KR20210090741A - 도플러 효과를 조정하기 위한 라이다(lidar) 시스템 - Google Patents

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스테판 씨. 크로우치
랜디 알. 레이블
제임스 커리
미쉘 밀비치
크리쉬나 루파바타람
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블랙모어 센서스 앤드 애널리틱스, 엘엘씨
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Abstract

위상-엔코드된 LIDAR의 도플러 보정은, 위상-엔코드된 신호용 위상들의 시퀀스를 표시하고, 신호의 제1 푸리에 변환을 결정하는 코드를 포함한다. 레이저 광 신호는 참조로서 사용되고 전송된 위상-엔코드된 광 신호를 생성하기 위해 코드에 기반하여 변조된다. 리턴된 광 신호는 반응에 수신된다. 리턴된 광 신호들은 참조와 믹스된다. 믹스된 광 신호들은 전기 신호를 생성하기 위해 검출된다. 교차 스펙트럼은 전기 신호의 동상 성분과 직각 성분 사이에서 결정된다. 도플러 쉬프트는 교차 스펙트럼 내의 피크에 기반한다. 디바이스는 도플러 쉬프트에 기반하여 작동된다. 가끔, 전기 신호의 제2 푸리에 변환과 도플러 주파수 쉬프트는 보정된 푸리에 변환 및 이어서 교차 상관을 생성한다. 거리는 교차 상관 내의 피크에 기반하여 결정된다.

Description

도플러 효과를 조정하기 위한 라이다(LIDAR) 시스템 {LIDAR SYSTEM TO ADJUST DOPPLER EFFECTS}
본 출원은 그 전체 내용이 인용에 의해 본 명세서에 통합되는, 2017.2.3.자로 출원된 미국 특허출원 번호 15/423,978의 우선권을 향유한다.
본 발명은 레이저를 이용한 거리의 광 검출 분야에 관한 것으로서, 보다 구체적으로 도플러 검출 및 도플러 보정을 통한 광 검출 기술에 관한 것이다.
기억법(mnemonic)에 의해, 광 검출과 거리측정을 줄여서 라이다(LIDAR)로 흔히 언급되는, 레이저들을 이용한 거리의 광 검출은, 고도측정(altimetry)부터, 이미징, 및 충돌 예방까지, 다양한 응용들을 위해 이용된다. 라이다는 레이더(radio-wave detection and ranging: RADAR)와 같은 종래의 마이크로파 거리측정 시스템들보다 더 작은 빔 사이즈들을 이용하여 더 질 높은 축척의 거리 분해능을 제공한다. 거리(range)의 광 검출은, 물체에 대한 광 펄스의 왕복 주행 시간에 기반하는 직접 거리측정(ranging), 및 전송된 처프된(chirped) 광 신호와 물체로부터 산란된 리턴된(returned) 신호 사이의 주파수 차이에 기반하는 처프된 검출, 및 자연적 신호들로부터 구별될 수 있는 단일 주파수 위상 변화들의 시퀀스에 기반하는 위상-엔코드된(encoded) 검출을 포함하는, 서로 상이한 다양한 기법들을 이용하여 수행된다.
허용될 수 있는 거리 정확도와 검출 민감도를 얻기 위해, 직접 장거리 라이다 시스템들은 펄스 반복률이 낮고 펄스 피크 파워가 극히 높은 짧은 펄스 레이저들을 이용한다. 높은 펄스 파워는 광 컴포넌트들의 급속한 퇴화로 이어질 수 있다. 처프된 위상-엔코드된 라이다 시스템들은 광 피크 파워가 상대적으로 높은 긴 광 펄스들을 이용한다. 이러한 구성에서, 거리 정확도는 펄스 지속기간(duration) 보다는 처프 대역폭 또는 위상 코드(code)들의 길이에 따라 증가하기 때문에, 여전히 우수한 거리 정확도가 얻어질 수 있다.
유용한 광 처프 대역폭들은 광 캐리어를 변조시키기 위해 광대역 무선주파수(RF) 전기 신호들을 이용하여 얻어졌다. 처프된 라디아의 최근 진전 내용들은, 참조(reference) 신호들과 리턴된 광 신호들 사이의 주파수들 또는 위상들의 차이에 비례하는 RF 밴드 내의 상대적으로 낮은 비트(beat) 주파수를 결과적인 전기 신호 내에서 생성하기 위해 광 검출기로 리턴된 신호와 결합된 참조 신호로서 동일한 변조된 광 캐리어를 사용하는 것을 포함한다. 검출기에서의 주파수 차이들의 이러한 종류의 비트 주파수 검출은 헤테로다인(heterodyne) 검출로 명명된다. 그것은 용이하고 저렴하게 입수할 수 있는 RF 컴포넌트들을 사용하는 장점과 같이, 업계에 알려진 다양한 장점들을 가진다. 본 명세서에 사용된 용어와 부합되지 않는 용어를 제외하고, 인용에 의해 그 전체 내용이 본 명세서에 통합되는, 최근의 미국 특허 번호 7,742,152에 기술된 내용은, 전송된 광 신호로부터 분기된(split) 광 신호를 참조 광 신로호서 사용하는 광 컴포넌트들의 신규하고 더 간단한 방식을 보여준다. 이러한 방식은 위 특허에서 호모다인(homodyne) 검출로 명명된다.
광 캐리어 상에 변조된 위상-엔코드된 마이크로파 신호들을 이용하는 라이다 검출 역시 사용되고 있다. 여기서, 대역폭(B)은 각각의 위상을 가진 펄스의 지속기간(τ)의 역(inverse)에 비례하고(B = 1/τ), 임의의 위상-엔코드된 신호는 많은 수의 그러한 펄스들로 구성된다. 이러한 기법은 리턴 신호 내의 특정 주파수의 위상들(또는 위상 변화들)의 시퀀스와 전송된 신호 내의 그것과의 상관(correlating)에 의존한다. 상관 내의 피크에 연관된 시간 지연(time delay)은 매체 내의 광의 속도에 의한 거리와 관련이 있다. 거리 분해능은 펄스 폭(τ)에 비례한다. 이러한 기술의 장점들은 보다 적은 수의 컴포넌트들이 필요하고, 위상-엔코드된 마이크로파 및 광 통신들을 위해 개발된 대량 생산된 하드웨어 컴포넌트들을 사용하는 것이다.
본 발명자들은, 광 위상 엔코딩을 이용하여 거리가 검출되고 있는 물체의 모션은 도플러 주파수 쉬프트(shift)들에 기인하여 그러한 응용들에 현저하게 영향을 미치는, 환경들과 응용들을 인식하였다. 물체의 속도를 결정하기 위해 도플러 효과를 검출하고, 이어서 그러한 광 위상 엔코딩으로부터 거리 측정들 내의 도플러 효과를 보상하는 기법들이 제공된다.
실시예들의 제1 세트에서, 방법은 위상-엔코드된 무선 주파수 신호를 위한 위상들의 시퀀스를 나타내는 코드를 프로세서 상에서 결정하는 단계, 및 위상-엔코드된 무선 주파수 신호의 제1 푸리에(Fourier) 변환을 결정하는 단계를 포함한다. 또한, 방법은 위상-엔코드된 광 신호를 생성하기 위해 코드에 기반하여 레이저로부터의 광 신호를 변조하는 단계, 및 위상-엔코드된 광 신호를 전송하는 단계를 포함한다. 나아가서, 방법은 위상-엔코드된 광 신호의 전송에 반응하여 리턴된 광 신호를 수신하는 단계, 및 레이저로부터의 광 신호에 기반하여 리턴된 광 신호를 참조 광 신호와 믹스하는 단계를 포함한다. 더 나아가서, 방법은 전기 신호를 생성하기 위해 믹스된 광 신호들을 광 검출기에서 검출하는 단계를 포함한다. 더욱, 방법은 전기 신호의 동상(in-phase) 성분과 전기 신호의 직각(quadrature) 성분 사이의 교차(cross) 스펙트럼을 프로세서 상에서 결정하는 단계, 및 교차 스펙트럼 내의 피크에 기반하여 리턴된 광 신호의 도플러 주파수 쉬프트를 결정하는 단계를 포함한다. 더 나아가서, 방법은 도플러 주파수 쉬프트에 기반하여 디바이스(예, 차량)를 작동시키는 단계를 포함한다.
제1 세트의 일부 실시예들에서, 리턴된 광 신호와 참조 광 신호를 믹스하는 단계는, 동상 광 신호와 직각 광 신호를 생성하기 위해 리턴된 광 신호와 참조 광 신호를 믹스하는 단계를 포함한다. 또한, 믹스된 광 신호들을 광 검출기에서 검출하는 단계는, 제1 전기 신호를 생성하기 위해 제1 검출기에서 동상 광 신호를 검출하는 단계, 및 제2 전기 신호를 생성하기 위해 제2 광 검출기에서 직각 광 신호를 검출하는 단계를 포함한다. 나아가서, 교차 스펙트럼을 결정하는 단계는, 제1 전기 신호와 제2 전기 신호 사이의 교차-스펙트럼을 결정하는 단계를 포함한다.
이러한 실시예들의 일부에서, 동상 광 신호와 직각 광 신호를 생성하기 위해 리턴된 광 신호와 참조 광 신호를 믹스하는 단계는, 동상 리턴된 광 신호와 참조 신호의 합인, 제1 광 신호, 동상 리턴된 광 신호와 참조 신호의 차이인, 제2 광 신호, 직각 리턴된 광 신호와 참조 신호의 합인, 제3 광 신호, 및 직각 리턴된 광 신호와 참조 신호의 차이인, 제4 광 신호를 생성하기 위해 리턴된 광 신호와 참조 광 신호를 믹스하는 단계를 포함한다. 이들 실시예들에서, 제1 전기 신호를 생성하기 위해 제1 검출기에서 동상 광 신호를 검출하는 단계는, 제1 검출기에서 제1 광 신호와 제2 광 신호를 검출하는 단계를 포함한다. 또한, 이들 실시예들에서, 제2 전기 신호를 생성하기 위해 제2 광 검출기에서 직각 광 신호를 검출하는 단계는, 제2 검출기에서 제3 광 신호와 제4 광 신호를 검출하는 단계를 포함한다.
제1 세트의 일부 실시예들에서, 또한 방법은 프로세서 상에서 전기 신호의 제2 푸리에 변환을 결정하는 단계, 및 제2 푸리에 변환과 도플러 주파수 쉬프트에 기반하여 제3 푸리에 변환을 결정하는 단계를 포함한다. 더 나아가서, 방법은 제1 푸리에 변환과 제3 푸리에 변환에 기반하여 교차 상관을 프로세스 상에서 결정하는 단계, 및 교차 상관 내의 제1 피크의 시간 지연(lag)에 기반하여 제1 거리를 결정하는 단계를 포함한다. 이들 실시예들에서, 도플러 주파수 쉬프트에 기반하여 디바이스(예, 차량)를 작동하는 단계는 제1 거리에 기반하여 디바이스를 작동하는 단계를 포함한다.
다른 실시예들에서, 시스템 또는 장치 또는 컴퓨터-판독가능한 매체는 전술한 방법들의 하나 이상의 단계들을 수행하도록 구성된다.
본 발명을 수행하기 위해 예상되는 최적 실시예를 포함하는, 다수의 특정의 실시예들과 구현예들을 단지 예시함으로써, 또 다른 측면들, 특징들, 및 장점들은 이어지는 상세한 설명으로부터 자연스럽게 명백하다. 다른 실시예들 역시 다른 상이한 특징들과 장점들을 가질 수 있고, 그 다양한 상세한 설명들은 본 발명의 정신과 범위를 벗어나지 않는한 모두 다양하고 명백한 관점들에서, 변경될 수 있다. 상응하게, 도면들과 상세한 설명은 제한적인 것이 아니라 본질적으로 예시적인 것으로서 간주되어야 한다.
실시예들은 제한적인 방식이 아니라 예시적인 방식으로 설명되고, 첨부된 도면들에서, 유사한 구성요소들은 유사한 참조부호들이 부여되었다.
도 1a는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 거리의 측정을 위해 예시적인 전송된 광 위상-엔코드된 신호를 도시하는 개략적 그래프이다.
도 1b는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 거리의 측정을 위해 리턴된 광 신호들과 함께 일련의 2진 숫자들로서, 도 1a의 예시적인 전송된 신호를 도시하는 개략적 그래프이다.
도 1c는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 2개의 리턴된 신호들을 이용하여 예시적인 참조 신호의 교차-상관들을 도시하는 개략적 그래프이다.
도 1d는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 참조 신호의 예시적 스펙트럼과 도플러 쉬프트된 리턴 신호의 예시적인 스펙트럼을 도시하는 개략적 그래프이다.
도 1e는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 도플러 쉬프트된 리턴 신호의 위상 성분들의 예시적인 교차-스펙트럼을 도시하는 개략적 그래프이다.
도 2는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 고 분해능 라이다 시스템의 예시적인 컴포넌트들을 도시하는 블록도이다.
도 3a는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 위상-엔코드된 라이다 시스템의 예시적인 컴포넌트들을 도시하는 블록도이다.
도 3b는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 도플러 보상된 위상-엔코드된 라이다 시스템의 예시적인 컴포넌트들을 도시하는 블록도이다.
도 4는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 거리들 상에서 도플러 효과들을 결정 및 보상하기 위해 도플러-상관된 위상-엔코드된 라이다 시스템을 사용하기 위한 예시적인 방법을 도시하는 플로우챠트이다.
도 5a는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 중요한 도플러 쉬프트를 도입하지 않는 기본적으로 정지된 물체를 위한 광 검출기들에 의해 출력되는 예시적인 전기적인 동상 진폭과 직각 진폭을 도시하는 그래프이다.
도 5b는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 중요한 도플러 쉬프트를 도입하지 않는 움직이는 물체를 위한 광 검출기들에 의해 출력되는 예시적인 전기적인 동상 진폭과 직각 진폭을 도시하는 그래프이다.
도 6a는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 중요한 도플러 쉬프트를 도입하지 않는 기본적으로 정지된 물체를 위한 리턴된 신호들의 동상 성분과 직각 성분을 위한 예시적인 교차 스펙트럼을 도시하는 그래프이다.
도 6b 및 도 6c는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 중요한 도플러 쉬프트를 도입하지 않는 움직이는 물체를 위한 리턴된 신호들의 동상 성분과 직각 성분을 위한 예시적인 교차 스펙트럼을 각각 도시하는 그래프들이다.
도 7a 및 도 7b는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 전송된 신호의 다수의 블록들에 대한 평균화(averaging) 없이 기본적으로 정지된 물체를 위한 리턴된 신호 내의 교차-상관 진폭 대(versus) 시간의 예시적인 트레이스(trace)(거리 프로파일)를 각각 도시하는 그래프들이다.
도 7c 및 도 7d는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 전송된 신호의 다수의 블록들에 대한 평균화를 가진 기본적으로 정지된 물체를 위한 리턴된 신호 내의 교차-상관 진폭 대 시간의 예시적인 트레이스(거리 프로파일)를 각각 도시하는 그래프들이다.
도 8a 및 도 8b는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 도플러 보상을 이용하여 이동하는 물체를 위한 리턴된 신호 내의 교차-상관 진폭 대 시간의 예시적인 트레이스(거리 프로파일)를 각각 도시하는 그래프들이다.
도 9a는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 동상 광 신호와 직각 광 신호로 분리되지 않은 믹스된 광 신호에 기반하는 도플러 보상을 이용하여, 움직이는 물체를 위한 리턴된 신호 내의 교차-상관 진폭 대 시간의 예시적인 트레이스(거리 프로파일)를 도시하는 그래프이다.
도 9b는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 동상 광 신호와 직각 광 신호로 분리된 믹스된 광 신호에 기반하는 도플러 보상을 이용하여, 움직이는 물체를 위한 리턴된 신호 내의 교차-상관 대 시간의 예시적인 트레이스(거리 프로파일)를 도시하는 그래프이다.
도 10은, 본 발명의 일 실시예에 따라, 용이하게 구별된 도플러 효과들을 보이기 위해, 예시적인 도플러 모호성(doppler ambiguity) 공간을 도시하는 그래프이다.
도 11은, 본 발명의 일 실시예에 따라, 내부 광학체로부터 리턴들을 제거하기 위한 예시적인 다중-스폿 평균화(averaging)를 도시하는 블록도이다.
도 12a 내지 도 12d는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 내부 광학체로부터 리턴들을 제거하기 위해 보정하기 전과 후의 예시적인 거리 신호들을 각각 도시하는 그래프들이다.
도 13은, 본 발명의 일 실시예에 따라, 성공적으로 프로세싱된 다수의 상이한 도플러 쉬프트들을 가진 예시적인 다수의 거리 리턴들을 도시하는 이미지이다.
도 14는 본 발명의 일 실시예가 구현될 수 있는 컴퓨터 시스템을 도시하는 블록도이다.
도 15는 본 발명의 일 실시예가 구현될 수 있는 칩셋을 도시한다.
광 위상-엔코드된 거리 검출의 도플러 보정을 위한 방법, 장치, 시스템 및 컴퓨터-판독가능한 매체가 기술된다. 설명의 목적을 위해 이어지는 상세한 설명에서, 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해 다양한 구체적인 내용들이 기술된다. 그러나, 당업자는 이와 같은 구체적인 상세한 내용이 없어도 본 발명이 실행될 수 있음을 이해할 것이다. 다른 경우들에서, 본 발명을 불필요하게 모호하게 하는 것을 피하기 위해, 잘-알려진 구조들과 디바이스들은 블록도 형태로 도시된다.
넓은 범위를 나타내는 수치 범위들과 파라미터들은 비록 근사치들이더라도, 구체적인 비-한정적인 예들에서 의미하는 수치들은 가능한 한 정확하게 보고된다. 그러나, 임의의 수치는 본 명세서의 작성 시점에서 그들의 각각의 실험 측정들에서 발견된 표준 편차로부터 생길 수밖에 없는 특정의 오차들을 내재적으로 포함한다. 나아가서, 문맥으로부터 달리 명백하지 않으면, 본 명세서에 제시된 수치는 최하위 숫자에 의해 주어진 함축된 정밀도를 가진다. 따라서, 값 1.1은 1.05부터 1.15까지의 값을 암시한다. "대략"이라는 용어은 주어진 값을 중심으로 더 넓은 범위를 나타내는데 사용되고, 문맥으로부터 달리 명백하지 않으면, "대략 1.1"이 1.0으로부터 1.2까지 암시하는 것과 같이, 최하위 숫자 주변의 더 넓은 범위를 암시한다. 만약 최하위 숫자가 불분명하면, "대략"이라는 용어는 2배를 의미한다. 예컨대, "대략 X"는 0.5X로부터 2X까지의 범위 내의 값을 암시한다. 예를 들어, '대략 100'은 50부터 200까지의 범위 내의 값을 암시한다. 나아가서, 본 명세서에 개시된 모든 범위들은 그 안에 포함된 임의의 범위들과 모든 하위-범위들을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 예를 들어, "10 미만"의 범위는 영(zero)의 최소값과 10의 최대값 사이(포함하는)의 임의의 범위들과 하위-범위들 즉, 영과 동일하거나 더 큰 최소값과 10과 동일하거나 더 작은 최대값을 가진 임의의 범위들과 하위-범위들 예컨대, 1 내지 4을 포함할 수 있다.
본 발명의 일부 실시예들은, 광 신호 상에 변조된 무선 주파수에서 이진의, π/2(90°) 위상 엔코딩의 맥락으로 아래에서 설명된다. 그러나, 실시예들은 이러한 맥락에 한정되는 것은 아니다. 다른 실시예들에서, 상이한 위상차들(예, 30°, 60°또는 180°)을 가진 다른 위상 엔코딩 또는 3개 이상의 상이한 위상들을 가진 엔코딩이 사용된다. 실시예들은, 단일의 검출기 또는 한 쌍의 검출기들 상의 단일의 광 빔 및 그 리턴의 맥락에서 설명된다. 이어서 다른 실시예들에서, 단일의 광 빔 및 그 리턴은 선형의 스텝핑 컴포넌트 또는 회전 광학 컴포넌트와 같은 임의의 알려진 스캐닝 수단 또는 송신기 어레이들과 함께 또는 검출기 어레이들 또는 한 쌍의 검출기들과 함께 스캔될 수 있다.
1. 위상-엔코드된 검출 개관
도 1a는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 거리의 측정을 위한 예시적인 전송된 광 위상-엔코드된 신호를 도시하는 개략적인 그래프(110)이다. 수평축(112)은 영(zero)의 시작 시간으로부터 시간을 임의의 단위로 나타낸다. 좌측 수직축(114a)은 전송된 신호 동안 임의의 단위의 파워를 나타내고, 우측 수직축(114b)은 전송된 신호의 위상을 임의의 단위로 나타낸다. 위상-엔코드된 라이다의 기술을 가장 간단하게 예시하기 위해, 이진의 위상 엔코딩이 설명된다. 트레이스(115)는 좌측 수직축(114a)에 대한 파워를 나타내고 전송된 신호 동안에는 일정하고 전송된 신호를 벗어나면 영으로 떨어진다. 점선 트레이스(116)는 연속파 신호에 대한 신호의 위상을 나타낸다.
도 1a에서 볼 수 있는 바와 같이, 트레이스는 전송된 신호의 부분의 경우, 캐리어(위상=0)를 가진 동상(in phase)이고, 이어서 짧은 시간 구간들 동안 △φ(위상=△φ) 만큼 변화하는 즉, 생략(117)에 의해 표시된 바와 같이, 전송된 신호 동안 반복되게 2개의 위상 값들 사이에서 전후로 절환한다. 일정한 위상의 가장 짧은 구간은 펄스 지속기간(τ)으로 명명되는 엔코딩의 파라미터이고, 대역에서 가장 낮은 수파수의 다수의 주기들의 전형적인 지속기간이다. 역(1/τ)은 보드(baud) 속도이고, 각각의 보드는 심벌을 나타낸다. 전송된 신호의 시간 동안의 그러한 일정한 위상 펄스들의 수(N)는 심벌들의 수(N)이고 엔코딩의 길이를 나타낸다. 이진 엔코딩에서, 2개의 위상 값들이 있고, 가장 짧은 간격의 위상은 하나의 값을 위해 0으로 간주될 수 있고 다른 하나의 값을 위해 1로 간주될 수 있으므로, 심벌은 일 비트(bit)이고, 보드 속도 역시 비트 속도(bit rate)로 명명된다. 다중(multiple) 위상 엔코딩에서, 다수이 위상 값들이 있다. 예를 들어, △φ*{0,1,2,3}(△φ=π/2(90°))와 같이, 4개의 위상 값들은 {0,π/2,π,3π/2}와 각각 동일하고, 따라서 4개의 위상 값들은 각각 0,1,2,3을 나타낼 수 있다. 이 예에서, 각각의 심벌은 2 비트이고, 비트 속도는 보드 속도의 2배이다.
위상-쉬프트 키잉(PSK)은, 도 1a에 도시된 바와 같이, 참조 신호(반송파)의 위상을 변화(변조)시킴으로써 데이터를 전달하는 디지털 변조 방식을 의미한다. 변조는 정확한 시간에 사인 입력과 코사인 입력을 변화시킴으로써 수행된다. 무선 주파수들(RF)에서, PSK는 무선근거리통신망, 무선주파수인식(RFID) 및 블루투스 통신을 위해 광범위하게 사용된다. 대안적으로, 일정한 참조파(reference wave)에 대해서 작동하는 대신에, 전송은 그 자체에 대해서 작동할 수 있다. 단일의 전송된 파형의 위상의 변화들은 심벌로 간주될 수 있다. 이러한 시스템에서, 변조기는 위상(참조파에 대한) 그 자체보다는 수신된 신호의 위상의 변화들을 결정한다. 이러한 방식은 연속적인 위상들 사이의 차이에 의존하기 때문에, 그것은 차동 위상-쉬프트 키잉(DPSK)로 명명된다. 변조기가 수신된 신호의 정확한 위상을 결정하기 위해 참조 신호의 카피를 가질 필요가 없기 때문에(그것은 넌-코히런트 방식이다), DPSK는 보통의 PSK보다 확실하게 더 간단하게 구현될 수 있다.
광 거리측정 응용들의 경우, 캐리어 주파수는 광 주파수(fc)이고 RF 주파수(f0)는 광 캐리어에 변조된다. 심벌들의 수(N)와 지속기간(τ)은 요구되는 거리 정확도와 분해능을 달성하기 위해 선택된다. 심벌들의 패턴은 코드된 신호들의 다른 소스들과 잡음으로부터 구별될 수 있도록 선택된다. 따라서, 전송된 신호와 리턴된 신호 사이의 강한 상관은 반사되거나 후방산란된(backscattered) 신호의 강한 표시이다. 전송된 신호는 하나 이상의 심벌들의 블록들로 구성되고, 각각의 블록은, 심지어 잡음이 존재하는 경우에도, 반사되거나 후방산란된 리턴과의 강한 상관을 제공하기 위해 충분히 길다. 이어지는 논의에서, 전송된 신호는 블록 당 N개의 심볼들의 M 블록들로 구성되고, M과 N은 음의 정수가 아닌 것으로 간주된다.
도 1b는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 거리의 측정을 위해 리턴된 광학 신호들과 함께 일련의 이진 숫자들로서 도 1a의 예시적인 전송된 신호를 도시하는 개략적 그래프(120)이다. 수평축(122)은 영의 시작 시간 후의 시간을 임의의 단위로 나타낸다. 수직축(124a)은 영에 대한 주파수(fc+fo)에서의 광 전송된 신호의 진폭을 임의의 단위로 나타낸다. 수직축(124b)은 영에 대한 주파수(fc+fo)에서의 광 리턴된 신호의 진폭을 임의의 단위로 나타내고, 트레이스들을 분리하기 위해 수직축(124a)으로부터 옵셋된다. 트레이스(125)는 00011010으로부터 시작하여 생략에 의해 표시된 바와 같이, 연속하는 코드를 생성하기 위해 도 1a에 도시된 바와 같은 위상 변화들을 가진 M*N 이진 심벌들의 전송된 신호를 나타낸다. 트레이스(126)는 움직이지 않는 물체로부터 산란되는 이상화된(잡음이 없는) 리턴 신호를 나타낸다(따라서, 리턴은 도플러 쉬프트되지 않음). 진폭은 감소되지만, 코드(00011010)는 인식가능하다. 트레이스(127)는 움직이고 따라서, 도플러 쉬프트되는 물체로부터 산란되는 이상화된(잡음이 없는) 리턴 신호를 나타낸다. 리턴은 적절한 광 주파수(fc+f0)에 있지 않고, 예상된 주파수 대역 내에서 잘 검출되지 않기 때문에, 진폭이 줄어든다.
리턴의 관찰된 주파수(f')는 등식 (1)에 의해 주어진 도플러 효과에 의한 리턴의 정확한 주파수(f=fc+f0)와 상이하다.
Figure pat00001
(1)
여기서, c는 매체 내의 빛의 속도이다. 관찰자와 소스가 양자 사이의 벡터 상에서 동일한 방향으로 동일한 속도로 움직이면 2개의 주파수들은 동일함을 유의해야 한다. 2개의 주파수들 사이의 차이(△f= f'-f)는, 거리 측정에 문제들을 야기하고, 등식 (2)에 의해 주어진, 도플러 쉬프트(△fD)이다.
Figure pat00002
(2)
에러의 크기는 신호의 주파수(f)에 따라 증가함을 유의해야 한다. 또한, 정지된(stationary) 라이다 시스템(υo=0)의 경우, 물체가 10미터 속도(υo = 10)로 이동하고, 가시광선의 주파수가 대략 500THz이면, 에러의 사이즈는 16메가헤르쯔(MHz)(1MHz=106 헤르쯔(Hz), 1Hz=1 시간 당 사이클)임을 유의해야 한다. 아래에 기술된 다양한 실시예들에서, 도플러 쉬프트 에러는 검출되어 거리의 계산을 위한 데이터 프로세싱에 사용된다.
도 1c는, 일 실시예에 따라, 2개의 리턴된 신호들을 이용하여 예시적인 전송된 신호의 교차-상관들을 도시하는 개략적 그래프(130)이다. 위상 코드된 거리측정에서, 위상 코드된 반사의 도착은, 전송된 신호 또는 다른 참조 신호와 리턴된 신호의 교차 상관에 의해, 리턴 내에서 검출되고, 실제로 RF 신호용 코드와 헤테로다인 검출을 이용하는 광 검출기로부터의 전기 신호의 교차 상관 및 따라서 RF 대역으로 되돌리는 다운-믹싱(down-mixing)에 의해 구현된다. 수평축(132)은 리턴된 신호와의 교차 상관 계산을 수행하기 전에 코드된 신호에 적용되는 래그 타임을 임의의 단위로 나타낸다. 수직축(134)는 교차 상관 연산의 진폭을 나타낸다. 임의의 하나의 래그를 위한 교차 상관은 2개의 트레이스들의 콘볼빙(convolving) 즉, 2개의 트레이스들 내의 상응하는 값들을 곱하고 트레이스 내의 모든 점(point)들을 합(summing over)해서 계산되고, 이어서 각각의 시간 지연를 반복한다. 대안적으로, 교차 상관은 2개의 트레이스들 각각의 푸리에 변환들을 곱한 후 역(inverse) 푸리에 변환에 의해 수행될 수 있다. 고속(Fast) 푸리에 변환(FFT)을 위한 효과적인 하드웨어와 소프트웨어 구현들은 전방(forward) 푸리에 변환과 역 푸리에 변환 모두를 위해 널리 이용될 수 있다. 교차 상관을 수행하기 위한 보다 정확한 수학적 표현은 아래의 일부 예시적 실시예들에 제공된다.
교차 상관 연산은 리턴의 진폭과 위상이 광 검출기에서 검출된 후에 아날로그 또는 디지털 전기 신호들을 이용하여 전형적으로 수행됨을 유의해야 한다. 광 검출기의 신호를 용이하게 디지털화될 수 있는 RF 주파수 범위로 이동시키기 위해, 광 리턴 신호는 검출기에 영향을 주기 전에 참조 신호와 광적으로 믹스된다. 위상-엔코드된 전송된 광 신호의 카피(copy)는 참조 신호로서 사용될 수 있지만, 레이저에 의해 출력되는 지속파 캐리어 주파수 광 신호를 참조 신호로서 사용하고 검출기에 의해 출력되는 전기 신호의 진폭과 위상 모두를 캡쳐하는 것 역시 가능하고, 종종 바람직하다.
트레이스(136)는 움직이지 않는 물체로부터 반사된 이상화된(잡음이 없는) 리턴 신호(따라서, 리턴은 도플러 쉬프트되지 않음)와의 교차 상관을 나타낸다. 피크는 전송된 신호의 시작 후의 시간(△t)에서 발생한다. 이것은 리턴된 신호가 시간(△t)에서의 전송된 위상 코드 시작의 버전을 포함한다는 것을 나타낸다. 반사하는(또는 후방산란시키는) 물체에 대한 거리(R)는 매체 내의 광(c)의 속도에 기반하는 왕복(2-way) 주행 시간 지연으로부터 계산되고, 등식 3에 의해 주어진다.
R = c * △t/2 (3)
점선 트레이스(137)는 움직이는 물체로부터 산란된 이상화된(잡음이 없는) 리턴 신호(따라서, 리턴은 도플러 쉬프트됨)와의 교차 상관을 나타낸다. 리턴 신호는 적절한 주파수 빈(bin) 내의 위상 엔코딩을 포함하지 않고, 상관은 모든 시간 지연들 동안 낮게 유지되고, 피크는 그렇게 용이하게 검출되지 않는다. 따라서, △t는 그렇게 용이하게 결정되지 않고 거리(R)가 그렇게 용이하게 생성되지 않는다.
아래에서 더 상세히 기술된 다양한 실시예들에 따르면, 도플러 쉬프트는 리턴된 신호의 전기적 프로세싱 내에서 결정되고; 도플러 쉬프트는 교차 상관 계산을 보정하기 위해 사용된다. 따라서, 피크는 더 용이하게 발견되고 거리는 보다 용이하게 결정될 수 있다. 도 1d는, 일 실시예에 따라, 전송된 신호의 예시적 스펙트럼과 도플러 쉬프트된 리턴 신호의 예시적 스펙트럼을 도시하는 개략적 그래프(140)이다. 수평축(142)은 광 캐리어(fc)로부터 옵셋된 RF 주파수를 임의의 단위들로 나타낸다. 수직축(144a)은 스펙트럼 밀도로도 명명되고, 영에 대한 임의의 단위의 특히, 좁은 주파수 빈의 진폭을 나타낸다. 수직축(144b)은 영에 대한 임의의 단위들 의 스펙트럼 밀도를 나타내고, 트레이스들을 분리하기 위해 축(144a)으로부터 옵셋된다. 트레이스(145)는 전송된 신호를 나타내고, 피크는 적절한 RF(f0)에서 발생한다. 트레이스(146)는 움직이는 물체로부터 후방산란되어, 도플러 쉬프트된 이상화된(잡음이 없는) 리턴 신호를 나타낸다. 리턴은 적절한 RF(f0)에서 피크를 가지지 않지만, 대신에, △fD만틈 쉬프트된 주파수(fs)로 블루(blue) 쉬프트된다.
일부 도플러 보상 실시예들에서, 전송된 신호와 리턴된 신호 모두의 스펙트럼을 취하고 각각의 피크들을 검색한 후 상응하는 피크들의 주파수들을 감산함으로써 △fD를 찾아 내기 보다는, 도 1d에 예시된 바와 같이, RF 대역 내의 다운-믹스된 리턴된 신호의 동상(in-phase) 성분과 직각(quadrature) 성분의 교차 스펙트럼을 취하는 것이 더 효과적이다. 도 1e는, 일 실시예에 따라, 예시적인 교차-스펙트럼을 예시하는 개략적 그래프(150)이다. 수평축(152)은 참조 스펙트럼에 대한 임의의 단위의 주파수 쉬프트를 나타내고, 수직축(154)은 영에 대한 임의의 단위의 교차 스펙트럼의 진폭을 나타낸다. 트레이스(155)는 라이다 시스템을 향해 이동하는 제1 물체(△fD1의 블루 쉬프트=도 1d의 △fD)와 라이다 시스템으로부터 멀어지게 움직이는 제2 물체(△fD2의 레드(red) 쉬프트)에 의해 생성된 이상화된(잡음이 없는) 리턴 신호와의 교차 스펙트럼을 나타낸다. 성분들의 하나가 블루 쉬프트(△fD1)될 때 피크가 발생하고; 성분들의 하나가 레드 쉬프트(△fD2)될 때 다른 피크가 발생한다. 따라서, 도플러 쉬프트들이 결정된다. 이러한 쉬프트들은, 충돌 방지 응용들을 위해 대단히 중요할 수 있는 바와 같이, 라이다 부근의 물체들의 접근 속도를 결정하는데 이용될 수 있다.
아래에서 더 상세히 기술되는 바와 같이, 교차 스펙트럼 내에서 검출되는 도플러 쉬프트(들)는 교차 상관을 보정하는데 사용됨으로써, 피크(135)는 래그(△t)에서 도플러 보상된 도플러 쉬프트된 리턴 내에 명백하고, 거리(R)가 결정될 수 있다. 도플러 쉬프트들을 결정하고 보상하기 위해 필요한 정보는 수집되지 않거나 이전의 위상 엔코드된 라이다 시스템들에 사용되지 않는다.
2. 광 위상-엔코드된 검출 하드웨어 개관
위상-엔코드된 검출 접근법이 구현되는 방식을 설명하기 위하여, 일부 일반적이고 구체적인 하드웨어 접근법들이 기술된다. 도 2는 일 실시예에 따른 고 분해능 라이다 시스템의 예시적인 컴포넌트들을 설명하는 블록도이다. 레이저 소스(212)는 반송파(201)를 발산하고, 반송파(201)는 위상 변조기(282)에서 위상 변조되고, 위상 변조기(282)는 심볼 길이(M*N)와 지속기간(D=M*N*τ)을 가진 위상 코드된 광 신호(203)를 생성한다. 스플리터(splitter)(216)는 광 신호를 표적 빔(205)과 참조 빔(207a)으로 분할한다. 표적 빔(205)은 전송된 신호로도 명명되고, 빔(203)의 에너지의 대부분을 가진다. 참조 빔(207a)은 훨씬 더 적은 양의 에너지를 갖지만 그럼에도 불구하고 물체(미도시)로부터 산란된 리턴된 빛(291)과 양호한 믹싱을 생성하기에 충분한 에너지를 가진다. 일부 실시예들에서, 스플리터(216)는 위상 변조기(282)의 상류에 배치된다. 참조 빔(207a)은 참조 경로(220)를 통과하고 참조 빔(207b)으로서 하나 이상의 검출기들로 안내된다. 일부 실시예들에서, 참조 경로(220)는 산란된 빛을 이용하여 참조 빔(207b)이 검출기 어레이(230)에 도달하기에 충분하게 공지의 지연을 도입한다. 일부 실시예들에서, 참조 빔(207b)은, 별개의 발진기로부터 국부적으로 참조 빔(207a)을 생성하였던 더 오래된 접근법들을 나타내는, 국부 발진기(LO) 신호로 명명된다. 일부 실시예들에서, 덜 유연한 접근법으로부터 더 유연한 접근법까지, 참조는, 1) 경로 길이들이 잘 매칭되도록 검출기 어레이에서 전송 빔의 일부분을 뒤로 반사시키기 위해 장면(scene) 내에 거울을 놓음으로써; 2) 경로 길이를 거의 매칭시키고 도 2에서 제안된 바와 같이, 특정 거리를 위해 관찰되거나 예측된 위상 차이를 보상하기 위한 경로 조절을 이용하거나 이용하지 않고, 검출기 어레이 부근의 광학을 이용하여 참조 빔을 방송(braodcast)하기 위해 섬유(fiber) 지연을 이용함으로써; 또는 경로 길이 부조화(mismatch)를 보상하기 위한 별개의 변조를 생성하기 위해 주파수 쉬프팅 디바이스(음향광학 변조기) 또는 국부 발진기 파형 변조의 시간 지연을 이용함으로써; 또는 일부 조합에 의해, 산란되거나 반사된 장(field)을 이용하여 도달될 수 있다. 일부 실시예들에서, 물체는 충분히 가깝고, 전송된 지속기간은 충분히 길고, 리턴들은 지연없이 참조 신호와 충분히 중첩한다.
검출기 어레이는 단일의 쌍을 이룬 또는 짝이 없는 검출기이거나, 물체로부터 리턴된 빔들(291)에 거의 직교하는 평면 내에 배치된 쌍을 이룬 또는 짝이 없는 검출기들의 1차원(1D) 또는 2차원(2D) 어레이이다. 참조 빔(207b)과 리턴된 빔(291)은 광 믹서기들 내에서 결합된다. 각각의 광 믹서기는 적절하게 검출될 특징들의 광 신호를 생성하고, 영(zero) 또는 그 이상의 갯수이다. 간섭 패턴의 위상 또는 진폭, 또는 일부 조합은, 신호 지속기간(D) 동안 다수 회에 걸쳐 각각의 검출기를 위해 획득 시스템(240)에 의해 기록된다. 신호 지속기간 당 시간적(temporal) 샘플들의 갯수는 다운-레인지 규모(down-range extent)에 영향을 미친다. 흔히, 갯수는 신호 당 심벌들의 갯수, 신호 반복률 및 가용 카메라 프레임률에 기반하여 선택된 실제적 고려이다. 프레임률은 샘플링 대역폭이고, 흔히 "디지타이저 주파수"로 명명된다. 거리 규모의 유일한 핵심적 한계들은 그것이 반복(명확한 거리측정을 위해)하기 전에 레이저의 가간섭(coherence) 길이와 고유(unique) 코드의 길이이다. 이것은 리턴된 비트들의 임의의 디지털 기록이 이전 전송 히스토리로부터 전송된 비트들의 임의의 부분과 교차 상관될 수 있으므로 가능하게 된다. 획득된 데이터는 도 14를 참조하여 아래에서 설명되는 컴퓨터 시스템 또는 도 15를 참조하여 아래에서 설명되는 칩셋과 같이, 프로세싱 시스템(250)에 활용될 수 있다. 도플러 보상 모듈(270)은 도플러 쉬프트의 사이즈 및 거기에 기반한 보정된 거리 및 본 명세서에 기술된 임의의 다른 보정들을 결정한다. 임의의 알려진 장치 또는 시스템은 레이저 소스(212), 위상 변조기(282), 빔 스플리터(216), 참조 경로(220), 광 믹서기들(284), 검출기 어레이(230), 또는 획득 시스템(240)을 구현하기 위해 사용될 수 있다. 플로드(flood)에 대한 광 결합(coupling) 또는 표적에 대한 포커스 또는 퓨필 평면을 지나는 포커스는 묘사되지 않았다. 본 명세서에 사용된 바와 같이, 광 결합기는, 그 중에서도 무엇보다도 진공, 공기, 유리, 크리스탈, 거울, 렌즈, 광 서큘레이터, 빔 스플리터, 위상판(phase plate), 폴라라이저, 광 믹서기, 단독으로 또는 일부 조합과 같이, 하나의 컴포넌트로부터 다른 컴포넌트까지 빛을 안내하기 위해 공간 좌표들 내에서 빛의 전파(propagation)에 영향을 미치는 임의의 컴포넌트이다.
일부 실시예들에서, 전기-광학 변조기들은 변조를 제공한다. 시스템은 다양한 실시예들을 위해 아래에서 기술되는 바와 같이, 요구되는 다운-레인지 분해능을 위해 적합한 길이(M*N)와 심벌 지속기간(τ)의 위상 코드를 생성하도록 구성된다. 예를 들어, 3D 이미징 응용들에서, 펄스들(M*N)의 총 갯수는 대략 500 내지 대략 4000의 범위이다. 프로세싱이 디지털 도메인 내에서 수행되기 때문에, 예컨대, 512로부터 4096까지, M*N을 제곱으로서 선택하는 것이 유용하다. 평균화가 수행되지 않을 때 M은 1이다. 만약, 랜덤 잡음 기여들이 있으면, M은 대략 10이 되게 하는 것이 유용하다. 결과적으로, N은, M=1의 경우 512로부터 4096의 범위이고, M=10의 경우 대략 50 내지 대략 400의 범위이다. 예를 들어, 500Mbps 내지 1Gbps 보드 속도의 경우, 이들 코드들의 지속 시간은 대략 50 나노초와 8 마이크로초 사이이다. 거리 윈도우(range window)는 이러한 조건들 하에서 수 킬로미터까지 연장되게 만들 수 있고, 도플러 분해능 역시 꽤 높게(전송된 신호의 지속 시간에 의존하여) 될 수 있음을 유의해야 한다. 비록, 프로세스들, 장비, 및 데이터 구조들은, 예시의 목적으로 특정 배치 내의 필수적인 블록들로서 도 2에 묘사되었지만, 다른 실시예들에서, 하나 이상의 프로세스들 또는 데이터 구조들, 또는 그 일부분들은 동일하거나 상이한 호스트들 상에, 하나 이상의 데이터베이스들 내에 상이한 방식으로 배치되거나, 하나 이상의 상이한 프로세스들 또는 데이터 구조들은 동일하거나 상이한 호스트들 상에 포함된다. 예를 들어, 스플리터(216)와 참조 경로(220)는 영 또는 그 이상의 광 결합기들을 포함한다.
도 3a는 위상-엔코드된 라이다 시스템(300a)의 예시적인 컴포넌트들을 도시하는 블록도이다. 비록 물체(390)가 시스템(300a)의 작동을 설명하도록 도시되었지만, 물체(390)는 시스템(300a)의 일부가 아니다. 시스템은 레이저 소스(310), 빔 스플리터(312), 위상 변조기(320), 편광 빔 스플리터(322), 광 믹서기(360), 광 검출기(330), 및 프로세싱 시스템(350)을 포함하고, 프로세싱 시스템(350)은 디지털 코드 모듈(372)과 도플러 보상 모듈(370)을 포함한다. 광 신호들은 두꺼운 화살표들에 의해 표시되고, 전기 신호들은 얇은 화살표들에 의해 표시된다.
전기 공학에서, 위상 변조(수학 함수(exp(iωt))의 실수부와 허수부 사이의 각도 변조에 상응함)를 가진 사인 곡선은, 1/4 사이클(π/2 라디안) 만큼 위상이 옵셋된 2개의 진폭-변조된 사인 곡선들로 분해될 수 있거나, 그러한 사인 곡선들로부터 합성될 수 있다. 모든 3개의 함수들은 동일한 주파수를 가진다. 진폭 변조된 사인 곡선들은 0의 위상에서 동상 성분(I) 및 π/2의 위상에서 직각 성분(Q)으로서 알려져 있다. 레이저(310)는 캐리어 주파수(fc)에서 광 신호를 생성한다. 레이저 광 신호(L)는 수학적으로 등식 (4)에 의해 표시된다.
L = I0 exp(iωt) (4)
여기서, I0는 레이저에 의해 출력되는 강도(intensity)이고, exp()은 exp(x)=ex가 되게 하는 지수 함수이고, i는 -1의 제곱근의 속성들을 가진 허수이고, t는 시간이고, ω=2πfc는 광 캐리어 주파수(fc)에 상응하는 각도 함수이다. 수학적으로 이 표현은 실수부=I0R cos(ωt)와 허수부=I0I sin(ωt)를 가지고, 여기서, I0R은 강도(동상)의 실수부이고, I0I는 허수부이다. 진동의 위상은 실수부와 허수부 사이의 각도에 의해 주어진다. 따라서, L=I0R cos(ωt) + I0I sin(ωt)이고, I0는 실수부와 허수부의 제곱들의 합의 근 즉, I0 2 = I0R 2 + I0I 2이다. 스플리터(312)는 등식 (5a)에 의해 주어진 참조 신호(국부 발진기로 명명됨), LO로서 사용하기 위해 신호의 강도의 작은 부분을 안내한다.
LO = ALO exp(iωt) = AR cos(ωt) + i AI sin(ωt) (5a)
여기서, A는 스플리터(312)의 강도 효과를 나타내는 상수이다. 따라서, 전기장(ELO)은 등식 (5b)로서 씌여질 수 있다.
ELO = ALO eiωt (5b)
참조 신호(LO)는 비변조된 레이저 신호이고, 전체 신호는 동상이고 허수 성분은 영이다. 따라서, 아래의 등식 (5c)이 성립한다.
LO = A cos(ωt) (5c)
프로세싱 시스템(350) 내의 디지털 코드 모듈(372)은, B(t)로서 표현되는 광 캐리어 상의 위상 변화들로서 부여될 심벌들의 디지털 코드를 나타내는 전기 신호를 보내고, 여기서 B(t)는 t의 함수로서 0과 π/2 사이에서 스위치된다. 위상 변조기(320)는 필드 프로그램가능 게이트 어레이(FPGA) 밖으로 디지털 라인들을 빼내고, 그들을 증폭시키고, EO 위상 변조기를 구동함으로써 광 캐리어 상에 위상 변화들을 부여한다. 그러면, 전송된 광 신호(T)는 등식 (6)에 의해 주어진다.
T = C exp(i[ωt+B(t)]) (6)
여기서, C는 분수(A)의 분할에 의한 I0 내의 삭감과 위상 변조기(320)에 의해 부여된 임의의 증폭 또는 다른 삭감을 차지하는 상수이다.
임의의 위상 변조기는 변조기(320)로서 사용될 수 있다. 예를 들어, 전기-광학 변조기(EOM)가 사용되고, 그 굴절률이 국부적 전기장의 세기의 함수인, 니오브산 리튬과 같은 크리스탈을 포함한다. 그것은 만약 니오브산 리튬이 전기장에 노출되면 빛이 그것을 통해 더 천천히 주행하게 되는 것을 의미한다. 그러나, 크리스탈을 떠나는 빛의 위상은 빛이 그것을 통과하는데 걸리는 시간의 길이에 직접적으로 비례한다. 그러므로, EOM을 나오는 레이저 빛의 위상은 디지털 코드 모듈(372)에 의해 제공된 디지털 코드에 상응하는 크리스탈 내의 전기장의 변화에 의해 제어될 수 있다. 위상 변화는 광대역 주파수 신호를 유도하고, 광대역(B)은 보드 속도(1/τ)와 대략 동일하다.
위상 변조기(320)에 의해 출력되는 위상-엔코드된 광 신호는 편광 빔 스플리터(PBS)(322) 또는 다른 광 서큘레이터와 같은 일부 광 결합기들을 통해 전송되고, 그 후, 전송된 신호를 운반하는 빔 내의 임의의 물체(390)에 의해 산란된다. 예를 들어, 섬유 결합된 편광 빔 스플리터 컴바이너(combiner)들은 이러한 광 컴포넌트로서 섬유 기반 서큘레이터들보다 포트들 사이의 더 좋은 분리를 제공한다는 사실이 발견되었다. 이것은 송신과 수신 사이에서 잘 분리되지 않는 신호가 거리 프로파일들 내에서 원하지 않는 큰 피크로서 나타나게 될 때 중요하다. 그래서, 전송 신호는 포트 1 안으로 투입되고, 포트 2 밖으로 발산되고 후방-산란된 리턴 신호는 포트 2 안에 수신되고 포트 3를 빠져 나간다. 일부 표적들(예, 금속 표적들)은 빔의 극성을 유지하고 일부 표적들(예, 분산된 표적들)은 리턴된 빔을 소극(depolarize)한다. 일부 실시예들에서, 사분의 일 파장판(quarter wave plate)은 소극하지 않는 표적들을 적절하게 보상하기 위해 전송 광학 내에 포함된다.
리턴된 신호(324)는 예컨대, PBS(322)와 같은 광 결합기에 의해 광 믹서기(360)로 안내되고, 광 믹서기(360)에서, 리턴 광 신호(324)는 등식 (5)에 의해 주어진 참조 광 신호(LO)와 믹싱된다. 전송된 빔에 의해 인터셉트된 k번째 물체로부터의 리턴된 신호(R)는 등식 (7a)에 의해 주어진다.
Rk = Ak exp(i[ω+ωDk)(t+△tk)+B(t+△tk)]) (7a)
여기서, Ak는 물체(390)로 들어가고 그로부터 나오는 전파에 기인하는 강도의 손실과 k번째 물체(390)에서의 산란을 설명하는 상수이고, △tk는 라이다 시스템과 k번째 물체(390) 사이의 왕복 주행 시간이고, ωDk = 2π△fD는 k번째 물체의 도플러 주파수 쉬프트(본 명세서에서 편의상, 도플러 쉬프트로 명명됨)의 각(angular) 주파수이다. 모든 표적들에 걸쳐 합산된, 리턴 신호의 전기장(ER)은 등식 (7b)에 의해 주어진다.
E R =
Figure pat00003
(7b)
광 믹서기(360)에서 일치하는(coincident) 신호들(324,314)은 2개의 광 신호들의 위상과 진폭이 믹스되어 있는 주파수의 차이와 관련된 비트(beat) 주파수, 및 광 믹서기(360)의 함수에 의존하는 출력을 가진 믹스된 광 신호(362)를 생성한다. 본 명세서에서 사용된 바와 같이, 다운 믹싱은 광 헤테로다인 검출을 의미하고, 비선형 광 프로세스를 이용하는 헤테로다인 검출의 구현이다. 본 명세서에서 "다운-믹싱"으로 명명되는, 광 헤테로다인 검출에서, 일부 광 주파수에서의 관심 광 신호는 참조 "국부적 발진기"(LO)와 비선형적으로 믹스되고, 참조 LO는 인접(close-by) 주파수로 설정된다. 요구되는 결과는, 원래의 광 주파수 신호의 정보(진폭, 위상, 및 주파수 변조)를 운반하지만, 편리하게 RF 대역에서, 보다 용이하게 프로세스된 더 낮은 주파수(비트 주파수)에서 발진하는, 차 주파수(difference frequency)이다. 또한, 그렇게 믹스된 광 신호들(미가공(raw) 신호들로 명명됨)의 예들은 도 5a를 참조하여 아래에서 도시된다. 일부 실시예들에서, 이러한 비트 주파수는 RF 대역 내에 있고, RF 대역은 RF 아날로그 디지털 변환기(ADC)들에 의해 용이하게 디지털화될 수 있는 전기 아날로그 신호와 같은 전기 신호(332)로서 광 검출기로부터 출력될 수 있다. 디지털 전기 신호(332)는 프로세싱 시스템(350)에 입력되고, 모듈(372)로부터의 디지털 코드와 함께, 교차 상관과 거리를 결정하고, 일부 실시예들에서, 속도와 도플러 쉬프트를 결정하기 위해, 도플러 보상 모듈(370)에 의해 사용된다.
일부 실시예들에서, 미가공 신호들은 도플러 피크를 찾기 위해 프로세스되고, 그 주파수(ωD)는 상관 연산을 보정하고 정확한 거리를 결정하기 위해 사용된다. 다른 실시예들에서, 만약 광 믹서기와 프로세싱이, 동상 성분과 직각 성분을 결정하고, ωD를 먼저 예측하기 위해 그러한 분리를 사용한 후, △t를 추론하기 위한 교차 상관 연산을 보정하기 위해 ωD를 사용하도록 구성되면, 유용하다는 것이 발견되었다. 또한, ωD의 값은 물체의 속도를 나타내기 위해 사용된다. 그러면, △t의 값은 전술한 등식 (3)을 이용하여 물체에 대한 거리를 결정하고 나타내기 위해 사용된다. 광 믹서기들에 의한 I 신호와 Q 신호의 분리는 도플러 쉬프트의 사인을 분명하게 결정하게 한다.
여기서, 예시적인 하드웨어 실시예는 일 실시예에 따라, 위상 코드된 전송된 신호의 동상 및 직각(I/Q) 신호들의 코히런트(coherent) 검출을 지원하기 위해 설계되었다. 이러한 접근법의 장점은 매우 저렴하지만, 높은 대역폭 파형 생성 요건(이진 디지털 또는 다-상(poly-phase) 디지털 코드들) 및 최소 변조 요건(단일 전기-광학 위상 변조기)이다. 90도 광 하이브리드 광 믹서기는 2개의 채널들 상에서 광적으로 다운-믹스된 후 디지털화되는 신호들의 I/Q 검출을 가능하게 한다. 이러한 시스템은 극히 유연한 "소프트웨어 정의된" 측정 아키텍처가 생겨나게 한다.
도 3b는, 일 실시예에 따라, 도플러 보상된 위상-엔코드된 라이다 시스템(300b)의 예시적인 컴포넌트들을 나타내는 블록도이다. 본 실시예는 π/2에 의해 분리된 2개의 위상들을 가지지만 전기적 분리라기 보다는 동상 성분과 직각 성분의 광학적 분리를 가진 이진 위상 엔코딩을 이용한다. 물체(390)가 시스템(300b)의 작동을 설명하도록 도시되었지만, 물체(390)는 시스템(300b)의 일부가 아니다. 시스템은 레이저 소스(310), 빔 스플리터(312), 위상 변조기(320), 편광 빔 스플리터(322), 도 3a의 일반적인 광 믹서기(360) 대신에 90도 하이브리드 믹서기(361), 도 3a의 광 검출기(330) 대신에 균형(balanced) 광 검출기(311), 및 프로세싱 시스템(350)을 포함하고, 프로세싱 시스템은 디지털 코드 모듈(372)과 도플러 보상 모듈(371)을 포함한다. 광 신호들은 두꺼운 화살표들에 의해 표시되고, 전기 신호들은 얇은 화살표들에 의해 표시된다. 레이저(310)는 광 캐리어 주파수(fc)에서 광 신호를 생성한다. 스플리터(312)는 참조 신호(국부적 발진기로 명명됨), LO(314)로서 사용하기 위해 신호의 파워의 작은 부분을 안내한다. 프로세싱 시스템(350) 내의 디지털 코드 모듈(372)은 광 캐리어 상에서 위상 변화들로서 부여될 심벌들의 디지털 코드를 나타내는 전기 신호를 보낸다. 위상 변조기(320)는 전술한 바와 같이, 광 캐리어 상에 위상 변화들을 부여한다.
위상 변조기(320)에 의해 출력되는 위상-엔코드된 광 신호는 편광 빔 스플리터(PBS)(322)와 같은 일부 광 결합기들을 통해 전송된 후, 전송된 신호를 보유하는 빔에 의해 인터넷터된 임의의 물체(390)에 의해 산란된다. 리턴된 신호(324)는 예컨대, PBS(322)와 같은 광 결합기에 의해 90도 하이브리드 광 믹서기(361)로 안내되고, 광 믹서기(361)에서 리턴 광 신호(324)는 등식 (5b)로 주어진 참조 광 신호(LO)(314)와 믹스된다. 리턴된 신호(R)는 등식 (7a)에 의해 주어진다. 하이브리드 믹서기는, 등식 (8a) 내지 등식 (8d)에서 정의된 바와 같이, I+, I-, Q+ 및 Q-로 각각 명명되는 4개의 광 신호들을 출력하고, 리턴 신호(R)의 동상 성분과 LO를 결합된 RI가 지정되고, 리턴 신호(R)의 직각 성분과 LO가 결합된 RQ가 지정된다.
I+ = LO + RI (8a)
I- = LO - RI (8b)
Q+ = LO + RQ (8c)
Q- = LO - RQ (8d)
여기서, RI는 리턴 신호(R)의 AC 성분의 동상 코히런트 교차 항목(cross term)이고, RQ는 리턴 신호(R)의 AC 성분의 위상 코히런트 교차 항목으로부터 90도 벗어난다. 예를 들어, 전술한 관계들의 전기장은, 등식 (8h) 내지 등식 (8k)를 생성하기 위해, 전술한 등식 (5b)와 등식 (7b) 및 아래의 등식 (8e) 내지 등식 (8g)에 기반하여 표현될 수 있다.
LO = │ELO│2 (8e)
RI = │ER│2 + Real(ER E * LO ) (8e)
RQ = │ER│2 + Imag(ER E * LO ) (8e)
여기서, *는 복소수의 켤레 복소수를 나타내고, Imag()는 복소수의 허수부를 리턴시키는 함수이고, Real()은 복소수의 실수부를 리턴시키는 함수이다. AC 항목(ERE* LO)은 신호의 모든 광 주파수 부분을 소거하고, 리턴 신호의 RF 부분을 가진 LO의 RF "비팅(beating)--이 경우, 도플러 쉬프트와 코드 함수" 만을 남겨 둔다. 용어들,│ELO│2와 │ER│2은 상수(직류, DC) 항목들이다. 후자는 전자에 비해 무시할 수 있으므로, 후자 항목은 등식 (8a) 내지 등식 (8d)의 특정의 형태로서, 등식 (8h) 내지 등식 (8k)에서 표현된 조합에서 무시되었다.
I+ = │ELO│2 + Real(ER E * LO ) (8h)
I- = │ELO│2 - Real(ER E * LO ) (8i)
Q+ = │ELO│2 + Imag(ER E * LO ) (8j)
Q- = │ELO│2 - Imag(ER E * LO ) (8j)
등식 (9a) 및 등식 (9b)에 따라, 2개의 동상 성분들(I+,I-)은 채널 1(Ch1) 상에 RF 전기 신호(I)를 생성하기 위해 균형 검출기 쌍에서 결합되고, 2개의 직각 성분들(Q+,Q-)은 채널 2(Ch2) 상에 RF 전기 신호(Q)를 생성하기 위해 제2 균형 검출기 쌍에서 결합된다.
I = I+ - I- (9a)
Q = Q+ - Q- (9b)
균형(balanced) 검출기의 사용은, 높은 신호대 잡음비(SNR)를 이용하여 신뢰할 수 있는 측정들을 제공하는, 공통 모드(common mode) 잡음의 유용한 소거를 제공한다. 일부 실시예들에서, 그러한 공통 모드 잡음은 무시할 수 있거나 그렇지 않으면 영향이 없으므로, 규형 쌍(unbalanced pair) 대신에 간단한 광 검출기 또는 비균형 쌍이 이용된다. 그러면, 도플러 보상 모듈(371)은, 상응하는 속도들을 이용하여 하나 이상의 도플러 쉬프트들(ωD)을 결정하기 위해 신호들(I,Q)을 이용한 후, 이어서 피크들이 하나 이상의 속도들의 각각에서 하나 이상의 △t를 나타내는 보정된 상관 트레이스를 생성하기 위해 디지털 코드 모듈(373)과 신호들(I,Q)로부터 ωD의 값과 B(t)의 값들을 이용한다. 다수의 속도들이 검출될 때, 각각은 상응하는 다수의 상관 트레이스들 내의 피크에 연관된다. 일부 실시예들에서, 이것은, 어떤 전류 속도/위치 페어링이 유사한 속도/위치의 이전 이전 페이링들에 가장 가능하게 관계되지는 결정하기 위해, 동시(coincidence) 프로세싱에 의해 수행된다. 그러면, 하나 이상의 △t는 전술한 등식 (3)을 이용하여 하나 이상의 거리들을 결정하기 위해 사용된다.
시작에서의 상관을 위해 사용되고 스캔 내의 각각의 측정 포인트를 위해 재-사용된 코드의 주파수 도메인 표현을 준비하면 유용하고; 그래서 이것은 일부 실시예들에서 수행된다. 시속시간 D=(M*N)*τ이 긴 코드는 전송된 빛 상에 엔코드되고, 시간이 동일한 길이의 리턴 신호는 데이터 획득 전자 장치에 의해 수집된다. 데이터 스트림 상에서 상관이 다수 회 수행될 수 있고 그 결과들이 신호대 잡음비(SNR)를 개선하기 위해 평균화될 수 있도록, 코드와 신호 모두는 길이(N)의 M개의 더 짧은 블록들로 분해된다. N 심볼들의 각각의 블록은 N 심벌들의 상이한 블록과 별개이고 따라서, 각각의 블록은 독립적인 측정이다. 그러므로, 평균화는 리턴 신호 내의 잡음을 감소시킨다. 입력 I/Q 신호들은 π/2 만큼 위상 내에서 분리된다. 일부 실시예들에서, 아래에서 더 상세히 기술되는 바와 같이, 순전히 내부 광학들로부터의 반사들의 영향을 제거하기 위하여, 다수의 조명된 스폿들에 걸쳐 추가적인 평균화가 수행된다.
3. 광 위상-엔코드된 검출 방법
제시된 접근법은, 도플러 주파수에서 분명한 피크를 제공하는 I/Q 신호들(전기 신호 또는 광학 신호 내의)을 이용하여 교차-스펙트럼을 연산하기 위해 위상 차이를 활용한다. 또한, 접근법은 거리를 결정하는 상관을 위한 복소(complex) 신호를 구성하기 위해 I/Q 신호들의 위상 차이를 활용한다. 도플러 보상은 복소 리턴 신호들의 FFT를 우선 취한 후, 주파수 빈들의 어레이 내부의 FFT의 값들을 쉬프팅함으로써 수행된다. 보정된 신호들은 쉬프트된 FFT에 역-FFT를 부가함으로써 복구될 수 있지만, 일부 실시예들에서, 코드 FFT와의 상관에 쉬프트된 FFT가 직접적으로 이용되기 때문에 이것은 꼭 필요한 것은 아니다. 다른 실시예들에서, 복소 리턴 신호들은 교차 스펙트럼 내에서 측정된 도플러 주파수로부터 형성된 복소 지수(complex exponential)에 의해 곱해지고, 보정된 신호들의 FFT는 코드와의 상관을 위해 사용된다. 일부 실시예들에서, 상관은 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 이용하여 결정된다. 각각의 코드/신호 블록을 위해 상관(본 명세서에서, 거리 프로파일로도 명명됨)이 계산된 후, 그 결과들은 M 블록들에 걸쳐 평균화되고, 표적에 대한 거리는 평균화된 거리 프로파일 내의 피크의 시간 지연으로부터 계산된다. 만약 거리 프로파일 내에 하나보다 많은 피크가 있으면, 이 접근법은 다수의 표적들에 대한 거리를 기록할 것이다.
도 4는, 일 실시예에 따라, 거리들 상의 도플러 효과들을 결정 및 보상하기 위해 도플러-보정된 위상-엔코드된 라이다 시스템을 사용하기 위한 예시적인 방법(400)을 설명하는 플로우챠트이다. 도 4에서 단계들은 설명을 목적으로 특정의 순서 내의 필수적인 단계들로 묘사되었지만, 다른 실시예들에서, 하나 이상의 단계들 또는 그 부분들은 상이한 순서로 수행될 수 있고, 또는 직렬로 또는 병렬로 시간적으로 중첩될 수 있고, 또는 생략될 수 있고, 또는 하나 이상의 부가적인 단계들이 부가될 수 있고, 또는 방법은 일부 다양한 방식으로 변경될 수 있다. 일부 실시예들에서, 단계들(403,410-433)은 프로세싱 시스템(350)에 의해 수행된다. 예를 들어, 단계(403)에서 디지털 코드의 FFT를 결정하는 단계 및 단계들(410-433) 모두는 도 3a의 도플러 보상 모듈(370) 또는 도 3b의 모듈(371)에 의해 수행될 수 있다.
단계(401)에서, 예컨대, 라이다 시스템과 같은 트랜시버는 위상 코드 시퀀스의 입력에 기반하여 위상-엔코드된 광 신호들을 전송하도록 구성된다. 레이저로부터 비변조된 입력 광 신호의 일부(예, 1% 내지 10%), 또는 위상-엔코드된 전송된 신호는 역시 참조 광 경로로 안내된다. 또한, 트랜시버는 전송된 신호들에 의해 조명된 임의의 외부의 물체로부터 후방산란된 광 신호를 수신하도록 구성된다. 일부 실시예들에서, 단계(401)는 예를 들어, 도 3a 또는 도 3b에 예시된 바와 같이, 하나 이상의 다음 단계들의 기능들을 역시 제공하기 위해 하드웨어 내의 다른 광 컴포넌트들을 구성하는 단계를 포함한다. 전송된 신호는 빔일 필요가 없음을 유의해야 한다. 분기하는(diverging) 신호는 단일의 거리 프로파일 내에서 많은 상이한 거리들과 도플러 값들을 확실히 볼 것이지만, 조명된 스폿 내부의 교차 거리 분해능을 제공하지 않는다. 그러나, 물체를 식별하는데 유용한 교차 거리 분해능을 제공하기 위해 포인트별로 스캐닝이 딸려 있는 고유 희소성(inherent sparsity)을 제공하는 좁은 빔을 사용하는 것이 유용하다.
단계(403)에서, M*N 심벌들의 시퀀스로 구성된 코드는 거리측정에 사용하기 위해 생성되고, N 심벌들의 N 블록들을 나타내고, M 블록들 중에서 중복은 없다. 일부 실시예들에서, 또한, 푸리에 변환은 아래에서 설명되는 바와 같이 단계(423)에서 연속적으로 사용될 수 있고 각각의 전송을 위해 별도로 푸리에 변환을 계산할 필요가 없는 장점을 가지기 때문에, 단계(403) 동안 그러한 위상 엔코딩을 가진 RF 신호의 푸리에 변환이 결정된다. 예를 들어, 복소(실수 성분과 허수 성분) 디지털 신호는 생성된 코드에 따라 각도 RF 주파수(ω)와 위상(π/2)을 이용하여 생성되고, 복소 디지털 고속 푸리에 변환(FFT)은 이러한 복소 디지털 신호를 위해 계산된다. 결과적인 복소 FFT 함수는 복소 신호의 복소 켤례(conjugate)를 취함으로써 단계(423)에서 작동을 위해 준비된다. 예를 들어, 복소 FFT의 복소 켤례(CodeFFT)는 코드의 M 블록들의 각각을 위해 등식 (10)에 의해 표현된다.
CodeFFT = conj(FFT(exp(iBt)) (10)
여기서, conj()는 conj(x-iy)=x-iy인, 복소 켤레 작동을 나타낸다. 이러한 CodeFFT는, 아래에서 설명되는 바와 같이, 후속 단계(423) 동안 사용하기 위해, 예를 들어, 컴퓨터-판독가능한 매체 상에 저장된다.
단계(405)에서, 등식 (4)에 의해 표현된 레이저 출력의 제1 부분은, 등식 (6)에 의해 표현된 바와 같이, 전송된 위상-엔코드된 신호를 생성하기 위해 디지털 코드 모듈(372)로부터 수신된 코드를 이용하여 위상-엔코드되고, 물체 또는 물체의 일부일 수도 있고 또는 그렇지 않을 수도 있는 장면 내의 스폿으로 안내된다. 부가적으로, 단계(405)에서, 레이저 출력의 제2 부분은, 등식 (5a) 또는 등식 (5b)에 의해 표현된 바와 같이, 참조 경로를 따라, 국부적 발진기(LO) 신호로도 명명되는, 참조 신호로서 안내된다.
단계(407)에서, 등식 (7)에 의해 표현된 바와 같이, 임의의 주행 시간 지연(△t)과 도플러 쉬프트(ωD)를 가진 후방산란된 리턴된 신호(R)는, 등식 (5a) 또는 등식 (5b)에 의해 표현된 바와 같이, 하나 이상의 믹스된 광 신호들(362)을 출력하기 위해 참조 신호(LO)와 믹스된다. 예를 들어, 도 3b에 도시된 실시예에서, 믹스된 광 신호들(362)은, 등식 (8a) 내지 등식 (8d)에서 정의된 바와 같이, 동상 성분과 직각 성분을 알려주는 4개의 신호들(I+,I-,Q+,Q-)을 포함한다. 다른 실시예들에서, 다른 광 믹서기들이 사용된다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, I/Q 검출을 여전히 지원하기 위해 90도 광 하이브리드 대신에 3×3 결합기가 사용된다.
단계(408)에서, 믹스된 광 신호들은 하나 이상의 광 검출기들로 유도되어 검출되고, 광 검출기들은 광 신호들을 하나 이상의 상응하는 전기 신호들로 변환한다. 예를 들어, 도 3b에 예시된 실시예에서, 2개의 전기 신호들은 검출기들에 의해 생성된다. 하나의 채널(Ch1) 상의 하나의 전기 신호는 등식 (9a)에 의해 주어진 다운-믹스된 동상 성분(I)을 나타내고; 다른 채널(Ch2) 상의 다른 전기 신호는 등식 (9b)에 의해 주어진 다운-믹스된 직각 성분(Q)을 나타낸다. 복소 다운-믹스된 신호(S)는 등식 (11a)에 의해 주어진 바와 같이, 2개의 전기 신호들에 기반하여 연산된다.
S = I +iQ (11a)
신호들(S,I,Q)은 적어도 지속기간, D =M*N*τ의 시간(t)의 함수임을 유의해야 한다.
일부 실시예들에서, PBS(322)와 같이, 리턴 신호 경로를 따라 내부 광 컴포넌트들에서 생성된 위상-엔코드된 신호의 스퓨리어스(spurious) 카피(copy)들을 제거하기 위해, 평균화는 다수의 상이한 리턴 신호들(S(t))에 걸쳐 수행된다. 이러한 스퓨리어스 카피들은 외부 물체로부터의 실제 리턴과의 상관을 감소시킬 수 있으므로 거의 검출할 수 없는 실제 리턴들을 마스크한다. 단일의 물체가 모든 조명된 스폿들 내부에 있지 않도록 평균화가 P개의 상이한 조명된 스폿들과 리턴들에 걸쳐 수행되면, 평균은 내부 광 컴포넌트들에 의해 생성된 코드의 스퓨리어스 카피에 의해 지배된다. 그러면, 코드의 이러한 스퓨리어스 카피는 보정된 복소 전기 신호(S(t)) 내의 실제 리턴들만을 남기기 위해 리턴된 신호로부터 제거될 수 있다. P는 동일한 물체가 모든 스폿들에서 조명되지 않도록 보장할 만큼 충분이 큰 수이다. P=100 만큼 낮은 값은 그래픽 처리 장치(GPU) 구현을 위해 연산적으로 유용한 반면, P=1000 만큼 높은 값은 바람직하고 필드-프로그램가능한 게이트 어레이(FPGA) 구현들로 처리될 수 있다. 예시적인 실시예에서, P는 대략 100이다. 다른 실시예들에서, 응용에 따라, P는 대략 10 내지 대략 5000의 범위일 수 있다. 도 11은, 일 실시예에 따라, 내부 광학체로부터 리턴들을 제거하기 위한 예시적인 다중-스폿 평균화를 도시하는 블록도이다. 단계들(409,410)은 이 보정을 수행한다.
단계(409)에서, P개의 리턴들이 수신되었는지 여부가 결정된다. 만약 그렇지 않으면, 제어는 단계(405)로 되돌려 다른 스폿을 조명한다. 만약 그렇다면, 제어는 단계(410)로 나아간다. 단계(410)에서, 평균 신호(SS(t))는 등식 (11b)에 따라 계산되고, 각각의 수신된 신호의 지속기간(D)은 Sp(t)로 지정된다.
Figure pat00004
(11b)
이러한 평균 신호는, 등식 (11c)에 의해 주어진 바와 같이, 이어지는 단계들에서 수신된 신호(S(t))로서 사용하는 보정된 신호들(SpC(t))을 생성하기 위해 수신된 신호들(Sp(t))의 각각을 보정하기 위해 사용된다.
S(t) = SpC(t) = Sp(t) - SS(t) (11c)
일부 실시예들에서, 내부 광학체는 시스템의 다수의 이어지는 전개들을 위해 저장된 SS(t)를 위한 고정된 값들을 생성하기 위해 제어된 조건들 하에서 한 번 교정(calibrate)된다. 따라서, 단계(410)은 오로지 등식 (11c)를 적용하는 것을 포함한다. 일부 실시예들에서, 내부 광학체에 의해 생성된 코드의 스퓨리어스 카피들은 충분히 적고, 또는 연관된 거리들은 외부 물체들에 대한 거리들과 충분히 상이하므로, 단계들(409,410)은 생략될 수 있다. 따라서, 일부 실시예들에서, 단계들(409,410)은 생략되고, 제어는 단계(410)의 등식 (11c)으로부터의 S(t)보다는 단계(408)로부터의 S(t)를 사용하여 단계(408)부터 단계(411)까지 직접적으로 이어진다.
단계(411)에서, 교차 스펙트럼은 도플러 쉬프트를 검출하기 위해 사용된다. 이어지는 설명은 예시의 목적을 위해 제공되지만, 다양한 기법들의 특징와 유용성은 이러한 설명의 정확도 또는 완성도에 의해 제한되지는 않는다. I와 Q의 주파수 컨텐츠는 도플러(사인 곡선)와 코드(구형파)를 포함한다. 도플러 성분의 경우, I는 그것이 사인 곡선이기 때문에 Q에 대한 90도 만큼의 래그 또는 어드밴스가 예상된다. 래그 또는 어브밴스는 도플러 쉬프트의 사인(sign)에 의존한다. 코드 성분은 이러한 효과 즉, 리턴하는 비트들이 시간의 함수로서 동상 또는 위상의 180 밖으로 이동하는 것을 나타내는 I와 Q 레벨들을 입증하지 않는다. XS 연산의 괄호 안의 연산은 주어진 주파수에서 I와 Q 사이의 복소 페이저(phasor)를 계산한다. 주어진 주파수에서 I와 Q 사이에 90도 위상 차이가 있으면(도플러 성분의 경우와 같이), 이것은 결과의 허수부 내에 드러나 보이게 될 것이다. 정반대로, 전술한 바와 같이, 코드의 I와 Q 측면들은 선택된 이진 코드를 위해 동상이거나 180도 밖의 위상이고, 그래서 각각의 주파수에서 복소 페이저 차이가 항상 실수이기 때문에, 코드 주파수 컨텐츠는 결과의 허수부 내에 나타나지 않을 것이다. 교차 스펙트럼 연산(XS())은, 코드를 배제(drop out)시킨 상태에서, 도플로에 관한 신호 스펙트럼의 그러한 측면들을 오로지 나타내는 방식으로 보여질 수 있다. 이것은 도플러 주파수 컨텐츠를 더 용이하게 찾게 한다. 대조적으로, 리턴 신호의 정규(regular) 스펙트럼에서, 코드 주파수 컨텐츠는 양호한 도플러 예측들/보정들을 만드는데 요구되는 도플러 주파수 컨텐츠를 모호하게 할 수도 있다.
예를 들어, S의 교차-스펙트럼은 등식 (12)에 의해 주어진 바와 같이 계산된다.
XS(S) = FFF(I)*conj[FFT(Q)] (12)
등식 (12)로부터 나오는 XS(S)는 복소 값 어레이이다. 이러한 교차 스펙트럼 내의 피크들은 리턴된 신호 내의 하나 이상의 도플러 쉬프트들(ωD)을 나타낸다. 임의의 피크 검출 방법은 교차 스펙트럼(XS(S)) 내의 피크들을 자동적으로 결정하는데 사용될 수 있다. 일반적으로, 교차 스펙트럼의 허수 성분들 내의 큰 양(positive) 또는 음(negative)의 피크들의 식별은 도플러 쉬프트들에 대한 정보를 드러낼 것이다. 그러나, 일부 특수한 환경들 하에서, 실수부 역시 그러한 정보를 드러낼 수 있다. 그러한 환경의 예는 유사한 도플러 값들을 가진 다수의 거리 리턴들의 존재가 될 것이다. 실수부 내의 상승된 진폭은 그러한 환경을 나타낼 수 있다. 일부 실시예들에서, 교차 스펙트럼 계산은 데이터의 각각의 블록 상에서 별개로 수행되고 M 블록들에 걸쳐 평균화된다. 이들 도플러 쉬프트들과 상응하는 상대 속도들은 추가적인 사용을 위해 예컨대, 하나 이상의 컴퓨터-판독가능한 매체 상에 저장된다.
단계(413)에서, 복소 다운 믹스된 리턴된 신호(S)의 복소 푸리에 변환은 예를 들어, 하드웨어 또는 소프트웨어 내에 구현된 복소 FFT 함수(FFT(S))를 이용하여 결정된다.
단계(421)에서, 단계(411)에서 관찰된 영(zero) 또는 그 이상의 도플러 쉬프트들의 현재 도플러 쉬프트를 위해, 아래에서 기술된 등식 (14a) 또는 (14b)에 의해 주어진 바와 같은 보정된 스펙트럼(SFFT)를 생성하기 위해, FFT(S)는 도플러 쉬프트에 의해 쉬프트된다. Foucras 2014 방정식 27에 나타난 바와 같이, 도플러 코드 보상을 얻기 위해 시간 시프트-정리(theorem)가 적용될 수 있다. 실제로, 시간-쉬프트 주파수 정리는 등식 (13)에 의해 주어진다.
Figure pat00005
(13)
여기서,
Figure pat00006
는 푸리에 연산자를 나타내고, x(t)는 시간의 함수이고, δ는 시간 쉬프트이고, F(ζ)는 x(t)의 푸리에 변환을 나타낸다. 그러면, FFT-기반 획득 방법의 경우, 코드 도플러에 의해 유도된 코드 지연은 주파수 도메인 내에서, 국부 스프레딩(spreading) 코드의 FFT를 복소 지수로 곱함으로써 보상될 수 있다. 이러한 방법의 장점은, 스프레딩 코드 시퀀스의 푸리에 변환이 구축되어 메모리 내에 저장되면, 약해진(또는 확장된) 스프레딩 코드의 푸리에 변환이 간단한 방식으로 주파수 도메인으로 변형될 수 있다는 것이다. 그러면, 정확한 스프레딩 코드가 신속하게 생성될 수 있다. 이러한 기법은 1998년에 Krasner에 의해 특허되었다. 도플러의 효과는 코드의 스펙트럼을 주파수 쉬프트하는 것이다. 따라서, 교차 상관을 신속하게 계산하기 위해 컨볼루션 정리를 이용할 때, 측정된 코드의 주파수 컨텐츠는 참조 주파수 컨텐츠에 부합하지 않는다. 도플러 보상에 의해, 주파수 스펙트럼들은 다시 정렬하게 되고 교차 상관은 다시 유효하게 된다.
일부 실시예들에서, 정확한 스펙트럼은 등식 (14a)를 이용하여 계산된다.
SFFT = circshift(FFT(S),ωD) (14a)
여기서, circshift(x,y)는, 유한(finite) 도메인의 일단을 벗어나서 쉬프트된 어떤 것도 유한 도메인의 반대단으로 쉬프트되도록, 독립 변수 내의 y의 양에 의해 유한 도메인에 걸쳐 독립 변수의 함수 x를 쉬프트한다. 일부 실시예들에서, 정확한 스펙트럼은, 등식 (13)에 의해 표시된 바와 같이, 복소 지수를 이용하여 곱한 후 FFT를 계산함으로써 도플러 효과를 제거하는, 등식 (14b)를 이용하여 계산된다.
SFFT = FFT(S*exp(-iωDt)) (14b)
단계(423)에서, 보정된 복소 신호(Scorr)와, 위상 엔코딩(exp(iB(t)))의 교차-상관(XC)이 결정되고, N개의 심벌들의 M개의 독립 블록들의 각각을 위한 XC(Code,Scorr)가 지정된 후, 평균화된다. 일부 실시예들에서, 이것은 보정된 복수 스펙트럼(SFFT)의 역 고속 푸리에 변환(invFFT)을 취하고 그 보정된 복소 리턴(Scorr)를, 등식 (15a)에 의해 주어진 바와 같이, 코드를 나타내는 디지털 신호(exp(iB(t)))와 상관시킴으로써 수행된다.
XC(Code,Scorr) =
Figure pat00007
(15a)
여기서, correl(x,y)는 수열 x와 수열 y의 상관을 결정하는 함수이고, Bm(t)는 m번째 블록을 위한 코드이다. invFFT 함수와 correl 함수 모두는 수열들의 각각의 항(member) 상의 다수의 연산들을 수반한다. 일부 실시예들에서, 단계(421)에서 이미 결정된 SFFT를 이용하여 푸리에 공간 내에서 곱셈을 수행한 후, 등식 (15b)에 의해 주어진 바와 같이, 역 FFT를 취함으로서, 연산 자원들이 절약된다.
XC(Code,Scorr) =
Figure pat00008
(15b)
XC(Code,Scorr) 내의 임의의 피크들은 현재 도플러 쉬프트에서 지연 시간(△t)을 결정하기 위해 사용되고, 영 또는 그 이상의 지연 시간들은 현재 도플러 쉬프트에서 영 또는 그 이상의 상응하는 거리들을 연산하는데 사용된다.
일부 실시예들에서, 교차 상관(XC)을 결정하기 위한 FFT 기반 컨볼루션은 등식 (15c)에 의해 주어진 바와 같이 유한-임펄스-응답(FIR) 필터 기반 컨볼루션을 이용하여 효과적으로 수행될 수 있다. 이것은 일부 더 짧은 코드 길이들의 경우 및 일부 컴퓨터 하드웨어 셋팅들(FPGA) 내에서 더 효과적이게 하는 가능성을 가진다. 각각의 거리 빈(k)의 경우, 교차-상관에서.
XC(Code,Scorr,k)=
Figure pat00009
(15c)
점 곱셈(*)은 참조 코드(Bm)와 보정된 신호(S) 사이의 상이한 쉬프트들(k)에서 내적(inner product)들의 수열을 의미함을 유의해야 한다. 볼 수 있는 바와 같이, 등식 (15c)의 FIR 접근법은 등식 (15b)의 더 복잡한 FFT 방법과 비교하여, 간단한 레지스터 쉬프트 연산과 간단한 곱셈을 의미한다. FIR 접근법의 반복된 쉬프트와 곱셈은 더 짧은 코드들(B)을 위해 연산적으로 더 효과적일 수 있다.
단계(425)에서, 예컨대, 단계(411)에서 하나보다 많은 도플러 쉬프트가 검출될 때, 다른 도플러 쉬프트가 있는지 여부가 결정된다. 만약 그러하면, 제어는 다음 도플러 쉬프트를 이용하여 복소 리턴 스펙트럼(FFT(S))을 보정하기 위해 단계(421)로 되돌아 간다. 그렇지 않으면, 제어는 단계(427)로 나아간다. 단계(427)에서, 도플러 모호성은, 설령 있다고 하더라도, 예를 들어, 전술한 바와 같은 동시 프로세싱에 의해 제거된다. 스캐닝 동안 소위, "스플릿-픽셀(split-pixel)" 시나리오들이 발생할 일부 가능성이 존재한다. 그러한 시나리오들에서, 빔의 일부분이 하나의 거리에서의 표면과 도플러를 측정하고 빔의 다른 부분(들)이 상이한 거리(들)과 도플러(들)을 측정하도록 빔은 잘릴(clipped) 수도 있다. 이러한 시나리오에서, 효과적인 프로세싱 전략은 모든 관련 정보를 추출하도록 요구된다. 예를 들어, 교차 스펙트럼은 영이 아닌 다수의 도플러 값들을 감지할 수도 있다. 이것은 다수의 도플러 보정들과 교차 상관들로 유도될 것이다. 하나의 전략은 단일의 교차 상관 이전에 도플러 보정된 시간 도메인 신호들을 코히런트하게(coherently) 합산하는 것이다. 이것은 거리-도플러 페어링 내의 일부 모호성에 소모되는 다수의 교차 상관들의 연산적 부담과 최종 거리 프로파일에 대한 각각의 보정된 신호의 잡음 성분의 부가를 방지한다. 모호성은 명료한(단일 거리-도플러) 포인트들에 대한 공간적 접근에 기반하여 "가장 가능성이 있는(most likely)" 거리-도플러 페어링을 찾기 위해 고안된 공간적 대응 알고리즘을 이용하여 선별될 수도 있다. 부가적인 잡음은 우려할 만큼 충분하지 않을 수 있다. 다중-리턴 능력은 일부 사용자들을 위해 바람직할 수 있기 때문에, 이러한 프로세싱 전략은 고려할 가치가 있다. 일부 실시예들에서, 단계(427)는 생략되고 제어는 단계(431)로 직접적으로 나아간다.
단계(431)에서, 예컨대, 관심 장면 내의 새로운 스폿을 보기 위한 스캐닝을 통해, 관심 장면 내에서 조명하기 위한 다른 스폿이 존재하는지 여부가 결정된다. 만약 그렇다면, 제어는 단계(405)로 되돌아가서 다른 스폿을 조명하고 임의의 리턴들을 처리하기 위한 단계들을 수행한다. 다중-스폿 평균화를 사용하는 일부 실시예들에서, 새로운 스폿은 평균에 부가되고 가장 오래된 스폿은 제거되고, 또는 P개의 새로운 스폿들은 단계들(405-409)에 의해 형성된 루프 내에서 수집된다. 만약 조명하기 위한 다른 스폿이 존재하지 않으면, 그 결과들이 사용되고, 제어는 단계(433)으로 나아간다.
단계(433)에서, 디바이스(예, 차량)는 도플러 효과 또는 보정된 거리들에 기반하여 작동된다. 일부 실시예들에서, 이것은 전송된 광 신호에 의해 조명된 다수의 스폿들에 있는 임의의 물체의 도플러 보정된 위치를 나타내는 이미지를 디스플레이 디바이스 상에 나타내는 것을 수반한다. 일부 실시예들에서, 이것은 전송된 광 신호들에 의해 조명된 다수의 스폿들에서 도플러 보정된 위치들의 포인트 클라우드(point cloud)에 기반하여 적어도 하나의 물체를 식별하는 데이터를 디바이스로 통신하키는 것을 수반한다. 일부 실시예들에서, 이것은 전송된 광 신호들에 의해 조명된 다수의 스폿들에서 도플러 효과의 사이즈를 나타내는 이미지를 디스플레이 디바이스 상에 나타냄으로써, 움직이는 물체들이 정지된 물체들과 부재중(absent) 물체들로부터 구별되는 것을 수반한다. 일부 실시예들에서, 이것은 물체와의 충동을 피하기 위해 차량을 이동시키는 것을 수반하고, 여기서, 차량과 물체 사이의 클로징(closing) 속도는 전송된 광 신호에 의해 조명된 다수의 스폿들의 도플러 효과의 사이즈에 기반하여 결정된다. 일부 실시예들에서, 이것은 전송된 광 신호에 의해 조명된 다수의 스폿들에서 도플러 보정된 위치들의 포인트 클라우드에 기반하여 충돌 시 차량을 식별하거나 물체를 식별하는 것을 수반한다. 도플러에 기반하는 포인트 클라우드 데이터의 필터링은 산들바람(breeze)에 의해 움직일 수 있는 식물을 식별하고 제거하는 효과를 가진다. 그러면, 단단한 물체들, 인공 물체들, 또는 빽빽한 물체들은 필터링 공정에 의해 더 잘 드러난다. 이것은 방어 및 감시 시나리오들에 유용할 수 있다. 차량 시나리오에서, 도플러는 물체들을 분할하는데 이용될 수 있다(즉, 도로 표면 대 이동하는 차량).
단일 리턴를 위한 도플러 쉬프트들을 가진 일부 실시예들에서, 단계(433)는, 특정의 리턴이 하나의 전송된 신호의 지속 시간 동안 특정의 평균 속도로 움직이는 물체 또는 물체의 부분에 기반한다고 가정하고, 각각의 지연 시간을 도플러 쉬프트들의 하나에 연관시키는 것을 포함한다. 주어진 도플러 보정 동안, 그러한 도플러 보정과 연관된 거리 피크들만 교차 상관 내에 존재할 것이다. 그래서, 많은 경우들에서, 주어진 거리와 도플러를 부정확하게 페어링할 개연성이 낮다. 다르게 말하면, 이러한 접근법의 모호성 기능은 혼동이 있을 수 없음을 보장한다. 이것은 "도플러 모호성 공간"을 보여주는 도 10을 참조하여 아래의 예시적 실시예에 나타내었다. 이러한 이미지는 가능한 도플러 보정들의 넓은 세트에서 거리측정 교차-상관의 연산에 의해 거리-도플러 공간을 꾸밈으로써 생성되었따. 스폿들은 리턴들을 나타내고 공간은 실제로 매우 희박하다.
4. 예시적 실시예들
이들 예시적 실시예들에서, 라이다 시스템은 위상-엔코드된 광 전송된 신호들을 생성하기 위해 전술한 컴포넌트들을 이용하였다. 이들 실시예들에서, 심볼 시간(펄스 폭)은 2 나노초(ns, 1ns=10-9초)이었고, 블록 당 실볼들의 수(N)는 2048이었고, 블록들의 수는 5이었다. 대략 0 내지 대략 250미터 범위의 다양한 표적들이 사용되었고, 대략 5mm 내지 대략 20mm 직경 사이즈의 빔 스폿으로 조명되었다.
도 5a는 일 실시예에 따라, 중요한(significant) 도플러 쉬프트를 도입하지 않는 실질적으로 정지된 물체를 위한 광 검출기들에 의한 예시적인 전기적인 동상(I) 및 직각(Q) 출력을 나타내는 그래프이다. 수평축은 영의 출발 시간으로부터 마이크로초(㎲, 1㎲=10-6초) 단위의 도달 시간을 나타낸다. 수직축은 볼트 단위의 전기 신호를 나타낸다. 도면에서, I는 Ch1으로, Q는 Ch2로, ㎲는 us로 표기한다. 데이터는 2048 펄스들의 단일 블록을 위해 작도되었다. 도 5b는 일 실시예에 따라, 중요한 도플러 쉬프트를 도입하는 움직이는 물체를 위한 광 검출기들에 의한 예시적인 전기적인 동상(I) 및 직각(Q) 출력을 나타내는 그래프이다. 수평축은 영의 출발 시간으로부터 마이크로초 단위의 도달 시간을 나타낸다. 수직축은 볼트 단위의 전기 신호를 나타낸다. 도면에서, I는 Ch1으로, Q는 Ch2로, ㎲는 us로 표기한다. 리턴의 도플러 성분은, 대략 3MHz의 도플러 쉬프트에 상응하는, 동상(Ch1)과 직각(Ch2) 모두 대략 0.3㎲의 주기를 가진, 사인 곡선 패턴으로서 눈에 띈다. 이 예는 1.55마이크론 파장(193.414489 THz)을 사용하였고, 그래서 이것은 대략 4.7m/s의 속도를 나타낸다. 이러한 도플러 효과는 엔코드된 위상을 가진 미가공 신호(exp(iB(t)))의 상관과 간섭한다.
도 6a는 일 실시예에 따라 중요한 도플러 쉬프트를 도입하지 않는 실질적으로 정지된 물체를 위한 리턴된 신호들의 동상 성분과 직각 성분을 위한 예시적인 교차 스펙트럼을 예시하는 그래프이다. 수평축은 0 내지 450 MHz 범위의 폭을 가진 주파수를 나타낸다. 수직축은 -20부터 +20까지 연장되는 임의의 단위의 교차 스펙트럼의 허수 성분의 진폭을 나타낸다. 등식 (12)에 의해 나타낸 바와 같이, 예를 들어, 이러한 진폭은 도플러 쉬프트 주파수들에서 피크들을 드러낼 것으로 예상되고, 따라서, 도면에서 수직축은 도플러 리턴으로 표시되었다. 도 6a의 트레이스는 명백한 피크를 보이지 않고, 따라서, 그 어떤 표적도 라이다 시스템에 대해 움직이지 않고 도플러 보상이 필요없거나 적용되지 않는다.
도 6b 및 도 6c는, 일 실시예에 따라, 중요한 도플러 쉬프트를 도입시키는 움직이는 물체를 위한 리턴된 신호들의 동상 성분과 직각 성분을 위한 예시적인 교차 스펙트럼을 각각 도시하는 그래프이다. 도 6b에서, 수평축은 메가헤르즈의 주파수를 나타내고 도 6a와 동일한 규모의 폭을 가진다. 수직축은 임의의 단위의 교차 스펙트럼의 허수 성분의 진폭(도플러 리턴을 나타냄)을 나타낸다. 도 6b의 트레이스는 대략 10MHz 보다 낮은, 저주파수들에서 중요한 진폭을 나타낸다. 따라서, 일부 물체는 라이다 시스템에 대해 이동하고 일부 도플러 보상은 다양한 실시예들에서 적용된다. 도 6c에서, 트레이스의 저주파수 부분이 확장된다. 수평축은 메가헤르쯔 주파수를 나타내고, 10MHz까지만 연장하는, 도 6a의 주파수 폭의 1/45배의 폭을 가진다. 수직축은 임의의 단위의 교차 스펙트럼의 허수 성분의 진폭(도플러 리턴를 나타냄)을 나타내고, 도 6a 및 도 6b의 수직축들의 규모의 3배, 및 도 6b의 수직축의 양(positive)의 부분의 6배인, 0부터 120까지 연장한다. 트레이스는 3MHz에서 110 보다 높은 임의의 단위의 값을 가진 분명한 피크를 보여준다.
도 7a 내지 도 7d에 도시된 바와 같이, 정지된 물체의 경우, M개의 블록들에 걸친 인코히런트(incoherent) 평균화는 잡음을 감소시킨다. 도 7a와 도 7b는, 일 실시예에 따라, 전송된 신호의 다수의 블록들에 걸친 평균화없이 실질적으로 정지된 물체를 위한 리턴된 신호 내의 교차-상관 진폭 대 시간의 예시적인 트레이스(거리 프로파일)를 각각 도시하는 그래프이다. 도 7a에서, 수평축은 마이크로초(㎲, us로 표시됨) 단위의 주행 시간을 나타내고, 그 주행 시간은 0부터 2마이크로초까지이다. 수직축은 임의의 단위의 교차-상관의 진폭(후방산란된 리턴 신호를 나타냄)을 나타낸다. 도 7a의 트레이스는 2개의 주행 시간들, 거의 0과 거의 0.2㎲에서, 중요한 진폭을 보여준다. 거의 0인 시간에서 큰 피크는 편광 빔 스플리터(322)로부터의 리턴이고, 0.2㎲ 부근에서의 더 짧은 피크는 표적 물체로부터의 리턴이다. 도 7b에서, 트레이스의 짧은 주행 시간 부분이 확장된다. 수평축은 마이크로초(us) 단위의 시간을 나타내고, 도 7a의 시간 폭의 1/5배의 폭으로서, 0.4㎲까지만 연장한다. 수직축은 도 7a의 수직축과 동일하다. 2개 모두의 트레이스들이 0.2㎲에서 후방산란된 리턴를 도시하는 반면, 트레이스들은 자동 검출과 피크들의 특성을 어렵게 만드는 어느 정도의 잡음이 있다. 등식 (3)에 따르면, 주행 시간 지연, △t=0.2㎲에서 피크는, 빛의 속도(c=108m/s)의 경우, 대략 30미터의 거리에 상응한다.
도 7c 및 도 7d는, 일 실시예에 따라, 전송된 신호의 다수의 블록들에 걸친 평균화를 이용하여 실질적으로 정지된 물체를 위한 리턴된 신호 내의 교차-상관 진폭 대 시간의 예시적인 트레이스(거리 프로파일)를 각각 나타내는 그래프이다. 수직축과 수평축은 각각 도 7a 및 도 7b와 동일하다. 다시, 모든 트레이스들은 0.2㎲에서 후방산란된 리턴를 보여준다. 그러나, 도 7a 및 도 7b와 비교하여, 도 7c와 도 7d의 트레이스들은 각각 잡음이 눈에 띄게 덜해서, 자동 검출과 피크들의 특성을 덜 어렵게 만든다.
본 명세서에 기술된 바와 같이, 평균화와 도플러 보상을 이용하면, 물체에 대한 정확한 거리가 결정될 수 있다. 도 8a 및 도 8b는, 일 실시예에 따라, 도플러 보상을 이용하여 움직이는 물체를 위한 리턴된 신호 내의 교차-상관 진폭 대 시간의 예시적인 트레이스(거리 프로파일)를 각각 나타내는 그래프이다. 도 8a에서, 수평축은 마이크로초 단위의 주행 시간을 나타내고, 그 주행 시간들은 0부터 4마이크로초까지(us로 표시됨)이고, 도 7a 및 도 7c의 수평축의 폭의 2배이다. 수직축은 임의의 단위의 교차-상관(후방산란된 리턴 신호를 나타냄)을 나타내고, 0부터 25까지의 값들의 범위이고, 도 7a 내지 도 7d의 수직축의 범위의 3배 이상이다. 도 8a의 트레이스는 0.1 부근의 하나의 주행 시간에서 중요한 진폭을 보여준다. 도 8b에서, 트레이스의 짧은 주행 시간 부분이 확장된다. 수평축은 마이크로초(us) 단위의 시간을 나타내고, 도 8a의 폭의 1/19배로서, 0.4㎲까지만 확장된다. 수직축은 도 8a의 수직축과 동일하다. 도 8b의 트레이스에서, 왕복 주행 시간을 나타내는 피크는 대략 0.05㎲에서 분명히 눈에 띈다. 등식 (3)에 따르면, 빛의 속도(c=108m/s)의 경우, 주행 시간 지연은 대략 7.5미터의 거리에 상응한다. 도 8a 및 도 8b에서, PBS(322)로부터의 리턴들은 도플러 보상에 기인하여 거리 프로파일이 없다.
도 9a는, 일 실시예에 따라, 동상 광 신호와 직각 광 신호로 분리되지 않는 믹스된 광 신호에 기반하는 도플러 보상을 이용하여, 움직이는 물체를 위한 리턴된 신호 내의 교차-상관 진폭 대 시간의 예시적 트레이스(거리 프로파일)를 도시하는 그래프이다. 수평축은 마이크로초 단위의 시간을 나타내고, 수직축은 검출된 리턴 신호를 나타내는 교차 상관을 나타낸다. 이 실시예에서, 표적은 적극적으로 회전하는 팬 블레이드이다. 구성은, 동상(I) 성분과 직각(Q) 성분으로 분리되지 않는, 도 3a에서 설명된 믹스된 광 신호(362)의 실수부를 오직 이용한다.
도 9b는, 일 실시예에 따라, 동상 광 신호와 직각 광 신호로 분리된 믹스된 광 신호에 기반하는 도플러 보상을 이용하여, 움직이는 물체를 위한 리턴된 신호 내의 교차-상관 진폭 대 시간의 예시적인 상급의 트레이스(거리 프로파일)를 도시하는 그래프이다. 수평축은 마이크로초 단위의 시간을 나타내고, 수직축은 검출된 리턴 신호를 나타내는 교차 상관을 나타낸다. 본 실시예에서, 표적은 도 9a의 데이터를 위해 사용된 것과 동일하게 적극적으로 회전하는 팬 블레이드이다. 구성은 도 3b에서 광 신호들(363)로서 기술된 바와 같이, 분리된 동상(I) 성분과 직각(Q) 성분을 이용한다. 트레이스는 대략 0.2㎲에서 검출된 리턴을 나타내지만, 본 실시예에서, 교차 상관은 훨씬 더 높다. 이것은 광 믹서기 밖으로 빠져 나오는 별개의 동상 신호와 직각 신호를 이용하는 기법이 잡음에 대해 더 강하고 더 긴 거리들에서 양호한 검출을 할 가능성이 더 높다는 것을 나타낸다.
도 10은, 일 실시예에 따라, 용이하게 구별된 도플러 효과들을 보여주기 위해, 예시적인 도플러 모호성 공간을 도시하는 그래프이다. 이러한 이미지는 가능한 도플러 보정들의 넓은 세트의 거리측정 교차-상관의 연산에 의해 거리-도플러 공간을 꾸밈으로써 생성되었다. 수평축은 MHz 단위의 도플러 주파수를 나타내고, 수직축은 미터 단위의 거리를 나타낸다. 교차 상관의 세기는 픽셀들의 어두움(darkness)에 의해 표시되었다. 어두운 픽셀들은, 디바이스를 떠나지 않았으므로 도플러가 없는 서큘레이터 출력을 나타내는 영역 1015 내부, 및 대략 27 미터의 거리에서 대략 17MHz의 도플러를 나타내는 영역 1016 내부이다. 공간은 실제로 매우 희박하다.
시스템 내의 광 표면들로부터의 후방반사들은 거리 프로파일 내의 일련의 매우 큰 거리 리턴들에 기여한다는 것이 실험에서 발견되었다. 이들 큰 리턴들은, 실제 표적들부터 더 작은 거리 리턴들을 모호하게 할 수도 있는 거리 프로파일(거리 빈들에 상응하는 위상 코드 대 시간 간격들을 가진 교차 상관의 파워) 내의 큰 사이드로브(sidelobe)를 야기한다. 이러한 이슈를 방지하기 위해, 서큘레이터 광학에 속하는 신호의 부분의 예측을 빼내기 위해, 코히런트 프로세싱 스킴(scheme)이 고안되었다(도 4의 단계들(409,410)을 참조하여 전술한 바와 같이). 이러한 접근법은 다수(대략 32개 보다 많음)의 후속 코드들에 걸친 서큘레이터 광학으로부터의 리턴의 코히런스에 의존한다. 이윽고, 이것은 적어도 수 천 마이크로초가 될 것이다. 빔의 스캔 동안, 서큘레이터 리턴은 안정하기 때문에, 안정성의 지속기간 동안의 블록들의 코히런트 평균(복소수를 사용함)은 서큘레이터 광학에 속하는 신호의 부분을 예측하기에 충분하다. 빔이 스캐닝될 때, 진정한 표적들에 속하는 신호는 일관되지 않고, 이들 컴포넌트들은 이러한 작동에서 결국 평균이 된다. 현재 다루고 있는, 보정(SS(t))을 이용하여, 코드 블록들의 부분집합으로부터 복소 벡터를 코히런트하게 빼냄으로써 그것이 적용될 수 있다. 그 결과는 서큘레이터 거리 리턴들 및 연관된 사이드로브들의 세기의 극도로 효과적인 삭감이다.
도 12a 내지 도 12d는, 일 실시예에 따라, 내부 광학체로부터 리턴들을 제거하기 위한 보정들의 전과 후의 예시적 거리 신호들을 각각 도시하는 그래프들이다. 도 12a에서, 수평축은 0부터 4000m까지 미터 단위의 거리 빈들을 나타내고, 수직축은 데시벨(dB, 참조(y0)에 대하여, 1dB=log(y/y0)) 단위의 교차 상관 파워를 나타낸다. 트레이스는 32개의 스폿들의 평균을 빼기 전의 상관 피크들을 보여준다. 큰 피크는 대략 100m에서 나타나고 더 작은 피크는 대략 2000m에서 나타난다. 도 12b에서, 축들은 동일하지만, 트레이스는 32개의 스폿들의 평균을 빼냄으로써 보정 후의 상관 피크들을 보여준다. 내부 광 컴포넌트들(여기서, PBS(322) 대신에 사용된 서큘레이터)에 기인하는 대략 100m에서의 스퓨리어스 피크는 엄청나게 감소되고, 실제 외부 물체에 기인하는 대략 2000m에서의 피크는 어느 정도 증가된다. 이것은 내부 광 컴포넌트들로부터의 리턴들 부근의 Zone A 구역을 확장하는 도 12c, 외부 물체로부터의 실제 리턴들 부근의 Zone A 구역을 확장하는 도 12d에서 더 분명하게 도시되어 있다. 도 12c는, 보정된 거리 프로파일을 나타내는 점선 트레이스 내에서 거의 완전히 제거된, 60미터와 90미터 사이의 다수의 스퓨리어스 반사들을 나타내는 실선 트레이스를 보여준다. 도 12d는 보정된 거리 프로파일을 나타내는 점선 트레이스 내에서 대략 10% 증강된, 대략 1850m에서의 실제 피크를 나타내는 점선 트레이스를 보여준다. 이러한 보정은 도 13의 보행자의 발의 이미지를 생성하기 위해 사용되었다.
도 13은, 일 실시예에 따라, 다수의 상이한 도플러 쉬프트들이 성공적으로 프로세싱된 예시적인 다수의 거리 리턴들을 도시하는 이미지이다. 이러한 이미지는 수평으로 +/-25도 사이(50도)의 수평 시계(view) 및 10도의 수직 시계에 걸쳐 수집되었다. 장면은 10Hz 프레임률로 스캔되었고 수직 지퍼(zipper) 패턴을 나타내었다. 2048 코드가 활용되었다. 625Mbps 속도에서 끝마쳤고, 신호는 1.25Gsps에서 샘플링되었다. 데이터는 전술한 알고리즘들의 CUDA 구현을 이용하여 실 시간으로 프로세싱되어 저장되었다. 장면은 많은 사람들이 걸어 다니는 주차장이었다. 10도 수직 각도는 보행자의 다리와 발을 캡쳐하였다. 도시된 다수의 프레임들의 합성(composite)이 센서를 향하고 센서로부터 멀어지게 상이한 속도로 걷고 있는 사람들의 발자국들을 도시하도록 천연색은 도플러 값을 보여준다.
다양한 실시예들에서, 표적 식별의 요구되는 형태, 공간적 분해능과 정확도, 및 물체 속도 분해능과 정확도는, 전술한 시스템들의 하나 이상의 파라미터들을 위한 값들을 선택하기 위해 사용되었다. 그러한 파라미터들은, 코드 길이, 코드 블록 길이, 평균화를 위한 코드 블록의 갯수, 코드 그 자체(공학 코드들을 조사하는), 긴 거리에서 더 좋은 검출을 위한 신호와 코드 사이의 쉬프트, 속도를 위한 최적화, 데이터 획득 속도, 위상 변조도(depth), 전송된 레이저 파워, 레이저 스폿 사이즈, 스캐닝 방법 및 스캔 패턴의 하나 이상을 포함한다.
5. 컴퓨터 하드웨어 개관
도 14는 본 발명의 실시예가 구현될 수 있는 컴퓨터 시스템(1400)을 예시하는 블록도이다. 컴퓨터 시스템(1400)은 컴퓨터 시스템(1400)의 다른 내부 및 외부 컴포넌트들 사이에서 정보를 전달하기 위한 버스(1410)와 같은 통신 메커니즘을 포함한다. 정보는 측정가능한 현상의 물리적 신호, 전형적으로 전압들로서 표현되지만, 다른 실시예들에서, 자기적, 전자기적, 기압, 화학적, 분자 원자 및 양자 상호작용들과 같은 현상들을 포함한다. 예를 들어, 북쪽 및 남쪽 자기장들, 또는 영과 영이 아닌 전압은 이진 숫자(비트)의 2개의 상태들(0,1)을 나타낸다. 다른 현상들은 더 높은 베이스의 숫자들을 나타낼 수 있다. 측정 전의 다수의 동시(simultaneous) 양자 상태들의 중첩은 퀀텀 비트(큐비트)를 나타낸다. 하나 이상의 숫자들의 시퀀스는 숫자 또는 하나의 문자를 위한 코드를 나타내기 위해 사용된다. 일부 실시예들에서, 아날로그 데이터로 명명되는 정보는 특정 거리 내에서 측정가능한 값들의 근접 연속성(near continuum)에 의해 표현된다. 컴퓨터 시스템(1400) 또는 그 일부는 본 명세서에서 기술된 하나 이상의 방법들의 하나 이상의 단계들을 수행하기 위한 수단을 구성한다.
이진 숫자들의 시퀀스는 숫자 또는 문자를 위한 코드를 나타내기 위해 사용되는 디지털 데이터를 구성한다. 버스(1410)는 버스(1410)에 결합된 디바이스들 사이에서 정보가 신속히 전달되도록 정보의 많은 병렬 컨덕터들을 포함한다. 정보를 프로세싱하기 위한 하나 이상의 프로세서들(1402)은 버스(1410)에 결합된다. 프로세서(1402)는 정보 상에서 일련의 연산들을 수행한다. 일련의 연산들은 버스(1410)로부터 정보를 가져오는 것 및 버스(1410) 상에 정보를 배치시키는 것을 포함한다. 또한, 일련의 정보는 하나 이상의 정보 유니트들의 비교, 정보 유니트들의 위치의 쉬프트, 및 합산 또는 곱셈과 같이, 2개 이상의 정보 유니트들의 결합을 전형적으로 포함한다. 프로세서(1402)에 의해 실행될 연산들의 시퀀스는 컴퓨터 명령들을 구성한다.
또한, 컴퓨터 시스템(1400)은 버스(1410)에 결합된 메모리(1404)를 포함한다. 랜덤 엑세스 메모리(RAM) 또는 다른 동적 저장 디바이스와 같은 메모리(1404)는 컴퓨터 명명들을 포함하는 정보를 저장한다. 동적 메모리는 그 안에 저장된 정보가 컴퓨터 시스템(1400)에 의해 변환되게 한다. RAM은 메모리 어드레스로 명명되는 위치에 저장된 정보의 유니트가 인접하는 어드레스들의 정보에 독립되게 저장되고 검색되게 한다. 또한, 메모리(1404)는 컴퓨터 명령들의 실행 동안 일시적 값들을 저장하기 위해 프로세서(1402)에 의해 사용된다. 또한, 컴퓨터 시스템(1400)은 읽기 전용 메모리(ROM)(1406), 또는 컴퓨터 시스템(1400)에 의해 변경되지 않는 명령들을 포함하는 정적 정보를 저장하기 위해 버스(1410)에 결합된 기타 정적 저장 디바이스를 포함한다. 또한, 컴퓨터 시스템(1400)이 꺼지거나 아니면 전원을 잃을 때 조차도 지속하는 명령들을 포함하는 정보를 저장하기 위한 자기 디스크 또는 광 디스크와 같은 비-활성(지속적) 저장 디바이스(1408)는 버스(1410)에 결합된다.
명령들을 포함하는 정보는, 인간 사용자에 의해 작동되는 글자와 숫자로 된 키들을 포함하는 키보드와 같은 외부 입력 디바이스(1412) 또는 센서로부터 프로세서에 의해 사용하기 위해, 버스(1410)에 제공된다. 센서는 그 주위의 조건들을 검출하고, 이러한 탐색들을 컴퓨터 시스템(1400) 내의 정보를 표현하기 위해 사용되는 신호들과 호환되는 신호들로 변환시킨다. 기본적으로 인간과 상호작용하기 위해 사용되는 버스(1410)에 결합된 다른 외부 디바이스들은, 이미지들을 묘사하기 위한 음극선관(CRT) 또는 액정디스플레이(LCD)와 같은 디스플레이 디바이스(1414), 및 디스플레이(1414) 상에 표시되는 작은 커서 이미지의 위치를 제어하고 디스플레이(1414) 상에 표시되는 그래픽 요소들과 연관된 명령어들을 발부하기 위한, 마우스 또는 트랙볼 또는 커서 방향 키들과 같은, 포인팅 디바이스(1416)를 포함한다.
예시된 실시예에서, 특수 용도의 집적 회로(IC)(1402)와 같은 특수 목적 하드웨어는 버스(1410)에 결합된다. 특수 목적 하드웨어는 특수한 목적을 위해 충분히 신속하게 프로세서(1402)에 의해 수행되지 않는 작동들을 수행하도록 구성된다. 특수 용도의 직접 회로들의 예들은 디스플레이(1414)를 위한 이미지들을 생성하기 위한 그래픽스 가속기 카드들, 네트워크를 통해 발송된 메시지들을 암호화하고 복호화하기 위한 암호(crypthographic) 보드들, 음성 인식, 및 하드웨어 내에서 보다 효과적으로 구현되는 작동들의 일부 복잡한 시퀀스들을 반복적으로 수행하는 로봇 아암들과 의료 스캐닝 설비와 같이, 특수한 외부 디바이스들에 대한 인터페이스들을 포함한다.
또한, 컴퓨터 시스템(1400)은 버스(1410)에 결합된 통신 인터페이스(1470)의 하나 이상의 인스턴스들을 포함한다. 통신 인터페이스(1470)는 프린터들, 스캐너들 및 외부 디스크들과 같이, 그들의 자신의 프로세서들을 이용하여 작동하는 다양한 외부 디바이스들에 대한 2-방향 통신 커플링을 제공한다. 일반적으로, 커플링은 그들의 자신의 프로세서들을 이용하여 다양한 외부 디바이스들이 연결된 로컬 네트워크(1480)에 연결된 네트워크 링크(1478)와 같은 식이다. 예를 들어, 통신 인터페이스(1470)는 퍼스널 컴퓨터 상의 병렬 포트 또는 직렬 포트 또는 범용 직렬 버스(USB)일 수 있다. 일부 실시예들에서, 통신 인터페이스(1470)는 종합 정보 통신망(ISDN) 카드 또는 디지털 가입자 회선(DSL) 카드 또는 상응하는 형태의 전화선에 대한 정보 통신 연결을 제공하는 전화 모뎀이다. 일부 실시예들에서, 통신 인터페이스(1470)는 버스(1410) 상의 신호들을 동축 케이블 통해 통신 연결용 신호들로 변환하거나 광 섬유 케이블을 통해 통신 연결을 위한 광 신호들로 변환하는 케이블 모뎀이다. 다른 예로서, 통신 인터페이스(1470)는 Ethernet과 같이, 호환가능한 근거리 통신망(LAN)에 대해 데이터 통신 연결을 제공하기 위한 LAN 카드일 수 있다. 또한, 무선 링크들이 구현될 수 있다. 음파와 전자기파와 같은 반송파들은, 유선 또는 케이블없이 공간을 통해 이동하는 전파, 광학파 및 적외선파를 포함한다. 신호들은 반송파들의 진폭, 주파수, 위상, 극성 또는 다른 물리적 성질들의 인공적인 변화들을 포함한다. 무선 링크들의 경우, 통신 인터페이스(1470)는 디지털 데이터와 같이, 정보 스트림들을 운반하는 적외선 신호와 광 신호들을 포함하는 전기, 음향 또는 전자기 신호들을 발송하고 수신한다.
본 명세서에 사용되는 '컴퓨터-판독가능한 매체'라는 용어는 실행을 위한 명령들을 포함하는 정보를 프로세서(1402)에 제공하는데 참여하는 임의의 매체를 의미한다. 그러한 매체는 비활성 매체, 활성 매체 및 전송 매체를 포함하지만 이에 한정되지 않는 다양한 형태들을 취할 수 있다. 예를 들어, 비활성 매체는 동적 메모리(1404)를 포함한다. 예를 들어, 전송 매체는 동축 케이블, 구리 와이어, 광 섬유 케이블들, 및 전파, 광학파 및 적외선파를 포함하는, 음파 및 전자기파들과 같이, 유선 또는 케이블없이 공간을 통해 이동하는 파형들을 포함한다. 본 명세서에 사용되는 '컴퓨터-판독가능한 저장 매체'라는 용어는 전송 매체를 제외하는 정보를 프로세서(1402)에 제공하는데 참여하는 임의의 매체를 의미한다.
예를 들어, 컴퓨터-판독가능한 매체의 통상적 형태들은, 플로피 디스크, 플렉스블 디스크, 하드 디스크, 자기 테이프, 또는 임의의 다른 자기적 매체, 컴팩트 디스크 ROM(CD-ROM), 디지털 비디오 디스크(DVD) 또는 임의의 다른 광학 매체, 펀치 카드들, 페이퍼 테이프, 또는 홀 패턴들을 가진 임의의 다른 물리적 매체, RAM, 프로그램가능한 ROM(PROM), 삭제가능한 PROM(EPROM), FLASH-EPROM, 또는 임의의 다른 메모리 칩 또는 카트리지, 반송파, 또는 컴퓨터가 읽어 올 수 있는 임의의 다른 매체를 포함한다. 본 명세서에 사용된 '비-일시적 컴퓨터-판독가능한 저장 매체'라는 용어는 반송파와 다른 신호들을 제외하고 정보를 프로세서(1402)에 제공하는데 참여하는 임의의 매체를 의미한다.
하나 이상의 실감(tangible) 매체 내에 엔코드된 로직(logic)은 컴퓨터-판독가능한 저장 매체와 ACIC(1420)과 같은 특수 목적 하드웨어 상의 프로세서 명령들의 하나 또는 모두를 포함한다.
네트워크 링크(1478)는 일반적으로 정보를 사용하거나 처리하는 다른 디바이스들에 대해 하나 이상의 네트워크들을 통해 정보 통신을 제공한다. 예를 들어, 네트워크 링크(1478)는 인터넷 서비스 공급자(ISP)에 의해 작동되는 호스트 컴퓨터(1482) 또는 ISP 설비(1484)에 대해 로컬 네트워크(1480)를 통한 연결을 제공할 수 있다. ISP 설비(1484)는 결국 인터넷(1490)으로서 현재 흔히 언급되는 네트워크들의 공중의 세계적 패킷-교환 통신 네트워크를 통해 데이터 통신 서비스들을 제공한다. 인터넷에 연결된 서버(1492)로 명명되는 컴퓨터는 인터넷을 통해 수신된 정보에 반응하여 서비스를 제공한다. 예를 들어, 서버(1492)는 디스플레이(1414)에서의 표현을 위한 비디오 데이터를 나타내는 정보를 제공한다.
본 발명은 본 명세서에서 기술된 기법들을 구현하기 위한 컴퓨터 시스템(1400)의 용도에 관한 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 그러한 기법들은 메모리(1404) 내에 포함된 하나 이상의 명령들의 하나 이상의 시퀀스들을 실행하는 프로세서(1402)에 반응하여 컴퓨터 시스템(1400)에 의해 수행된다. 또한, 소프트웨어와 프로그램 코드로 명명되는 이러한 명령들은 저장 디바이스(1408)와 같은 다른 컴퓨터-판독가능한 매체로부터 메모리(1404) 속으로 읽혀질 수 있다. 메모리1404) 내에 포함된 명령들의 시퀀스들의 실행은 프로세서(1402)가 본 명세서에 기술된 방법 단계들을 수행하게 한다. 대안적 실시예들에서, 특수 용도의 집적 회로(1420)와 같은 하드웨어는 본 발명을 구현하기 위한 소프트웨어 대신에 또는 이와 조합하여 사용될 수 있다. 그러므로, 본 발명의 실시예들은 하드웨어와 소프트웨어의 임의의 특정의 조합에 한정되는 것은 아니다.
네트워크 링크(1478) 및 통신 인터페이스(1470)를 통한 다른 네트워크를 통해 전송되는 신호들은 컴퓨터 시스템(1400)으로 그리고 그로부터의 정보를 운반한다. 컴퓨터 시스템(1400)은, 다른 것들 중에서 무엇 보다도, 네트워크들(1480,1490)을 통해, 네트워크 링크(1478)와 통신 인터페이스(1470)을 통해, 프로그램 코드를 포함하는 정보를 송신하고 수신할 수 있다. 인터넷(1490)을 이용하는 예에서, 서버(1492)는 인터넷(1490), ISP 설비(1484), 로컬 네트워크(1480) 및 통신 인터페이스(1470)을 통해, 컴퓨터 시스템(1400)으로부터 발송된 메시지에 의해 요청된, 특수한 응용을 위한 프로그램 코드를 전송한다. 수신된 코드는 그것이 수신될 때 프로세서(1402)에 의해 실행될 수 있고, 또는 저장 디바이스(1408) 또는 나중의 실행을 위한 다른 비-활성 저장 디바이스에, 또는 둘 모두에 저장될 수 있다. 이러한 방식에서, 컴퓨터 시스템(1400)은 반송파 상의 하나의 신호의 형태로 응용 프로그램 코드를 얻을 수 있다.
컴퓨터 판독가능한 매체의 다양한 형태들은 명령들 또는 데이터 또는 둘 모두의 하나 이상의 시퀀스를 실행용 프로세서(1402)로 옮기는 것을 포함할 수 있다. 예를 들어, 명령들과 데이터는 호스트(1482)와 같은 원격 컴퓨터의 자기 디스크 상에 초기에 보유될 수 있다. 원격 컴퓨터는 명령들과 데이터를 그 동적 메모리에 로딩하고 모뎀을 이용하여 전화선을 통해 명령들과 데이터를 발송한다. 컴퓨터 시스템(1400)에 대한 로컬 모뎀은 전화선 상의 명령들과 데이터를 수신하고 명령들과 데이터를 네트워크 링크(1478)로서 역할을 하는 적외선 반송파 상의 신호로 변환하기 위해 적외선 전송기를 이용한다. 통신 인터페이스(1470)로서 역할을 하는 적외선 검출기는 적외선 신호 내에 수반된 명령들과 데이터를 수신하고 명령들과 데이터를 나타내는 정보를 버스(1410) 상에 배치시킨다. 버스(1410)는 정보를 메모리(1404)로 옮기고 그로부터 프로세서(1402)는 명령들과 함께 발송된 데이터의 일부를 이용하여 명령들을 검색하고 실행한다. 메모리(1404) 내에 수신된 명령들과 데이터는 프로세서(1402)에 의한 실행 전 또는 후에, 저장 디바이스(1408) 상에 선택적으로 저장될 수 있다.
도 15는 본 발명의 실시예가 구현될 수 있는 칩셋(chip set)(1500)을 예시한다. 칩셋(1500)은 예를 들어, 하나 이상의 물리적 팩키지들(예, 칩들)에 통합된 도 14와 관련하여 전술한 프로세서 및 메모리 컴포넌트들을 포함하는, 본 명세서에 기술된 방법의 하나 이상의 단계들을 수행하기 위해 프로그램된다. 예시적 방식으로, 물리적 팩키지는 전기적 상호작용의 물리적 영향력, 사이즈의 관리, 및/또는 제한과 같은 하나 이상의 특징들을 제공하기 위해 구조적 어셈블리(예, 베이스보드) 상의 재료들, 컴포넌트들 및/또는 와이어의 하나 이상의 배치를 포함한다. 특정의 실시예들에서, 칩셋은 단일 칩으로 구현될 수 있음을 고려할 수 있다. 칩셋(1500) 또는 그 부분은 본 명세서에서 설명된 방법의 하나 이상의 단계들을 수행하기 위한 수단을 구성한다.
일 실시예에서, 칩셋(1500)은 칩셋(1500)의 컴포넌트들 사이로 정보를 이동시키기 위한 버스(1501)와 같은 통신 메커니즘을 포함한다. 프로세서(1503)는 명령들을 실행하고, 예를 들어, 메모리(1505) 내에 저장된 정보를 처리하기 위해 버스(1501)에 대한 연결성을 가진다. 프로세서(1503)는 각각의 코어가 독립적으로 수행하도록 구성된 하나 이상의 프로세싱 코어들을 포함할 수 있다. 다중-코어 프로세서는 단일의 물리적 팩키지 내부에서 다중프로세싱을 가능하게 한다. 다중-코어 프로세서의 예들은 2개, 4개, 8개, 또는 더 큰 수의 프로세싱 코어들을 포함한다. 대안적으로 또는 부가적으로, 프로세서(1503)는 명령들의 독립적인 실행, 파이프라이닝, 및 멀티쓰레딩(multithreading)이 가능하도록 버스(1501)를 경유하여 나란히 구성된 하나 이상의 마이크로프로세서들을 포함할 수 있다. 또한, 프로세서(1503)는 하나 이상의 디지털 신호 프로세서들(DSP)(1507), 또는 하나 이상의 특수 목적용 집적 회로(ASIC)(1509)와 같이, 특정의 프로세싱 기능들과 작업들을 수행하기 위해 하나 이상의 특수한 컴포넌트들을 동반할 수 있다. 전형적으로, DSP(1507)는 프로세서(1503)와 독립되게 실 시간으로 현실-세계 신호들(예, 사운드)를 처리하도록 구성된다. 유사하게, ASIC(1509)는 일반 목적의 프로세서에 의해 용이하게 수행되지 않는 특수한 목적을 수행하도록 구성될 수 있다. 본 명세서에서 기술된 발명적인 기능들을 수행하는 것을 돕기 위한 다른 특수한 컴포넌트들은 하나 이상의 필드 프로그램가능한 게이트 어레이(FPGA)(미도시), 하나 이상의 컨트롤러(미도시), 또는 하나 이상의 다른 특수-목적 컴퓨터 칩들을 포함한다.
프로세서(1503)와 부수하는 컴포넌트들은 버스(1501)를 경유하여 메모리(1501)에 대한 연결성을 가진다. 메모리(1505)는 본 명세서에 기술된 방법의 하나 이상의 단계들을 수행하기 위해 실행될 때 실행가능한 명령들을 저장하기 위해, 동적 메모리(예, RAM, 자기 디스크, 작성할 수 있는 광 디스크 등) 및 정적 메모리(예, ROM, CD-ROM 등) 모두를 포함한다. 또한, 메모리(1505)는 본 명세서에서 기술된 방법들의 하나 이상의 단계들의 실행에 연관되거나 실행에 의해 생성된 데이터를 저장한다.
6. 변경들, 확장들 및 변형들
전술한 상세한 설명에서, 본 발명은 그 구체적인 실시예들을 참조하여 기술되었다. 그러나, 본 발명의 더 넓은 정신과 범위를 벗어나지 않는 한 거기에 대한 다양한 변형들과 변화들이 가해질 수 있는 것은 자명할 것이다. 따라서, 상세한 설명과 도면들은 제한적인 의미보다는 예시적인 의미로 간주되어야 한다. 본 명세서와 청구항들을 통틀어, 문맥이 달리 요구하지 않으면, '포함하는" 및 "구비하는"과 "구비하고"와 같은 그 변형들은 언급된 항목, 요소 또는 단계 또는 항목들, 요소들 또는 단계들의 그룹을 포함하지만 임의의 다른 항목, 요소 또는 단계 또는 항목들, 요소들 또는 단계들의 그룹들을 배제하는 것은 아니다. 나아가서, 부정 관사 "하나"는 그 관사에 의해 변형된 항목, 요소 또는 단계의 하나 이상을 나타내는 의미를 가진다. 본 명세서에 개시된 바와 같이, 문맥으로부터 명백히 다르지 않으면, 그것이 다른 값의 2개(두배 또는 절반)의 인자 내에 있으면, 하나의 값은 "대략" 다른 값이다. 예시적인 범위들이 주어졌지만, 문맥상 분명히 다르지 않으면, 임의의 내포된 범위들 역시 다양한 실시예들 내에 포함된다. 따라서, 0부터 10까지의 범위는 일부 실시예들에서, 1부터 4까지의 범위를 포함한다.
7. 참고문헌들
다음의 참고문헌들이 본 명세서에 인용되었고, 각각의 전체 내용은 본 명세서에 사용된 것과 일치하지 않는 용어를 제외하고, 인용에 의해 마치 본 명세서에 완전히 기술된 것 처럼 본 명세서에 포함된다.
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212...레이저 소스 216...빔 스플리터
220...참조 경로 230...검출기 어레이
240...획득 시스템 270...도플러 보상 모듈
284...광 믹서기 310...레이저 소스
312...빔 스플리터 320...위상 변조기
322...편광 빔 스플리터 330...광 검출기
350...프로세싱 시스템 360...광 믹서기
370...도플러 보상 모듈 372...디지털 코드 모듈
1400...컴퓨터 시스템 1402...프로세서
1404...메모리 1406...ROM
1408...저장 디바이스 1410...버스
1412...입력 디바이스 1414...디스플레이
1416...포인팅 디바이스 1420...ACIC
1470...통신 인터페이스 1478...네트워크 링크
1480...로컬 네트워크 1484...ISP 설비
1492...서버 1500...칩셋
1501...버스 1503...프로세서
1505...메모리 1507...DSP
1509...ASIC

Claims (15)

  1. 송신기, 수신기 및 프로세서를 구비하는 광 검출 및 거리측정(라이다; LIDAR) 시스템으로서,
    상기 송신기는 레이저로부터 나오는 레이저 신호의 변조에 의해 생성된 위상-엔코드된(phase-encoded) 신호를 전송하도록 구성되고,
    상기 수신기는 상기 위상-엔코드된 신호의 전송에 반응하여 리턴된 신호를 수신하도록 구성되고,
    상기 프로세서는:
    상기 리턴된 신호의 도플러 주파수 쉬프트(shift)를 결정하고;
    상기 도플러 주파수 쉬프트에 기초하여 상기 전송된 위상-엔코드된 신호와 상기 리턴된 신호의 교차 상관을 결정하고,
    상기 교차 상관 내의 피크의 시간 지연(lag)에 기초하여 범위를 결정하고,
    상기 범위를 포함하는 데이터를, 차량이 상기 데이터에 기초하여 작동하도록, 상기 차량으로 제공하는, 라이다 시스템.
  2. 청구항 1에서,
    상기 프로세서는 참조 스펙트럼에 비례하여 상기 리턴된 신호의 상기 도플러 주파수 쉬프트를 결정하도록 구성되는, 라이다 시스템.
  3. 청구항 1에서,
    상기 위상-엔코드된 신호는 위상-엔코드된 무선 주파수 신호에 대한 위상들의 시퀀스를 나타내는 코드에 기초하여 상기 레이저 신호의 변조에 의해 생성되는, 라이다 시스템.
  4. 청구항 1에서,
    광 믹서기를 더 구비하고,
    상기 프로세서는 위상-엔코드된 무선 주파수 신호의 제1 푸리에 변환을 결정하도록 구성되고,
    상기 광 믹서기는 상기 리턴된 신호를 참조 신호와 믹싱하여 전기 신호를 생성하도록 구성되되, 상기 참조 신호는 상기 레이저 신호에 기초하여 생성되고,
    상기 프로세서는 상기 전기 신호의 제2 푸리에 변환을 결정하고, 상기 제1 푸리에 변환과 상기 제2 푸리에 변환에 기초하여 상기 교차 상관을 결정하도록 구성되는, 라이다 시스템.
  5. 청구항 1에서,
    광 믹서기를 더 구비하고,
    상기 광 믹서기는 상기 리턴된 신호를 참조 신호와 믹싱하여 전기 신호를 생성하도록 구성되되, 상기 참조 신호는 상기 레이저 신호에 기초하여 생성되고,
    상기 프로세서는 상기 전기 신호의 동상(in-phase) 성분과 상기 전기 신호의 직각(quadrature) 성분 사이의 교차 스펙트럼을 결정하고, 상기 교차 스펙트럼에 기초하여 상기 리턴된 신호의 상기 도플러 주파수 쉬프트를 결정하도록 구성되는, 라이다 시스템.
  6. 청구항 5에서,
    상기 리턴된 신호의 상기 도플러 주파수 쉬프트를 결정함에 있어서, 상기 프로세서는 상기 교차 스펙트럼 내의 피크에 기초하여 상기 리턴된 신호의 상기 도플러 주파수 쉬프트를 결정하도록 추가로 구성되는, 라이다 시스템.
  7. 청구항 5에서,
    상기 교차 스펙트럼에 기초하여 상기 도플러 주파수 쉬프트를 결정함에 있어서, 상기 프로세서는 상기 교차 스펙트럼의 허수부 내의 피크에 기초하여 상기 도플러 주파수 쉬프트를 결정하도록 추가로 구성되는, 라이다 시스템.
  8. 청구항 5에서,
    상기 전기 신호를 생성하기 위해 믹싱된 신호들을 검출하도록 구성된 광 검출기를 더 구비하는, 라이다 시스템.
  9. 청구항 8에서,
    상기 광 믹서기는 상기 리턴된 신호를 상기 참조 신호와 믹싱하여 동상 광 신호와 직각 광 신호를 생성하도록 구성되고,
    상기 광 검출기는 상기 동상 광 신호와 상기 직각 광 신호를 검출하여 각각 제1 전기 신호와 제2 전기 신호를 생성하도록 구성되고,
    상기 프로세서는 상기 제1 전기 신호 및 상기 제2 전기 신호 사이의 상기 교차 스펙트럼을 결정하도록 구성되는, 라이다 시스템.
  10. 청구항 1에서,
    디스플레이 디바이스를 더 구비하고,
    상기 송신기는 상기 위상-엔코드된 신호를 다수의 스폿(spot)들로 전송하도록 구성되고,
    상기 프로세서는 상기 다수의 스폿들에 있는 적어도 하나의 물체의 도플러 보정된 위치를 표시하는 이미지를 상기 디스플레이 디바이스 상에 표시하도록 구성되는, 라이다 시스템.
  11. 청구항 1에서,
    상기 송신기는 상기 위상-엔코드된 신호를 다수의 스폿들로 전송하도록 구성되고,
    상기 프로세서는 상기 다수의 스폿들에 있는 도플러 보정된 위치들의 포인트 클라우드에 기초하여 적어도 하나의 물체를 식별하는 데이터를 상기 차량에 통신하도록 구성되는, 라이다 시스템.
  12. 청구항 1에서,
    디스플레이 디바이스를 더 구비하고,
    상기 송신기는 상기 위상-엔코드된 신호를 다수의 스폿들로 전송하도록 구성되고,
    상기 프로세서는 상기 다수의 스폿들 중 대응되는 스폿에 매핑된 상기 도플러 주파수 쉬프트를 표시하는 이미지를 상기 디스플레이 디바이스 상에 표시함으로써, 움직이는 물체들이 정지된 물체들과 구별되도록 추가로 구성되는, 라이다 시스템.
  13. 청구항 1 내지 12 중 어느 한 항의 라이다 시스템을 이용하는 방법.
  14. 청구항 1 내지 12 중 어느 한 항의 라이다 시스템을 구비하는, 차량을 작동시키기 위한 시스템.
  15. 청구항 1 내지 12 중 어느 한 항의 라이다 시스템을 구비하는 차량.
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