JPH0566268A - デイジタル・パルス圧縮装置 - Google Patents
デイジタル・パルス圧縮装置Info
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- JPH0566268A JPH0566268A JP3255766A JP25576691A JPH0566268A JP H0566268 A JPH0566268 A JP H0566268A JP 3255766 A JP3255766 A JP 3255766A JP 25576691 A JP25576691 A JP 25576691A JP H0566268 A JPH0566268 A JP H0566268A
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/505—Systems of measurement based on relative movement of target using Doppler effect for determining closest range to a target or corresponding time, e.g. miss-distance indicator
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- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
- G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
- G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses
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- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ドップラ偏移による圧縮振幅やレンジ・サイ
ドローブの劣化を、ドップラ周波数が未知の場合にも、
安定した圧縮性能を得る。 【構成】 入力信号の未知のドップラ偏移に対して補正
量が異なった複数個のドップラ補正回路２０を並設し、
入力信号をドップラ補正した後、各々についてパルス圧
縮を行い、最大値検出器１１でそれらの中で圧縮振幅が
最大のものをレンジビン程度の時間毎に検出し、出力選
択器１２がその都度最大レベルのものを選択して出力す
る。
ドローブの劣化を、ドップラ周波数が未知の場合にも、
安定した圧縮性能を得る。 【構成】 入力信号の未知のドップラ偏移に対して補正
量が異なった複数個のドップラ補正回路２０を並設し、
入力信号をドップラ補正した後、各々についてパルス圧
縮を行い、最大値検出器１１でそれらの中で圧縮振幅が
最大のものをレンジビン程度の時間毎に検出し、出力選
択器１２がその都度最大レベルのものを選択して出力す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、パルス圧縮レーダに
おけるディジタル方式のパルス圧縮装置に関するもので
ある。
おけるディジタル方式のパルス圧縮装置に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】従来のディジタル・パルス圧縮装置は、
例えば M.Skolnik“Radar Handbook (2nd edition)”p
p.10.8 等で知られており、その系統図を図４に示す。
図４において、１は位相検波器、２はＣＯＨＯ（Cohere
nt Oscillator)発振器、３はＡ／Ｄ変換器、４は高速フ
ーリエ変換（以下、ＦＦＴという）回路、５は複素乗算
器、６は圧縮フィルタ係数メモリ、７は逆高速フーリエ
変換（以下ＩＦＦＴという）回路、８は振幅検出器であ
る。
例えば M.Skolnik“Radar Handbook (2nd edition)”p
p.10.8 等で知られており、その系統図を図４に示す。
図４において、１は位相検波器、２はＣＯＨＯ（Cohere
nt Oscillator)発振器、３はＡ／Ｄ変換器、４は高速フ
ーリエ変換（以下、ＦＦＴという）回路、５は複素乗算
器、６は圧縮フィルタ係数メモリ、７は逆高速フーリエ
変換（以下ＩＦＦＴという）回路、８は振幅検出器であ
る。
【０００３】次に、この従来技術の動作について説明す
る。レーダの受信ＩＦ信号は位相検波器１において、Ｃ
ＯＨＯ発振器２からの参照信号により位相検波され、
Ｉ，Ｑベクトルビデオ信号となる。この信号はＡ／Ｄ変
換器３によりディジタルＩ，Ｑビデオ信号に変換され、
ＦＦＴ回路４に入力される。パルス圧縮レーダでは、こ
のＩ，Ｑビデオ信号は伸長パルスと呼ばれ、比較的長い
パルスで、かつパルス内は自己相関関数がインパルスに
近くなるような変調をかけたものが用いられる。従っ
て、この信号をＦＦＴ回路４でフーリエ変換して周波数
スペクトルＸ (ω)とした後、ちょうどその複素共役値
Ｘ* (ω) を予め記憶してある圧縮フィルタ係数メモリ
６からのＸ* (ω) と複素乗算器５で乗算し、その結果
のＸ* (ω)・Ｘ (ω) をＩＦＦＴ回路７で逆フーリエ
変換し、時系列に戻すことによりインパルスに近い圧縮
波形を得ることができる。この圧縮信号は振幅検出器８
で振幅情報が取り出され、目標の検出などに用いられ
る。なお、上記の圧縮フィルタ係数メモリ６の内容はレ
ンジ・サイドローブ抑圧の目的で伸長パルスの周波数ス
ペクトルの複素共役値Ｘ* (ω) の代わりに、それにウ
ェイティング係数Ｗ (ω)を乗じたＸ* (ω) ・Ｗ (ω)
が用いられることもある。
る。レーダの受信ＩＦ信号は位相検波器１において、Ｃ
ＯＨＯ発振器２からの参照信号により位相検波され、
Ｉ，Ｑベクトルビデオ信号となる。この信号はＡ／Ｄ変
換器３によりディジタルＩ，Ｑビデオ信号に変換され、
ＦＦＴ回路４に入力される。パルス圧縮レーダでは、こ
のＩ，Ｑビデオ信号は伸長パルスと呼ばれ、比較的長い
パルスで、かつパルス内は自己相関関数がインパルスに
近くなるような変調をかけたものが用いられる。従っ
て、この信号をＦＦＴ回路４でフーリエ変換して周波数
スペクトルＸ (ω)とした後、ちょうどその複素共役値
Ｘ* (ω) を予め記憶してある圧縮フィルタ係数メモリ
６からのＸ* (ω) と複素乗算器５で乗算し、その結果
のＸ* (ω)・Ｘ (ω) をＩＦＦＴ回路７で逆フーリエ
変換し、時系列に戻すことによりインパルスに近い圧縮
波形を得ることができる。この圧縮信号は振幅検出器８
で振幅情報が取り出され、目標の検出などに用いられ
る。なお、上記の圧縮フィルタ係数メモリ６の内容はレ
ンジ・サイドローブ抑圧の目的で伸長パルスの周波数ス
ペクトルの複素共役値Ｘ* (ω) の代わりに、それにウ
ェイティング係数Ｗ (ω)を乗じたＸ* (ω) ・Ｗ (ω)
が用いられることもある。
【０００４】パルス圧縮の基本動作は以上述べたとおり
であるが、一般にレーダの受信信号は目標の移動に応じ
てドップラ偏移を受ける。ドップラ周波数をＷd とする
と、この場合のＦＥＴ回路４の出力はＸ（ω＋ωd ）と
なり、通常、この圧縮波形のドップラ依存性は、例えば
“RADAR SYSTEMS Vol.III Pulse Compression pp.124〜
132 ”に示されるようなレーダアンビギュイティ関数と
して知られているものになる。即ち、受信信号がドップ
ラ周波数をもつ場合は、伸長パルスの変調形式により多
少の程度の差はあるが、一般に圧縮波形の振幅の減少や
レンジ・サイドローブの増加が生じ、目標検出に悪影響
を及ぼすことになる。さらに、伸長パルスのパルス幅が
長いほど、これらの性能劣化の程度が大きいことが知ら
れている。
であるが、一般にレーダの受信信号は目標の移動に応じ
てドップラ偏移を受ける。ドップラ周波数をＷd とする
と、この場合のＦＥＴ回路４の出力はＸ（ω＋ωd ）と
なり、通常、この圧縮波形のドップラ依存性は、例えば
“RADAR SYSTEMS Vol.III Pulse Compression pp.124〜
132 ”に示されるようなレーダアンビギュイティ関数と
して知られているものになる。即ち、受信信号がドップ
ラ周波数をもつ場合は、伸長パルスの変調形式により多
少の程度の差はあるが、一般に圧縮波形の振幅の減少や
レンジ・サイドローブの増加が生じ、目標検出に悪影響
を及ぼすことになる。さらに、伸長パルスのパルス幅が
長いほど、これらの性能劣化の程度が大きいことが知ら
れている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のディジタル・パ
ルス圧縮装置は以上のように構成されているので、入力
の伸長パルスが目標の移動によるドップラ偏移を受ける
場合には、圧縮波形の振幅が減少したり、レンジ・サイ
ドローブが増加したりするなどの欠点があり、さらに送
信パルス幅が長いほどこれらの欠点が顕著になるという
問題があった。
ルス圧縮装置は以上のように構成されているので、入力
の伸長パルスが目標の移動によるドップラ偏移を受ける
場合には、圧縮波形の振幅が減少したり、レンジ・サイ
ドローブが増加したりするなどの欠点があり、さらに送
信パルス幅が長いほどこれらの欠点が顕著になるという
問題があった。
【０００６】この発明は、上記のような問題点を解消す
るためになされたもので、目標の移動によるドップラ偏
移があり、かつドップラ周波数が未知の場合にも安定し
た圧縮特性を有するディジタル・パルス圧縮装置を得る
ことを目的とする。
るためになされたもので、目標の移動によるドップラ偏
移があり、かつドップラ周波数が未知の場合にも安定し
た圧縮特性を有するディジタル・パルス圧縮装置を得る
ことを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明に係るディジタ
ル・パルス圧縮装置は、受信ビデオ信号入力に対し、少
しずつドップラ補正量の異なる複数個のドップラ補正回
路を並置し、時間領域でドップラ補正を行なうととも
に、各々の出力をパルス圧縮した後、このうちから最大
振幅のものをレンジ・ビン程度の時間毎に選択してパル
ス圧縮出力とするものである。
ル・パルス圧縮装置は、受信ビデオ信号入力に対し、少
しずつドップラ補正量の異なる複数個のドップラ補正回
路を並置し、時間領域でドップラ補正を行なうととも
に、各々の出力をパルス圧縮した後、このうちから最大
振幅のものをレンジ・ビン程度の時間毎に選択してパル
ス圧縮出力とするものである。
【０００８】また、受信ビデオ信号入力に対し、少しず
つドップラ補正量の異なる複数個のドップラ補正回路を
並置し、周波数領域でドップラ補正を行なうとともに、
各々の出力をパルス圧縮した後、このうちから最大振幅
のものをレンジ・ビン程度の時間毎に選択してパルス圧
縮出力とするものである。
つドップラ補正量の異なる複数個のドップラ補正回路を
並置し、周波数領域でドップラ補正を行なうとともに、
各々の出力をパルス圧縮した後、このうちから最大振幅
のものをレンジ・ビン程度の時間毎に選択してパルス圧
縮出力とするものである。
【０００９】また、受信ビデオ信号をＡ／Ｄ変換するＡ
／Ｄ変換器の後段に、移動目標検出回路またはパルスド
ップラ回路を設けるようにしたものである。
／Ｄ変換器の後段に、移動目標検出回路またはパルスド
ップラ回路を設けるようにしたものである。
【００１０】さらに、最大振幅選択手段の後段に、移動
目標検出回路またはパルスドップラ回路を設けるととも
に、該移動目標検出回路またはパルスドップラ回路のド
ップラ周波数が０に相当する出力の自己相関をとるスキ
ャン相関回路と、このスキャン相関回路の出力と上記移
動目標検出回路またはパルスドップラ回路のドップラ周
波数出力を加算する加算器とを設けるようにしたもので
ある。
目標検出回路またはパルスドップラ回路を設けるととも
に、該移動目標検出回路またはパルスドップラ回路のド
ップラ周波数が０に相当する出力の自己相関をとるスキ
ャン相関回路と、このスキャン相関回路の出力と上記移
動目標検出回路またはパルスドップラ回路のドップラ周
波数出力を加算する加算器とを設けるようにしたもので
ある。
【００１１】
【作用】この発明におけるディジタル・パルス圧縮装置
は、レーダにおいては目標の移動によるドップラ偏移が
一般には未知であることから、ドップラ補正量を少しず
つずらせた複数個のドップラ補正回路を並置し、各々に
ついて時間領域でドップラ補正を行ない、パルス圧縮し
てその出力が最大のものを選択することにより、結果と
してどのようなドップラ偏移にも対応できるディジタル
・パルス圧縮装置が得られる。
は、レーダにおいては目標の移動によるドップラ偏移が
一般には未知であることから、ドップラ補正量を少しず
つずらせた複数個のドップラ補正回路を並置し、各々に
ついて時間領域でドップラ補正を行ない、パルス圧縮し
てその出力が最大のものを選択することにより、結果と
してどのようなドップラ偏移にも対応できるディジタル
・パルス圧縮装置が得られる。
【００１２】また、ドップラ補正量を少しずつずらせた
複数個のドップラ補正回路を並置し、各々について周波
数領域でドップラ補正を行ない、パルス圧縮してその出
力が最大のものを選択するようにしたので、結果として
どのようなドップラ偏移にも対応できるディジタル・パ
ルス圧縮装置が小回路規模で得られる。
複数個のドップラ補正回路を並置し、各々について周波
数領域でドップラ補正を行ない、パルス圧縮してその出
力が最大のものを選択するようにしたので、結果として
どのようなドップラ偏移にも対応できるディジタル・パ
ルス圧縮装置が小回路規模で得られる。
【００１３】また、Ａ／Ｄ変換器の後段に、移動目標検
出回路またはパルスドップラ回路を設けるようにしたの
で、クラッタの影響を除去しても目標信号を大きいレベ
ルで入力することができる。
出回路またはパルスドップラ回路を設けるようにしたの
で、クラッタの影響を除去しても目標信号を大きいレベ
ルで入力することができる。
【００１４】さらに、最大振幅選択手段の後段に、移動
目標検出回路またはパルスドップラ回路を設けるととも
に、該移動目標検出回路またはパルスドップラ回路のド
ップラ周波数が０に相当する出力の自己相関をとるスキ
ャン相関回路と、このスキャン相関回路の出力と上記移
動目標検出回路またはパルスドップラ回路のドップラ周
波数出力を加算する加算器とを設けるようにしたので、
ドップラ周波数がクラッタと同じであるような目標でも
これを消去せずに検出できる。
目標検出回路またはパルスドップラ回路を設けるととも
に、該移動目標検出回路またはパルスドップラ回路のド
ップラ周波数が０に相当する出力の自己相関をとるスキ
ャン相関回路と、このスキャン相関回路の出力と上記移
動目標検出回路またはパルスドップラ回路のドップラ周
波数出力を加算する加算器とを設けるようにしたので、
ドップラ周波数がクラッタと同じであるような目標でも
これを消去せずに検出できる。
【００１５】
【実施例】以下、この発明の実施例を図について説明す
る。図１(a) はこの発明の第１の実施例による、時間領
域でドップラ補正を行なうディジタル・パルス圧縮装置
を示す。図において、１は位相検波器、２はＣＯＨＯ発
振器、３はＡ／Ｄ変換器、４は（２Ｎ＋１）個のＦＦＴ
回路、５は（２Ｎ＋１）個の複素乗算器、６は（２Ｎ＋
１）個の圧縮フィルタ係数メモリ、７は（２Ｎ＋１）個
のＩＦＦＴ回路、８は振幅検出器、９は（２Ｎ＋１）個
のドップラ補正のための複素乗算器、１０−１〜１０−
（２Ｎ＋１）はドップラ補正量ｅｘｐ（−ｊ・Δωd ・
ｉ・Δｔ）の発生器（但し、Δωd はドップラ補正の細
かさ、ｉは−Ｎ〜＋Ｎ、ΔｔはＡ／Ｄ変換の時間量子化
単位である）、２０1 〜２０2N+1はドップラ補正および
パルス圧縮を行なうドップラ補正回路であり、それぞれ
上記複素乗算器９，ドップラ補正量発生器１０−１〜１
０−（２Ｎ＋１），ＦＦＴ回路４，複素乗算器５，圧縮
フィルタ係数メモリ６，ＩＦＦＴ回路７からなる。１１
は最大値検出器、１２は出力切換器、１３は振幅検出器
である。
る。図１(a) はこの発明の第１の実施例による、時間領
域でドップラ補正を行なうディジタル・パルス圧縮装置
を示す。図において、１は位相検波器、２はＣＯＨＯ発
振器、３はＡ／Ｄ変換器、４は（２Ｎ＋１）個のＦＦＴ
回路、５は（２Ｎ＋１）個の複素乗算器、６は（２Ｎ＋
１）個の圧縮フィルタ係数メモリ、７は（２Ｎ＋１）個
のＩＦＦＴ回路、８は振幅検出器、９は（２Ｎ＋１）個
のドップラ補正のための複素乗算器、１０−１〜１０−
（２Ｎ＋１）はドップラ補正量ｅｘｐ（−ｊ・Δωd ・
ｉ・Δｔ）の発生器（但し、Δωd はドップラ補正の細
かさ、ｉは−Ｎ〜＋Ｎ、ΔｔはＡ／Ｄ変換の時間量子化
単位である）、２０1 〜２０2N+1はドップラ補正および
パルス圧縮を行なうドップラ補正回路であり、それぞれ
上記複素乗算器９，ドップラ補正量発生器１０−１〜１
０−（２Ｎ＋１），ＦＦＴ回路４，複素乗算器５，圧縮
フィルタ係数メモリ６，ＩＦＦＴ回路７からなる。１１
は最大値検出器、１２は出力切換器、１３は振幅検出器
である。
【００１６】以下、図１(a) を用いて本実施例の動作，
作用について説明する。レーダの受信ＩＦ信号が位相検
波器１，ＣＯＨＯ発振器２，Ａ／Ｄ変換器３によりディ
ジタルＩ，Ｑビデオ信号に変換される過程は、従来技術
におけるのと同様である。この信号はドップラ補正のた
めに補正量をΔωd ずつずらした（２Ｎ＋１）個の複素
乗算器９へ分岐し入力される。即ち、補正量はドップラ
補正量発生器１０−１〜１０−（２Ｎ＋１）で各々ｅｘ
ｐ（−ｊ・Δωd ・ｉ・Δｔ）（但し、ｉ＝−Ｎ〜Ｎ）
として発生され、複素乗算器９で入力信号と乗算され
る。
作用について説明する。レーダの受信ＩＦ信号が位相検
波器１，ＣＯＨＯ発振器２，Ａ／Ｄ変換器３によりディ
ジタルＩ，Ｑビデオ信号に変換される過程は、従来技術
におけるのと同様である。この信号はドップラ補正のた
めに補正量をΔωd ずつずらした（２Ｎ＋１）個の複素
乗算器９へ分岐し入力される。即ち、補正量はドップラ
補正量発生器１０−１〜１０−（２Ｎ＋１）で各々ｅｘ
ｐ（−ｊ・Δωd ・ｉ・Δｔ）（但し、ｉ＝−Ｎ〜Ｎ）
として発生され、複素乗算器９で入力信号と乗算され
る。
【００１７】このとき伸長パルスのパルス幅をＴとする
と、隣接チャンネル間のすき間を小さくするため、通常
Δωd は、
と、隣接チャンネル間のすき間を小さくするため、通常
Δωd は、
【００１８】Δωd ≒（０．５〜１．０）×２π／Ｔ
【００１９】とするのが適当であり、Ｎは目標運動から
予想される最大ドップラ周波数がＮ・Δωd となるよう
に選ばれる。
予想される最大ドップラ周波数がＮ・Δωd となるよう
に選ばれる。
【００２０】このようにすれば、（２Ｎ＋１）個の補正
回路のいずれか１つは精度よくドップラ補正された信号
が得られる。次いで、この（２Ｎ＋１）個の出力の各々
についてＦＦＴ回路４，複素乗算器５，圧縮フィルタ係
数メモリ６，ＩＦＦＴ回路７により、従来技術と同様に
パルス圧縮を行う。この（２Ｎ＋１）個の圧縮出力は各
々振幅検出器１３で振幅検出され、さらに最大値検出器
１１でこのうちの振幅最大のものをレンジビン程度の時
間毎に検出する。選択器１２はその情報に基づき、（２
Ｎ＋１）個の出力のうちから、その都度最大レベルのも
のを選択して出力する。このパルス圧縮出力は振幅検出
器８により振幅検出され、目標検出等に用いられる。
回路のいずれか１つは精度よくドップラ補正された信号
が得られる。次いで、この（２Ｎ＋１）個の出力の各々
についてＦＦＴ回路４，複素乗算器５，圧縮フィルタ係
数メモリ６，ＩＦＦＴ回路７により、従来技術と同様に
パルス圧縮を行う。この（２Ｎ＋１）個の圧縮出力は各
々振幅検出器１３で振幅検出され、さらに最大値検出器
１１でこのうちの振幅最大のものをレンジビン程度の時
間毎に検出する。選択器１２はその情報に基づき、（２
Ｎ＋１）個の出力のうちから、その都度最大レベルのも
のを選択して出力する。このパルス圧縮出力は振幅検出
器８により振幅検出され、目標検出等に用いられる。
【００２１】このように、この第１の実施例によれば、
補正量の異なった複数個のドップラ補正回路を用意し、
入力信号を時間領域でドップラ補正した後各々パルス圧
縮を行ない、最大振幅のものを選択出力するようにした
ので、入力信号のドップラ周波数が未知の場合でも安定
した圧縮性能を有するパルス圧縮性能をもつパルス圧縮
装置を実現することができる。
補正量の異なった複数個のドップラ補正回路を用意し、
入力信号を時間領域でドップラ補正した後各々パルス圧
縮を行ない、最大振幅のものを選択出力するようにした
ので、入力信号のドップラ周波数が未知の場合でも安定
した圧縮性能を有するパルス圧縮性能をもつパルス圧縮
装置を実現することができる。
【００２２】次に、図１(b) はＦＦＴ回路の後段、即ち
周波数領域でドップラ補正を行なう本発明の第２の実施
例を示す。この第２の実施例は、図１(a) の第１の実施
例に対し、ＦＦＴ回路４の後に（２Ｎ＋１）個のドップ
ラ補正回路を並置し、各々についてパルス圧縮を行う点
が相違する。図１(b) において、１は位相検波器、２は
ＣＯＨＯ発振器、３はＡ／Ｄ変換器、４はＦＦＴ回路、
５は（２Ｎ＋１）個の複素乗算器、６−１〜６−（２Ｎ
＋１）は圧縮フィルタ係数メモリ、７は（２Ｎ＋１）個
のＩＦＦＴ回路、２１1 〜２１2N+1はドップラ補正およ
びパルス圧縮を行なうドップラ補正回路であり、上記複
素乗算器５，圧縮フィルタ係数メモリ６−１〜６−（２
Ｎ＋１）およびＩＦＦＴ回路７からなる。８は振幅検出
器、１１は最大値検出器、１２は出力選択器、１３は振
幅検出器である。
周波数領域でドップラ補正を行なう本発明の第２の実施
例を示す。この第２の実施例は、図１(a) の第１の実施
例に対し、ＦＦＴ回路４の後に（２Ｎ＋１）個のドップ
ラ補正回路を並置し、各々についてパルス圧縮を行う点
が相違する。図１(b) において、１は位相検波器、２は
ＣＯＨＯ発振器、３はＡ／Ｄ変換器、４はＦＦＴ回路、
５は（２Ｎ＋１）個の複素乗算器、６−１〜６−（２Ｎ
＋１）は圧縮フィルタ係数メモリ、７は（２Ｎ＋１）個
のＩＦＦＴ回路、２１1 〜２１2N+1はドップラ補正およ
びパルス圧縮を行なうドップラ補正回路であり、上記複
素乗算器５，圧縮フィルタ係数メモリ６−１〜６−（２
Ｎ＋１）およびＩＦＦＴ回路７からなる。８は振幅検出
器、１１は最大値検出器、１２は出力選択器、１３は振
幅検出器である。
【００２３】次に、この第２の実施例の動作について説
明する。レーダの受信ＩＦ信号が位相検波器１，ＣＯＨ
Ｏ発振器２およびＡ／Ｄ変換器３によりディジタルＩ，
Ｑビデオ信号に変換され、ＦＦＴ回路４で周波数スペク
トルに変換する過程は従来技術と同様である。この出力
は（２Ｎ＋１）個の複素乗算器５へ分岐し入力され、ド
ップラ補正のために補正量がΔωd ずつずれた（２Ｎ＋
１）個のパルス圧縮フィルタ係数Ｘ* (ω＋Δωd ・i)
（ｉ＝−Ｎ〜＋Ｎ）と各々乗算される。またはレンジ・
サイドローブ抑圧のためのウェイティングを含んだＸ*
(ω＋Δωd ・i)×Ｗ (ω＋Δωd ・i)（Ｗ (ω) はウ
ェイティング関数）と乗算される。その後、第１の実施
例と同様の操作で最大振幅のものを選択出力する。
明する。レーダの受信ＩＦ信号が位相検波器１，ＣＯＨ
Ｏ発振器２およびＡ／Ｄ変換器３によりディジタルＩ，
Ｑビデオ信号に変換され、ＦＦＴ回路４で周波数スペク
トルに変換する過程は従来技術と同様である。この出力
は（２Ｎ＋１）個の複素乗算器５へ分岐し入力され、ド
ップラ補正のために補正量がΔωd ずつずれた（２Ｎ＋
１）個のパルス圧縮フィルタ係数Ｘ* (ω＋Δωd ・i)
（ｉ＝−Ｎ〜＋Ｎ）と各々乗算される。またはレンジ・
サイドローブ抑圧のためのウェイティングを含んだＸ*
(ω＋Δωd ・i)×Ｗ (ω＋Δωd ・i)（Ｗ (ω) はウ
ェイティング関数）と乗算される。その後、第１の実施
例と同様の操作で最大振幅のものを選択出力する。
【００２４】このように、この第２の実施例によれば、
周波数領域でドップラ補正を行なうようにしたので、ド
ップラ補正とパルス圧縮を同時に行なうことができ、第
１の実施例で各ドップラ補正回路毎に要していたドップ
ラ補正量メモリ１０，複素乗算器９，ＦＦＴ回路４を省
略でき、図１(a) の装置に比べはるかに小さい回路規模
でパルス圧縮を行なうことができる。
周波数領域でドップラ補正を行なうようにしたので、ド
ップラ補正とパルス圧縮を同時に行なうことができ、第
１の実施例で各ドップラ補正回路毎に要していたドップ
ラ補正量メモリ１０，複素乗算器９，ＦＦＴ回路４を省
略でき、図１(a) の装置に比べはるかに小さい回路規模
でパルス圧縮を行なうことができる。
【００２５】次に、本発明の第３の実施例として、第１
の実施例または第２の実施例のＡ／Ｄ変換器３の後段に
ＭＴＩ回路またはパルスドップラ回路を挿入するものが
考えられる。
の実施例または第２の実施例のＡ／Ｄ変換器３の後段に
ＭＴＩ回路またはパルスドップラ回路を挿入するものが
考えられる。
【００２６】即ち、この種の装置では、通常Ａ／Ｄ変換
器の前段に減衰器を設けて、パルス圧縮器の入力がその
最大入力レベルを越えないように、信号を減衰させてい
る。これはパルス圧縮器の出力において最大ビット数が
決まっているためであるが、レベルの強いクラッタにつ
いてもこの制御を行う必要があるため、目標からの信号
レベルが小さくなってしまうという欠点がある。
器の前段に減衰器を設けて、パルス圧縮器の入力がその
最大入力レベルを越えないように、信号を減衰させてい
る。これはパルス圧縮器の出力において最大ビット数が
決まっているためであるが、レベルの強いクラッタにつ
いてもこの制御を行う必要があるため、目標からの信号
レベルが小さくなってしまうという欠点がある。
【００２７】そこで、図２(a),(b) に示す第３の実施例
では、振幅の大きいグランドクラッタを消去すべく、第
１または第２の実施例のＡ／Ｄ変換器３の後段にＭＴＩ
回路またはパルスドップラ回路を設けることにより、目
標信号を大きいレベルで入力することができ、パルス圧
縮処理における量子化誤差を少なくするようにしたもの
である。
では、振幅の大きいグランドクラッタを消去すべく、第
１または第２の実施例のＡ／Ｄ変換器３の後段にＭＴＩ
回路またはパルスドップラ回路を設けることにより、目
標信号を大きいレベルで入力することができ、パルス圧
縮処理における量子化誤差を少なくするようにしたもの
である。
【００２８】この実施例では、未知のドップラ周波数に
も対応したパルス圧縮が実現できるという本発明の本質
的な効果に加え、クラッタを除去してダイナミック・レ
ンジの拡大したディジタルＩ，Ｑビデオ信号をパルス圧
縮できるという効果を有する。
も対応したパルス圧縮が実現できるという本発明の本質
的な効果に加え、クラッタを除去してダイナミック・レ
ンジの拡大したディジタルＩ，Ｑビデオ信号をパルス圧
縮できるという効果を有する。
【００２９】また、本発明の第４の実施例として、第１
または第２の実施例の出力選択器１２の後段にＭＴＩ回
路またはパルスドップラ回路を設けるとともに、スキャ
ン相関器と加算器を設けるものが考えられる。
または第２の実施例の出力選択器１２の後段にＭＴＩ回
路またはパルスドップラ回路を設けるとともに、スキャ
ン相関器と加算器を設けるものが考えられる。
【００３０】図３(a),(b) はこの第４の実施例を示すも
ので、出力選択器１２の後段にＭＴＩ回路２２またはパ
ルスドップラ回路を設け、そのドップラ周波数が０に対
応する出力の自己相関をとるスキャン相関回路２３と、
このスキャン相関回路２３の出力とＭＴＩ回路２２また
はパルスドップラ回路のドップラ周波数出力を加算する
加算器２４を設けたものである。
ので、出力選択器１２の後段にＭＴＩ回路２２またはパ
ルスドップラ回路を設け、そのドップラ周波数が０に対
応する出力の自己相関をとるスキャン相関回路２３と、
このスキャン相関回路２３の出力とＭＴＩ回路２２また
はパルスドップラ回路のドップラ周波数出力を加算する
加算器２４を設けたものである。
【００３１】これにより、図２に示す第３の実施例では
例えばレーダに対して横断する目標等、ドップラ周波数
がクラッタと同じであるような目標からの信号が消えて
しまうという問題があるが、本実施例ではＭＴＩ回路ま
たはパルスドップラ回路によって消去した信号のなか
で、スキャン相関をとることにより、ドップラ周波数が
クラッタと等しいような移動目標であってもこれを検出
することができる。
例えばレーダに対して横断する目標等、ドップラ周波数
がクラッタと同じであるような目標からの信号が消えて
しまうという問題があるが、本実施例ではＭＴＩ回路ま
たはパルスドップラ回路によって消去した信号のなか
で、スキャン相関をとることにより、ドップラ周波数が
クラッタと等しいような移動目標であってもこれを検出
することができる。
【００３２】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、複数
個の異なったドップラ補正量をもつドップラ補正回路を
並設し時間領域でドップラ補正を行なうとともに、各々
についてパルス圧縮を行い、それらの最大値をレンジ・
ビン程度の時間毎に選択して出力するように構成したの
で、目標の移動によるドップラ偏移が未知の場合でも、
その影響を除去でき、安定した性能を有するディジタル
・パルス圧縮装置が得られる効果がある。
個の異なったドップラ補正量をもつドップラ補正回路を
並設し時間領域でドップラ補正を行なうとともに、各々
についてパルス圧縮を行い、それらの最大値をレンジ・
ビン程度の時間毎に選択して出力するように構成したの
で、目標の移動によるドップラ偏移が未知の場合でも、
その影響を除去でき、安定した性能を有するディジタル
・パルス圧縮装置が得られる効果がある。
【００３３】また、複数個の異なったドップラ補正量を
もつドップラ補正回路を並設し周波数領域でドップラ補
正を行なうとともに、各々についてパルス圧縮を行い、
それらの最大値をレンジ・ビン程度の時間毎に選択して
出力するように構成したので、目標の移動によるドップ
ラ偏移が未知の場合でも、その影響を除去でき、安定し
た性能を有するディジタル・パルス圧縮装置が小回路規
模で得られる効果がある。
もつドップラ補正回路を並設し周波数領域でドップラ補
正を行なうとともに、各々についてパルス圧縮を行い、
それらの最大値をレンジ・ビン程度の時間毎に選択して
出力するように構成したので、目標の移動によるドップ
ラ偏移が未知の場合でも、その影響を除去でき、安定し
た性能を有するディジタル・パルス圧縮装置が小回路規
模で得られる効果がある。
【００３４】また、受信ビデオ信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器の直後に移動目標検出回路または
パルスドップを回路を設けるようにしたので、クラッタ
を除去してダイナミック・レンジの拡大したビデオ信号
をパルス圧縮できるという効果がある。
変換するＡ／Ｄ変換器の直後に移動目標検出回路または
パルスドップを回路を設けるようにしたので、クラッタ
を除去してダイナミック・レンジの拡大したビデオ信号
をパルス圧縮できるという効果がある。
【００３５】さらに、最大振幅選択手段の後段に、移動
目標検出回路またはパルスドップラ回路を設けるととも
に、この該移動目標検出回路またはパルスドップラ回路
のドップラ周波数が０に相当する出力の自己相関をとる
スキャン相関回路と、このスキャン相関回路の出力と上
記移動目標検出回路またはパルスドップラ回路のドップ
ラ周波数出力を加算する加算器とを設けるようにしたの
で、ドップラ周波数がクラッタと等しいような移動目標
であってもこれを検出することができるという効果があ
る。
目標検出回路またはパルスドップラ回路を設けるととも
に、この該移動目標検出回路またはパルスドップラ回路
のドップラ周波数が０に相当する出力の自己相関をとる
スキャン相関回路と、このスキャン相関回路の出力と上
記移動目標検出回路またはパルスドップラ回路のドップ
ラ周波数出力を加算する加算器とを設けるようにしたの
で、ドップラ周波数がクラッタと等しいような移動目標
であってもこれを検出することができるという効果があ
る。
【図１】この発明の実施例を示す系統図であり、図１
(a),図１(b)はそれぞれこの発明の第１，第２の実施例
を示す系統図である。
(a),図１(b)はそれぞれこの発明の第１，第２の実施例
を示す系統図である。
【図２】この発明の第３の実施例を示す系統図である。
【図３】この発明の第４の実施例を示す系統図である。
【図４】従来のディジタル・パルス圧縮装置の系統図で
ある。
ある。
１ 位相検波器 ２ ＣＯＨＯ発振器 ３ Ａ／Ｄ変換器 ４ ＦＦＴ回路 ５ 複素乗算器 ６ 圧縮フィルタ係数メモリ ７ ＩＦＦＴ回路 ８ 振幅検出器 ９ 複素乗算器 １０ ドップラ補正量発生器 １１ 最大値検出器 １２ 出力選択器 １３ 振幅検出器 ２０ ドップラ補正回路 ２１ ドップラ補正回路 ２２ ＭＴＩ回路 ２３ スキャン相関回路 ２４ 加算器
Claims (4)
- 【請求項１】 パルス・レーダにおけるディジタル・パ
ルス圧縮装置において、 受信ビデオ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器と、 相互に異なるドップラ補正量が設定され、上記Ａ／Ｄ変
換器により得られたディジタルビデオ信号を時間領域で
ドップラ補正するとともにパルス圧縮を行なう複数個の
ドップラ補正回路と、 各ドップラ補正回路の圧縮出力のうちの最大振幅のもの
をレンジビン程度の時間毎に選択出力する最大振幅選択
手段とを備えたことを特徴とするディジタル・パルス圧
縮装置。 - 【請求項２】 パルス・レーダにおけるディジタル・パ
ルス圧縮装置において、 受信ビデオ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器と、 このＡ／Ｄ変換器により得られたディジタルビデオ信号
を周波数領域の信号に変換するＦＦＴ回路と、 相互に異なるドップラ補正量が設定され、上記ＦＦＴ回
路の出力を周波数領域でドップラ補正するとともにパル
ス圧縮を行なう複数個のドップラ補正回路と、 各ドップラ補正回路の圧縮出力のうち最大振幅のものを
レンジビン程度の時間毎に選択出力する最大振幅選択手
段とを備えたことを特徴とするディジタル・パルス圧縮
装置。 - 【請求項３】 上記Ａ／Ｄ変換器の後段に、移動目標検
出回路またはパルスドップラ回路を設けてなることを特
徴とする請求項１または２記載のディジタル・パルス圧
縮装置。 - 【請求項４】 上記最大振幅選択手段の後段に、移動目
標検出回路またはパルスドップラ回路を設けるととも
に、 該移動目標検出回路またはパルスドップラ回路のドップ
ラ周波数が０に相当する出力の自己相関をとるスキャン
相関回路と、 このスキャン相関回路の出力と上記移動目標検出回路ま
たはパルスドップラ回路のドップラ周波数出力を加算す
る加算器とを設けてなることを特徴とする請求項１また
は２記載のディジタル・パルス圧縮装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3255766A JPH0566268A (ja) | 1991-09-06 | 1991-09-06 | デイジタル・パルス圧縮装置 |
| US07/867,335 US5229775A (en) | 1991-09-06 | 1992-04-13 | Digital pulse compression apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3255766A JPH0566268A (ja) | 1991-09-06 | 1991-09-06 | デイジタル・パルス圧縮装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0566268A true JPH0566268A (ja) | 1993-03-19 |
Family
ID=17283324
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3255766A Pending JPH0566268A (ja) | 1991-09-06 | 1991-09-06 | デイジタル・パルス圧縮装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5229775A (ja) |
| JP (1) | JPH0566268A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005249770A (ja) * | 2003-12-17 | 2005-09-15 | Denso Corp | 距離検出装置、物体検出装置 |
| JP2006322861A (ja) * | 2005-05-20 | 2006-11-30 | Nec Corp | パルス圧縮レーダ用データ再生装置、再生方法及びパルス圧縮レーダ装置 |
| JP2017053721A (ja) * | 2015-09-09 | 2017-03-16 | 株式会社東芝 | レーダシステム、信号処理システム、信号処理方法及びプログラム |
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| US5414428A (en) * | 1993-08-06 | 1995-05-09 | Martin Marietta Corp. | Radar system with pulse compression and range sidelobe suppression preceding doppler filtering |
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1991
- 1991-09-06 JP JP3255766A patent/JPH0566268A/ja active Pending
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1992
- 1992-04-13 US US07/867,335 patent/US5229775A/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
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|---|---|
| US5229775A (en) | 1993-07-20 |
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