非特許文献１の方式では、上記の複数の逆拡散波形８２の中から最大の相関ピークを選択し、伝搬時間などの計測などに利用される。

　また、別のドプラシフトを補償する方式として、特許文献２から特許文献３に開示された方法がある。図１４は、特許文献２において開示されたドプラ補正方式の基本原理を説明するものである。特許文献２では、周波数領域において符号化を行う直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以下ＯＦＤＭと称する）を採用している。周波数領域での符号の場合もドプラシフトの影響は大きい。本来図１４（ａ）のようにサブキャリア９１に分割された符号は、ドプラシフトにより、周波数領域上での伸縮が発生し、図１４（ｂ）に示される伸縮されたサブキャリア９３となって受信されてしまう。このまま復調すると原信号を再生することはできない。特許文献２のドプラシフト補償方式においては、本来符号化に使用されるサブキャリアよりも高域の部分に、ドプラシフト補償用信号９２を設けている。ドプラシフトによって、ドプラシフト補償用信号９２は図１４（ｂ）では、信号９４となり、がドプラシフトの結果の周波数ずれ９５として計測される。特許文献２では、上記の周波数ずれ９５を用いて、すべてのサブキャリア９３をリサンプリングし、図１４（ｃ）に示される原信号のサブキャリア９６を復元したのちに、復調を行い原信号を再生する。同様に、特許文献３に開示された従来技術では、サブキャリア９１の最高周波数帯の周波数シフトをドプラシフト補正用信号として用いて、特許文献２と同様にサブキャリアのドプラシフトを補正している。

特開２００４－１０８８２６号公報特開２００７－２０２０８８号公報特開２００６－２７９１７３号公報

地学雑誌１１０（４）P５２９－５４３（２００１）

　非特許文献１に開示された方式は、ドプラシフト補償方式としては、高速処理性と確実性が高い。また、ドプラシフトを計測して補正する方式ではないので、受信信号が複数のドプラシフトを含む場合にも対応が可能である。しかし、ドプラシフトを完全に補償し、相関利得を回復することは困難である。したがって、計測の精度を確保するためには参照信号の伸縮の間隔を小さくする必要があるので、必要な逆拡散部が増加して、ハード規模の増大とコスト高となり、民生用機器への適用が難しい。

　特許文献２ないし３に開示された方式は、ドプラシフト補償用信号を別途設けるか、あるいは信号の一部をドプラシフト補正用信号として用いる方式であり、そこからドプラシフトが推定されるため、正確な補正が可能である。しかしながらサブキャリア全体をリサンプリングするため、信号全体を記録することが必要になり補正するのにメモリと処理時間が必要である。したがって、特許文献２ないし３の方式は、音響波をキャリアとして使用する場合には、処理が比較的低速でも許される低速のデータ通信などには適用可能であるが、自律移動ロボットの障害物検知などの高速応答性が必要な処理方式には不適であると考えられる。

　さらに、自律移動ロボットなどの障害物検地に適用する場合、一般的に検地対象は不特定多数で、その中には様々な相対速度で移動する物体（例えば人など）があると想定される。したがって、自律移動ロボットと検地対象との相対速度は同時にかつ様々なものが混在するため、特許文献２に開示される個別の補償用信号を用いる方式では対応が難しい。

　本発明は、このような従来技術の課題を解決し、超音波測定装置が不特定多数のドプラシフトの影響をうける環境において動作する場合においても、簡便な処理で精度の高い計測を行うことのできる超音波測定装置および超音波測定方法を提供することを目的とする。

　本発明の超音波測定方法は、所定のキャリア周波数を有し、前記キャリア周波数に同期した符号周期を持つ符号を用いて変調された、符号化スペクトラム拡散超音波信号を用いて、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号の伝搬距離および伝搬方位のうち、少なくとも一方を計測する超音波測定方法であって、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号を少なくとも２個の受波器で受信し、少なくとも２つの受信信号を生成するステップＡと、前記少なくとも２つの受信信号を、前記キャリア周波数を用いてそれぞれ直交検波し、それぞれの受信信号のＩ成分およびＱ成分を生成するステップＢと、前記それぞれの受信信号のＩ成分およびＱ成分を、前記キャリア周波数の周期に同期した符号周期に基づき位相差分処理し、ドプラシフトによる位相変動が除去されたＩ’成分およびＱ’成分を生成するステップＣと、前記それぞれの受信信号のＩ’成分およびＱ’成分を、前記符号とは異なる符号を用いて、前記キャリア周波数と同期した時間間隔に基づき逆拡散処理して、逆拡散されたＩ’’成分およびＱ’’成分を生成するステップＤと、前記それぞれの受信信号のＩ’’成分およびＱ’’成分から前記それぞれの受信信号の振幅情報および位相情報を演算するステップＥと、前記それぞれの受信信号について計算された振幅情報および位相情報から、超音波の伝搬距離および伝搬方位のうちの少なくとも一方を算出するステップＦとを包含する。

　ある好ましい実施形態において、前記符号に、前記キャリア周波数の位相の０度および１８０度の状態を割り当てる。

　ある好ましい実施形態において、前記ステップ（Ｃ）の位相差分処理は

（ただし、τ₀は送信時の符号周期）
を満たす。

　ある好ましい実施形態において、前記符号はＭ系列の擬似拡散符号である。

　ある好ましい実施形態において、前記ステップ（Ｄ）における前記符号とは異なる符号は、前記符号の位相を回転させたＭ系列の擬似拡散符号である。

　本発明の超音波測定装置は、所定のキャリア周波数を有し、前記キャリア周波数に同期した符号周期を持つ符号を用いて変調された、符号化スペクトラム拡散超音波信号を用いて、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号の伝搬距離および伝搬方位のうち、少なくとも一方を計測する超音波測定装置であって、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号を少なくとも２個の受波器で受信し、少なくとも２つの受信信号を生成する受信部と、前記少なくとも２つの受信信号を、前記キャリア周波数を用いてそれぞれ直交検波し、それぞれの受信信号のＩ成分、およびＱ成分を生成する直交検波部と、前記それぞれの受信信号のＩ成分およびＱ成分を、前記キャリア周波数の周期に同期した符号周期に基づき位相差分処理し、ドプラシフトによる位相変動が除去されたＩ’成分およびＱ’成分を生成するベクトル演算部と、前記それぞれの受信信号の前記Ｉ’成分およびＱ’成分を、前記符号とは異なる符号を用い、前記キャリア周波数と同期した時間間隔に基づき逆拡散処理して、逆拡散されたＩ’’成分およびＱ’’成分を生成する逆拡散部と、前記それぞれの受信信号のＩ’’成分およびＱ’’成分から前記それぞれの受信信号の振幅情報および位相情報を演算する復調部と、前記それぞれの受信信号について計算された振幅および位相情報から、超音波の伝搬距離および伝搬方位のうちの少なくとも一方を算出する距離方位算出部とを備える。

　ある好ましい実施形態において、前記ベクトル演算部の処理は

（ただし、τ₀は送信時の符号周期）
を満たす。

　ある好ましい実施形態において、前記符号とは異なる符号は、前記符号の位相を回転させたＭ系列である。

　本発明によれば、受信信号の直交検波信号をキャリア周波数に同期した符号周期に基づき処理することにより、ドプラシフトの除去を行い、逆拡散処理に、送信に用いた符合とは別の符号を用いることによって、ドプラシフトがない場合と同様なＳ／Ｎ比を有する逆拡散信号を得ることができる。また、この場合に所定のドプラシフト範囲内において複数のドプラシフト、すなわち相対速度が異なる反射物体が存在してもかまわない。したがって、本発明によれば、ドプラシフトを計測することなく、ドプラシフトの影響を抑制することが可能で、対象物までの距離や方位を正確に測定することができる。

本発明による超音波測定装置の使用環境の一例を示す図である。本発明で用いる２相位相シフト変調を説明する図である。本発明による超音波測定装置の実施形態の基本的な構成を示すブロック図である。本発明の信号処理の流れを示すフローチャートである。超音波測定装置のドプラ除去部２０の基本的な構成を示すブロック図である。ドプラ除去部における各処理段階での波形の一例を示す図である。Ｍ系列の相似性を説明する図である。Ｍ系列の相似性を説明する具体例を示す図である。超音波測定装置の逆拡散器２１の基本的な構成を示すブロック図である。ドプラ効果を含む受信信号を本発明による超音波測定装置で処理した実験結果の一例を示す図である。本発明による超音波測定装置を用いて、ドプラ除去を行った場合のドプラ速度依存性の一例を示す図である。従来の超音波測定装置の基本的な構成を示す図である。ドプラ効果による受信信号の逆拡散時における波形変化を説明する図である。従来のドプラシフト除去方法の原理を説明する図である。従来のドプラシフト除去方法の他の方式の原理を説明する図である。

　以下、図面を参照しながら本発明の超音波測定装置および超音波測定方法の実施形態を説明する。本発明の超音波測定装置は、超音波測定装置の送受信器間にゼロではない相対速度があり、超音波のキャリア周波数がドプラシフトを受けた場合でも、ドプラシフトの影響を抑制し、超音波の伝搬距離および伝搬方位のうち、少なくとも一方を計測する。図１は、本発明の超音波測定装置の使用環境の一例を示している。

　図１において、移動体１は自律移動ロボットなどである。超音波測定装置２は移動体１に実装されている。超音波測定装置２は、物体３に向けて超音波を送信し、物体３において反射する反射波を受信することにより、超音波の伝搬経路４の長さあるいは、物体３と超音波測定装置２との距離を計測する。また、超音波測定装置２から見た物体３の方位を求めることも可能である。移動体１が図中矢印方向に移動する場合、移動体１と物体３とには相対速度が存在する。実際には、物体３が移動する場合も想定される。相対速度は、（１）移動体１および物体３の一方が静止しており、他方が任意の方向に任意の速度で移動する場合、（２）移動体１および物体３の両方が互いに異なる方向に任意の速度で移動している場合、（３）移動体１および物体３の両方が同じ方向に異なる速度で移動している場合に存在する。このように相対速度が存在する場合、超音波測定装置２が送受信する超音波信号はドプラシフトの影響を受ける。

　以下、本実施形態として、超音波測定装置２および超音波測定方法を説明する。本実施形態では、超音波測定装置２は超音波を送信するための送波器および送波器を駆動する駆動部を備えている。しかし、本発明は、送波器および駆動部を備えず、独立した超音波送波装置から送信される超音波を受信することによって、超音波送波装置との距離を測定したり、方位を測定したりする超音波測定装置およびそれによる超音波測定方法の実施形態も含む。

　図１に示す超音波測定装置２が送信する超音波は、本実施形態では、Ｍ系列符号によって符号化され、スペクトラム拡散されている。この他、Ｂａｒｋｅｒ系列、Ｇｏｌａｙ系列などの他の擬似不規則信号系列によって超音波が符号化されていてもよい。符号化のための変調方式には、たとえば、拡散符号の「１」を所定周波数の正弦波に対応させ、拡散符号の「－１」を１８０度位相が反転した所定周波数の正弦波に対応させる２相位相シフト変調を用いる。なお、この所定周波数の正弦波のことを「キャリア」と呼ぶ。つまり、拡散符号の「１」および「－１」にキャリア周波数の位相の０度および１８０度の状態を割り当てる。

　拡散符号の単一の符号内に存在する正弦波の波数は、用いる送波器および受波器の帯域に応じて決定することが好ましい。帯域が狭い場合には波数を多くし、逆の場合には少なくする。波数が少ないほうが、スペクトラム拡散の拡散率が高くなるので、耐雑音性は向上する。Ｍ系列の次数（Ｍ系列の長さ）は大きいほど、耐雑音性は向上する。しかし次数が大きくなるにつれて、送信する超音波は長くなり、環境における変化、特にドプラシフトの影響を受け易くなる。たとえば、搬送波の周波数が４０ｋＨｚであり、１符号内に存在する正弦波の波数を３とした場合、７次のＭ系列を用いると、送信する超音波の継続時間は、約９．５ｍｓになる。

　図２（ａ）および（ｂ）は、２相位相シフト変調方式を説明する図である。たとえば、図２（ａ）に示すように、「１、－１、１、１」で表される拡散符号５を用いて正弦波の搬送波を２相位相シフト変調方式によって拡散した場合、図２（ｂ）に示す波形６のランダム波が得られる。波形６では、１符合あたりのキャリアは４波であり、符号「１」と符号「－１」との境界において、位相が反転している。

　図３は、本発明の実施形態による超音波測定装置２の基本構成を示すブロック図である。超音波測定装置２は、送波器１２、第１の受波器１３（１）、第２の受波器１３（２）、送信部１４、演算部１５、第１の受信部１７（１）、第２の受信部１７（２）、窓設定部１８、第１のドプラ除去部２０（１）、第２のドプラ除去部２０（２）、第１の逆拡散器２１（１）、第２の逆拡散器２１（２）および距離方位算出部２２を備えている。第１の受波器１３（１）および第２の受波器１３（２）は、距離Ｌを隔てて隣接して配置されている。

　本実施形態では、超音波を第１の受波器１３（１）および第２の受波器１３（２）で受信し、それぞれの受信器で受信した超音波の伝搬時間を求め、距離を推定する。また、伝搬時間の差から超音波が伝搬してきた方位を算出する。以下、第１の受波器１３（１）および第２の受波器１３（２）をまとめて参照する場合には、受波器１３と呼ぶこともある。同様に、第１のドプラ除去部２０（１）および第２のドプラ除去部２０（２）をドプラ除去部２０と呼び、第１の逆拡散器２１（１）および第２の逆拡散器２１（２）を逆拡散器２１と呼ぶ場合がある。

　なお、本実施形態においては、方位を算出するために、超音波測定装置２は、２つの受波器を備えている。しかし、３次元的な方位を求める場合など、３個以上の受波器および関連する構成を備える超音波測定装置の形態で本発明を実施してもよい。

　超音波測定装置２の最大測定距離（測定限界）を５ｍ～１０ｍと設定した場合、最大測定距離と大気中における超音波の減衰特性とを考慮することにより、使用する超音波の周波数を決定することができる。超音波の周波数が高ければ波長が短くなるので、伝搬時間測定における時間分解能は向上する。しかし、周波数が高いと、大気中での超音波の減衰も大きくなる。送波器１２および受波器１３の一般的な性能を考慮すると、例えば最大測定距離５ｍから１０ｍの場合は、１００ｋＨｚ以下の超音波が適している。本実施形態では、４０ｋＨｚの超音波を計測に用いる。

　送波器１２および受波器１３には、例えば、圧電セラミックのたわみ振動子を用いた超音波振動子、あるいは、ＰＶＤＦ圧電高分子膜を振動子とした送波器および受波器などを用いることができる。第１の受波器１３（１）および第２の受波器１３（２）として同じ規格の超音波振動子等を用いる限り、受波器の特性のばらつきは、計測精度にほとんど影響を与えない。

　演算部１５はマイコンなどによって構成され、駆動信号を生成し、また、ドプラ除去部２０、逆拡散器２１、窓設定部１８および距離方位算出部２２を制御する。演算部１５で生成する駆動信号は、Ｍ系列の拡散符号５により拡散処理されたランダム波６であり（図２（ａ）、（ｂ））、送信部１４によりアナログ信号に変化されて送信器１２を駆動する。

　図４は、本実施形態の超音波測定装置２において実行される超音波測定方法の実施形態を示すフローチャートである。以下図４のステップと図３のブロック図を参照して、具体的な超音波測定方法を説明する。

　（ステップＳ１）
　ステップＳ１は、ステップＡに対応する。第１の受波器１３（１）、第２の受波器１３（２）は、送波器１２から送波され、物体２において反射した超音波をそれぞれ受信する。第１の受波器１３（１）、第２の受波器１３（２）は、受信した超音波を電気的な受信信号に変換する。第１の受信部１７（１）、第２の受信部１７（２）は、それぞれ受信信号を増幅し、Ａ－Ｄ変換によりデジタル信号に変換する。第１の受信部１７（１）によって得られた受信信号および、第２の受信部１７（２）によって得られた受信信号のそれぞれが、以下の手順にしたがって処理される。Ａ－Ｄ変換のサンプリング周波数は、送信時のキャリアの周波数の４倍以上であることが望ましく、また一般には送信時のキャリアの周波数の整数倍に設定される。

　反射体３と超音波測定装置２との間に相対速度がある場合、受信信号はドプラシフトの影響を受け、図２（ｂ）に示すキャリアの位相が反転している位置、つまり、符号の周期が送信時から変化している。このため、Ａ－Ｄ変換された受信信号をそのまま逆拡散しても、逆拡散信号の相関利得が著しく低下し、正しく相関を判断できない。このためドプラ除去処理が必要となる。

　ドプラ除去処理の１つの方法として、ドプラシフト量（周波数変化）を検出し、検出したドプラシフト量を用いて受信信号を補正することが考えられる。しかし、この方法による場合、高い精度でドプラシフト量を検出する必要がある。本実施形態の超音波測定装置２は、以下のステップＳ２からＳ６によって、ドプラシフト量を検出することなく、受信信号を信号処理することによって、ドプラシフトの影響が低減された受信信号を得る。

　（ステップＳ２）
　ステップＳ２は、ステップＡに含まれる。演算部１５によって制御された窓設定部１８は、ステップＳ１でデジタルデータに変換された受信信号から、送信開始時刻Ｔ０より一定時間経過したＴ１およびＴ２までの（Ｔ２－Ｔ１）分の信号を切り出す。

　具体的には、窓設定部１８は、乗算器１９（１）、１９（２）に対して０あるいは予め設定された０以外の定数を出力し、デジタルデータに変換された受信信号の一部を切り出す。切り出し時間（Ｔ１，Ｔ２）の設定は、超音波測定装置の計測可能な測定距離や、計測に用いる超音波の長さに基づいて設定される。

　例えば、測定範囲が１ｍ～５ｍである場合、超音波は測定範囲内にある物体と超音波測定装置との間を往復するため、伝搬距離は２ｍ～１０ｍとなる。超音波の空気中での音速は約３４０ｍ／ｓｅｃであるので、２ｍおよび１０ｍを伝搬時間に換算すると、それぞれ約６ｍｓｅｃおよび約３０ｍｓｅｃとなる。また、７次のＭ系列の信号の継続時間は、搬送波の周波数を４０ｋＨｚとし、単一の符号内に存在する正弦波の波数を３とすると、約９．５ｍｓｅｃである。したがって、送信時刻Ｔ０を原点として、最も早く超音波が到達する時刻Ｔ１は、６ｍｓであり、最も遅く超音波が到達する時刻Ｔ２は、３９．５ｍｓｅｃとなる。したがって、窓設定部１８は、超音波の送信を開始した時刻Ｔ０をゼロとして、時刻Ｔ１＝６ｍｓから時刻Ｔ２＝３９．５ｍｓまでの期間を含むように受信データを切り出す窓を設定する。

　乗算器１９（１）、１９（２）は、切り出された受信信号をドプラ除去部２０へ出力する。本発明の実施の形態では、超音波の送信時のキャリア周波数に同期したサンプリング周波数（キャリア周波数の整数倍）をそのまま用いて、ドプラ除去を行う。

　図５は、ドプラ除去部２０（１）、２０（２）の具体的な構成を示すブロック図である。ドプラ除去部２０（１）、２０（２）は、直交検波部２３とベクトル演算部２６とを備える。直交検波部２３は、受信信号に送信時のキャリア周波数ω₀に基づくＣｏｓω₀ＴおよびＳｉｎω₀Ｔを乗算する乗算器２４（１）、２４（２）と、ローパスフィルタ２５（１）、２５（２）とを含む。ベクトル演算部２６は、遅延部２７（１）、２７（２）と、乗算器２８（１）、２８（２）、２８（３）、２８（４）と、加算器２９（１）、２９（２）とを含む。

　（ステップＳ３）
　ステップＳ３はステップＢに対応する。ステップＳ３は直交検波部２３により実行される。受信信号は直交検波部２３において、送信時のキャリア周波数ω₀に基づき、２つの互いに直交する直交信号であるＩ成分およびＱ成分に分解される。ドプラシフトを受けた受信信号は式（１）のように表現される。

ここで、ｗ(ｔ)は受信信号、Ａ_d（ｔ）は受信信号の振幅値、ω_dはドプラシフトを受けたキャリア周波数、Ｔ_pは送信から受信までの超音波の伝搬時間である。またｂ_d（ｔ）はドプラシフトをうけたＭ系列であって、以下の式（２）で表現される。

ここで、Ｍ_nはＭ系列のｎ番目の値（－１か１）、ＮはＭ系列のデータ数、τ_dはドプラシフトを受けたキャリア周波数におけるＭ系列の符号周期をあらわしている。ここで符号周期とは、キャリア周期と１符合に含まれるキャリアの波数の積を示している。なお、実際の受信信号は、受信部１７におけるＡ－Ｄ変換によってデジタル信号（離散信号）に変換されているが、ここでは便宜的に連続波信号として表現してある。

　上記式（１）の受信信号を直交検波することにより得られるＩ（ｔ）成分およびＱ（ｔ）成分は、それぞれ式（３）および式（４）となる。

ここで、Δω_dはドプラシフト周波数を示している。また、振幅Ａ_d（ｔ）は十分緩やかに変化すると考えられるため、定数Ａ_dとしてある。Ｃは直交検波部２３に固有の定数である。式（３）および式（４）より、Ｉ成分およびＱ成分は、本来発生するべき２相位相変調によるＭ系列符号化に伴う振幅の正負の変換に加えて、ドプラシフト周波数Δω_dで緩やかに変動する正弦波成分を含むものとなる。したがって、Ｉ成分およびＱ成分の逆拡散処理を行えば、相対速度が小さい場合でも、ドプラシフトに起因する正弦波変動により相関出力が著しく低下する。直交信号のＩ（ｔ）成分、Ｑ（ｔ）成分はベクトル演算部２６に入力される。

　（ステップＳ４）
　ステップＳ４はステップＣに対応する。ステップＳ４はベクトル演算部２６により実行される。ベクトル演算部２６は、遅延部２７、乗算器２８および加算器２９を含み、次式（５）で示されるベクトル演算を実行する。

（ただし、τ₀は送信時の符号周期）

　上記式（５）に示す演算により、ベクトル演算部２６は、受信信号のＩ（ｔ）成分およびＱ（ｔ）成分から直交差分信号であるＩ’（ｔ）成分とＱ’（ｔ）成分を生成する。Ｉ’（ｔ）成分およびＱ’（ｔ）成分はそれぞれ、式（６）および式（７）で示される。

ここで、τ₀は送信時の符号周期をあらわしており、図５における遅延部２７の遅延時間を示している。実際には、ドプラシフトの影響により符号周期は、τ₀からτ_dに変化しているが、τ_dは未知数であるので、本発明の実施の形態では、τ₀をあえて利用する。ベクトル演算部２６が生成するＩ’（ｔ）およびＱ’（ｔ）は、ドプラシフトΔω_dとτ₀によって決まる一定の位相をもった直交出力成分となる。式（５）のベクトル演算処理は、本質的に符号周期毎の位相差を計算するものであるため、この処理を位相差分処理と呼ぶ。位相差分処理により、Ｉ（ｔ）成分およびＱ（ｔ）成分に見られたドプラシフト周波数Δω_dで変動する成分は、ドプラシフト周波数Δω_dと、符号周期τ₀で定まる、時間変動の内定数（固定位相）に変換される。つまり、Ｉ’（ｔ）およびＱ’（ｔ）は、時間によらず、ほぼ一定の振幅値を有する。この状態で適当な参照符号を用いて、逆拡散処理を行えば、振幅変動による相関出力低下が抑制できる。

　ステップＳ３およびＳ６による受信信号の処理を、信号波形を示しながら説明する。図６（ａ）は、直交検波部２３に入力される受信信号３０を示している。受信信号３０は、ドプラシフトを受けた符号周期で変調され、キャリアを含む信号である。図６（ｂ）は、ステップＳ３が実行されることによって直交検波部２３から出力されるＩ成分の包絡線３１およびＱ成分の包絡線３２と、変調された符号で示すＩ成分３３およびＱ成分３４とを示している。上述したように、Ｉ成分およびＱ成分には、ドプラシフト周波数Δω_dで緩やかに変動する正弦波成分が含まれているため、振幅は一定ではない。

　図６（ｃ）は、ベクトル演算部２６から出力されるＩ’成分の包絡線３５およびＱ’成分の包絡線３６と、変調された符号で示すＩ’成分３７およびＱ’成分３８を示している。Ｉ’成分およびＱ’成分は、時間によらず、ほぼ一定の振幅値を有する。しかし、図６（ａ）と図６（ｃ）とを比較すれば明らかなように、Ｉ’成分およびＱ’成分の符号列は、直交検波を行う前、あるいは、送信信号の符号列と異なっている。

　（ステップＳ５）
　ステップＳ５はステップＤに対応する。ステップＳ３およびステップＳ４によってドプラシフトによる振幅変動が抑制されたので、次に逆拡散に用いる参照符号を考える。ステップＳ４におけるベクトル演算部２６の処理により元のＭ系列は別の系列に変化する。このため、Ｉ’成分およびＱ’成分を、送信に用いた符号とは異なる符号を用いて、キャリア周波数と同期した時間間隔に基づき逆拡散処理する。

　ここで（式６）および（式７）のＭ系列ｂ_dはτ₀≒τ_dが成立するものとすると（式８）のように表現できる。

　式（８）におけるＵ（ｔ－Ｔ_p）は伝搬時間をあらわすユニット関数である。上述したように、ベクトル演算部２６の直交差分信号のＩ’成分およびＱ’成分は、元のＭ系列（以下元Ｍ系列と記述）と元Ｍ系列を１符号周期τ₀ずらしたＭ系列との掛け算になっている。ここで、Ｍ系列とそれを１符号周期ずらしたＭ系列の乗算Ｍ_n-1Ｍ_nは、元Ｍ系列の位相をシフトさせたものになっている。

　この特徴を図７（ａ）および（ｂ）を用いて説明する。図７（ａ）において、（１）は、元のＭ系列、つまり、送信時に用いた符号であるＭ系列４０を示している。Ｍ系列４０に対して１符号周期遅らせたＭ系列４１を（２）に示す。

　Ｍ系列４０と１符号周期遅らせたＭ系列４１との積（（１）×（２））は（３）で示される系列４２である。この系列４２のＳの位置から始まる系列（最後までいったら先頭にもどって比較する）は、元のＭ系列４０の位相を反転したものになっている。

　上述の例をより具体的に説明する。Ｍ系列の次数を３（符号列数は２³－1で７）とする。図７（ｂ）において（ｉ）で示すように、例えば、３次のＭ系列を１、１、１、－１、－１、１、－１とする。符号の順序を分かりやすくするため、符号の右肩に符号の順序を示す数字を１から７で示している（１¹、１²、１³、－１⁴、－１⁵、１⁶、－１⁷）。（ｉ）に示す３次のＭ系列と１符号周期ずらしたＭ系列を（ｉｉ）に示す。これら２つの符号系列を掛け合わせると、（ｉ）×（ｉｉ）で示す符号系列が得られる。これを反転させた符号系列が（ｉ’）である。（ｉ’）の破線で示す６番目の符号から７つ連続した符号は、（ｉ）の破線で示すＭ系列と等しい。また、（ｉ’）の先頭から５番目までの符号は、（ｉ）に示すＭ系列の３番目から７番目の符号と一致している。言い換えると、（ｉ’）に示す符号系列は、（ｉ）に示すＭ系列の符号を３符号分、位相を正方向に回転させたＭ系列１、－１、－１、１、－１、１、１（１³、－１⁴、－１⁵、１⁶、－１⁷、１¹、１²）である。このように、Ｍ系列と１符号周期ずらしたＭ系列との積は、Ｍ系列の性質を備えている。この性質はＭ系列に特有で、Ｍ系列の相似性と呼ばれる。

　Ｍ系列と１符号周期ずらしたＭ系列との積を反転させた系列において、どの位置からもとのＭ系列と同じ符号列が開始するか、つまり、Ｍ系列と１符号周期ずらしたＭ系列との積を反転させた系列は、何符号分もとのＭ系列の位相を回転させたものとなるかは、使用するＭ系列によってそれぞれ異なる。しかし、この値（回転の程度）は、使用するＭ系列を決定すれば一義的に定まる。

　本発明の実施形態では、このＭ系列の相似性を利用する。具体的には、送信に用いるＭ系列を決定し、決定したＭ系列と１符号周期ずらしたＭ系列との積を反転させた系列が何符号分もとのＭ系列の位相を回転させたものであるかを調べる。

　例えば、送信に用いるＭ系列の符号長をＮ次とし符号をｍ（例えば、ｍは１または－１）とした場合、Ｍ系列は、ｍ¹、・・・ｍ^k、・・・ｍ^Nで表される（ｋは２＜ｋ＜Ｎを満たす自然数）。また、Ｍ系列の位相を回転させた復調用Ｍ系列は、ｍⁱ、・・・、ｍ^k、・・・ｍ^N、ｍ¹、・・・ｍ^i-1で表される（ｉは１≦ｉ＜ｋを満たす自然数））。この位相を回転させたＭ系列を復調用Ｍ系列として、直交差分信号のＩ’成分およびＱ’成分のそれぞれを逆拡散処理する。なお、厳密には復調用Ｍ系列は、もとのＭ系列の位相を回転させ、さらに、位相を反転させる必要がある。しかし、位相を反転させない復調用Ｍ系列を用いてＩ’成分およびＱ’成分の逆拡散処理を行ってもＩ’成分およびＱ’成分全体の位相が反転するだけであり、Ｉ’成分およびＱ’から、受信信号の振幅および位相を求める演算の結果には影響を与えない。

　図８は、本発明の実施の形態における逆拡散部の基本処理を示すブロック図である。逆拡散部４５は、ドプラ除去部２０のベクトル演算部２６から得られた直交差分信号のＩ’成分およびＱ’成分に対してそれぞれ復調用Ｍ系列４６を用いて逆拡散処理を実行する。逆拡散部４５は、さらに、遅延部４７、乗算器４８、および加算器４９を含み、これらによって構成される相関器を用いて、Ｉ’成分およびＱ’成分のそれぞれについて、符号周期ごとに相関を求める。ここで遅延部４７の遅延時間はτ₀である。逆拡散部４５の出力は、直交逆拡散信号であり、それぞれ逆拡散されたＩ’’成分およびＱ’’成分（受信信号を複素数で示した場合の実数部および虚数部）となる。

　（ステップＳ６）
　ステップＳ６はステップＥに対応する。ステップＳ５によって逆拡散された直交逆拡散信号を用いて、ドプラシフトの影響が除去された受信信号の振幅および位相信号が推定される。具体的には、図８の逆拡散部４５の出力である直交逆拡散信号のＩ’’成分およびＱ’’成分は、復調部５２に入力される。復調部５２は、振幅推定器５０および位相推定器５１を含み、図８に示される処理により、振幅および位相を推定する。具体的には、振幅推定器５０は、Ｉ’’成分およびＱ’’成分のそれぞれを二乗し、足し合わせた値の平方根を計算することにより、受信信号の振幅を求める。また、位相推定器５１は、Ｑ’’成分とＩ’’成分との比のアークタンジェントを計算することにより、受信信号の位相を求める。

　第１の受信部１７（１）によって得られた受信信号および第２の受信部１７（２）によって得られた受信信号のそれぞれについて、ステップＳ２からＳ６を実行することにより、第１の受信部１７（１）によって得られた受信信号および第２の受信部１７（２）によって得られた受信信号の振幅および位相がそれぞれ求められる。

　（ステップＳ７）
　ステップＳ７は、ステップＦに対応する。ステップＳ６で推定された振幅および位相の推定値は、距離方位算出部２２へ入力され、超音波の伝搬時間や方位が推定され、物体３の位置情報が計算される。

　例えば、上述した計算によって求められる受信信号の振幅情報を用い、受信信号が、所定の振幅値以上になった時刻を物体３からの超音波の到達時刻とする。送波器１２から超音波を送信した時刻から到達時刻までの時間の１／２に超音波の伝搬速度を掛けた値が、物体３と第１の受信部１７（１）までの距離Ｄ１および第２の受信部１７（２）までの距離Ｄ２となる。第１の受信部１７（１）と第２の受信部１７（２）との間隔はＬであるから、距離Ｄ１、Ｄ２、Ｌを３辺とする三角形の頂点の位置あるいは方位を三角測量の原理によって決定することにより、物体３の方位を求めることができる。物体３と第１の受信部１７（１）または第２の受信部１７（２）までの距離をより正確に求める場合には、受信信号の位相を用いればよい。物体３の方位および物体３までの距離の両方を求めてもよいし、いずれか一方のみを求めてもよい。

　本実施形態の逆拡散器２１では、遅延部における遅延時間はτ₀と設定する。ドプラシフトを受けて伸張したＭ系列の実際の符号周期はτ_dであるため、τ₀≒τ_dである場合でも、次数の大きなＭ系列の場合には周期の差が符号ごとに積算されていき、Ｍ系列終端から受信データの符号と、復調用Ｍ系列符号の不一致が発生して、徐々に相関利得が低下する。特に、Ｍ系列の最後の符号における符号周期のズレは最も大きくなる。例えば、４０ｋＨｚの超音波をキャリアとして、１符合あたりの波数を３、７次Ｍ系列（１２７符合）の場合には、音波の速度を３４０ｍ／ｓとすると、相関のピーク値は、約２．７ｍ／ｓの相対速度が発生した場合に、１符合周期のズレが最終の符号に発生することになる。相対速度が約２．７ｍ／ｓである場合には、符号周期をτ₀と見なしても、相関のピークはドプラシフトのない場合に一致すると考えられる。人の一般的な速度は１．６ｍ/sであり、自立移動ロボットが室内環境で動作するための一般的な速度は１ｍ／ｓ以下である。したがって、これらの速度を考慮すれば、比較的簡便なハードあるいはソフトウエアの追加のみでドプラシフトの影響をドプラシフト自体の計測をすることなく除去することができる、本手法は大変有効な手法である。

　このように本発明によれば、受信信号の直交検波出力を送信時のキャリア周波数に基づく符号周期に同期した間隔で処理することにより、ドプラシフトの影響を抑制し、逆拡散処理に使用するＭ系列符号を、超音波を変調するのに使用した符合とは別の符号とすることによって、ドプラシフトがない場合と同様なＳ／Ｎを有する逆拡散信号を得ることができる。したがって、本発明によれば、ドプラシフト補償が可能で、対象物までの距離や方位を正確に測定することができる。

　なお、上記実施形態では、送信信号の符号化にＭ系列の擬似不規則信号を用いたが、本実施形態の超音波測定装置２において、Ｂａｒｋｅｒ系列、Ｇｏｌａｙ系列などの他の擬似不規則信号を用いてもよい。この場合、Ｂａｒｋｅｒ系列、Ｇｏｌａｙ系列などの他の擬似不規則信号は、相似性を有していないため、ステップＳ５において、受信信号のＩ’成分およびＱ’成分を逆拡散処理するために用いる符号は、送信に用いたＢａｒｋｅｒ系列、Ｇｏｌａｙ系列などの他の擬似不規則信号の位相を回転させたものではない。しかし、送信に用いたＢａｒｋｅｒ系列、Ｇｏｌａｙ系列などの他の擬似不規則信号と、１符号周期ずらしたＭ系列との積を求め、その符号を反転させることによって、受信信号のＩ’成分およびＱ’成分の逆拡散処理に用いる符号を得ることができる。

　（実験例）
　本実施形態の超音波測定装置２によって、ドプラシフトによる影響を除去する実験を行った、結果を以下に説明する。

　図９（ａ）から（ｃ）は、本実施形態の超音波測定装置２を用いて行ったドプラシフト除去の実時間波形の実験結果の一例を示す。実験には、キャリア周波数４０ｋＨｚで、９次Ｍ系列（５１１符合）を使った場合の実験結果である。具体的には、送波器をリニア移動ステージに乗せて、４８０ｍｍ／ｓの速度を与え、受波器を固定した。送信波として、９次Ｍ系列で符号化された２周期分の超音波を用いた。図９（ａ）は、受信波形６０を示している。受信側のサンプリング周波数は、１６０ｋＨｚとし、送信時のキャリア周波数４０ｋＨｚの４倍に設定した。受信波形６０を見ると、振幅に緩やかな変動が見られる。これは送信側のキャリア周波数に同期した受信器のサンプリング周波数とドプラシフトを実際にうけた受信信号のキャリア周波数が一致しないため、サンプリング時の位相が回転していることを示している。

　図９（ｂ）は、設定した相対速度４８０ｍｍ/ｓを用いて、復調用Ｍ系列を補正（圧縮）して、ドプラ補償を行った場合の逆拡散信号６１を示している。９次Ｍ系列の場合、ドプラシフトが完全に補正されれば、４０ｄＢ以上のＳ／Ｎを示すが、実験結果からは、それほどの大きなＳ/Ｎ比は得られなかった。これは、設定した速度の誤差によるものが大きい。このように、ドプラシフトを良好に補正するためには、相対速度の高精度な計測が必須である。

　図９（ｃ）は、本実施形態による、超音波測定方法を用いて、ドプラシフト除去を行った逆拡散信号６２を示している。逆拡散信号６１と比較して、Ｓ／Ｎが高く、本発明の超音波測定方法が有効であることがわかる。

　図１０は、７次Ｍ系列を使った場合に、実際にどの程度の相対速度までドプラシフトを補正できるのかを調べた実験結果である。図１０において横軸は相対速度を示し、縦軸は逆拡散信号のピーク振幅値を示している。図１０において破線６３は、ドプラシフトの補正がない場合のピーク振幅値の対速度変化を示している。図１０に見られるように、相対速度が±１ｍ／ｓであっても、大きなピーク振幅値の低下がみられる。つまり、小さな相対速度であっても受信信号のＳ／Ｎ比は大きく低下する。破線６４は設定した速度情報を用いて補正を行った結果を示している。この例では、速度情報が比較的良好に取得できたため、広い範囲で良好な補正結果が得られている。

　実線６５は、本実施形態の超音波測定方法により得られたピーク振幅値の対速度変化を示している。相対速度が±３ｍ／ｓ程度の範囲では、大きな最大振幅値が得られている。ピーク値自体の変化は、ドプラシフトのない場合と遜色ない結果である。

　一般に人の歩行による移動速度は１．６ｍ/ｓ程度である。人と協調して使用される自走型の機器や、自律移動ロボットは、人に威圧感を与えないように人の歩行速度よりも遅いことが好ましく、例えば、０．５ｍ／ｓ程度であることが好ましい。仮に自律移動ロボットが人と同程度の速度で移動するとした場合、自律移動ロボットが人や他の自立移動ロボットとすれ違う際に生じる相対速度は３．２ｍ／ｓ程度となる。このため、上記実験結果が示すように、±３ｍ／ｓ程度の範囲で大きな最大振幅値が得られれば、本実施形態の超音波測定方法および超音波測定装置は十分な実用性を備えているといえる。本実施形態によれば、相対速度を求めることなく、Ｓ／Ｎの高い超音波の検出が可能であり、速度情報を用いない大変簡便な方式で十分な効果が得られる。

　本発明の超音波測定装置および超音波測定方法は、超音波測定装置と物体間、あるいは送受波器間に相対速度が発生した場合に、速度情報を用いずにドプラシフトを補償し、高精度に距離や方位の測定をすることができる。自立移動ロボットに搭載される測距計や方位計に好適に用いられる。たとえば、鉄道駅や空港などの室内環境における搬送用ロボット等に好適に用いられる。

　１　　移動体
　２，１０１　　超音波測定装置
　３　　物体
　４，７　　超音波伝搬経路
　５　　拡散符号
　６　　キャリア信号（送信信号）
　８，１２　　送波器
　９，１３　　受波器
　１４　　送信部
　１５　　演算部
　１７　　受信部
　１８　　窓設定部
　１９，２４，２８，４８　　乗算器
　２０　　ドプラ除去部
　２１，８１ａ，８１ｂ，８１ｃ，８１ｄ，８１ｅ　　逆拡散部
　２２　　距離方位算出部
　２３　　直交検波部
　２５　　ローパスフィルタ
　２６　　ベクトル演算部
　２７，４７　　遅延部
　２９，４９　　加算器
　３０，６０，７０，８０　　受信波形
　３１　　Ｉ成分の包絡線
　３２　　Ｑ成分の包絡線
　３３　　Ｉ成分
　３４　　Ｑ成分
　３５　　Ｉ’成分の包絡線
　３６　　Ｑ’成分の包絡線
　３７　　Ｉ’成分
　３８　　Ｑ’成分
　４０　　原Ｍ系列
　４１　　１ビットシフトしたＭ系列
　４２　　乗算後のＭ系列（復調用Ｍ系列）
　４５　　相関器
　４６　　復調用Ｍ系列
　５０　　振幅推定器
　５１　　位相推定器
　５２　　復調部
　６１，６２　　逆拡散振幅波形
　６３，６４，６５　　逆拡散振幅最大値
　７１，７２，８２ａ，８２ｂ，８２ｃ，８２ｄ，８２ｅ　　逆拡散波形
　９１，９３，９６　　サブキャリア
　９２，９４，９７　　ドプラシフト補償用信号
　９５　　周波数ずれ
　１０３　　相関器
　１０４　　ピーク検出器
　１０５　　パルス発生器

Claims

　所定のキャリア周波数を有し、前記キャリア周波数に同期した符号周期を持つ符号を用いて変調された、符号化スペクトラム拡散超音波信号を用いて、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号の伝搬距離および伝搬方位のうち、少なくとも一方を計測する超音波測定方法であって、
　前記符号化スペクトラム拡散超音波信号を少なくとも２個の受波器で受信し、少なくとも２つの受信信号を生成するステップＡと、
　前記少なくとも２つの受信信号を、前記キャリア周波数を用いてそれぞれ直交検波し、それぞれの受信信号のＩ成分およびＱ成分を生成するステップＢと、
　前記それぞれの受信信号のＩ成分およびＱ成分を、前記キャリア周波数の周期に同期した符号周期に基づき位相差分処理し、ドプラシフトによる位相変動が除去されたＩ’成分およびＱ’成分を生成するステップＣと、
　前記それぞれの受信信号のＩ’成分およびＱ’成分を、前記符号とは異なる符号を用いて、前記キャリア周波数と同期した時間間隔に基づき逆拡散処理して、逆拡散されたＩ’’成分およびＱ’’成分を生成するステップＤと、
　前記それぞれの受信信号のＩ’’成分およびＱ’’成分から前記それぞれの受信信号の振幅情報および位相情報を演算するステップＥと、
　前記それぞれの受信信号について計算された振幅情報および位相情報から、超音波の伝搬距離および伝搬方位のうちの少なくとも一方を算出するステップＦと
を包含する超音波測定方法。
　前記符号に、前記キャリア周波数の位相の０度および１８０度の状態を割り当てる請求項１記載の超音波測定方法。
　前記ステップ（Ｃ）の位相差分処理は

（ただし、τ₀は送信時の符号周期）
を満たす請求項１または２に記載の超音波測定方法。
　前記符号はＭ系列の擬似拡散符号である請求項１から３のいずれかに記載の超音波測定方法。
　前記ステップ（Ｄ）における前記符号とは異なる符号は、前記符号の位相を回転させたＭ系列の擬似拡散符号である請求項４に記載の超音波測定方法。
　所定のキャリア周波数を有し、前記キャリア周波数に同期した符号周期を持つ符号を用いて変調された、符号化スペクトラム拡散超音波信号を用いて、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号の伝搬距離および伝搬方位のうち、少なくとも一方を計測する超音波測定装置であって、
　前記符号化スペクトラム拡散超音波信号を少なくとも２個の受波器で受信し、少なくとも２つの受信信号を生成する受信部と、
　前記少なくとも２つの受信信号を、前記キャリア周波数を用いてそれぞれ直交検波し、それぞれの受信信号のＩ成分、およびＱ成分を生成する直交検波部と、
　前記それぞれの受信信号のＩ成分およびＱ成分を、前記キャリア周波数の周期に同期した符号周期に基づき位相差分処理し、ドプラシフトによる位相変動が除去されたＩ’成分およびＱ’成分を生成するベクトル演算部と、
　前記それぞれの受信信号の前記Ｉ’成分およびＱ’成分を、前記符号とは異なる符号を用い、前記キャリア周波数と同期した時間間隔に基づき逆拡散処理して、逆拡散されたＩ’’成分およびＱ’’成分を生成する逆拡散部と、
　前記それぞれの受信信号のＩ’’成分およびＱ’’成分から前記それぞれの受信信号の振幅情報および位相情報を演算する復調部と、
　前記それぞれの受信信号について計算された振幅および位相情報から、超音波の伝搬距離および伝搬方位のうちの少なくとも一方を算出する距離方位算出部と
を備える超音波測定装置。
　前記符号に、前記キャリア周波数の位相の０度および１８０度の状態を割り当てる請求項６記載の超音波測定装置。
　前記ベクトル演算部の処理は

（ただし、τ₀は送信時の符号周期）
を満たす請求項６または７に記載の超音波測定装置。
　前記符号はＭ系列の擬似拡散符号である請求項６から８のいずれかに記載の超音波測定装置。
　前記符号とは異なる符号は、前記符号の位相を回転させたＭ系列である請求項９に記載の超音波測定装置。