JP3933877B2

JP3933877B2 - 光通信システム

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Publication number: JP3933877B2
Application number: JP2001049638A
Authority: JP
Inventors: 雅之熊谷; 洋一加藤
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2001-02-26
Filing date: 2001-02-26
Publication date: 2007-06-20
Anticipated expiration: 2021-02-26
Also published as: JP2002252592A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は光通信システムに関し、例えば、光ファイバセンサシステムなどに適用して好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】
干渉型の光ファイバセンサシステム１０の構成を図２に示す。
【０００３】
図２において、ＦＭ変調回路１２は、レーザ発生器１１からの出射光をｃｏｓω_Ｃ・ｔで表わされる信号ａを用いてＦＭ変調し、当該ＦＭ変調結果をパルス出力回路１３を通してパルス化して得られる信号ｂが光ファイバ伝送路２７に送出される。
【０００４】
当該光ファイバ伝送路２７上には所定の物理量を検出するためのセンサ１４が配置されている。当該センサ１４によって検出すべき外部信号ｈの成分を含む信号ｉが出力される。
【０００５】
信号ｉはＯ／Ｅ変換器１５により電気信号Ｃに変換される。
【０００６】
当該電気信号ＣはＤＭＵＸ部２８を経て、Ａ／Ｄ変換器１６でディジタル化され、信号ｎとして、回路１７および１８に入力される。
【０００７】
なお、ＤＭＵＸ部２８は、信号Ｃ上に時分割多重されている各チャネルを多重分離する部分である。
【０００８】
当該信号ｎに対し回路１７は、上述したＦＭ変調用の信号ａと同一周波数のｃｏｓω_Ｃ・ｔで表わされる信号ｊを乗算器２１で乗算し、２倍の周波数であるｃｏｓ２ω_Ｃ・ｔで表わされる信号ｋを乗算器２３で乗算する。
【０００９】
各乗算器２１，２３の乗算結果は、低域通過フィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）２２，２４を通して、信号ｄ、信号ｅとして復調回路１９に供給される。
【００１０】
センサ１４が検出した外部信号ｈをφ（ｔ）とした場合、当該信号ｄはＤｓｉｎφ（ｔ）、信号ｅはＥｓｉｎφ（ｔ）と表される。この信号ｄおよび信号ｅが所定構成の復調回路９に入力されると、信号ｇとして信号ｈ（すなわちφ（ｔ））が取り出される。
【００１１】
ここで、ＦＭ変調のキャリア信号ａと回路１７で乗算する信号ｊとで位相差がある場合（システム１０の構成上、一般的に当該位相差が存在する）、その位相差をθとすると、信号ｄ、ｅはそれぞれＤｓｉｎφ（ｔ）・ｃｏｓθ，Ｅｃｏｓφ（ｔ）・ｃｏｓ２θとなり、信号ｇはＫ（θ，φ（ｔ））・ｃｏｓθ・ｃｏｓ２θ・φ（ｔ）となる。
【００１２】
回路１８及び位相差検出回路２０は、この位相差θを求めるものである。
【００１３】
回路１８の出力信号ｆは、Ｄｓｉｎθ・ｓｉｎφ（ｔ）であり、位相差検出回路２０で信号ｄとｔａｎθを求めて、その値から位相差θを求める。
【００１４】
その後、求めた位相差θから乗算器２１や２３で乗算する信号ｊ、ｋの初期位相を変更するか、または信号ｄをｃｏｓθで、信号ｅをｃｏｓ２θでそれぞれ除算して、求めるφ（ｔ）を取り出すことができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが上述した光ファイバセンサシステム１０では、前記外部信号ｈ、すなわちφ（ｔ）そのものが時間的に変化するため、温度などの周囲条件の変動による影響を抑制しながら信頼性の高い位相差θを求めるには、当該外部信号ｈの変化時間に比べて十分に長い時間を位相差検出のために費やす必要があり、その間、復調回路１９側では、信頼性の高い信号ｇを取り出すことができない。すなわちシステムの起動時間が長い。
【００１６】
また、システム１０では、ｔａｎθの値から位相差θを求めるため、θが０〜πの範囲にあるか、π〜２πの範囲にあるかを区別することができない。これにより復調処理回路１９の出力信号ｇ、すなわちｃｏｓθ・ｃｏｓ２θ・φ（ｔ）には、正負符号の反転が生じる可能性がある。
【００１７】
符号の反転が生じた場合の影響の種類や程度は、具体的なシステム構成の詳細に応じて変化し得る。
【００１８】
例えば、前記センサ１４が１つ（１チャネル）だけで前記外部信号ｈとして音響信号を検出する場合などには特段の影響はないものと考えられるが、センサ１４が復調処理結果（前記ｇなど）を受け取る単一ユーザあたりに複数（複数チャネル）存在する場合には、大きな影響が発生する可能性が高い。
【００１９】
この場合、複数チャネルの音響信号のそれぞれを、前記復調回路１９と同様な構成の復調回路から信号ｇとして取り出すことになるが、ここでは１ユーザあたりのチャネル数を２とし、各チャネルに対応する信号ｇを、ｇ１、ｇ２とする。そして復調回路の後段に配置された図示しない処理回路を用い、当該信号ｇ１とｇ２を合成することによってＳ／Ｎ比の改善をはかるものとする。
【００２０】
このケースでは、符号の反転がない場合、信号ｇ１とｇ２を合成することによって有効な信号成分の割合は増大し、白色雑音的にランダムに発生する雑音成分の割合は増大しないから、期待した通りにＳ／Ｎ比を改善することが可能であるものの、符号が反転する場合には、信号ｇ１とｇ２を合成した場合、信号成分どうしが打ち消し合って信号成分の割合が増大しない可能性があるため、期待通りにＳ／Ｎ比の改善を達成することができない可能性が生じる。
【００２１】
また、このように単一ユーザが複数チャネルを使用せず単一チャネルだけを使用する場合でも、外部信号ｈの種類や信号ｇの利用のしかたによっては正負符号自体に重要な意味がある場合も起こり得るので、そのような場合には、当該符号反転が与える影響は重大である。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するために、本発明は、所定の基準信号によって周波数変調された基準変調信号を出力する光源手段と、当該基準変調信号を伝送する光ファイバ伝送路と、当該光ファイバ伝送路上に配置され、その配置位置で所定の物理量を前記基準変調信号の位相角に反映させることで、反映変調信号を生成、出力する物理量反映手段と、前記光ファイバ伝送路を介して当該反映変調信号を受信し、当該反映変調信号から前記物理量を抽出する物理量抽出手段とを備えた光通信システムにおいて、光源手段から出力される出力信号の初期位相を所定値になるよう制御する出力制御手段と、光源手段から、物理量反映手段を経て、反映変調信号が前記物理量抽出手段に受信されるまでの伝送距離に応じた伝送遅延時間を計測する遅延計測手段とを備え、物理量抽出手段は、反映変調信号に対応した電気信号として変換反映変調信号を生成し、出力する信号変換部と、変換反映変調信号に、基準信号に対応した乗算信号を乗算してその乗算結果を出力する基準乗算部と、乗算信号の初期位相を基準変調信号の初期位相の所定値として、基準変調信号が光源手段から出力されてから伝送遅延時間に達したときに、基準乗算部の処理タイミングを実行させる位相タイミング調整部とを有することを特徴とする。
【００２３】
【発明の実施形態】
（Ａ）実施形態
以下、本発明の光通信システムを、干渉型光ファイバセンサシステムに適用した場合を例に、実施形態について説明する。
【００２４】
（Ａ−１）実施形態の構成および各部の動作
本実施形態の干渉型光ファイバセンサシステム３０は、図１に示すような構成を有している。光ファイバセンサシステム３０は、例えば道路、鉄道、下水道、河川、送電線、ガス配管などのインフラの維持管理などのためにも使用され得るものである。
【００２５】
図１において、当該光ファイバセンサシステム３０は、レーザ発生器１１と、ＦＭ変調回路１２Ａと、パルス出力回路１３Ａと、センサ（干渉計）１４と、Ｏ／Ｅ変換器１５と、Ａ／Ｄ変換器１６Ａと、復調回路１９と、ＣＰＵ３１と、出力制御回路３２と、遅延回路３３と、ディジタル信号処理回路３４と、遅延計測装置３５とを備えている。
【００２６】
このうち図２に示した光ファイバセンサシステム１０と同一の符号を付した各構成部分１１，１４，１５，１９，２７、２８の機能は、図２に対応し、同一の符号を付与した各信号ｂ、ｉの機能も図２と各信号に対応している。
【００２７】
前記出力制御回路３２は、ＣＰＵ（中央処理装置）３１から供給される制御信号Ｃ１に応じて出力する信号ａＡ、ｐ、Ｃ１１を変化させて、ＦＭ変調回路１２Ａにおける周波数変調の位相角と信号ｂの出力タイミング、およびＡ／Ｄ変換器１６Ａが非動作状態から動作状態に変化するタイミングなどを制御する回路である。
【００２８】
また、当該光ファイバセンサシステム３０の中央処理装置である当該ＣＰＵ３１は、前記制御信号Ｃ１のほか、遅延回路３３に供給する制御信号Ｃ２と、ディジタル信号処理回路３４に供給する制御信号Ｃ３と、遅延計測装置３５に供給する制御信号Ｃ１、Ｃ４などを出力する部分である。
【００２９】
前記出力制御回路３２から信号ａＡを受け取るＦＭ変調回路１２Ａは、レーザ発生器１１から受け取ったレーザ光Ｌに対し、当該信号ａＡに応じた位相角および周波数で、周波数変調を施して変調光ＬＦを出力する部分である。ここで、信号ａＡは時間に比例してその位相角が変化する正弦波（余弦波）であるが、本実施形態の場合、当該信号ａＡの初期位相（最初の位相角）は所定値に固定されており、一例として位相角０であるものとする。
【００３０】
また、前記信号ｐを出力制御回路３２から受け取り、当該変調光ＬＦをＦＭ変調回路１２Ａから受け取るパルス出力回路１３Ａは、信号ｐに応じて変調光ＬＦをパルス状に成形して信号ｂを出力する回路である。すなわち当該パルス出力回路１３Ａは、信号ｐが有効状態の場合には駆動して変調光ＬＦに対応した所定振幅のパルス光である信号ｂを出力するが、信号ｐが無効状態の場合には駆動せず当該信号ｂを出力しない。
【００３１】
前記ＣＰＵ３１から制御信号Ｃ３を受け取るディジタル信号処理回路３４は、前記回路１７と同様に、乗算器２１，２３と、フィルタ２２，２４とを備えているが、乗算器２１、２３で乗算に用いる信号ｊＡやｋＡは、従来の信号ｊやｋが初期位相を変更する必要があったのに対し、本実施形態では最初から前記信号ａＡとの位相差が存在しないように当該信号ｊＡ、ｋＡを生成するので、初期位相を変更する必要がない。
【００３２】
例えば、信号ｊＡを発生するためにＲＯＭ（リードオンリーメモリ）を使用する場合には、前記ディジタル信号処理回路３４は、図３に示す構成例に対応する信号生成回路４０を備えているものとする。
【００３３】
（Ａ−１−１）信号生成回路の内部構成
図３において、当該信号生成回路４０は、読出し回路４１と、ＲＯＭ４２とを備えている。
【００３４】
ここで、ＲＯＭ４２の各アドレスＡ１〜ＡＮには、ω_Ｃを一定値とし、ｔを一定時間間隔の離散的な値とすることによって得られる１周期分のｃｏｓω_Ｃ・ｔの波形データを示す数値データＶ１〜ＶＮが格納されている。
【００３５】
すなわち、ＲＯＭアドレスＡ１には数値データＶ１が格納され、ＲＯＭアドレスＡ２には数値データＶ２が格納され、ＲＯＭアドレスＡ３には数値データＶ３が格納され、…、ＲＯＭアドレスＡＮ−１には数値データＶＮ−１が格納され、ＲＯＭアドレスＡＮには数値データＶＮが格納されている。そして各数値データＶ１〜ＶＮによって、ｃｏｓω_Ｃ・ｔの波形が示される。
【００３６】
また、読み出し回路４１は、前記ＣＰＵ３１から供給される制御信号Ｃ３に応じてＲＯＭアドレスＡ１〜ＡＮから該当する各数値データＶ１〜ＶＮを読み出し、当該数値データＶ１〜ＶＮを信号ｊＡとして乗算器２１に供給する回路である。
【００３７】
１周期分のｃｏｓω_Ｃ・ｔを示す曲線上で隣接している離散値を示す数値データが、ＲＯＭ４２上の隣接しているアドレスに格納されているものとし、位相角０を示す数値データ「１．０００」が前記Ｖ１で、当該Ｖ１から読み出しを開始するものと仮定すると、制御信号Ｃ３を受け取った読み出し回路４１は、まずＲＯＭアドレスＡ１を指定して数値データＶ１を信号ｊＡとして読み出し、以降は、順次、数値データＶ２、Ｖ３、Ｖ４、…、ＶＮ−１、ＶＮを、当該信号ｊＡとして読み出していくことになる。
【００３８】
図２に示す従来の光ファイバセンサシステム１０で、求めた位相差θから乗算器２１や２３で乗算する信号ｊ、ｋの初期位相を変更して前記φ（ｔ）を取り出す場合には、当該変更時に、当該変更に対応して読み出し回路４１によるアドレス指定を、その時点で指定していたアドレスに隣接していないアドレスを指定するように変更する必要があった。
【００３９】
例えば、それまで位相差θが０であるものとして初期位相０で信号ｊを発生していたところ、位相差検出（この検出のために外部信号ｈの変化時間に比べて十分に長い時間を要する）の結果、位相差θが例えばπ／３であることが判明した場合には、当該π／３を初期位相とし最初の数値データとしては「０．５００」を読み出す必要があるので、読み出し回路４１はこのような初期位相の変更に対応するため、アドレス指定の順番を不連続的に変更することを求められる。
【００４０】
これに対し本実施形態の場合にはアドレス指定の順番を変更する必要がないので、読み出し回路４１は、所定のアドレス指定の順番にしたがって、連続的なアドレス指定を継続することができる。
【００４１】
なお、ここでは、図３の信号生成回路４０は、信号ｊＡを発生するための回路であるものとしたが、当該信号生成回路４０と同様な構成の回路を用いて信号ｋＡを発生することもできるので、以上の説明は信号ｋＡを発生する場合にも当てはまる。
【００４２】
また、図２に示す従来の光ファイバセンサシステム１０で、信号ｄをｃｏｓθ、信号ｅをｃｏｓ２θで除算してφ（ｔ）を求める場合には、ｃｏｓθ、ｃｏｓ２θを生成する回路が必要になるが、本実施形態では、ｃｏｓθ、ｃｏｓ２θを生成する必要が無くなる。当該ｃｏｓθ，ｃｏｓ２θを生成する回路の構成は、例えば、当該信号生成回路４０と同様な構成とすることができる。
【００４３】
一方、前記Ｏ／Ｅ変換器１５に対して光を入力するＰＧＣ方式の干渉計１４の光の出力強度は次の式（３０）で記述することができる。
【００４４】
Ｉ＝Ａ＋Ｂ・ｃｏｓη(ｔ） …(３０）
ここで、η（ｔ）は干渉計１４のアーム間の位相差であり、定数ＡとＢは当該干渉計１４に対する入力光のパワーや、Ｏ／Ｅ変換器２４の変換効率に依存する。
【００４５】
入力光の角周波数を上述したω_Ｃとし、最大周波数領域ｆｄで光路差がΔｌとすると、式（３０）は、次の式（３１）となる。
【００４６】
Ｉ＝Ａ＋Ｂ・ｃｏｓ（Ｃ・ｃｏｓω_Ｃ・ｔ＋φ(ｔ）） …(３１）
ただしＣ≒２・π・ｆｄ・Δｌ／ｖであり、このうちｖは光速を示す。また、φ（ｔ）は本来の外部信号ｈだけでなく周囲の影響も含んでいる。
【００４７】
この式（３１）をベッセル関数によって展開すると、次の式（３２）が得られる。
【００４８】
Ｉ＝Ａ＋Ｂ・Ｊ_０（Ｃ）・ｃｏｓφ(ｔ）
＋２・Ｂ・Σ（−１）^ｋ・Ｊ_２ｋ（Ｃ）・ｃｏｓ２ｋω_Cｔ・ｃｏｓφ（ｔ）
−２・Ｂ・Σ（−１）^ｋ・Ｊ_２ｋ＋１（Ｃ）・ｃｏｓ（２ｋ＋１）ω_Cｔ・ｓｉｎφ（ｔ） …(３２）
ここで、Σは、ｋ＝０，１，２，…，∞の総和を示す。また、式（３２）中のＢ、Ｃ、Ｊ_Ｋ（Ｃ）の意味は、Ｂ：入力光量に比例する定数、Ｃ：ＦＭ変調信号の最大周波数変移および干渉光路差との関数になる変調度、Ｊ_Ｋ（Ｃ）：ベッセル関数（このうちｋはベッセル関数の次数で、ｋ＝０，１，２，…）である。なお、φ(ｔ）は、上述した通り外部信号ｈに対応する信号であるが、例えば、音響信号であってよい。
【００４９】
前記乗算器２１で、Ｏ／Ｅ変換器１５の干渉出力Ｃに対応する信号ｎと周波数ω_Ｃ／２πの正弦信号ｊＡとを乗算し、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２２を通過させることにより、次式（２）で示される信号ｄＡの出力が得られる。
【００５０】
−Ｂ・Ｊ_１（Ｃ）・ｓｉｎφ（ｔ） …（２）
また、前記乗算器２３で、当該信号ｎと周波数２ω_Ｃ／２πの正弦信号ｋＡとを乗算し、ローパスフィルタ２４を通過させることにより、次式（３）で示す信号ｅＡの出力が得られる。
【００５１】
−Ｂ・Ｊ_２（Ｃ）・ｃｏｓφ（ｔ） …（３）
ここで、Ｊ_１（Ｃ）は、ＤＭＵＸ部２８直後に配置される図示しないローパスフィルタが無かったとしたなら、信号ｎに含まれ得る無数の側波帯のうち、最大エネルギを持つ側波帯に対応し、Ｊ_２（Ｃ）は２番目に大きなエネルギを持つ側波帯に対応する。また、これらのローパスフィルタ２１と２３は同じ周波数特性を備えており、復調回路１９の処理帯域（復調処理帯域）を超える高域の周波数成分をカットする。
【００５２】
したがってディジタル信号処理回路３４中で、乗算器２１やローパスフィルタ２２を有する系統は、信号ｎ中から最大エネルギの側波帯に対応する出力ｄＡを取り出すための部分であり、乗算器２３やローパスフィルタ２４を有する系統は、信号ｎ中から２番目に大きなエネルギの側波帯に対応する出力ｅＡを取り出すための部分である。
【００５３】
ディジタル信号処理回路３４中にこのような２つの系統を設けたのは、復調回路１９の内部構成に対応するものであるので、必要に応じて、当該系統の数は、３系統以上としてもよく、１系統としてもよい。
【００５４】
当該２系統に対応する本実施形態の復調回路１９は、一例として、図４に示すような内部構成を備えているものとする。当該復調回路１９は、ＰＧＣ（ＰｈａｓｅＧｅｎｅｒａｔｅｄＣａｒｒｉｅｒ）変調された光ハイドロホン（Ｈｙｄｒｏｐｈｏｎｅ：聴音器。当該光ハイドロホンは、前記センサ１４の一例）などの出力をパッシブホモダイン方式でディジタル復調する機能を備えている。
【００５５】
（Ａ−１−２）復調回路の内部構成
図４において、当該復調回路１９は、乗算器５４，５６，６０，６１、６４，６６と、微分器５５，５６と、積分器５８と、除算器５９と、加算器６７と、ローパスフィルタ６８とを備えている。
【００５６】
このうち乗算器５４は前記ローパスフィルタ２２の出力端子に接続されるもので、乗算器６４は前記ローパスフィルタ２４の出力端子に接続されるものである。
【００５７】
そして乗算器５４の出力側には、微分器５５、乗算器６６および乗算器６０が接続され、乗算器６４の出力側には、微分器６５、乗算器５６および乗算器６１が接続されている。微分器５５の出力側には、乗算器５６、さらに、乗算器５６の出力側には、減算器５７が接続され、微分器６５の出力側には、乗算器６６、さらに、乗算器６６の出力側には、減算器５７が接続されている。
【００５８】
また、減算器５７の出力側には、積分器５８、さらに、積分器５８の出力側には、除算器５９が接続されている。
【００５９】
一方、乗算器６０および乗算器６１の出力側は加算器６７へ接続され、さらに、加算器６７の出力側には、ローパスフィルタ６８が接続されている。ローパスフィルタ６８の出力側には、除算器５９が接続されている。
【００６０】
このような接続関係のもと、前記乗算器５４で、ローパスフィルタ２２の出力信号ｄＡと係数Ｊ_２（Ｃ）を乗算し、乗算器６４で、ローパスフィルタ２４の出力信号ｅＡと係数Ｊ_１（Ｃ）を乗算すると、それぞれ、次式（４）、（５）で示される出力が得られる。
【００６１】
−Ｂ・Ｊ_１（Ｃ）・Ｊ_２（Ｃ）・ｓｉｎφ（ｔ） …（４）
−Ｂ・Ｊ_１（Ｃ）・Ｊ_２（Ｃ）・ｃｏｓφ（ｔ） …（５）
次に、微分器５５で微分し、乗算器５６でクロス乗算すると、次式（６）で示される出力が得られ、微分器６５で微分し、乗算器６６でクロス乗算すると、次式（７）で示される出力が得られる。
【００６２】
Ｂ^２・Ｊ_１（Ｃ）^２・Ｊ_２（Ｃ）^２・ｃｏｓ^２φ（ｔ）・｛ｄφ（ｔ）／ｄｔ｝ …（６）
−Ｂ^２・Ｊ_１（Ｃ）^２・Ｊ_２（Ｃ）^２・ｓｉｎ^２φ（ｔ）・｛ｄφ（ｔ）／ｄｔ｝ …（７）
さらに、減算器５７で、乗算器５６の出力から乗算器６６の出力を減算することにより、次式（８）で示される出力が得られる。
【００６３】
Ｂ^２・Ｊ_１（Ｃ）^２・Ｊ_２（Ｃ）^２・｛ｄφ（ｔ）／ｄｔ｝ …（８）
この出力を、積分器５８で積分することにより、次式（９）で示される出力が得られる。
【００６４】
Ｂ^２・Ｊ_１（Ｃ）^２・Ｊ_２（Ｃ）^２・φ（ｔ） …（９）
一方、乗算器６０および乗算器６１で自乗乗算を行い、加算器６７で加算し、ローパスフィルタ６８を通過させることにより、次式（１０）で示される出力が得られる。
【００６５】
Ｂ^２・Ｊ_１（Ｃ）^２・Ｊ_２（Ｃ）^２ …（１０）
最後に、除算器５９で、積分器５８の出力をローパスフィルタ６８の出力で除算することにより、求める音響信号φ（ｔ）が復調される。
【００６６】
なお、以上の式（２）〜(１０)は、上述したように、前記位相差θが無い場合に対応しているが、当該位相差θが存在する従来の光ファイバセンサシステム１０の場合には、式(９）は以下の式(１９）となり、式（１０）は以下の式（２０）となる。
【００６７】
Ｂ^２・Ｊ_１（Ｃ）^２・Ｊ_２（Ｃ）^２・ｃｏｓθ・ｃｏｓ２θ・φ（ｔ）…（１９）
（１／２）・Ｂ^２・｛Ｊ_１（Ｃ）^２・Ｊ_２（Ｃ）^２・ｃｏｓθ・ｓｉｎ^２φ（ｔ）＋Ｊ_２（Ｃ）^２・Ｊ_１（Ｃ）^２・ｃｏｓ^２２θ・ｃｏｓ^２φ（ｔ）｝…（２０）
したがって前記除算器５９が、式（１９）を式(２０）で除算することによって得られる除算器５９の出力は、上述したＫ（θ，φ（ｔ））・ｃｏｓθ・ｃｏｓ２θ・φ（ｔ）となる。
【００６８】
なお、以上の説明は、復調回路１９の内部構成の一例を示したものにすぎないので、復調回路１９は必要に応じて、これ以外の内部構成を備えるようにしてもよい。
【００６９】
一方、前記遅延計測装置３５の内部構成例は、図５に示す。当該遅延計測装置３５は、パルス出力回路１３Ａ、センサ１４、ＯＥ変換器１５のあいだで発生する信号ｂの伝送遅延時間を精密に算出するための装置である。当該伝送遅延時間を求めることは、本実施形態の運用上、重要である。
【００７０】
一例としては、ディジタルオシロスコープを用いて当該遅延計測装置３５を構成することができる。当該遅延計測装置３５は、光ファイバセンサシステム３０の遅延時間計測状態でのみ有効に動作し、光ファイバセンサシステム３０の通常運用状態では動作しない。
【００７１】
（Ａ−１−３）遅延計測装置の内部構成
図５において、当該遅延計測装置３５は、波形記憶部３６と、概略遅延計測部３７と、微小遅延計測部３８と、遅延時間算出部３９とを備えている。
【００７２】
このうち波形記憶部３６は、Ｏ／Ｅ変換器１５から出力される信号ＣをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、当該Ａ／Ｄ変換の結果として得られる信号Ｃの波形データをディジタルデータとして格納するメモリとを内蔵している。
【００７３】
また、概略遅延計算部３７は、波形記憶部３６が格納している波形データをもとに概略的な遅延時間を計測する部分である。
【００７４】
一般的に、光センサシステム３０の通常運用状態において前記パルス出力回路１３Ａから出力される信号ｂのパルス周期（パルス波形の繰り返し周期）に比べて、当該遅延計測装置３５が計測しようとする前記伝送遅延時間ははるかに長いため、通常運用状態と同じパルス周期を用いたのでは、次々と受信されるパルスのうちいずれに着目して伝送遅延時間を計測するのかを特定することができない。
【００７５】
したがって、遅延時間計測状態のなかの概略遅延時間計測状態では、前記パルス出力回路１３Ａから通常運用状態よりはるかに周期の長い（前記伝送遅延時間に比べて十分にパルス周期の長い）パルスを、概略遅延計測用パルスとして出力する。
【００７６】
当該パルス出力回路１３Ａから概略遅延計測用パルスが出力される時刻は、出力制御回路３２から供給される信号ｐによって決定されるが、当該信号ｐの出力タイミングはＣＰＵ３１が出力する制御信号Ｃ１で決定される。
【００７７】
ＣＰＵ３１はまた、遅延計測装置３５内の概略遅延計測部３７に供給する制御信号Ｃ１によって、当該パルス出力回路１３Ａから前記概略遅延計測用パルスを出力するパルス送信時刻を通知する。
【００７８】
概略遅延計測部３７は当該パルス送信時刻から波形記憶部３６が格納する波形データを参照し、この波形データが、前記概略遅延計測用パルスの受信を示すパルス受信時刻を検出する。これらパルス送信時刻とパルス受信時刻の差を、通常運用状態におけるパルス周期で除算して得られる商が、概略遅延計測部３７が求める概略遅延時間Ｄ３である。
【００７９】
当該概略遅延時間Ｄ３は、当該除算の余りに相当する時間だけ少な目の伝送遅延時間を示すため、精密な真の伝送遅延時間と同じか、またはそれより短い時間となる。ただし真の伝送遅延時間との差は、通常運用状態における信号ｂのパルス周期の１周期未満である。
【００８０】
この概略遅延時間Ｄ３を求めるとき、波形記憶部３６が内蔵しているＡ／Ｄ変換部のサンプリング周波数は低くてもよい。
【００８１】
当該概略遅延時間Ｄ３が求まると、ＣＰＵ３１は制御信号Ｃ１を用いて出力制御回路３２を制御し、パルス出力回路１３Ａから通常運用状態と同じパルス周期でパルス（微小遅延計測用パルス）を出力させ、遅延時間計測状態は、前記概略遅延時間計測状態から微小遅延時間計測状態へ移行する。
【００８２】
微小遅延時間計測状態では微小遅延計測部３８が動作する。
【００８３】
このとき微小遅延計測部３８は、概略遅延計測部３７から信号Ｄ７として概略遅延時間Ｄ３を受け取るとともに、ＣＰＵ３１から制御信号Ｃ１としてパルス出力回路１３Ａが微小遅延計測用パルスを送信するパルス送信時刻を受け取る。
【００８４】
そして、当該パルス送信時刻から当該概略遅延時間Ｄ３に相当する時間を計測し、当該Ｄ３に相当する時間の経過後、波形記憶部３６が格納する波形データを参照しはじめ、この波形データが、微小遅延計測用パルスの受信（ここで受信されるパルスは通常、厳密には、前記パルス送信時刻にパルス出力回路１３Ａから送信されたパルスとは異なる）を示すパルス受信時刻を検出する。
【００８５】
当該Ｄ３に相当する時間の経過時から当該パルス受信時刻までの時間が、微小遅延計測部３８が求める微小遅延時間Ｄ６である。
【００８６】
なお、この微小遅延時間Ｄ６を求めるとき、波形記憶部３６が内蔵しているＡ／Ｄ変換部のサンプリング周波数は十分に高く設定する必要がある。
【００８７】
前記概略遅延計測部３７から概略遅延時間Ｄ３を受け取り、微小遅延計測部３８から微小遅延時間Ｄ６を受け取る遅延時間算出部３９は、次の演算式（１１）に基づいて、精密な遅延時間ＤＴを算出する。
【００８８】
ＤＴ＝ＤＤ×ＮＦ＋Δｔ …（１１）
ここで、ＤＤは前記概略遅延時間Ｄ３である商、ＮＦは前記通常運用状態におけるパルス周期、Δｔは前記微小遅延時間Ｄ６である。
【００８９】
算出した精密遅延時間ＤＴは、信号Ｃ５としてＣＰＵ３１に供給され、ＣＰＵ３１は当該精密遅延時間ＤＴに応じた制御信号Ｃ２によって、当該精密遅延時間ＤＴに対応する遅延時間を、図１に示す遅延回路３３に格納することになる。
【００９０】
タイマを内蔵している当該遅延回路３３は、前記通常運用状態においてＣＰＵ３１から制御信号Ｃ２の入力を受けた場合、当該制御信号Ｃ２の入力時点から計測して前記遅延時間ＤＴが経過したときに制御信号Ｃ１２を用いてＡ／Ｄ変換器１６Ａの動作を開始させる回路である。
【００９１】
以下、上記のような構成を有する本実施形態の動作について説明する。
【００９２】
（Ａ−２）実施形態の全体動作
本実施形態の光ファイバセンサシステム３０は、前提として、前記パルス出力回路１３Ａ、センサ１４、ＯＥ変換器１５のあいだで発生する信号（ｂ）の伝送遅延時間を精密に算出しておく必要があるため、当該伝送遅延時間が変動する要因が発生した場合などには適宜、通常運用状態から遅延時間計測状態に移行する。例えば、光ファイバ伝送路２７の取替え、センサ１４の増設や削除などが行われた場合には、当該遅延時間計測状態に移行する。
【００９３】
遅延時間計測状態のなかの概略遅延時間計測状態では、上述した通り、前記パルス出力回路１３Ａから通常運用状態よりはるかに周期の長い概略遅延計測用パルスを出力し、当該概略遅延計測用パルスの伝送遅延時間を計測し、その時間を通常運用状態におけるパルス周期で除算して得られる商を、概略遅延時間Ｄ３として求める。
【００９４】
次に、遅延時間計測状態が当該概略遅延時間計測状態から微小遅延時間計測状態へ移行すると、通常運用状態と同じパルス周期の微小遅延計測用パルスがパルス出力回路１３Ａから出力される。
【００９５】
このときパルス出力回路１３Ａから出力されるパルスを、図６（Ａ）に示し、遅延計測装置３５の波形記憶部３６が受信するパルスを図６（Ｂ）に示す。
【００９６】
パルス出力回路１３Ａから４個のパルスＯＰ１〜ＯＰ４が送信されているのと同じ時間内に、遅延計測装置３５が１２（＝４×３）個のパルスＩＰ１１〜ＩＰ４３を受信しているのは、センサ１４に相当するセンサが光ファイバ伝送路２５上に３つ配置されているケースに対応するものである。光ファイバ伝送路２７上で、１つの出力パルスｂはセンサ（１４）の数に応じた数の応答パルスになるためである。
【００９７】
また、上述したように、通常運用状態における信号ｂのパルス周期（通常パルス周期ＮＣ）に比べて、遅延計測装置３５が計測しようとする伝送遅延時間ははるかに長いため、例えば、パルス出力回路１３Ａから送信されたパルスＯＰ２が出力順序（パルス出力回路１３Ａから出力された順番）Ｎ番目の出力パルスであるとすると、例えば遅延計測装置３５が受信するパルス（微小遅延計測用パルス）ＩＰ２１、ＩＰ２２、ＩＰ２３は、当該パルスＯＰ２よりもかなり前にパルス出力回路１３Ａから送信された出力パルスに対応する応答パルスであり、一例として、出力順序Ｎ−２０番目の出力パルスなどに対応する応答パルスである。
【００９８】
微小遅延計測部３８が計測する微小遅延時間Ｄ６は、前記通常パルス周期ＮＣの１周期未満の時間範囲内で、微小な遅延時間の計測を行うものである。
【００９９】
したがって、前記概略遅延時間Ｄ３と微小遅延時間Ｄ６を受け取る遅延時間算出部３９は、上述した式（１１）によって、精密な遅延時間ＤＴを算出することができる。
【０１００】
算出した精密遅延時間ＤＴは、上述したように信号Ｃ５としてＣＰＵ３１に供給され、ＣＰＵ３１は前記制御信号Ｃ２によって、当該精密遅延時間ＤＴに対応する遅延時間を遅延回路３３に格納する。
【０１０１】
このあと光ファイバセンサシステム３０は、当該遅延時間計測状態から通常運用状態に移行する。
【０１０２】
当該通常運用状態ではＣＰＵ３１が、出力制御回路３２から、例えば初期位相として所定の位相角を持つ信号ａＡを発生させるとともに、所定のパルス送信タイミング（パルス送信時刻）でパルス出力回路１３Ａがパルスを出力するように、前記制御信号Ｃ１を出力する。
【０１０３】
ここで、当該所定の位相角を位相０とすると、初期位相０の信号ａＡで周波数変調された信号ＬＦに対応するパルスが、信号ｂとしてパルス出力回路１３Ａから出力されることになる。
【０１０４】
ＣＰＵ３１はまた、当該制御信号Ｃ１に対応する制御信号Ｃ２を用いて、当該パルス送信時刻を遅延回路３３に通知する。
【０１０５】
これを受けて遅延回路３３は、当該パルス送信時刻から計測開始した時間が、前記遅延時間計測状態で格納した遅延時間ＤＴに達したときに、制御信号Ｃ１２を用いてＡ／Ｄ変換器１６Ａの動作を開始させるから、それ以降、Ａ／Ｄ変換器１６Ａは信号ｎを出力するようになる。
【０１０６】
一方、ＣＰＵ３１は、制御信号Ｃ３を用いて前記信号ａＡの初期位相が０であることを、ディジタル信号処理回路３４内の信号生成回路４０に通知してあるので、当該信号生成回路４０は、当該通知に対応した初期位相０の信号ｊＡおよび信号ｋＡを出力する。以降、この初期位相０は、変更する必要はない。
【０１０７】
なお、信号生成回路４０が信号ｊＡおよびｋＡを出力しはじめるタイミングは、Ａ／Ｄ変換器１６Ａが信号ｎを出力し始めるタイミングに合致させるようにするとよい。
【０１０８】
そのタイミング自体を遅延回路３３と同様な遅延回路で設定するようにしてもよいし、Ａ／Ｄ変換器１６Ａの動作に追随して信号生成回路４０の出力動作が開始する構成としてもよい。
【０１０９】
なお、以上の説明では、信号（ｎ）を、遅延時間計測装置３５（またはＡ／Ｄ変換器１６Ａ）から乗算器２１，２３まで伝送するために要する時間は、前記伝送遅延時間に比べても十分に短いものとして無視したが、この時間が無視できないほど大きい場合には、この時間も考慮した上で信号ｊＡ、ｋＡの初期位相を設定する必要がある。
【０１１０】
（Ａ−３）実施形態の効果
本実施形態によれば、ＦＭ変調のキャリア信号（信号ａＡ）とディジタル信号処理回路（３４）内で出力される信号（ｊＡ、ｋＡ）のあいだで位相差が生じなくなることから、従来のように位相差を検出する必要性がなくなりシステムの起動時間を十分に短くすることができ、起動後ただちに、信頼性の高い復調信号（ｇＡ）を得ることが可能で、システム運用の時間効率が高まる。
【０１１１】
また本実施形態では、従来は必須であった位相差を検出するための位相差検出回路（２０）や回路（１８）が不要となるだけでなく、信号（ｊＡやｋＡ）、あるいは前記ｃｏｓθ・ｃｏｓ２θの位相をずらす必要もなくなるので、受信側の機能を節約し、構成を小規模化することが可能である。
【０１１２】
さらに本実施形態では、発明が解決しようとする課題の項で述べたような、正負符号が反転することに関連する問題も解消することができるため、通信の信頼性を向上することができる。
【０１１３】
(Ｂ)他の実施形態
上記実施形態では、センサ（１４）の数が１つの場合や３つの場合について説明したが、この数は、１または３以外の任意の数とすることができる。例えば、センサが１つだけのシステム構成を取った場合、前記ＤＭＵＸ部２８は必ずしも必要ではない。
【０１１４】
また、上記実施形態では、前記制御信号Ｃ３を用いて信号ａＡの初期位相を信号生成回路４０に通知するようにしたが、当該初期位相を固定し変更することがない場合（例えば必ず位相角０に固定的に設定する場合）には、当該制御信号Ｃ３は省略することが可能である。
【０１１５】
なお、本発明は、上記実施形態に限定されず干渉型光ファイバセンサ（例えば、音波、圧力、温度等）を用いた計測システムに広く適用することができる。
【０１１６】
また本発明の適用範囲は光ファイバセンサシステムにも限定されず、光ファイバセンサシステム以外にも適用可能である。
【０１１７】
さらに、上記実施形態では本発明をハードウエア的に実現したが、本発明は、ソフトウエア的に実現することも可能である。
【０１１８】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明によれば、位相タイミング調整部が乗算信号の初期位相を基準変調信号の初期位相の所定値として、基準変調信号が光源手段から出力されてから伝送遅延時間に達したときに、基準乗算部の処理タイミングを実行させることにより、当初から、変換反映信号と乗算信号のあいだに位相差はないので、光通信システムの起動後ただちに、信頼性の高い物理量の抽出が可能で、システム運用の時間効率が高まる。
【０１１９】
また、本発明では、物理量抽出手段の機能を節約し、構成を小規模化することが可能であるとともに、通信の信頼性も向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態に係る光ファイバセンサシステムの主要部の構成例を示す概略図である。
【図２】従来の光ファイバセンサシステムの構成例を示す概略図である。
【図３】実施形態に係る光ファイバセンサシステムで使用する信号生成回路の主要部の構成例を示す概略図である。
【図４】実施形態に係る光ファイバセンサシステムで使用する復調回路の主要部の構成例を示す概略図である。
【図５】実施形態に係る光ファイバセンサシステムで使用する遅延計測装置の主要部の構成例を示す概略図である。
【図６】実施形態の動作説明図である。
【符号の説明】
１０、３０…光ファイバセンサシステム、１１…レーザ発生器、１２…ＦＭ変調回路、１３、１３Ａ…パルス出力回路、１４…センサ、１５…Ｏ／Ｅ変換器、１６，１６Ａ…Ａ／Ｄ変換器、１７，１８…回路、１９…復調回路、２１，２３，２５…乗算器、２２，２４，２６…ローパスフィルタ、２７…光ファイバ伝送路、２８…ＤＭＵＸ部、３５…遅延計測装置、３６…波形記憶部、３７…概略遅延計測部、３８…微小遅延計測部、３９…遅延時間算出部、４０…信号生成回路。

Claims

所定の基準信号によって周波数変調された基準変調信号を出力する光源手段と、当該基準変調信号を伝送する光ファイバ伝送路と、当該光ファイバ伝送路上に配置され、その配置位置で所定の物理量を前記基準変調信号の位相角に反映させることで、反映変調信号を生成、出力する物理量反映手段と、前記光ファイバ伝送路を介して当該反映変調信号を受信し、当該反映変調信号から前記物理量を抽出する物理量抽出手段とを備えた光通信システムにおいて、
前記光源手段から出力される出力信号の初期位相を所定値になるよう制御する出力制御手段と、
前記光源手段から、前記物理量反映手段を経て、前記反映変調信号が前記物理量抽出手段に受信されるまでの伝送距離に応じた伝送遅延時間を計測する遅延計測手段と
を備え、
前記物理量抽出手段は、
前記反映変調信号に対応した電気信号として変換反映変調信号を生成し、出力する信号変換部と、
当該変換反映変調信号に、前記基準信号に対応した乗算信号を乗算してその乗算結果を出力する基準乗算部と、
前記乗算信号の初期位相を前記基準変調信号の初期位相の前記所定値として、前記基準変調信号が前記光源手段から出力されてから前記伝送遅延時間に達したときに、前記基準乗算部の処理を実行させる位相タイミング調整部と
を有する
ことを特徴とする光通信システム。
請求項１の光通信システムにおいて、
前記光源手段が、前記基準変調信号をパルス波形に成形して基準変調パルス信号を出力するパルス成形部を有し、
前記物理量抽出手段が、当該パルス成形部から該当する基準変調パルス信号が出力されるタイミングと、当該基準変調パルス信号に対応した前記変換反映変調信号を受信して処理し始めるタイミングを、前記伝送遅延時間に合わせて設定するパルスタイミング調整部を有する
ことを特徴とする光通信システム。
前記遅延計測手段が、
微小遅延時間計測状態若しくは概略遅延時間計測状態への移行の開始時刻を指示する伝送遅延計測制御部と、
上記伝送遅延計測制御部により上記概略遅延時間計測状態への移行指示があると、上記伝送遅延計測制御部からの開始時刻と、上記光源手段から出力された、伝送遅延時間に比べて十分にパルス周期の長い概略遅延計測用パルスの受信時刻とに基づいて、概略伝送遅延時間を計測する概略遅延時間計測部と、
上記伝送遅延計測制御部により上記微小遅延時間計測状態への指示があると、上記伝送遅延計測制御部からの開始時刻と、上記光源手段から出力された、通常運用時と同じパルス周期の微小遅延計測用パルスの受信時刻とに基づいて、微小伝送遅延時間を計測する微小遅延時間計測部と、
上記概略伝送遅延時間及び上記微小伝送遅延時間に基づいて、精密伝送遅延時間を求める精密伝送遅延時間算出部と
を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の光通信システム。