JPH06201825A

JPH06201825A - エコーレンジングシステム

Info

Publication number: JPH06201825A
Application number: JP4091800A
Authority: JP
Inventors: David E Nelson; ディヴィッド・イー・ネルソン; V Bouyoucos John; ジョン・ヴィー・ブユーコス
Original assignee: Hydroacoustics Inc
Current assignee: Hydroacoustics Inc
Priority date: 1991-03-18
Filing date: 1992-03-17
Publication date: 1994-07-22
Also published as: AU647346B2; EP0504702A3; AU6475094A; EP0504702A2; IL101077A; CA2063132A1; AU1214092A; AU664802B2

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】整合フィルタプロセッサを使用したエコーレン
ジングシステムに、特にクラッタおよび残響によるリタ
ーンの検出を抑制し、有効な目標エコーのみを取り出
し、疑似目標検出を避けることができる機能を追加す
る。【構成】複合ドップラー不変信号を発生する送信器１０
およびその関連する投射器１２から送信された信号は目
標で反射された後ハイドロホン（列）１４で受信され受
信器１２に供給される。この受信器１２においてはビー
ム形成などの処理が行われる。この信号はサンプルさ
れ、整合フィルタプロセッサ１６によりディジタル化さ
れて処理され、次いで勾配調整器１８残響抑制器２０に
より残響と偽目標が抑制され、最大振幅検出器２２によ
り目標が検出され、カウンタ２８により距離に変換さ
れ、表示される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、エコーレンジングシス
テムに関し、更に詳しくは、動かない対象物からのリタ
ーン（レーダにおけるクラッタおよびソナーにおける残
響として知られている）ような好ましくないリターンを
抑制しながら、複合ドップラー不変送信に応答したリタ
ーンから目標の速度を検出するシステムに関する。

【０００２】

【従来の技術】ドップラーの不変性はレプリカ相関器の
ような整合フィルタが使用されている高分解能レーダお
よびソナーのような分野で周知の概念である。ドップラ
ーの不変信号は整合フィルタの出力が目標の速度に影響
を受けない信号である。このような信号についてはPrin
ciples of High Resolution Radar by A.W.Rihaczek, P
eninsula Pubulishing, Los Altos, California 94023
(1985) のテキストに詳細に説明してあり、また 1975年
２月11日に発行された A. W. Crooke の米国特許第3,86
6,223号に記載されている。

【０００３】特に有効なドップラー不変波形は、次式で
示す周波数のスウィープの間に発生するハイパボリック
周波数変調（ＨＦＭ）である。ｆ_i＝Ｆ／（１−ｋｔ）ここにおいて、Ｆおよびｋは定数であり、ｆ_iは瞬時周波
数であり、ｔは時間である。これらの定数は周波数範囲
および／またはスウィープ期間を設定するために変更す
ることができる。「ハイパボリック」という用語はこの
周波数対時間特性の説明において数学用語１／ｔからき
たものである。アップスウィープ（添付図面の図１に示
すような）用のこのような信号のアンビギティ関数が図
２に示されている。ＨＦＭダウンスウィープ信号（図３
に示すような）のアンビギティ関数が図４に示されてい
る。ＨＦＭ信号およびそのドップラー不変性についての
数学的および定性的説明が上述した Rihaczekのテキス
トの節１２.１に記載されている。アンビギティ関数に
おいては、異なる速度に対する時間軸は水平方向に延び
ている。これはここにおいて速度時間軸と称する。入っ
て来る目標および出ていく目標の速度はそれぞれマイナ
スおよびプラス符号で示される。速度軸は時間軸に対し
て直角である。

【０００４】複合特質の波形が提案されている。これら
は通常連続したアップスウィープおよびダウンスウィー
プを有している。アップスウィープの次にダウンスウィ
ープが続くと、この信号は「ルーフトップ」信号と称さ
れる。ダウンスウィープの次にアップスウィープが続く
と、この信号は「ｖ字型」信号と称される。このような
信号については Rihaczek のテキストの６.３節に記載
されている。ルーフトップＨＦＭ信号は添付図面の図
５に示され、そのアンビギティ関数が図６に示されてい
る。図６に示すように、アンビギティ関数はアンビギテ
ィ関数の速度−時間面内の異なる勾配の稜線によって特
徴付けられている。ＨＦＭ信号を使用することは現在好
ましいものであるが、ドップラー不変特性を有する大き
な時間帯域幅複合信号が使用される場合には本発明の好
ましくない信号を抑制する機能を適用することができ
る。

【０００５】「ドップラー不変」という用語は好ましい
信号波形ＨＦＭ信号、すなわちハイパボリック周波数変
調信号によってよく表される」を示すために本明細書の
全体にわたって使用されているが、ドップラーシフトさ
れたリターンで遭遇する相関損失が受け入れ可能である
ことがわかっている場合には他の関連する信号波形を使
用することができる。このような信号の１つは例えば線
形周波数変調(ＬＦＭ)信号である。小さな速度シフトの
場合には、ＨＦＭとＬＦＭとの間の性能の差は無視する
ことができる。遭遇する最も大きなドップラーシフトさ
れたリターンに対する相関損失がユーザーにとって受け
入れられるものと考えられる限りにおいては、どのよう
な信号もドップラー不変と考えることができる。

【０００６】本発明は、個々の信号セグメント自身がド
ップラー不変であるとしても、（異なる勾配が反対方向
になっている）図６に示すように異なる勾配のセグメン
トを有する複合ドップラー不変信号から速度および距離
感知目標検出を達成する改良されたプロセッサを提供し
ている。このプロセッサはスウィープが同じ期間を占有
し、信号の個々のセグメントのドップラー不変特質にも
関わらずその所有する速度測定感度によって特徴付けら
れるルーフトップ、すなわちＶ字形複合ドップラー不変
信号、すなわち同時複合信号を利用している。複合ドッ
プラー不変信号の信号セグメントは図５に示すルーフト
ップ信号の場合には送信の間連続的に発生する。信号セ
グメントは図６に示すように送信の間同時に発生する。
図７に示すように連続的にまたは同時に発生するセグメ
ントを有するこのような信号のアンビギティ関数は２つ
の稜線を有している。この２つの稜線は速度ゼロの時間
軸上の交差点においてピークを有するＸパターンを形成
するように交差している。交差した稜線の時間分離およ
び目標速度の測定用の直接の手段を提供している速度軸
との間の直接的関係が結果として生じる。各複合リター
ンの処理から速度を得ることができるローカルタイムベ
ースが導入されている。複合信号のセグメントのドップ
ラー不変特質は遅延が測定される稜線に対して一定の振
幅を発生し、これにより速度の大きさに不変の速度測定
感度を与えている。このような遅延測定は、目標速度に
対応するビン（bin)にコヒーレントな相関状検出ピーク
を出力する一組のタップのついたディレイラインおよび
加算器によって実施される。相関器からの出力のコヒー
レントな組合せに対するタップのついたディレイライン
と加算器ネットワークとともに複合信号の各セグメント
用の１つの相関器を使用することは従来の整合フィルタ
バンクよりも非常に簡単な整合フィルタを構成し、エコ
ーレンジングシステムにおける目標に対する距離および
速度を高分解能で同時に画定する実用的で低価格の手段
である。距離は信号の送信と時間軸に沿った加算器出力
における目標のエコーの相関検出ピークの発生との間の
遅延を測定することによって決定することができる。

【０００７】上述したように遅延および加算器ネットワ
ークを有する整合フィルタを使用することは簡単化およ
び経済化のために好ましいことであり、ここに記載する
複合ドップラー不変送信を使用した場合、本発明による
偽の目標を抑制することはＮ個の相関器からなる通常の
バンクを使用した整合フィルタで達成することができる
ことを理解するであろう。レーダおよびソナーシステム
はしばしば検出対象物に有害な多数の静止目標、すなわ
ちクラッタがある環境で使用される。これらの静止目標
は対象とする目標、すなわち飛行機、ミサイルまたは潜
水艦（すなわち、真の目標）のような移動する目標を不
明瞭に覆い隠す。

【０００８】本発明の主な特徴は、通常実施されている
または改良されたプロセッサを有するシステムを備えて
いる整合フィルタプロセッサを使用したエコーレンジン
グシステムに、特にクラッタおよび残響による好ましく
ないリターンを検出することを抑制し、クラッタまたは
残響によって不明瞭にされる有効な目標エコーを取り出
し、疑似目標検出を避けることができる機能を追加する
ことにある。クラッタまたは残響、または他の好ましく
ないエコーリターンを抑制することは、真の目標または
偽の目標からのエコーリターンがある識別用の対称を示
している複合信号を送信することによって達成されるこ
とが発見された。特に、リターンが相関器の通常のバン
クのような整合フィルタプロセッサによってまたは改良
されたプロセッサによって処理され、それからアンビギ
ティ空間（すなわち、面内において直交する速度および
時間軸を有し、信号の振幅がこの面に直交して表示され
る空間）における出力分布として表示される場合、リタ
ーンは交差点が所与のリターンの時間（距離）および速
度を個々に定めている対の交差した稜線によって特徴付
けられる。これらの対の交差した稜線の各々は対の交差
点を通過する時間軸の周りの対称を示している。特に、
速度がゼロの時間軸上で交差する稜線を有する固定した
残響はこの軸の周りに対称である。速度ｖを有する目標
はｖ−速度時間軸に沿って交差する稜線を示し、この軸
の周りに対称である。残響および移動する目標は各々交
差する稜線を有し、その特有の交差パターンは各々対称
を示しているが、別個の軸の周りにおいてである。

【０００９】本発明によれば、別個の対称に基づく減算
処理はゼロでないドップラー目標を表示し続けながら、
例えばゼロのドップラー残響をキャンセルするように一
方のパターンを選択的に除去し、他方を保持している。
減算処理は更にゼロでない速度の好ましくないリター
ン、例えばブラグ(Bragg）のシフトされた面の残響とと
もに発生するような残響を減算している。また、減算処
理は多重減算によるドップラーノッチの「幅」を制御す
るために使用される。選択的減算処理は、本発明によれ
ば速度−時間面上の検出された出力パターンのレプリカ
を抽出し、これを好ましくないリターンに対応する稜線
対の交差を含む時間軸の周りで回転して、負の振幅のレ
プリカを形成し、この回転した「負の」レプリカを適当
な時間調整で速度−時間面に加え、これにより検出され
た出力パターン（出力分布）を回転レプリカと組み合わ
せ、残響からのリターンの偽の目標が抑制され、実際の
目標の速度および距離が得られる出力分布を形成するこ
とによって達成される。残響が抑制されるので、真の目
標の検出に対する電位が増大する。

【００１０】完全な減算および抑制を達成するために、
無効にされる交差した稜線パターンは交差点を通過する
時間軸の周りで対称性を示さなければならない。すなわ
ち、速度−時間面から発生する稜線対は好ましくは時間
軸に対して等しいが反対の勾配を有していなければなら
ない。周波数において同じ開始点および終了点を有し、
各スウィープが同じ継続時間であるアップスウィープお
よびダウンスウィープＨＦＭ送信によって発生する稜線
はアンビギティ空間において完全な対称性を持たない。
特に、一対の交差する稜線の各稜線の勾配は時間軸に対
して正確に等しくもないし反対でもなく、補正されない
場合には次善の残響抑制となる。

【００１１】従って、アンビギティ空間において必要と
される対称性を達成し、これにより好ましくないリター
ンを最大に抑制するために、送信される複合信号の１つ
のセグメント用のスウィープ帯域幅および／または帯域
時間は本発明によれば他のセグメントのスウィープ帯域
幅および／または帯域時間に対して変更される。代わり
に、整合フィルタプロセッサの後に挿入される出力分布
における遅延は所望の対称性を達成するように増大的に
調整することができる。

【００１２】レプリカが速度ゼロの軸の周りで回転する
と、これはゼロでないドップラーが存在している非対称
リターンを残しながら対称的なゼロドップラーリターン
を効果的にキャンセルする。回転−減算処理は回転軸に
沿ったエコーリターンをキャンセルするが、補正されな
い場合には、回転軸から外れた交差点を有する回転した
稜線対から負の変位を残す。これらの負の変位はディス
プレイを混乱させ、実際新しい偽の目標を導入すること
になる。従って、負の変位は一般に抑制されるものであ
る（パターン認識処理において有効なものであることが
分からない場合）。この負の信号抑制は出力分布におけ
る負の変位を電気的にゼロにクランプすることによって
達成することができる。

【００１３】ある（ゼロでない）速度で移動する目標を
抑制するには、上述した処理はこれらのある速度に対応
する稜線の交差点を通過する時間軸の周りで１８０゜回
転した出力分布のレプリカとともに使用される。回転−
減算処理は、キャンセルされる速度応答をカバーするよ
うに連続的に回転軸をシフトすることによってこのよう
な目標からゼロでない速度のドップラーリターンを減算
するように繰り返される。代わりとして、多重回転が同
時に行われてもよい。従って、有限な帯域幅の「ドップ
ラーノッチ」はスペクトルが移動する表面波との相互作
用によって分からなくされる例えば残響を抑制するよう
に定められる。ノッチの帯域幅は減算動作および回転
（または折り畳み）の数によって決められる。

【００１４】本発明の上述したおよび他の目的は、特徴
および利点はその現在の好適実施例とともに添付図面に
関連する次に示す説明を閲読することにより明らかにな
るであろう。

【００１５】

【実施例】図１〜図７は現在の好適なＨＦＭ複合複数セ
グメント信号のビルディングブロック図を示しており、
その各セグメントはドップラー不変特性を有している。
図７を再び参照すると、ルーフトップ複合信号用のアン
ビギティ関数が示されている。これは、「Ｘ」を形成す
るように交差する２本の稜線を有し、速度がゼロの時間
軸上の交差点にピークを有する。上述した出願は、アン
ビギティ関数の速度軸と交差した稜線の時間分離との間
に直接的関係があるという点においてこの複合アンビギ
ティ関数がどのように目標速度の測定用の直接的手段を
構成しているかについて説明している。複合信号は速度
を引き出すことができるローカルタイムベースを導入
し、交差点の位置は速度と同時にアンビギティなく距離
を引き出すことを可能にしている。複合信号のセグメン
トの各々のドップラー不変特質は時間分離が測定される
稜線用のほぼ一定の振幅を発生し、これにより速度の大
きさに感度的に不変の速度測定を可能にしている。

【００１６】目標からのリターンの整合フィルタプロセ
ッサ(図１０の１６)は速度および距離測定が行われる出
力分布を発生する。このプロセッサは、個々のレプリカ
が検出されるＮ個の速度に合うように調整されたタイム
ベースを有する１組のＮ個の信号である検出される各速
度に対して相関器を有するレプリカ相関器バンク（Ｎ個
の相関器）(図１１の３０)、または上述した出願に記載
されているようなより経済的で簡単な整合フィルタバン
ク(図１２の３２)である。いずれの場合においても、出
力分布は出ていく目標および入ってくる目標に対してそ
れぞれ図８および図９で示すようなアンビギティ面上に
表示される。これらの図は稜線の交差点の移動を目標速
度の関数として示している。交差稜線の構成は本発明に
よれば上述し、以下に詳細に説明する減算処理によって
残響および偽の目標の抑制に対して制御されやすいもの
であることがわかった。

【００１７】複合ドップラー不変信号を発生する送信器
１０およびその関連する投射器１２(ソナー用)が図１０
に示されている。アンテナはレーダ用に使用される。こ
の信号はハイドロホンまたはハイドロホン列１４で受信
され（アンテナがレーダ用に使用されている）、受信器
１２に供給される。この受信器１２においてはソナーま
たはレーダにおいて通常行われるようなビーム形成など
の処理がこの信号に対して行われる。複合信号セグメン
トはレーダの場合にはマイクロ波周波数でまたはソナー
の場合には可聴周波数で搬送波を変調する。受信器にお
いては、信号はナイキスト規準を満足するようにシフト
される信号の上限周波数の少なくとも２倍でサンプリン
グするために通常のハイドロダイン技術によって適当な
周波数にシフトされる。システムのこの点において、信
号サンプルは整合フィルタプロセッサ１６によってディ
ジタル化され処理される。このプロセッサは周波数ドメ
インまたは時間ドメイン相関器を有している。このよう
な相関器は通常のものであり、ソフトウェアまたは用途
を特定した集積回路において実施される。通常の整合フ
ィルタプロセッサ用のＮ個の相関器のバンク３０が図１
１に詳細に示されており、上述した出願に記載されてい
るように、各信号セグメントに対してたった１つの相関
器を有する整合フィルタプロセッサは図１２に示されて
いる。

【００１８】図１２を参照すると、ルーフトップＨＦＭ
スウィープ用の整合フィルタバンクが示されている。２
つの相関器３８および４０があり、一方はアップスウィ
ープセグメント用であり、他方はダウンスウィープセグ
メント用である。これらの相関器においてエコーは送信
される信号のレプリカと相互的に関連している。レプリ
カは相互的に関連しながらサンプルと同期して読み出さ
れるディジタルレプリカとして格納される。この全ては
周知の相関器または整合フィルタ技術によっている。半
スウィープ長遅延４２は相関器４０および４２の出力を
時間的に調整する。それから、これらの出力は遅延およ
び加算ネットワーク４４においてコヒーレントに組み合
わせられ、上述した交差稜線を有する出力分布を発生す
る。ディレイライン１および２は加算用に相関出力を時
間調整し、相関器出力は逆の関係で伝播する。４１個の
加算器出力は図１に示す例において４１個の速度ビンを
発生する。これらのディレイライン１および２はシフト
レジスタであり、相関器３８および４０からの出力であ
るサンプルされたデータの各バイト毎のビットの数と同
じ幅を有している。使用されるクロック速度(タウ(tau)
ステップとして知られている）は好ましくは相関器３８
および４０において同じである（すなわち、ドップラー
不変信号が変調される搬送波の周波数の少なくとも２倍
の周波数において、すなわち周波数シフトされたもので
ある）。しかしながら、長さは相関時間よりも非常に短
く、測定される最大目標速度によって単に決定される。
一般に、ディレイラインの長さは相関器の遅延の約１０
％である。ディレイラインは速度ビンに対応する各ビン
用のタップを有している。これらのタップは達成しよう
とする速度測定の分解能に従ってディレイライン内にお
いて互いに閉じられる。図示の場合には、出ていく目標
用に２０個のビン、入ってくる目標用に２０個のビンが
あるとともに、速度ゼロのビンがある。相関器３８およ
び４０およびディレイラインおよび加算器マトリックス
は整合フィルタバンクを構成しており、その各フィルタ
は異なる目標速度からのリターンに整合している。これ
らの加算器出力は検出器３４およびローパスフィルタ３
６(図１１および１２参照)において検出およびフィルタ
され(搬送波の除去および円滑化)、図１０に示す出力ｖ
o ないし±ｖn の分布を発生する(図１２においてはｎ
＝２０)。

【００１９】図１０に示すように、整合フィルタ出力は
勾配調整器１８に供給される（勾配の調整が送信器１０
の送信波形において実行されない場合）。送信器１０に
おける勾配調整のオプションは説明文「勾配調整・オプ
ション」によって示されている。勾配調整器１８は図１
１および図１２に詳細に示されている。勾配調整器は出
力分布における稜線対の勾配を分布の時間軸に対して等
しくかつ反対であるように作用し、これにより好ましく
ないリターンを最大限に抑制するようにアンビギティ空
間における対称性を達成する。勾配調整器１８は調整さ
れた出力分布を発生する。

【００２０】勾配調整は、ゼロ速度の一方の側の速度出
力がゼロ速度の他方の側から引かれる前に遅延させら
れ、ゼロ速度の他方の側の速度出力がゼロ速度の第１の
側の速度出力から引かれる前に進められることを必要と
する。時間を進めることは不可能であるので、第１のス
テップは等しい一定の遅延バンクを直接出力に供給する
ことである。これらの遅延の効果は遅延時間だけ目標の
出現を遅らせることである。

【００２１】各速度出力に対して特定である第２の組の
遅延（調整し得る遅延）は残響の減算および偽の目標の
抑制前に信号を進めたり遅らせることである。この遅延
が一定の遅延より小さい場合には進みであり、大きい場
合には遅延である。両者は存在する場合ゼロ速度におい
て等しい。直接出力は残響抑制器２０の減算器の正側に
供給される。変化しやすい（調整可能な）遅延出力は減
算器の負側に供給され、残響抑制を行う。図１０を参照
すると、残響および他の偽の目標（好ましくないリター
ン）が抑制される出力分布は最大振幅検出器２２に供給
される。最大応答は（背景雑音および不明瞭なエコーを
除去するための）所与のしきい値以上の最大振幅を探索
することによって得られる。検出器の出力は速度ビン、
従って目標の速度に対応するチャンネル番号である。

【００２２】最大出力は目標の距離を表すように出力分
布の時間軸に対して明確な点で発生することが図７、図
８および図９から明らかであろう。距離の検出は速度の
検出と同時に図１０に示すように実施される。まず、送
信波形相関器１１は送信波形に対する（ゼロ速度）時間
基準を設定する（ルーフトップ、Ｖ字形または他の複合
ドップラー不変送信）。この時間基準は送信の開始を定
めている図７に示すゼロ速度整合フィルタ波形によって
示されるようなピーク応答によって設定される。遅延ネ
ットワーク２１はシステム信号処理における遅延を補償
するために遅延を挿入する。この遅延ネットワークは送
信波形相関器からの開始パルスの後に遅延を挿入する。
この遅延ネットワーク２１はクロック開始イネーブルパ
ルスをクロック発生器２６に出力する。最大信号振幅検
出器２２において得られる最大すなわちピーク振幅受信
信号のときまでに発生するクロックパルスの数はカウン
タ２８で集められる。カウンタは最大検出器出力によっ
て禁止されるまでクロック２６からのクロックパルスを
計数する。カウンタ２８はエコーが受信機に戻るリター
ン時間を蓄積する。カウンタの出力は距離ディスプレイ
３８に供給され、このディスプレイは距離を表示すると
ともに、必要により（図示されていないが）最大検出器
２２から得られるチャンネル番号に対しての速度を表示
する。代わりに、カウンタが送信器の出力を入力として
ソナープロセッサ１４に供給し、検出ピークを検出する
ことにより開始する。第１のピークは時間ゼロにおいて
有効に発生し、目標のリターン（第２のピーク）からの
検出ピークまでの時間は遅い検出ピークによって禁止さ
れるまでカウンタを作動することによって測定される。

【００２３】図１３を参照すると、出力分布における稜
線対の勾配を対称化し、時間軸に対して勾配を等しくか
つ反対にし、これにより好ましくない信号をキャンセル
する減算処理を最適化するオプションの計算プログラム
が示されている。このオプションプログラムは適当な入
力信号を送信器１０に発生するように動作し、複合ドッ
プラー不変信号におけるアップスウィープ対ダウンスウ
ィープにおける相対的長さを調整する。入力、すなわち
初期化処理５０においては、計算に対する第１の入力は
ＨＦＭスリープセグメントに対する加減および上限周波
数であり（図においてはスウィープスタートおよびスト
ップ周波数と称している）、これは計算の間不変であ
る。これらの周波数はユーザの自由裁量である。好まし
いモードにおいては、これらはアップスウィープおよび
ダウンスウィープに対して同じであるが、所望により異
なってもよい。第２の入力はアップスウィープおよびダ
ウンスウィープの全体の継続時間（継続時間Ｔ）であ
る。

【００２４】それから、計算機は対称性を達成するダウ
ンスウィープ継続時間Ｔｄに対するアップスウィープ継
続時間Ｔｕの比率Ｒを計算する（処理５２）。これはＨ
ＦＭスウィープに対する一般式を使用することによって
行われる。ｆ_i＝Ｆ₀／（１−ｋ（ｔ−Ｔ₀））ここにおいて、ｆ_iは瞬時周波数であり、Ｆ₀は開始周波
数であり、ｋは所望の停止周波数に対して所望の時間ス
ウィープを実行する定数であり、Ｔ₀はここで説明した
例において使用されているように信号がルーフトップＨ
ＦＭ信号である場合にはアップスウィープに対して一般
にゼロである任意の開始時間である。一般的な計算手順
は次の通りである：

【００２５】(ａ)使用のスウィープ時間において名目上
ゼロでない時間ｔを選択し、それから(ｂ)この時間にお
けるアップスウィープの周波数偏差を計算し、それから
(ｃ)次の処理はダウンスウィープがこの同じ周波数に達
成する時間ｔd を見つけることであり(負の番号であ
る)、(ｄ)最後のステップはこの時間ｔdの大きさがその
最初に仮定したｔの大きさに等しくなるまでｋを調整す
ることである。ｋの２つの値は異なっており、それらの
比はＲである。Ｆ₀およびｋの値はアップスウィープお
よびダウンスウィープに対して異なっているので、継続
時間はまたこの比Ｒによって異ならなければならない。
ＴｕおよびＴｄの新しい値はこの比率を使用して次の処
理５４で計算され、ＴｕおよびＴｄの和が両スウィープ
を含む全体のスウィープ期間Ｔに等しくなるように維持
される。

【００２６】アップおよびダウンスウィープ用のｋおよ
びＴの新しく計算された値は加算器６２から通常のＨＦ
Ｍ波形を発生するのに使用するためにスウィープジェネ
レータ５６および５８に供給される。遅延６０はルーフ
トップのダウンスウィープがルーフトップのアップスウ
ィープの終わりで開始させるために挿入される。送信さ
れる複合ドップラー不変信号が上述したまたは同様な手
順によって予め条件付けされる場合には、図１１および
図１２における勾配調整器１８は不必要である。このよ
うな適当に信号を条件付ける手段がない場合には、累積
されたリターンの最適な抑制を行うために勾配調整器は
必要である。

【００２７】本発明による残響および偽目標の抑制器２
０の動作は図１４〜図３４から更に明らかになるであろ
う。図１４は２つのリターン、すなわち１つは偽の目標
からのものであり（ゼロ速度反射物）、および他方は速
度を有する目標である２つのリターンに対する整合フィ
ルタバンク１６（図１０）の出力分布からプロットした
アンビギティ状関数の上面図を示している。２対のｘ状
の稜線が示されている。これらの稜線対は時間軸に対し
て等しく、反対の勾配を示してもって示されている。図
１４は、稜線が速度ゼロの時間軸で交差している速度ゼ
ロの残響はこの軸に対して対称であるが、速度を有する
目標からの稜線は速度がゼロの時間軸に対して対称でな
いことを示している。

【００２８】図１４のパターンのレプリカが形成され、
このレプリカが速度ゼロの時間軸の周りで１８０゜回転
して、負(逆さま)の画像を形成し、この負の画像が適当
な時間調整で図１４のパターンに加えられると、速度ゼ
ロの残響の稜線ラインはキャンセルされ、その結果の出
力分布が図１５におけるように現れる。ここで、元の目
標稜線は図１４におけるように残っているが、その負の
画像も存在している。この負の画像は図１７に示すよう
に負の信号の電子クランピングによって取り除くことが
でき、目標画像のみが残る。

【００２９】速度がゼロの時間軸において対称なパター
ンに対する減算処理の上述したステップ状の視覚化は、
ｎ個の減算器バンクにおいて−ｎ番目の出力を＋ｎ番目
の出力から差し引き、＋ｎ番目の出力を−ｎ番目の出力
から差し引いて、新しい組の２ｎ個の出力を発生するゼ
ロ速度において対称な相互接続によって図１１および図
１２の回路図において瞬時および連続的に達成され、ｎ
個の入ってくる目標速度およびｎ個の出ていく目標速度
に備えるが、速度がゼロの目標または残響に対する応答
が抑制される。上述した処理は以下に説明するように多
数の速度に対してまたはどのような速度におけるリター
ンの抑制に備えて拡大することができる。

【００３０】図１７を参照すると、ゼロ時間の左側に変
位しているが、図１４に示した残響のようなゼロ速度残
響用の勾配を調整された制御フィルタ出力の出力分布の
複合シュミレーションが示されている。図１７の分布は
典型的な単点静止残響用のものである。図１８はゼロ相
対時間に発生した−２ノット目標用の出力分布を示して
いる。図１９は図１７および図１８に示した２つのリタ
ーンの２対の交差した稜線を有する組み合わせられた出
力分布を示している。目標エコー強度は本発明による残
響抑制の性能を強調するように６ｄＢだけ減少させられ
ている。

【００３１】抑制器は図１９に示すケースに対しては動
作しない。抑制器が作動する場合には、図２０に示す出
力分布が得られ、これは残響が実質的に除去されている
ことを示しているが、速度がゼロでない目標は事実上変
化せず、最大振幅検出器（図１０の２２）によって容易
に検出することができる。図１４〜図２０において、抑
制器の出力におけるエコーリターンの負の画像は図示さ
れていない。この画像は図１２に示すクランピング回路
７０を使用したゼロクランピングによって抑制される。
しかしながら、負の出力はコンパニオンパターン認識処
理において所望により正の出力とともに使用することが
できる。

【００３２】図２１〜図３４は、残響および偽の目標抑
制器を使用し、複数の選択された速度がゼロでない偽の
目標を抑制し、有限帯域幅の「ドップラーノッチ」を形
成し、例えば表面残響のようなスペクトルが分からなく
なっている残響を抑制することを示している。処理は以
下に説明するように順次または図３２および図３３の構
成図におけるように好ましくは瞬時に実施される。順次
抑圧は異なる速度の時間軸における複数の回転または折
り畳みを有している。それから、蓄積手段は最出力を保
持し、最大振幅検出器は全ての減算処理が完了するまで
禁止される。出器の出力の平面図を示している。この図
において、正の変位のみが存在し（これは正極性の検出
器の仮定した出力である）、実線で示されている。続く
図面では、負の変位は点線で示されている。検出しよう
とする２ノットの目標および抑制されようとする１ノッ
トの表面およびゼロノットの残響が示されている。残響
は連続残響の要素として考えられる。

【００３４】図２２はゼロ速度回転および組合せを行っ
た図を示している。ゼロ速度残響が消えている。正の速
度目標および残響がそれら自身としてばかりでなく、負
のものとして等しいが反対の負の速度で現れている。図
２３は１ノット−速度時間軸における第２の回転および
組合せ後の図を示している。１ノットの残響はキャンセ
ルされているが、新しい偽の残響が３ノットの速度で現
れている。２ノットの目標がそれ自身として現れるとと
もに、その速度の２倍で複製されたもの自身として現れ
ている。

【００３５】この処理は受け入れることはできない。し
かしながら、第２の反転／減算の前に上述したように負
のクランプを設けることによって受け入れることができ
る。図２５はこのクランプを行った後の図２２のパター
ンを示し、図２５は＋１ノット−速度時間軸における連
続した回転およびそれに続く組合せを行った後の図を示
している。＋１ノットの残響は消え、＋２ノットの目標
がそれ自身のみとして残り、残響の抑制が成功したこと
を示している。上述した説明は個々の海山（速度ゼロ）
または移動する表面セグメントから発生するような点の
検出として現れる好ましくないリターンを抑制すること
を取り扱っている。送信パルスが常に増大する距離で底
部と相互作用するように時間的に連続するものとして現
れる残響を除去することは好ましいことである。

【００３６】このような連続処理の１例が図２６〜図３
１に示されており、これは送信信号で回旋された時間の
ランダム関数で特徴付けられる底部（ゼロドップラー）
の残響のコンピュータシュミレーションを示している。
図２６および図２３Ｂは複合ドップラー不変送信信号の
ビルディングブロックを表し、それぞれＨＦＭアップス
ウィープおよびＨＦＭダウンスウィープ用の図１２のプ
ロセッサの整合フィルタバンクの出力分布に現れるよう
な時間を無作意に抽出したゼロドップラー残響を示して
いる。

【００３７】図２８は個々のセグメントがルーフトップ
ＨＦＭ送信として互いに接続されている場合の組み合わ
せられた分布を示している。出力分布は（残響の）は速
度および時間方向の両方においてランダムな特性を有し
ていることに注意されたい。図２９は背景（雑音または
残響）がない場合の−２ノットの目標に対して発生した
出力を示している。図２６は目標ピークリターン上に６
ｄＢの残響ピークを有する目標信号と残響背景を組み合
わせたものを示している。目標の存在は肉眼では検出す
ることができない。

【００３８】図３１はゼロドップラーリターンを抑制す
るように構成された図１１または図１２のプロッサを有
する出力分布を示している。−２ノットの目標リターン
が明確に可視的になり、抑制される連続した残響を有す
る出力分布は残響が点残響であった図２０の残響とあま
り異なっていない。従って、抑制処理は点の残響または
連続した残響に対して同等に有効に作用するように示さ
れ、ゼロ速度残響に対してまたは速度成分を有する残響
に対して作用する。

【００３９】また、残響リターンのドップラーシフトを
分からなくする移動する表面波から戻る残響エネルギか
ら生じるドップラーリターン帯域にわたる残響を抑制す
ることが好ましい。このような抑制はその一例が以下に
示されている多重減算によって達成される。図３２は３
重減算を行うように相互接続された図１２のプロセッサ
を示している。簡単化のため、勾配調整が送信信号に対
して行われるかのように、勾配調整器ネットワークは除
去されている。更にまた、簡単化のため、タップ＋１
８、＋１９、＋２０および−１８、−１９、−２０用の
相互接続のみが示されている。同様な相互接続が他の速
度ビン用に実施される。

【００４０】図３２に示す例の目的は各速度ビンに対し
てビン幅の±１／２の幅でゼロドップラーの辺りに中心
が設けられているドップラー帯域に対する出力応答を除
去することである。例えば、各ビン番号がドップラーシ
フトの１ノットに対応して発生した場合には、明瞭に示
されている相互接続のドップラー抑制は＋１９ノットビ
ン（および−１９ノットビン）に対してゼロ速度に中心
を設けられた±１／２ノットの帯域幅用である。ビン１
９は１９ノットの目標の交差した稜線検出からピーク信
号を出力するのに対して、またゼロ速度リターンからの
（振幅の低い）稜線応答も出力することを認められた
い。ここに説明した処理は±１／２ノットの応答のみな
らずゼロ速度応答も除去するものである。

【００４１】１／２ノットの半帯域幅は、すなわちビン
用のディレイラインタップ１９および−１８の間および
−１／２ノットに対してはビン用のディレイラインタッ
プ１９および−２０の間に示す相互接続の補間から現れ
る。ビンタップ１９および−１９の間の相互接続は図１
２の単一倍用の接続を二重にしたものである。この例に
おけるノッチの全体の帯域幅は１ノットである。減算処
理は、図３２に示すように、例えば負の和加算器（例え
ば８０）に検出された出力供給ビン−１８、−１９およ
び−２０を集め、それからこの加算器の出力を減算器の
（−）マイナス端子に供給することによって行われる。
この減算器の正端子は検出されたビン１９の出力に接続
されている。この加算器の組み合わせられた出力は抑制
された±１／２ドップラービン幅に対して新しいビン１
９の出力である。また、この新しいビン出力は図１２で
説明したように負の変位をゼロクランプする機能を有し
ている。

【００４２】上述した説明は例えばゼロの±１／２ビン
幅のドップラー帯域に対する無効にされた応答を各々有
している１組の２ｎ−２の新しいビン出力を構成するも
のである。上述した処理はゼロの速度または他のゼロで
ない速度に中心のある任意の大きさのノッチ幅をカバー
するようにすることができる。図３３を参照すると、特
に雑音の背景内に埋もれた大きな残響を減じるのに適し
ている図３２に示すようなプロセッサを示している。有
害な雑音を不注意に加えることがある図３２に示すよう
に減算する前に３つの加算器出力を互いに加えることの
代わりに、ピーク検出器９０および９２でピーク検出を
行っている。このピーク検出器は３つの出力の内の最も
大きなもののみを出力し、この処理は単一倍の回転／減
算動作として有効に作用し、最も大きな残響の広くされ
た帯域幅に対して有効である。

【００４３】加算器８０および８２またはピーク検出器
９０および９２の出力は図１１で示したように相関器バ
ンクを具体化した制御フィルタからおよび上述した出願
に記載され図１２に示す二重相関器および加算器システ
ムから得られことを理解されたい。図３４は図３３のピ
ーク検出器概念を使用してゼロ速度に対して対称に設け
られた９倍減算処理に対する有効なドップラーノッチを
示している。同じ結果は図３２の負の和加算器を使用し
て得られる。図３４は各速度ビンに対する単位振幅速度
整合励起に対する検出器の複合応答を示している。

【００４４】図３４の全体のノッチ幅は事実上４ビン幅
の広さである。これは、各倍に対するゼロ速度が観察さ
れる出力ビンと負のピーク検出器または負の和加算器が
その倍に接続されているチャンネルの間の中間であるの
で上述したように発生する。この例における各ビンが１
ノットの速度に対応する場合には、全体のノッチ幅はゼ
ロ速度に中心がある±２ノットをカバーする。ビン幅に
おけるノッチ幅Ｎは一般に式Ｎ＝(ｎ−１)／２によって
与えられる。この式において、ｎは倍の数である。

【００４５】上述した説明から、複合ドップラー不変信
号を使用した単一送信から速度および距離感知検出を行
うことができるとともに、好ましくないリターン（ゼロ
速度残響またはクラッタまたはどんな範囲の速度におけ
るまたは速度範囲２を超える偽の他目標）を抑制するこ
とができる複合ドップラー不変信号を使用した改良され
たエコーレンジングシステムが提供されていることが明
らかであろう。本発明のここに記載した実施例において
本発明の範囲内における変形および変更は疑いもなく本
技術分野に専門知識を有する者に示唆されることであろ
う。従って、上述した説明は一例としてとられるもので
あって、限定の意味にとられるものではない。

【図面の簡単な説明】

【図１】通常のＨＦＭアップスウィープ信号の周波数
対時間特性を示すグラフ。

【図２】アップスウィープHFM信号のアンビギティ関
数を示すグラフ。

【図３】ダウンスウィープHFM信号の周波数対時間関
係を示すグラフ。

【図４】ダウンスウィープHFM信号のアンビギティ関
数を示すグラフ。

【図５】ルーフトップＨＦＭ信号の周波数対時間特性
を示すグラフ。

【図６】信号セグメントが同時に発生する複合型HFM
信号を示すグラフ。

【図７】ルーフトップＨＦＭ信号のアンビギティ関数
を示すグラフ。

【図８】入ってくる目標に対するルーフトップＨＦＭ
送信からのアンビギティ関数上の特性の整合フィルタの
出力分布を示すグラフ。

【図９】出ていく目標に対する図７に類似した図。

【図１０】送信が目標にあたって反射され後のリター
ンに対する２つのスウィープセグメントを有するととも
に、残響または他の偽の目標を有する手段が設けられて
いる、合ドップラー不変信号の送信から速度および距離
を同時に測定するシステムのブロック図。

【図１１】整合フィルタはレプリカが検出される速度
に合ったレプリカ相関器のバンクである、本発明の一実
施例による図９に示したプロセッサの整合フィルタ、勾
配調整器および残響抑制器の簡略ブロック図。

【図１２】改良されたプロセッサが使用され、そのプ
ロセッサの整合フィルタは２つの相関器およびタップの
ついたディレイラインおよび加算。器ネットワークを有
している、図１０に示すプロセッサの整合フィルタプロ
セッサ、勾配調整器および残響抑制器の簡略ブロック
図。

【図１３】送信される信号の波形のスウィープ帯域幅
またはスウィープ時間を制御する。ことによって稜線対
の勾配を調整する、図１０に示すシステムの送信器に設
けられている勾配スロープのブロック図。

【図１４】送信は目標からおよび残響からのリターン
を有するルーフトップＨＦＭスウィープである、勾配を
調整された出力分布から得られるアンビギティ空間の上
面図。

【図１５】時間調整された減算を有する速度がゼロの
軸の周りにおけるレプリカの単一回転を示し、速度がゼ
ロの残響は取り除かれ、移動する目標のパターンがその
回転する負の画像に加えて残されていることを示す図１
４で説明したアンビギティ空間における上面図。

【図１６】負の信号がクランプされている図１５と同
様な図。

【図１７】ゼロ時間上の残響からのリターンから得ら
れる出力分布のコンピュータシュミレーションからのア
ンビギティ空間の概形図。

【図１８】 −２ノット（ＫＴ）の入ってくる目標から
のリターンに対する図１７と類似した図。

【図１９】 −２ＫＴの目標および時間的に変位してい
る速度がゼロの残響からのリターンに対する図１７に類
似した図。

【図２０】残響のリターンは本発明の残響抑制プロセ
ッサの動作。によって抑制されている、図１９に示した
目標および残響からのシュミレートされたリターンに対
する図１７に類似した図。

【図２１】速度がゼロの残響、＋２ＫＴの目標および初
歩的表面残響である＋１ＫＴ残響のアンビギティ空間に
おける上面図。

【図２２】点線は負の変位を示している、速度ゼロの時
間軸に対する調整された出力分布のレプリカの単一回転
または折り畳みによる残響抑制処理および単一減算動作
後の図２１に類似した上面図。

【図２３】実線は正の変位を示し、点線は負の変位を
示している、図の左側においては残響の正の速度時間軸
における第２の回転後の図２２に類似した上面図。

【図２４】減算動作からの分布の出力が負の変位に対
してゼロにクランプされている図２２に類似した上面
図。

【図２５】表面残響および速度ゼロの残響の両方とも
抑制されていることが示されている、図の左側のように
残響の正の速度時間軸におけるパターンの別の回転に続
き、負の変位に対してゼロクランピングを行っている図
２４からの上面図。

【図２６】本発明のシステムが連続した静止残響に対
する抑制を行うことを示している連続した残響からの出
力分布のコンピュータシュミレーションからのアンビギ
ティ空間における図。

【図２７】本発明のシステムが連続した静止残響に対
する抑制を行うことを示している連続した残響からの出
力分布のコンピュータシュミレーションからのアンビギ
ティ空間における図。

【図２８】本発明のシステムが連続した静止残響に対
する抑制を行うことを示している連続した残響からの出
力分布のコンピュータシュミレーションからのアンビギ
ティ空間における図。

【図２９】本発明のシステムが連続した静止残響に対
する抑制を行うことを示している連続した残響からの出
力分布のコンピュータシュミレーションからのアンビギ
ティ空間における図。

【図３０】本発明のシステムが連続した静止残響に対
する抑制を行うことを示している連続した残響からの出
力分布のコンピュータシュミレーションからのアンビギ
ティ空間における図。

【図３１】本発明のシステムが連続した静止残響に対
する抑制を行うことを示している連続した残響からの出
力分布のコンピュータシュミレーションからのアンビギ
ティ空間における図。

【図３２】複数の（特に３つの）回転（異なる隣接す
る速度時間軸に対する）および減算動作を同時に実行す
ることによって複数の異なる速度の残響または偽の目標
を抑制する図１２に示したプロセッサの同じ部分のブロ
ック図。

【図３３】ピーク検出器を使用して、複数の異なる速
度の残響または偽の目標を同時に抑制するプロセッサの
別の実施態様を示す図２６〜図３１に類似したブロック
図。

【図２４】９倍減算から得られる有効なドップラーノ
ッチを示している図２６〜図３１の図に類似したアンビ
ギティ空間における図。

【符号の説明】

１０送信器１１送信波形相関器１３受信器１６整合フィルタプロセッサ１８勾配調整器２０残響抑制器２２最大振幅変換器

【手続補正書】

【提出日】平成５年１０月１９日

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図面の簡単な説明

【補正方法】変更

【補正内容】

【図面の簡単な説明】

【図２】アップスウィープＨＦＭ信号のアンビギティ
関数を示すグラフ。

【図３】ダウンスウィープＨＦＭ信号の周波数対時間
関係を示すグラフ。

【図４】ダウンスウィープＨＦＭ信号のアンビギティ
関数を示すグラフ。

【図６】信号セグメントが同時に発生する複合型ＨＦ
Ｍ信号を示すグラフ。

【図９】出ていく目標に対する図７に類似した図。

【図２３】実線は正の変位を示し、点線は負の変位を
示している、図の左側においては残響の正の速度時間軸
における第２の回転後の図２２に類似した上面図

【図３４】９倍減算から得られる有効なドップラーノ
ッチを示している図２６〜図３１の図に類似したアンビ
ギティ空間における図。

【符号の説明】１０送信器１１送信波形相関器１３受信器１６整合フィルタプロセッサ１８勾配調整器２０残響抑制器２２最大振幅変換器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】異なる時間−速度勾配を有する少なくと
も２本の交差する稜線を有している時間および速度にお
けるアンビギティ関数を定めている複数のセグメントを
有する複合信号を発生し、前記目標に対する前記複合信
号の投射に続く前記目標からのリターン信号を受信し、
前記リターン信号を別々に前記セグメントの各々のレプ
リカと相関させて、目標の速度による目標からの前記リ
ターン信号の周波数シフトを目標の速度に対応する時間
関係で発生するコヒーレントに関係付けられた出力に変
換し、前記出力をコヒーレントに組み合わせて前記速度
を決定するステップを有する目標の速度を検出する方
法。
【請求項２】前記相関ステップからの前記出力は第１
の出力および第２の出力を有し、前記組合せ出力は前記
出力の各々を連続して遅延させ、この連続して遅延させ
られた第１の出力と前記連続的に遅延させられた第２の
出力とをコヒーレントに加算して、複数のコヒーレント
和を発生し、前記和の最大振幅値に従って前記目標の速
度を検出することによって達成される請求項１記載の方
法。
【請求項３】前記出力を連続的に遅延させる前記ステ
ップは連続したタップを有する異なるディレイラインに
沿って前記出力の各々を伝播させることによって達成さ
れ、前記加算器の各々は前記ラインの異なるものの異な
るタップに接続されている請求項２記載の方法。
【請求項４】前記出力は少なくとも第１の出力および
第２の出力を有し、前記組合せステップは前記第１およ
び第２の出力を連続的に遅延させて、連続的に遅延させ
られた第１の出力の第１の連続および連続的に遅延させ
られた第２の出力の第２の連続を発生し、前記第１およ
び第２の連続の出力を逆の時間順序でコヒーレントに加
算し、複数のコヒーレント和を発生することによって達
成され、前記和の１つは前記目標の速度に対応する最大
振幅である請求項１記載の方法。
【請求項５】周波数に対して異なる方向で時間的にス
ウィープする第１および第２の成分を有する複合信号の
送信で対象物を照明し、前記対象物からのリターン信号
として戻って来るエコーレンジングシステムにおいて、
前記対象物の速度を検出するシステムであって、前記リ
ターン信号を前記成分のレプリカと相関させて、前記第
１および第２の成分に対応する一対の出力を発生する手
段と、前記対の出力をコヒーレントに組み合わせて、前
記対の出力の速度−時間空間における交差に従って前記
対象物の速度を検出する手段とを有する速度検出システ
ム。
【請求項６】前記送信は複合ドップラー不変ＦＭ送信
であり、前記検出手段は前記出力をコヒーレントに組み
合わせて、前記速度を識別する最大である少なくとも１
つの組み合わせられた出力を発生する手段を有している
請求項５記載の速度検出システム。
【請求項７】前記コヒーレント組合せ手段は、前記対
の出力を相対的に遅延させて、異なる相対的遅延を有す
る複数の別の出力を発生する手段と、前記別の遅延させ
られた出力を加算して、複数の加算出力を発生する複数
の手段と、前記加算器の出力に応答して、前記速度を検
出する手段とを有する請求項５記載のシステム。
【請求項８】前記組み合わせられた最大出力に応答
し、基準位置からの前記対象物の距離を検出する手段を
更に有している請求項６記載のシステム。
【請求項９】移動する目標の距離および速度を測定
し、ゼロまたはゼロでない速度ｖをもって現れる残響ま
たは偽の目標を含む、残響、クラッタまたは偽の目標か
らのような好ましくないリターンを抑制するエコーレン
ジングシステムであって、１よりも大きな時間帯域幅積および時間−速度空間にお
けるゼロ速度に対応する時間軸の周りに分布したアンビ
ギティ関数を有する信号を送信する手段と、移動する目標からのエコーリターン信号を受信するとと
もに、前記速度ｖで現れる前記残響、クラッタまたは偽
の目標からの、時間−速度空間における前記速度ｖに対
応する時間軸の周りで対称であるアンビギティ関数を有
している好ましくないエコーリターン信号を受信する手
段と、整合フィルタバンクと、前記エコーリターン信号を前記整合フィルタバンクに通
して、前記エコーリターンの距離および速度を特徴付け
る出力分布を発生する手段と、前記速度ｖに対応する時間軸の周りで１８０゜回転した
前記出力分布のレプリカを連続的に発生する手段と、前記回転させられた出力分布を前記出力分布と時間調整
して組み合わせ、前記好ましくないリターンが抑制され
た組み合わせられた分布を得る手段と、前記分布に応じて、前記移動する目標の距離および速度
を出力する手段とを有する前記システム。
【請求項１０】前記受信手段は、アンビギティ関数が
前記速度ｖに対応する前記時間軸の周りで対称であるよ
うに前記リターン信号を調整する手段を有している請求
項９記載のシステム。
【請求項１１】前記送信信号は少なくとも２つのセグ
メントからなる複合信号であり、各々はドップラー不変
特性および１よりも大きな時間帯域幅積を有し、前記複
合信号は速度−時間空間におけるアンビギティ関数を有
し、前記空間は直角である速度および時間軸を有し、前
記アンビギティ関数は速度ゼロの時間軸に沿って交差す
る第１の対の稜線を少なくとも有し、前記少なくとも第
１の対の各稜線は前記速度ゼロの時間軸に対して異なる
勾配を有し、前記出力分布は速度−時間空間においてア
ンビギティ関数出力分布であり、前記出力分布は交差す
る第２の対の稜線で形成され、前記交差は時間および速
度において独自に発生し、前記エコー信号の距離および
速度を個別に定め、前記分布の前記第２の交差する稜線
対の少なくとも１つの稜線を調整して、前記第２の交差
する稜線対の前記稜線の勾配を時間軸に対して等しくか
つ反対であるようにし、調整された出力分布を発生する
手段を更に有し、前記レプリカは前記速度ｖにおける好
ましくないリターンに対応する稜線対の交差を含む時間
軸周りで１８０゜回転した前記調整された出力分布のレ
プリカである請求項９記載のシステム。
【請求項１２】前記制御フィルタのバンクは、相関器
のバンクであり、該相関器の個々のレプリカは検出され
るＮ個の速度に合うように個々のタイムベースが調整さ
れている一組のＮ個の前記複合信号であり、前記相関器
の出力は前記出力分布を形成している請求項９、１０ま
たは１１記載のシステム。
【請求項１３】前記制御フィルタのバンクは、複数の
相関器を有し、該相関器の各々は信号レプリカとして前
記複合信号のセグメントの異なるものを有し、前記相関
器は速度による前記目標リターンの周波数シフトを前記
目標の速度および距離に対応する遅延関係において発生
する出力に変換し、前記相関器の出力が前記出力分布を
発生するようにコヒーレントに組み合わせられるタップ
付きの遅延および加算マトリックスを有する手段を有し
ている請求項９、１０または１１記載のシステム。
【請求項１４】前記回転させられたレプリカを発生す
る前記手段は各々が異なる速度に対応する異なる時間軸
の周りで複数の前記回転させられたレプリカを発生する
手段を有し、前記組合せ手段は前記複数のレプリカを前
記調整された出力分布と組み合わせて、前記組み合わせ
られた分布を得る手段を有している請求項９、１０また
は１１記載のシステム。
【請求項１５】各々において前記回転が異なる速度に
対応する異なる時間軸の周りである異なる回数連続的に
前記回転させられたレプリカ発生手段および前記組合せ
手段を作動させることによって前記組み合わせられた分
布を得る手段を更に有している請求項９、１０または１
１記載のシステム。
【請求項１６】前記組み合わせられた分布を得る手段
はゼロ速度における時間軸および前記ゼロ速度時間軸の
上および下の速度における時間軸を有するように前記異
なる軸を選択し、前記好ましくないリターンを含む幅の
ドップラーノッチを発生する手段を有している請求項１
４または１５記載のシステム。
【請求項１７】前記調整手段は前記複合信号セグメン
トの各対の少なくとも１つのセグメントの継続時間およ
び帯域幅の少なくとも１つを変更し、前記出力分布にお
ける前記第２の対の稜線の各々の少なくとも１つの稜線
を前記第２の対の稜線の他方の稜線に対して勾配が等し
くかつ反対方向であるようにする手段を有している請求
項１２または１３記載のシステム。
【請求項１８】前記出力分布における前記第２の対の
稜線の各々の少なくとも１つの稜線を前記第２の対の稜
線における他方の稜線に勾配が等しく反対であるように
する前記制御フィルタから前記出力分布の出力に対する
調整された遅延を行う手段を有している請求項１２また
は１３記載のシステム。
【請求項１９】前記組み合わせられた出力分布の前記
出力の他方のものよりも振幅が大きい出力の前記組み合
わせられた分布の前記出力の一方に応答し、前記目標の
１つの速度および距離を発生する手段を更に有している
請求項１２または１３記載のシステム。