JP2005321359A - 符号変調パルス圧縮方式及び符号変調パルス圧縮方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 ドップラシフトが存在する状況下でも分解能が低下しない。
【解決手段】 Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列及びＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を第１及び第２の周波数信号に変換する送信周波数変換器３，４と、第１及び第２の周波数信号を合成して同時に出力する合成器５と、受信信号における第１及び第２の周波数信号をＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列及びＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列に変換する受信周波数変換器１０，１１と、受信及び送信したＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列の相互相関関数により第１のパルス圧縮信号を出力するＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器１２と、受信及び送信したＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列の相互相関関数により第２のパルス圧縮信号を出力するＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器１３と、第１のパルス圧縮信号と第２のパルス圧縮信号の平均を求める合成処理器１４とを備える。【選択図】 図１

Description

この発明は符号変調パルスを送信しパルス圧縮を行う符号変調パルス圧縮方式及び符号変調パルス圧縮方法に関するものである。

パルス圧縮方式を使用したレーダ、超音波センサ等の各種センサにおける符号変調パルス圧縮方式において、例えば、スペクトル拡散された送信波を持つパルスレーダでは、電波を照射し目標を検出しようとするときに、目標とレーダ搭載プラットフォーム間の相対速度により受信信号はドップラ周波数の影響から位相が回転し（以下、これをドップラシフトと呼ぶ）、パルス圧縮（通信ではスペクトル逆拡散と呼ばれる）性能が劣化し目標検出の障害となる。

実用に即して考えると、ドップラ周波数が未知であったり、ドップラ周波数に補正誤差があるという状況において、パルス圧縮後の距離誤差が小さく、距離サイドローブ（以下、単にサイドローブと呼ぶ）の増加が小さく分解能の低下が少ない変調パルスであることが重要である。例えば、リニアＦＭ変調方式は、比較的ドップラシフトの影響を受けにくいが、パルス圧縮後のパルスピーク位置（すなわち距離）にバイアス誤差が発生することが知られている。また、符号変調パルス圧縮方式として、リニアＦＭ変調波を４相符号化したＰ４符号が報告されているが、リニアＦＭ変調符号と同様にパルス圧縮後のパルス位置にバイアス誤差が発生するという課題がある。

一方、比較的短い符号長でもサイドローブのレベルが０又は１となり、また、ドップラシフトが存在する状況下でも、パルス圧縮後のパルス位置に誤差がでない２相符号の符号変調パルスとして、例えば、非特許文献１，２に示すようにＢａｒｋｅｒ系列がある。このＢａｒｋｅｒ系列は、短い符号長にもかかわらず、良いサイドローブ特性と耐ドップラ特性を有するため、多くのレーダや無線ＬＡＮで用いられているが、目標との相対速度が大きくなりドップラシフトが大きいと、ピーク幅が太くなり分解能が低下することが知られている。

さらに、非特許文献１に示すように、二つの符号系列を用いることで、それぞれのパルス圧縮出力がピーク以外のサイドローブ値が逆符号振幅になるような系列の組からなる相補系列（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）がある。この相補系列は、ドップラシフトがないときにはサイドローブが０となる理想的な特性となるが、ドップラシフトがあると大きく分解能が低下しサイドローブが上昇し特性が劣化してしまう。

Ｍ．Ｓｋｏｌｎｉｋ，"Ｒａｄａｒ Ｈａｎｄｂｏｏｋ， ２ｎｄ ｅｄｉｔｉｏｎ"ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ，ＵＳＡ，１９９０．ｐ１０．１７，ｐ１０．２１ Ｇ．Ｖ．Ｍｏｒｒｉｓ，"Ａｉｒｂｏｒｎｅ Ｐｕｌｓｅｄ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｒａｄａｒ"Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ，ＭＡ，ＵＳＡ，１９８８．ｐ１３４−ｐ１３５

従来の符号変調パルス圧縮方式は以上のように構成されているので、ドップラシフトが存在する状況下では、パルス圧縮後のパルス位置に誤差が生じ、ピークパルス幅が太くなって分解能が低下し、サイドローブも上昇してしまうという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、ドップラシフトが存在する状況下でも、パルス圧縮後のパルス位置に誤差がなく、ピークパルス幅が太くならずに分解能が低下せず、サイドローブも上昇しない符号変調パルス圧縮方式及び符号変調パルス圧縮方法を得ることを目的とする。

この発明に係る符号変調パルス圧縮方式は、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列（Ｆｏｒｗａｒｄ−Ｂａｒｋｅｒ系列）を発生するＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器と、上記Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列の時間反転系列であるＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列（Ｂａｃｋｗａｒｄ−Ｂａｒｋｅｒ系列）を発生するＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器と、上記Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列を第１の周波数信号に変換する第１の送信周波数変換器と、上記Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列を上記第１の周波数信号と直交する第２の周波数信号に変換する第２の送信周波数変換器と、上記第１の周波数信号と上記第２の周波数信号を合成して目標への送信信号として同時に出力する合成器と、目標からの受信信号における第１の周波数信号をＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列に変換する第１の受信周波数変換器と、目標からの受信信号における第２の周波数信号をＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列に変換する第２の受信周波数変換器と、上記第１の受信周波数変換器からのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列と上記Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器からのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列の相互相関関数により第１のパルス圧縮信号を出力するＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器と、上記第２の受信周波数変換器からのＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列と上記Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器からのＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列の相互相関関数により第２のパルス圧縮信号を出力するＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器と、上記第１のパルス圧縮信号と上記第２のパルス圧縮信号の平均を求める合成処理器とを備え、上記Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器及び上記Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器は、上記Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器における奇数のタイムラグでの相互相関関数と、上記Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器における奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列及びＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を発生するものである。

この発明によれば、受信信号にドップラシフトの影響が存在するような状況下でも、パルス圧縮後のパルス位置に誤差がなく、ピーク位置の隣を含む奇数のタイムラグのサイドローブのレベルが０となって分解能の低下を抑制できると共に、かつ、タイムラグが偶数の位置でも、ほぼドップラシフトが無いときと同程度のサイドローブのレベルに抑えることができるという効果がある。

以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による符号変調パルス圧縮方式の構成を示すブロック図である。この符号変調パルス圧縮方式は、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器１、Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器２、送信周波数変換器（第１の送信周波数変換器）３、送信周波数変換器（第２の送信周波数変換器）４、合成器５、周波数変換器６、送信アンテナ７、受信アンテナ８、周波数変換器９、受信周波数変換器（第１の受信周波数変換器）１０、受信周波数変換器（第２の受信周波数変換器）１１、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器１２、Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器１３及び合成処理器１４を備えている。

図１において、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器１はＦｏｒｗａｒｄ−Ｂａｒｋｅｒ（Ｆ−Ｂａｒｋｅｒと呼ぶ）系列を発生し、Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器２はＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列の時間反転系列であるＢａｃｋｗａｒｄ−Ｂａｒｋｅｒ（Ｂ−Ｂａｒｋｅｒと呼ぶ）系列を発生をする。送信周波数変換器３はＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列を周波数ｆ₁ の第１の周波数信号に変換し、送信周波数変換器４はＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を第１の周波数信号と直交する周波数ｆ₂ の第２の周波数信号に変換する。合成器５は第１の周波数信号と第２の周波数信号を合成して目標への送信信号として同時に出力し、周波数変換器６は送信信号をＲＦ信号に周数変換し、送信アンテナ７はＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を含んだＲＦ信号を目標に向かって放射する。

また、図１において、受信アンテナ８は目標で反射したＲＦ信号を受信し、周波数変換器９は受信したＲＦ信号を受信信号に変換する。受信周波数変換器１０は受信信号における第１の周波数信号をＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列に変換し、受信周波数変換器１１は受信信号における第２の周波数信号をＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列に変換する。Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器１２は受信周波数変換器１０からのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列とＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器１からのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列の相互相関関数によりを第１のパルス圧縮信号を出力する。Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器１３は受信周波数変換器１１からのＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器２からのＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列の相互相関関数により第２のパルス圧縮信号を出力する。合成処理器１４は第１のパルス圧縮信号と第２のパルス圧縮信号の平均を求めて合成後のパルス圧縮信号を出力する。

ここで、この発明の基本原理について説明する。
符号長Ｍの二つの符号系列をφ_n,m （ｎ＝１，２；ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）とし、その符号変調パルスｕφ_n,m を次の式（１）で表す。
ｕ_n,m ＝ｅｘｐ（ｊφ_n,m π） （ｎ＝１，２；ｍ＝１，２，・・・，Ｍ） （１）
なお、ｎは符号系列番号、ｍは要素番号、Ｍは符号長を示す。

ここで、簡単のため、受信波の伝播路長等による振幅減衰等を無視すると、受信信号ｘ_n,m は、ドップラ周波数ｆ_ｄが存在するときに、次の式（２）となる。
ｘ_n,m ＝ｅｘｐ（ｊφ_n,m π）ｅｘｐ（ｊ２πｆ_d ｔ） （２）
なお、ドップラ周波数ｆ_ｄは、相対速度ｖ、波長λにより次の式（３）で示される。
ｆ_d ＝２ｖ／λ （３）

パルス圧縮処理は、次の式（４）で表される相互相関処理であり、ここでｓはタイムラグで、Ｚ_n,sはパルス圧縮信号である。

この発明では、符号系列としてドップラシフトの影響下でも距離誤差が発生せず、サイドローブ特性にも優れるＢａｒｋｅｒ系列を二つ使用する。すなわち、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列φ_1,m と、そのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列の時間反転系列である次の式（５）で示すＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列φ_2,m を使用する。
φ_2,m ＝φ_1,M-m （５）
例えば、１３ビットのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列φ_1,m を、
φ_1,m ＝｛１ １ １ １ １ ０ ０ １ １ ０ １ ０ １｝ （６）
とすると、１３ビットのＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列φ_2,m は、１３ビットのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列φ_1,m を時間反転して、
φ_2,m ＝｛１ ０ １ ０ １ １ ０ ０ １ １ １ １ １｝ （７）
となる。

なお、符号長ＭのＢａｒｋｅｒ系列は、相互相関関数がタイムラグ０のピークのレベルはＭとなり、それ以外のタイムラグにおけるレベル、すなわちサイドローブのレベルは０又は１となる符号系列である。すなわち、符号長１３ビットのＢａｒｋｅｒ系列はピークのレベルは１３となり、サイドローブのレベルは０又は１となる。

さらに、この発明では、次の式（８）に示すように、この二つの符号系列のパルス圧縮処理の平均を最終的なパルス圧縮処理出力とする。

上記式（８）から、ピーク位置の隣（タイムラグ１）を含み、タイムラグｓが奇数の場合には、ドップラシフトが存在しても出力は０である。このことは、１タイムラグだけ離れた複数目標の分離を可能とすることが期待できる。タイムラグｓが偶数の場合には、ドップラシフトの影響を受けて利得が低下するが、ドップラシフトがないときの本来のサイドローブレベルからの劣化は少ない。

このように、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列とその時間反転系列であるＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を使用した場合に、上記式（８）が成り立つ理由は、タイムラグｓが偶数と奇数において、それぞれ次の式（９）が成り立っているためである。

すなわち、相互相関関数の２つの要素ｕ_1,m ｕ^* _1,m+s，ｕ_2,m ｕ^* _2,m+sが、タイムラグｓが偶数のときは同相となり、タイムラグｓが奇数のときは逆相となることが必要である。各タイムラグｓの和である相互相関関数（式（４））が二つの符号系列で、逆符号となるものが相補系列であるが、ここでは各タイムラグｓの偶奇により同符号（同相）か逆符号（逆相）となっている。

なお、上記式（９）の特性は、符号を反転したＢａｒｋｅｒ系列、
φ_1,m ＝｛０ ０ ０ ０ ０ １ １ ０ ０ １ ０ １ ０｝ （１０）
を用いても同様である。

このように、この発明では、パルス圧縮における奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列φ_1,m とその時間反転系列であるＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列φ_2,m を使用することにより、合成後の奇数のタイムラグでのパルス圧縮信号を０とすることができ、ドップラシフトが存在する状況下でも、ピークの隣のタイムラグ１のサイドローブが０に固定され分解能の低下を抑制することができる。

次に動作について説明する。
Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器１は、例えば上記式（６）で示したサイドローブのレベルが０又は１となるＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列φ_1,m を発生し、Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器２は、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列φ_1,m の時間反転系列である上記式（７）で示したサイドローブのレベルが０又は１となるＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列φ_2,m を発生する。

ここで、上記式（８）によるパルス圧縮処理では受信信号である二つのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列間に位相差がないものとしている。しかし、二つのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列をパルス毎に時分割に送信すると、ドップラ周波数によりパスル間隔に依存した位相差が発生する。この発明の目的は、ドップラ周波数が未知という条件で分解能の低下が少ない符号変調パスル圧縮方式を提供することにあるため、何らかの手段でパルス間のドップラ周波数を補正するのではなく、この実施の形態１では以下の方法を採用する。

すなわち、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を、それぞれベースバンドにおいて互いに直交する周波数ｆ₁ の第１の周波数信号と周波数ｆ₂ の第２の周波数信号に変換して合成して同時に送信することとする。ここで、互いに直交する第１の周波数信号と第２の周波数信号に変換するのは、合成したＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を受信側で分離できるようにするためである。

互いに直交する周波数ｆ₁ とｆ₂ は，次の式（１１）及び式（１２）に示すように、符号変調パルスのサブパルス幅Ｔｃ（あるいはチップ幅と呼ばれている）の逆数だけ離れた周波数となる。
ｆ₁ ＝１／Ｔｃ （１１）
ｆ₂ ＝ｆ₁ ＋１／Ｔｃ＝２／Ｔｃ （１２）

送信周波数変換器３はＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列φ_1,m を周波数ｆ₁ の第１の周波数信号に変換し、同様に、送信周波数変換器４はＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列φ_2,m を周波数ｆ₂ の第２の周波数信号に変換する。合成器５は第１の周波数信号と第２の周波数信号を合成して目標への送信信号として同時に出力する。
図２は符号長１３ビットのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列及びＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を周波数ｆ₁ の第１の周波数信号と周波数ｆ₂ の第２の周波数信号に変換し合成して送信信号（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌ）を生成する例を示す図である。

周波数変換器６は合成された送信信号をＲＦ信号に周波数変換し、送信アンテナ７は周波数変換されたＲＦ信号を目標に向かって空間へ放射する。

空間へ放射されたＲＦ信号は目標に当たり、受信アンテナ８は目標で反射したＲＦ信号を受信し、周波数変換器９は受信したＲＦ信号を受信信号に変換する。受信周波数変換器１０は受信信号における周波数ｆ₁ の第１の周波数信号をＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列に変換しベースバンドでの位相項を複素振幅系列に変換する。受信周波数変換器１１は受信信号における周波数ｆ₂ の第２の周波数信号をＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列に変換しベースバンドでの位相項を複素振幅系列に変換する。ここで、一般には、受信周波数変換器１０及び受信周波数変換器１１による周波数変換はフーリエ変換を用いることができる。

Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器１２は、式（４）に示すように、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列の複素振幅系列とＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器１からのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列の相互相関関数によりＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列の第１のパルス圧縮信号を出力する。Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器１３は、式（４）に示すように、Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列の複素振幅系列とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器２からのＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列の相互相関関数によりＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列の第２のパルス圧縮信号を出力する。

合成処理器１４は、式（８）に示すように、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列の第１のパルス圧縮信号とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列の第２のパルス圧縮信号の平均を求めてその絶対値を合成後のパルス圧縮信号として出力する。

図３はこの実施の形態１による符号変調パルス圧縮方式のタイミングを説明する図である。ここでは、周波数ｆ₁ の第１の周波数信号に変換されたＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列と周波数ｆ₂ の第２の周波数信号に変換されたＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を合成した送信信号を同時に送信し、目標で反射した受信信号を周波数変換処理して、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列のパルス圧縮処理とそれらの合成処理を時間方向に対し連続的に行い、奇数のタイムラグｓにおけるサイドローブのレベルが０で、他の偶数のタイムラグｓにおけるサイドローブのレベルも小さな合成後パルス波形を得ている。

このように、一つの送信信号のパルスにより二つの符号系列を同時に送受信することにより、パルス間で見られるような位相シフトがなく、また、振幅値が送信信号のパルス間で変動するような状況においても、理想的な式（８）の特徴を備えたパルス圧縮が可能である。なお、ここでは、二つの直交する周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の第１及び第２の周波数信号間の位相差は０としたが、実際にはＰｅａｋ ｔｏ ａｖｅｒａｇｅ ｌｅｖｅｌが大きくなるように、二つの直交する第１及び第２の周波数信号間の位相差を選択する。

図４はパルス圧縮信号の波形の例を示す図であり、図４（ａ）は符号長１３ビットのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列のみ送信した場合のパルス圧縮信号の波形を示し、図４（ｂ）は、この実施の形態１のように、符号長１３ビットのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列と符号長１３ビットのＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を同時に送信した場合のパルス圧縮信号の波形を示している。図４において、左の鳥瞰図は、横軸がタイムラグｓ＝０を中心とした時間シフト量、奥行き方向がドップラ周波数（０Ｈｚ〜４０ｋＨｚ）、高さ方向がパルス圧縮後の相対振幅値である。右図は、左図において、ドップラ周波数が０，２０，４０ｋＨｚに関する時間シフト量と相対振幅値の関係を切り出して示したものである。

この図４の例においては、ドップラ周波数が４０ｋＨｚになると、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列のみの場合では、図４（ａ）の右図に示すように、ピークの隣のタイムラグ１のサイドローブのレベルが上昇し分解能が低下し、他のタイムラグｓのサイドローブのレベルも上昇しているが、この実施の形態１のようにＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を同時に送信した場合には、図４（ｂ）の右図に示すように、受信信号にドップラシフトの影響が存在するような状況でも、ピークの隣のタイムラグ１のサイドローブのレベルが０に固定され分解能の低下が抑制され、他の奇数のタイムラグｓにおけるサイドローブのレベルが０で、他の偶数のタイムラグｓにおけるサイドローブのレベルもほぼドップラシフトが無いときと同程度のサイドローブのレベルが得られる。

以上のように、この実施の形態１によれば、サイドローブのレベルが０又は１となるＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列と、このＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列の時間反転系列であるサイドローブのレベルが０又は１となるＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を、それぞれ直交する２つの周波数信号に変換し合成して同時に送信し、目標で反射したＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を分離して、それぞれ送信したＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列との相互相関関数によりパルス圧縮し、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列の第１のパルス圧縮信号とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列の第２のパルス圧縮信号の平均を求めて合成後のパルス圧縮信号として出力すると共に、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列における奇数のタイムラグでの相互相関関数と、Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列における奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列及びＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を使用することにより、受信信号にドップラシフトの影響が存在するような状況下でも、パルス圧縮後のパルス位置に誤差がなく、ピーク位置の隣を含む奇数のタイムラグｓのサイドローブのレベルが０となって分解能の低下を抑制できると共に、かつ、タイムラグｓが偶数の位置でも、ほぼドップラシフトが無いときと同程度のサイドローブのレベルに抑えることができるという効果が得られる。

実施の形態２．
図５はこの発明の実施の形態２による符号変調パルス圧縮方式の構成を示すブロック図である。この符号変調パルス圧縮方式は、Ｆｏｒｗａｒｄ系列発生器２１、Ｂａｃｋｗａｒｄ系列発生器２２、送信周波数変換器（第１の送信周波数変換器）３、送信周波数変換器（第２の送信周波数変換器）４、合成器５、周波数変換器６、送信アンテナ７、受信アンテナ８、周波数変換器９、受信周波数変換器（第１の受信周波数変換器 ）１０、受信周波数変換器（第２の受信周波数変換器）１１、Ｆｏｗａｒｄ系列パルス圧縮器２３、Ｂａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器２４及び合成処理器１４を備えており、上記実施の形態１の図１に示すＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器１、Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器２、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器１２及びＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器１３を、図５ではそれぞれＦｏｒｗａｒｄ系列発生器２１、Ｂａｃｋｗａｒｄ系列発生器２２、Ｆｏｒｗａｒｄ系列パルス圧縮器２３及びＢａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器２４に置き換えたものである。

上記実施の形態１では、二つの符号系列として、サイドローブのレベルが０又は１となるＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列と、その時間反転系列であるサイドローブのレベルが０又は１となるＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を使用しているが、この実施の形態２では、符号系列をサイドローブが０又は１となるＢａｒｋｅｒ系列に限定せず、あるＦｏｒｗａｒｄ系列とその時間反転系列であるＢａｃｋｗａｒｄ系列の中で、上記式（９）の関係式を満たしているＦｏｒｗａｒｄ系列とＢａｃｋｗａｒｄ系列を符号系列の組として使用するものである。

次に動作について説明する。
この実施の形態２の動作は、実施の形態１におけるＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列をＦｏｗａｒｄ系列に置き換え、Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列をＢａｃｋｗａｒｄ系列に置き換えたものと同等である。

なお、計算機を用いて上記式（９）を満足する符号系列を探索した結果、例えば符号長１３ビットにおいては、上記式（９）を満足する２相符号は、全ての符号系列パターン２＾（１３）＝８１９２通りのうち、Ｂａｒｋｅｒ系列を含めて１２８通り（６４組）が存在している。その中でサイドローブのレベルが３以下となるものは４０通り（２０組）存在している。
図６は符号長１３ビットの符号系列で上記式（９）を満足し相互相関関数の２つの要素ｕ_1,m ｕ^* _1,m+s，ｕ_2,m ｕ^* _2,m+sが、タイムラグｓが偶数のときは同相となり、タイムラグｓが奇数のときは逆相となるサイドローブのレベルが３以下の符号系列を示す図である。このように、別の符号長においても、上記式（９）を満足するという条件で符号系列を計算機プログラムにより探索することができる。

この実施の形態２のように、Ｆｏｗａｒｄ系列とＢａｃｋｗａｒｄ系列を、それぞれ周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の第１及び第２の周波数信号に変換して同時に送信した場合のパルス圧縮信号の波形は、受信信号にドップラシフトの影響が存在するような状況でも、ピークの隣のタイムラグ１のサイドローブのレベルが０に固定され分解能の低下が抑制され、他の奇数のタイムラグｓにおけるサイドローブのレベルも０であるが、他の偶数のタイムラグｓにおけるサイドローブのレベルは、Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を使用したときに比べて高くなりノイズレベルが上昇するが、Ｂａｒｋｅｒ系列は最大で符号長１３ビットのものしか使用できないのに対して、使用できる符号系列の数を増加させることができる。

以上のように、この実施の形態２によれば、あるＦｏｒｗａｒｄ系列と、このＦｏｒｗａｒｄ系列の時間反転系列であるＢａｃｋｗａｒｄ系列を、それぞれ直交する２つの周波数信号に変換し合成して同時に送信し、目標で反射したＦｏｒｗａｒｄ系列とＢａｃｋｗａｒｄ系列を分離して、それぞれ送信したＦｏｒｗａｒｄとＢａｃｋｗａｒｄ系列との相互相関関数によりパルス圧縮し、Ｆｏｒｗａｒｄ系列の第１のパルス圧縮信号とＢａｃｋｗａｒｄ系列の第２のパルス圧縮信号の平均を求めて合成後のパルス圧縮信号として出力すると共に、Ｆｏｒｗａｒｄ系列における奇数のタイムラグでの相互相関関数と、Ｂａｃｋｗａｒｄにおける奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列を使用することにより、受信信号にドップラシフトの影響が存在するような状況下でも、パルス圧縮後のパルス位置に誤差がなく、ピーク位置の隣を含む奇数のタイムラグｓにおけるサイドローブのレベルが０となって分解能の低下を抑制できるという効果が得られる。

なお、この実施の形態２では、実施の形態１に比べて偶数のタイムラグｓにおけるサイドローブのレベルが上昇するが、使用できる符号系列の数を増加させることができるという効果が得られる。

実施の形態３．
図７はこの発明の実施の形態３による符号変調パルス圧縮方式の構成を示すブロック図である。この符号変調パルス方式は、Ｆｏｒｗａｒｄ系列発生器２１、Ｂａｃｋｗａｒｄ系列発生器２２、送信周波数変換器（第１の送信周波数変換器）３、送信周波数変換器（第２の送信周波数変換器）４、合成器５、周波数変換器６、送信アンテナ７、受信アンテナ８、周波数変換器９、受信周波数変換器（第１の受信周波数変換器）１０、受信周波数変換器（第２の送信周波数変換器）１１、Ｆｏｗａｒｄ系列パルス圧縮器２３、Ｂａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器２４、加減算処理器３１及び窓処理器３２を備えており、上記実施の形態２の図５に示す合成処理器１４を、図５では加減算処理器３１及び窓処理器３２に置き換えたものである。

次に動作について説明する。
上記実施の形態１及び上記実施の形態２では、タイムラグｓが奇数のときは０、偶数のときは同じという上記式（９）を満足すること、すなわち、相互相関関数の２つの要素ｕ_1,m ｕ^* _1,m+s，ｕ_2,m ｕ^* _2,m+sが、タイムラグｓが偶数のときは同相となり、タイムラグｓが奇数のときは逆相となることを基本としていた。この実施の形態３でもこのことに着目して、上記実施の形態１及び上記実施の形態２における合成処理器１４を加減算処理器３１及び窓処理器３２に変更したものである。

Ｆｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列の送受信からＦｏｗａｒｄ系列パルス圧縮器２３及びＢａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器２４による各パルス圧縮処理までは実施の形態２と同様である。加減算処理器３１はＦｏｗａｒｄ系列パルス圧縮器２３及びＢａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器２４からの二つの第１及び第２のパルス圧縮信号の加算及び減算を行う。窓処理器３２は、タイムラグｓが０でない偶数のときは加減算処理器３１による減算結果を選択し、タイムラグｓが０又は奇数のときは、加減算処理器３１による減算結果を選択して出力する。

このように、加減算処理器３１及び窓処理器３２は、次の式（１３）に示すように、Ｆｏｗａｒｄ系列パルス圧縮器２３及びＢａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器２４からの二つの第１及び第２のパルス圧縮信号の各タイムラグｓに関する加算又は減算を行っていることになる。

すなわち、タイムラグｓが０でない偶数のときは、Ｆｏｗａｒｄ系列パルス圧縮器２３及びＢａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器２４からの二つの第１及び第２のパルス圧縮信号の減算を行い、タイムラグｓが０又は奇数のときは、Ｆｏｗａｒｄ系列パルス圧縮器２３及びＢａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器２４からの二つの第１及び第２のパルス圧縮信号の加算を行っている。

上記式（９）に示すように、相互相関の２つの要素ｕ_1,m ｕ^* _1,m+s，ｕ_2,m ｕ^* _2,m+sが、タイムラグｓが偶数のときは同相となり、タイムラグｓが奇数のときは逆相となっているので、Ｆｏｗａｒｄ系列パルス圧縮器２３及びＢａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器２４からの二つの第１及び第２のパルス圧縮信号は、タイムラグｓが偶数のときは同相となり、タイムラグｓが奇数のときは逆相となるので、窓処理器３２がタイムラグｓが０でない偶数のときは加減算処理器３１による減算結果を選択し、タイムラグｓが０又は奇数のときは、加減算処理器３１による減算結果を選択することにより、タイムラグｓが０でない全てのタイムラグｓにおいて、窓処理器３２から出力されるパルス圧縮信号は０となる。すなわち、ドップラシフトが存在する状況下においても、ピーク以外ではサイドローブが完全に０となり、実際のレーダでは内部雑音だけの信号サンプルが得られる。

図８はこの実施の形態３による符号変調パルス圧縮方式のタイミングを説明する図である。ここでは、周波数ｆ₁の第１の周波数信号に変換されたＦｏｒｗａｒｄ系列と周波数ｆ₂ の第２の周波数信号に変換されたＢａｃｋｗａｒｄ系列を合成した送信信号を同時に送信し、目標で反射した受信信号を周波数変換処理して、Ｆｏｒｗａｒｄ系列とＢａｃｋｗａｒｄ系列のパルス圧縮処理と、加算処理、減算処理、窓処理を時間方向に対し連続的に行い、ピーク以外のサイドローブが完全に０となる窓処理後パルス波形を得ている。

以上のように、この実施の形態３によれば、あるＦｏｒｗａｒｄ系列と、このＦｏｒｗａｒｄ系列の時間反転系列であるＢａｃｋｗａｒｄ系列を、それぞれ直交する２つの周波数信号に変換し合成して同時に送信し、目標で反射したＦｏｒｗａｒｄ系列とＢａｃｋｗａｒｄ系列を分離して、それぞれ送信したＦｏｒｗａｒｄとＢａｃｋｗａｒｄ系列との相互相関関数によりパルス圧縮し、タイムラグｓが０でない偶数のときは、二つの第１及び第２のパルス圧縮信号の減算を行い、タイムラグｓが０又は奇数のときは、二つの第１及び第２のパルス圧縮信号の加算を行うと共に、Ｆｏｒｗａｒｄ系列における奇数のタイムラグでの相互相関関数と、Ｂａｃｋｗａｒｄにおける奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列を使用することにより、受信信号にドップラシフトの影響が存在するような状況下でも、パルス圧縮後のパルス位置に誤差がなく、ピーク以外の全てのタイムラグｓにおけるサイドローブのレベルが０となって分解能の低下を抑制できるという効果が得られる。

実施の形態４．
図９はこの発明の実施の形態４による符号変調パルス圧縮方式の構成を示すブロック図である。この符号変調パルス圧縮方式は、Ｆｏｗａｒｄ系列発生器２１、Ｂａｃｋｗａｒｄ系列発生器２２、送信切換器４１、周波数変換器６、送信アンテナ７、受信アンテナ８、周波数変換器９、受信切換器４２、Ｆｏｗａｒｄ系列パルス圧縮器２３、Ｂａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器２４及び合成処理器１４を備えており、上記実施の形態２の図５に示す送信周波数変換器３、送信周波数変換器４及び合成器５を、図９では送信切換器４１に置き換え、図５の受信周波数変換器１０及び受信周波数変換器１１を図９では受信切換器４２に置き換えたものである。

次に動作について説明する。
上記実施の形態１、上記実施の形態２及び上記実施の形態３では、二つの符号系列を直交する二つの周波数信号に変換して同時に送信しているが、この実施の形態４では、二つの符号系列を時分割で送信するようにしたものである。

送信切換器４１はＦｏｗａｒｄ系列発生器２１からのＦｏｗａｒｄ系列とＢａｃｋｗａｒｄ系列発生器２２からのＢａｃｋｗａｒｄ系列を所定時間毎に切り換えて目標への送信信号として周波数変換器６に出力する。周波数変換器６は時分割で出力されるがＦｏｗａｒｄ系列とＢａｃｋｗａｒｄ系列の送信信号をＲＦ信号に変換した後に各ＲＦ信号のパルスにおいて送信開始の位相を揃えて送信アンテナ７に出力する。

周波数変換器９は受信した目標で反射したＲＦ信号を受信信号であるＦｏｗａｒｄ系列とＢａｃｋｗａｒｄ系列に変換し、受信切換器４２は、送信切換器４１の切り換えタイミングと同期をとって出力を切り換え、Ｆｏｗａｒｄ系列をＦｏｗａｒｄ系列パルス圧縮器２３に出力し、Ｂａｃｋｗａｒｄ系列をＢａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器２４に出力する。Ｆｏｗａｒｄ系列パルス圧縮器２３及びＢａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器２４の動作は実施の形態２と同様である。

合成処理器１４は時分割で入力されるＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列のパルス圧縮信号とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列のパルス圧縮信号を内部のメモリ（図示せず）に保持し、タイミングを合わせてＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列の第１のパルス圧縮信号とＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列の第２のパルス圧縮信号の平均を求めて合成後のパルス圧縮信号を出力する。

図１０はこの実施の形態４による符号変調パルス圧縮方式のタイミングを説明する図である。ここでは、Ｆｏｒｗａｒｄ系列とＢａｃｋｗａｒｄ系列の送信信号を時分割に送信し、目標で反射した受信信号におけるＦｏｒｗａｒｄ系列とＢａｃｋｗａｒｄ系列のパルス圧縮処理を時分割に行い、タイミングを合わせて合成処理を行うことにより、ピーク以外のサイドローブが小さい合成後パルス波形を得ている。

以上のように、この実施の形態４によれば、あるＦｏｒｗａｒｄ系列と、このＦｏｒｗａｒｄ系列の時間反転系列であるＢａｃｋｗａｒｄ系列を時分割に送信し、目標で反射したＦｏｒｗａｒｄ系列とＢａｃｋｗａｒｄ系列を時分割に受信して、それぞれ送信したＦｏｒｗａｒｄとＢａｃｋｗａｒｄ系列との相互相関関数によりパルス圧縮し、Ｆｏｒｗａｒｄ系列の第１のパルス圧縮信号とＢａｃｋｗａｒｄ系列の第２のパルス圧縮信号の平均をタイミングを合わせて求めて合成後のパルス圧縮信号として出力すると共に、Ｆｏｒｗａｒｄ系列における奇数のタイムラグでの相互相関関数と、Ｂａｃｋｗａｒｄにおける奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列を使用することにより、受信信号にドップラシフトの影響が存在するような状況下でも、パルス圧縮後のパルス位置に誤差がなく、ピーク位置の隣を含む奇数のタイムラグｓにおけるサイドローブのレベルが０となって分解能の低下を抑制できるできるという効果が得られる。

なお、この実施の形態４では、上記実施の形態２のように、送信するＦｏｒｗａｒｄ系列とＢａｃｋｗａｒｄ系列をそれぞれ直交する二つの周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の第１及び第２の周波数信号に変換していないので、実施の形態２に比較してサンプリングレートを小さくすることができるという効果が得られる。

また、この実施の形態４では、上記実施の形態２の構成をベースとしているが、上記実施の形態１又は上記実施の形態３の構成をベースにしても、同様の処理を行うことができ同様の効果が得られる。

この発明の実施の形態１による符号変調パルス圧縮方式の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による符号変調パルス方式において、符号長１３ビットのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列及びＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を周波数ｆ₁ の第１の周波数信号と周波数ｆ₂ の第２の周波数信号に変換し合成して送信信号を生成する例を示す図である。 この発明の実施の形態１による符号変調パルス圧縮方式のタイミングを説明する図である。 パルス圧縮信号の波形の例を示す図である。 この発明の実施の形態２による符号変調パルス圧縮方式の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による符号変調パルス方式において、符号長１３ビットの符号系列で相互相関関数の２つの要素がタイムラグが偶数のときは同相となり、タイムラグが奇数のときは逆相となるサイドローブのレベルが３以下の符号系列を示す図である。 この発明の実施の形態３による符号変調パルス圧縮方式の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３による符号変調パルス圧縮方式のタイミングを説明する図である。 この発明の実施の形態４による符号変調パルス圧縮方式の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４による符号変調パルス圧縮方式のタイミングを説明する図である。

符号の説明

１ Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器、２ Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器、３ 送信周波数変換器、４ 送信周波数変換器、５ 合成器、６ 周波数変換器、７ 送信アンテナ、８ 受信アンテナ、９ 周波数変換器、１０ 受信周波数変換器、１１ 受信周波数変換器、１２ Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器、１３ Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器、１４ 合成処理器、２１ Ｆｏｒｗａｒｄ系列発生器、２２ Ｂａｃｋｗａｒｄ系列発生器、２３ Ｆｏｒｗａｒｄ系列パルス圧縮器、２４ Ｂａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器、３１ 加減算処理器、３２ 窓処理器、４１ 送信切換器、４２ 受信切換器。

Claims (7)

1. Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列（Ｆｏｒｗａｒｄ−Ｂａｒｋｅｒ系列）を発生するＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器と、
   上記Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列の時間反転系列であるＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列（Ｂａｃｋｗａｒｄ−Ｂａｒｋｅｒ系列）を発生するＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器と、
   上記Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列を第１の周波数信号に変換する第１の送信周波数変換器と、
   上記Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列を上記第１の周波数信号と直交する第２の周波数信号に変換する第２の送信周波数変換器と、
   上記第１の周波数信号と上記第２の周波数信号を合成して目標への送信信号として同時に出力する合成器と、
   目標からの受信信号における第１の周波数信号をＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列に変換する第１の受信周波数変換器と、
   目標からの受信信号における第２の周波数信号をＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列に変換する第２の受信周波数変換器と、
   上記第１の受信周波数変換器からのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列と上記Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器からのＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列の相互相関関数により第１のパルス圧縮信号を出力するＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器と、
   上記第２の受信周波数変換器からのＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列と上記Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器からのＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列の相互相関関数により第２のパルス圧縮信号を出力するＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器と、
   上記第１のパルス圧縮信号と上記第２のパルス圧縮信号の平均を求める合成処理器とを備え、
   上記Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器及び上記Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列発生器は、上記Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器における奇数のタイムラグでの相互相関関数と、上記Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列パルス圧縮器における奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列及びＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列を発生することを特徴とする符号化変調パルス圧縮方式。
2. Ｆｏｒｗａｒｄ系列を発生するＦｏｒｗａｒｄ系列発生器と、
   上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列の時間反転系列であるＢａｃｋｗａｒｄ系列を発生するＢａｃｋｗａｒｄ系列発生器と、
   上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列を第１の周波数信号に変換する第１の送信周波数変換器と、
   上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列を上記第１の周波数信号と直交する第２の周波数信号に変換する第２の送信周波数変換器と、
   上記第１の周波数信号と上記第２の周波数信号を合成して目標への送信信号として同時に出力する合成器と、
   目標からの受信信号における第１の周波数信号をＦｏｒｗａｒｄ系列に変換する第１の受信周波数変換器と、
   目標からの受信信号における第２の周波数信号をＢａｃｋｗａｒｄ系列に変換する第２の受信周波数変換器と、
   上記第１の受信周波数変換器からのＦｏｒｗａｒｄ系列と上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列発生器からのＦｏｒｗａｒｄ系列の相互相関関数により第１のパルス圧縮信号を出力するＦｏｒｗａｒｄ系列パルス圧縮器と、
   上記第２の受信周波数変換器からのＢａｃｋｗａｒｄ系列と上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列発生器からのＢａｃｋｗａｒｄ系列の相互相関関数により第２のパルス圧縮信号を出力するＢａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器と、
   上記第１のパルス圧縮信号と上記第２のパルス圧縮信号の平均を求める合成処理器とを備え、
   上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列発生器及び上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列発生器は、上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列パルス圧縮器における奇数のタイムラグでの相互相関関数と、上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器における奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列を発生することを特徴とする符号化変調パルス圧縮方式。
3. Ｆｏｒｗａｒｄ系列を発生するＦｏｒｗａｒｄ系列発生器と、
   上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列の時間反転系列であるＢａｃｋｗａｒｄ系列を発生するＢａｃｋｗａｒｄ系列発生器と、
   上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列を第１の周波数信号に変換する第１の送信周波数変換器と、
   上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列を上記第１の周波数信号と直交する第２の周波数信号に変換する第２の送信周波数変換器と、
   上記第１の周波数信号と上記第２の周波数信号を合成して目標への送信信号として同時に出力する合成器と、
   目標からの受信信号における第１の周波数信号をＦｏｒｗａｒｄ系列に変換する第１の受信周波数変換器と、
   目標からの受信信号における第２の周波数信号をＢａｃｋｗａｒｄ系列に変換する第２の受信周波数変換器と、
   上記第１の受信周波数変換器からのＦｏｒｗａｒｄ系列と上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列発生器からのＦｏｒｗａｒｄ系列の相互相関関数により第１のパルス圧縮信号を出力するＦｏｒｗａｒｄ系列パルス圧縮器と、
   上記第２の受信周波数変換器からのＢａｃｋｗａｒｄ系列と上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列発生器からのＢａｃｋｗａｒｄ系列の相互相関関数により第２のパルス圧縮信号を出力するＢａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器と、
   上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列の相互相関関数と上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列の相互相関関数との加算及び減算を行い上記第１及び第２のパルス圧縮信号の加算及び減算を行う加減算処理器と、
   相互相関関数におけるタイムラグが０でない偶数のときに上記加減算処理器による減算結果を選択し、タイムラグが０及び奇数のときに上記加減算処理器による加算結果を選択する窓処理器とを備え、
   上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列発生器及び上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列発生器は、上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列パルス圧縮器における奇数のタイムラグでの相互相関関数と、上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器における奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列を発生することを特徴とする符号化変調パルス圧縮方式。
4. Ｆｏｒｗａｒｄ系列を発生するＦｏｒｗａｒｄ系列発生器と、
   上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列の時間反転系列であるＢａｃｋｗａｒｄ系列を発生するＢａｃｋｗａｒｄ系列発生器と、
   上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列及び上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列を所定時間毎に切り換えて目標への送信信号として時分割に出力する送信切換器と、
   目標からの受信信号におけるＦｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列を上記送信切換器の切り換えタイミングに同期させて出力する受信切換器と、
   上記受信切換器からのＦｏｒｗａｒｄ系列と上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列発生器からのＦｏｒｗａｒｄ系列の相互相関関数により第１のパルス圧縮信号を出力するＦｏｒｗａｒｄ系列パルス圧縮器と、
   上記受信切換器からのＢａｃｋｗａｒｄ系列と上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列発生器からのＢａｃｋｗａｒｄ系列の相互相関関数により第２のパルス圧縮信号を出力するＢａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器と、
   上記第１のパルス圧縮信号と上記第２のパルス圧縮信号の平均を求める合成処理器とを備え、
   上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列発生器及び上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列発生器は、上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列パルス圧縮器における奇数のタイムラグでの相互相関関数と、上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列パルス圧縮器における奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列を発生することを特徴とする符号化変調パルス圧縮方式。
5. Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列（Ｆｏｒｗａｒｄ−Ｂａｒｋｅｒ系列）と、その時間反転系列であるＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列（Ｂａｃｋｗａｒｄ−Ｂａｒｋｅｒ系列）を、それぞれ第１及び第２の周波数信号に変換し合成して目標への送信信号として同時に送信し、目標からの受信信号における第１及び第２の周波数信号をそれぞれＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列及びＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列に変換し、受信したＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列と送信したＦ−Ｂａｒｋｅｒ系列の相互相関関数による第１のパルス圧縮信号と、受信したＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列と送信したＢ−Ｂａｒｋｅｒ系列の相互相関関数による第２のパルス圧縮信号の平均を求める際に、上記Ｆ−Ｂａｒｋｅｒ系列における奇数のタイムラグでの相互相関関数と、上記Ｂ−Ｂａｒｋｅｒ系列における奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列を使用する符号化変調パルス圧縮方法。
6. Ｆｏｒｗａｒｄ系列と、その時間反転系列であるＢａｃｋｗａｒｄ系列を、それぞれ第１及び第２の周波数信号に変換し合成して目標への送信信号として同時に送信し、目標からの受信信号における第１及び第２の周波数信号をそれぞれＦｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列に変換し、受信したＦｏｒｗａｒｄ系列と送信したＦｏｒｗａｒｄ系列の相互相関関数による第１のパルス圧縮信号と、受信したＢａｃｋｗａｒｄ系列と送信したＢａｃｋｗａｒｄ系列の相互相関関数による第２のパルス圧縮信号の平均を求める際に、上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列における奇数のタイムラグでの相互相関関数と、上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列における奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列を使用する符号化変調パルス圧縮方法。
7. Ｆｏｒｗａｒｄ系列と、その時間反転系列であるＢａｃｋｗａｒｄ系列を、それぞれ第１及び第２の周波数信号に変換し合成して目標への送信信号として同時に送信し、目標からの受信信号における第１及び第２の周波数信号をそれぞれＦｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列に変換し、受信したＦｏｒｗａｒｄ系列と送信したＦｏｒｗａｒｄ系列の相互相関関数と、受信したＢａｃｋｗａｒｄ系列と送信したＢａｃｋｗａｒｄ系列の相互相関関数との加算及び減算を行い、相互相関関数におけるタイムラグが０でない偶数のときに上記減算結果を選択し、タイムラグが０及び奇数のときに上記加算結果を選択する際に、上記Ｆｏｒｗａｒｄ系列における奇数のタイムラグでの相互相関関数と、上記Ｂａｃｋｗａｒｄ系列における奇数のタイムラグでの相互相関関数が逆相となるようなＦｏｒｗａｒｄ系列及びＢａｃｋｗａｒｄ系列を使用する符号化変調パルス圧縮方法。

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