JPH05249161A - ジッタ測定装置 - Google Patents
ジッタ測定装置Info
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- JPH05249161A JPH05249161A JP5071492A JP5071492A JPH05249161A JP H05249161 A JPH05249161 A JP H05249161A JP 5071492 A JP5071492 A JP 5071492A JP 5071492 A JP5071492 A JP 5071492A JP H05249161 A JPH05249161 A JP H05249161A
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- Japan
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- phase
- output signal
- circuit
- signal
- transmission system
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 測定精度の向上を図ったジッタ測定装置を提
供すること。 【構成】 入力端子ｉｎ1 とアンプ１０１と位相調整器
１０２とアッテネータ１０３からなる第１系統に測定対
象装置Ｓの出力端が接続され、入力端子ｉｎ2 とアンプ
１０４とＨＳＳＧ(High Stability Signal Generator）
１０５とを含む第２系統に測定対象回路Ｓ´が接続さ
れ、両信号系統の出力をＤＢＭ１０７、ＬＰＦ１０８に
より検定して位相弁別し、これにより得られた位相ノイ
ズ成分をスペクトルアナライザ１０９に供給し、このス
ペクトルアナライザ１０９によって位相ノイズデータを
得る。位相ノイズデータをコンピュータシステム１１０
により演算処理してジッタ値に変換する。 【効果】 ＰＳｒｍｓ以下の精度までジッタ量の測定が
可能となる。
供すること。 【構成】 入力端子ｉｎ1 とアンプ１０１と位相調整器
１０２とアッテネータ１０３からなる第１系統に測定対
象装置Ｓの出力端が接続され、入力端子ｉｎ2 とアンプ
１０４とＨＳＳＧ(High Stability Signal Generator）
１０５とを含む第２系統に測定対象回路Ｓ´が接続さ
れ、両信号系統の出力をＤＢＭ１０７、ＬＰＦ１０８に
より検定して位相弁別し、これにより得られた位相ノイ
ズ成分をスペクトルアナライザ１０９に供給し、このス
ペクトルアナライザ１０９によって位相ノイズデータを
得る。位相ノイズデータをコンピュータシステム１１０
により演算処理してジッタ値に変換する。 【効果】 ＰＳｒｍｓ以下の精度までジッタ量の測定が
可能となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はジッタ特性の評価に用い
るジッタ測定装置に関する。
るジッタ測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電子機器の高速化、高精度化に伴いその
動作タイミングを司る原発振器や信号伝達系で生ずるジ
ッタ（タイミングのゆらぎ）の低減に対する要求が高ま
っている。このジッタ低減を図るに際しては、ジッタの
高精度な測定が必然的に要求され、これには高精度な測
定装置が必要とされる。
動作タイミングを司る原発振器や信号伝達系で生ずるジ
ッタ（タイミングのゆらぎ）の低減に対する要求が高ま
っている。このジッタ低減を図るに際しては、ジッタの
高精度な測定が必然的に要求され、これには高精度な測
定装置が必要とされる。
【０００３】図８は従来のジッタ測定装置のシステム構
成を示すものである。
成を示すものである。
【０００４】この図において、Ｓは測定対象回路であ
り、この測定対象回路Ｓは入力信号を受けて出力信号
を発生するもので、この出力信号が被測定信号とな
るものである。よって、この測定対象回路Ｓは上記信号
伝達系の方に属するものと言える。
り、この測定対象回路Ｓは入力信号を受けて出力信号
を発生するもので、この出力信号が被測定信号とな
るものである。よって、この測定対象回路Ｓは上記信号
伝達系の方に属するものと言える。
【０００５】８０１はサンプリングスコープ、８０２，
８０３はディレイ回路である。サンプリングスコープ８
０１は、その基準信号入力端子においてディレイ回路８
０２を介して信号を入力するとともに、被測定信号入
力端子においてディレイ回路８０３を介して信号を入
力し、信号によりトリガされて信号をサンプリング
し、信号，を合成した形の波形Ｗを画面８０４に表
示する。ディレイ回路８０２，８０３は信号，に対
し遅延を生じさせ、トリガタイミングと被測定信号とを
時間軸で一致させるためのものである。
８０３はディレイ回路である。サンプリングスコープ８
０１は、その基準信号入力端子においてディレイ回路８
０２を介して信号を入力するとともに、被測定信号入
力端子においてディレイ回路８０３を介して信号を入
力し、信号によりトリガされて信号をサンプリング
し、信号，を合成した形の波形Ｗを画面８０４に表
示する。ディレイ回路８０２，８０３は信号，に対
し遅延を生じさせ、トリガタイミングと被測定信号とを
時間軸で一致させるためのものである。
【０００６】このように構成された装置によれば、図９
に示すようなジッタＪが生じている場合、画面８０４内
に表示された波形Ｗにそのジッタが同符号Ｊとして示す
ように出現する。よって、この波形Ｗを観測し、Ｊを読
取ることによりジッタの測定が可能となっている。
に示すようなジッタＪが生じている場合、画面８０４内
に表示された波形Ｗにそのジッタが同符号Ｊとして示す
ように出現する。よって、この波形Ｗを観測し、Ｊを読
取ることによりジッタの測定が可能となっている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この従
来の測定装置にあっては、サンプリングスコープのタイ
ミング性能、ジッタ性能、ノイズ性能等の限界から、測
定精度は数ＰＳｒｍｓ(Pico Second route mean squar
e）程度が限界となっており、これより小さなジッタは
測定不能であった。
来の測定装置にあっては、サンプリングスコープのタイ
ミング性能、ジッタ性能、ノイズ性能等の限界から、測
定精度は数ＰＳｒｍｓ(Pico Second route mean squar
e）程度が限界となっており、これより小さなジッタは
測定不能であった。
【０００８】本発明は、このような従来技術の有する問
題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところ
は、測定精度の向上を図ったジッタ測定装置を提供する
ことにある。
題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところ
は、測定精度の向上を図ったジッタ測定装置を提供する
ことにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のジッタ測定装置
は、測定対象回路の出力信号をその信号本体がキャリヤ
となり且つ位相ノイズがサイドバンドとなる位相変調信
号と見做し、この測定対象回路の出力信号に対し位相弁
別処理を行うことにより位相ノイズを測定する位相ノイ
ズ測定手段と、この位相ノイズ測定手段からの測定位相
ノイズをジッタ量に変換する測定値変換演算手段とを備
えていることを特徴とする。
は、測定対象回路の出力信号をその信号本体がキャリヤ
となり且つ位相ノイズがサイドバンドとなる位相変調信
号と見做し、この測定対象回路の出力信号に対し位相弁
別処理を行うことにより位相ノイズを測定する位相ノイ
ズ測定手段と、この位相ノイズ測定手段からの測定位相
ノイズをジッタ量に変換する測定値変換演算手段とを備
えていることを特徴とする。
【００１０】位相ノイズ測定手段は、各種態様が考えら
れる。
れる。
【００１１】好ましい例として、第１測定対象回路の出
力信号を伝送する第１信号伝送系統と、第２測定対象回
路の出力信号を伝送する第２信号伝送系統と、上記第１
信号伝送系統の出力信号と第２信号伝送系統の出力信号
との相対位相を調整するための位相調整回路と、上記両
伝送系統の出力信号を検定することで位相ノイズ成分を
抽出する位相弁別回路と、この位相弁別回路の出力信号
から上記測定対象回路の出力信号の位相ノイズを計測す
るスペクトルアナライザとを備える構成とすることがで
きる。
力信号を伝送する第１信号伝送系統と、第２測定対象回
路の出力信号を伝送する第２信号伝送系統と、上記第１
信号伝送系統の出力信号と第２信号伝送系統の出力信号
との相対位相を調整するための位相調整回路と、上記両
伝送系統の出力信号を検定することで位相ノイズ成分を
抽出する位相弁別回路と、この位相弁別回路の出力信号
から上記測定対象回路の出力信号の位相ノイズを計測す
るスペクトルアナライザとを備える構成とすることがで
きる。
【００１２】または、測定対象回路の出力信号を伝送す
る第１信号伝送系統と、上記測定対象回路への入力信号
を伝送する第２信号伝送系統と、上記第１信号伝送系統
の出力信号と第２信号伝送系統の出力信号との相対位相
を調整するための位相調整回路と、上記両伝送系統の出
力信号を検定することで位相ノイズ成分を抽出する位相
弁別回路と、この位相弁別回路の出力信号から測定対象
回路の出力信号の位相ノイズを計測するスペクトルアナ
ライザとを備える構成とすることもできる。
る第１信号伝送系統と、上記測定対象回路への入力信号
を伝送する第２信号伝送系統と、上記第１信号伝送系統
の出力信号と第２信号伝送系統の出力信号との相対位相
を調整するための位相調整回路と、上記両伝送系統の出
力信号を検定することで位相ノイズ成分を抽出する位相
弁別回路と、この位相弁別回路の出力信号から測定対象
回路の出力信号の位相ノイズを計測するスペクトルアナ
ライザとを備える構成とすることもできる。
【００１３】あるいは、測定対象回路の出力信号を伝送
する第１信号伝送系統と、上記測定対象回路と同期する
原発振器の出力信号を伝送する第２信号伝送系統と、上
記第１信号伝送系統の出力信号と第２信号伝送系統の出
力信号との相対位相を調整するための位相調整手段と、
上記両伝送系統の出力信号を検定することで位相ノイズ
成分を抽出する位相弁別回路と、この位相弁別回路の出
力信号から上記測定対象回路の出力信号の位相ノイズを
計測するスペクトルアナライザとを備える構成とするこ
ともできる。
する第１信号伝送系統と、上記測定対象回路と同期する
原発振器の出力信号を伝送する第２信号伝送系統と、上
記第１信号伝送系統の出力信号と第２信号伝送系統の出
力信号との相対位相を調整するための位相調整手段と、
上記両伝送系統の出力信号を検定することで位相ノイズ
成分を抽出する位相弁別回路と、この位相弁別回路の出
力信号から上記測定対象回路の出力信号の位相ノイズを
計測するスペクトルアナライザとを備える構成とするこ
ともできる。
【００１４】また、これらの構成において、位相弁別回
路は第１信号伝送系統の出力信号と第２信号伝送系統の
出力信号との位相差が９０deg.のときにその出力信号レ
ベルが“０”になるダブルバランスドミキサ（ＤＢＭ）
を備える構成とすることができる。
路は第１信号伝送系統の出力信号と第２信号伝送系統の
出力信号との位相差が９０deg.のときにその出力信号レ
ベルが“０”になるダブルバランスドミキサ（ＤＢＭ）
を備える構成とすることができる。
【００１５】そして、変換演算手段は、測定対象回路の
出力信号における所定帯域内の位相ノイズスペクトルに
よる位相変動分散量を求める手段と、その位相変動分散
量を時間軸上の値であるジッタ量に変換する手段とを備
えるようにすることができる。
出力信号における所定帯域内の位相ノイズスペクトルに
よる位相変動分散量を求める手段と、その位相変動分散
量を時間軸上の値であるジッタ量に変換する手段とを備
えるようにすることができる。
【００１６】
【作用】本発明によれば、被測定信号を位相変調信号と
して捕らえるとともに位相ノイズとジッタとの定性的関
係に着目し、位相ノイズの測定量をジッタ量に変換する
ことによりジッタ測定を行うようにしたので、ジッタ量
の精度をスペクトル分析機器、例えば高精度スペクトル
アナライザの精度まで向上させることができる。実際に
テストした結果においてもＰＳｒｍｓ以下の精度まで測
定可能なことが証明された。
して捕らえるとともに位相ノイズとジッタとの定性的関
係に着目し、位相ノイズの測定量をジッタ量に変換する
ことによりジッタ測定を行うようにしたので、ジッタ量
の精度をスペクトル分析機器、例えば高精度スペクトル
アナライザの精度まで向上させることができる。実際に
テストした結果においてもＰＳｒｍｓ以下の精度まで測
定可能なことが証明された。
【００１７】また、第１信号伝送系統の出力信号と第２
信号伝送系統の出力信号との位相差を９０deg.として測
定を行うことにより、ＤＢＭの出力レベル変化率の高い
特性で位相ノイズ成分を抽出することができるので、高
感度が得られる。
信号伝送系統の出力信号との位相差を９０deg.として測
定を行うことにより、ＤＢＭの出力レベル変化率の高い
特性で位相ノイズ成分を抽出することができるので、高
感度が得られる。
【００１８】さらに、請求項２記載の本発明によれば、
２台の同一アーキテクチャの測定対象回路を用いて測定
を行い、両回路のリアクティブ測定値を求めるようにす
ることで、測定対象回路への入力信号等の他の信号に既
に含まれるジッタの影響を受けることなく信頼性の高い
測定が可能となる。
２台の同一アーキテクチャの測定対象回路を用いて測定
を行い、両回路のリアクティブ測定値を求めるようにす
ることで、測定対象回路への入力信号等の他の信号に既
に含まれるジッタの影響を受けることなく信頼性の高い
測定が可能となる。
【００１９】請求項３記載の本発明によれば、１台の測
定対象回路だけで簡単に測定可能となる。
定対象回路だけで簡単に測定可能となる。
【００２０】請求項４記載の本発明によれば、１台の原
発振器だけで測定可能となる。
発振器だけで測定可能となる。
【００２１】
【実施例】以下に本発明の実施例について図面をも参照
しつつ説明する。
しつつ説明する。
【００２２】一言で言えば、位相変調の原理を利用する
もので、被測定信号の正規の信号をキャリヤ、位相ノイ
ズをサイドバンドとして捕らえる。
もので、被測定信号の正規の信号をキャリヤ、位相ノイ
ズをサイドバンドとして捕らえる。
【００２３】まず、位相変調の一般式は次の通りであ
る。 ｖout ＝ｖc sin ｛２πｆc ｔ＋θpksin ２π（ｆc ＋ｎｆn ）｝ （１） この式中、ｖc はキャリヤピーク電圧、ｆc はキャリヤ
周波数、θpeakは最大位相角、ｆm はサイドバンドの信
号周波数である。ここで、Neumann の公式より、式
（１）は、 と書換えることができる。
る。 ｖout ＝ｖc sin ｛２πｆc ｔ＋θpksin ２π（ｆc ＋ｎｆn ）｝ （１） この式中、ｖc はキャリヤピーク電圧、ｆc はキャリヤ
周波数、θpeakは最大位相角、ｆm はサイドバンドの信
号周波数である。ここで、Neumann の公式より、式
（１）は、 と書換えることができる。
【００２４】この式が示すように、位相変調は周波数軸
上で無限のスペクトルを持つが、θpeak<<１と考えられ
るため、 ｖout ＝ｖc Ｊ0 （θpk）sin ２πｆc ｔ＋ ｖc Ｊ1 （θpk）｛sin ２π（ｆc ＋ｆm ）ｔ−sin ２π（ｆc −ｆn ）ｔ （３） となるから、結局、ｖout は、 ｖc Ｊ0 sin ２πｆc ｔ ＋ｖc Ｊ1 ｛sin ２π（ｆc ＋ｆm ）ｔ−sin ２π（ｆc −ｆn ）ｔ｝ と近似することができる。
上で無限のスペクトルを持つが、θpeak<<１と考えられ
るため、 ｖout ＝ｖc Ｊ0 （θpk）sin ２πｆc ｔ＋ ｖc Ｊ1 （θpk）｛sin ２π（ｆc ＋ｆm ）ｔ−sin ２π（ｆc −ｆn ）ｔ （３） となるから、結局、ｖout は、 ｖc Ｊ0 sin ２πｆc ｔ ＋ｖc Ｊ1 ｛sin ２π（ｆc ＋ｆm ）ｔ−sin ２π（ｆc −ｆn ）ｔ｝ と近似することができる。
【００２５】ここで、キャリヤと片サイドバンドとのパ
ワー比（Ｐs ／Ｐc ）は、（θpk／２）1/2 、そしてθ
rms 2 ／２と近似することができる。したがって、位相
変動の分散量は、 θrms 2 ＝２Ｐs ／Ｐc （４） と近似される。
ワー比（Ｐs ／Ｐc ）は、（θpk／２）1/2 、そしてθ
rms 2 ／２と近似することができる。したがって、位相
変動の分散量は、 θrms 2 ＝２Ｐs ／Ｐc （４） と近似される。
【００２６】そして、全位相ノイズスペクトルはランダ
ムな位相ベクトルを持つと思われるため、確率判定に基
づく分散量の加算法則が成り立つとすると、位相変動は
ｆcで示すキャリヤ周波数からｆe で示す限界周波数ま
で積分した次の式で示される。
ムな位相ベクトルを持つと思われるため、確率判定に基
づく分散量の加算法則が成り立つとすると、位相変動は
ｆcで示すキャリヤ周波数からｆe で示す限界周波数ま
で積分した次の式で示される。
【数１】 これを時間軸上、即ち、図５のＪに示すジッタ量に書直
すと、ジッタ量は、
すと、ジッタ量は、
【数２】 となる。
【００２７】図１において、装置の入力信号系統は大き
く第１、第２の系統に分けられる。第１信号伝送系統
は、入力端子ｉｎ1 とアンプ１０１と位相調整器１０２
とアッテネータ１０３とを含み、入力端子ｉｎ1 には測
定対象装置Ｓの出力端が接続され、この入力端子ｉｎ1
への入力信号は、アンプ１０１とにおいて増幅され、位
相調整器１０２により所定の位相に調整され、アッテネ
ータ１０３により所定のレベルに調整される。第２信号
伝送系統は、入力端子ｉｎ2 とアンプ１０４とＨＳＳＧ
(High Stability Signal Generator）１０５とを含み、
測定対象装置Ｓと同一アーキテクチャの測定対象装置Ｓ
´の出力端が入力端子ｉｎ2 へ接続され、その入力信号
はアンプ１０４により増幅される。このアンプ１０４の
出力とＨＳＳＧ(High Stability Signal Generator）の
出力とが切換えスイッチ１０６により選択的に後段へ伝
送される。
く第１、第２の系統に分けられる。第１信号伝送系統
は、入力端子ｉｎ1 とアンプ１０１と位相調整器１０２
とアッテネータ１０３とを含み、入力端子ｉｎ1 には測
定対象装置Ｓの出力端が接続され、この入力端子ｉｎ1
への入力信号は、アンプ１０１とにおいて増幅され、位
相調整器１０２により所定の位相に調整され、アッテネ
ータ１０３により所定のレベルに調整される。第２信号
伝送系統は、入力端子ｉｎ2 とアンプ１０４とＨＳＳＧ
(High Stability Signal Generator）１０５とを含み、
測定対象装置Ｓと同一アーキテクチャの測定対象装置Ｓ
´の出力端が入力端子ｉｎ2 へ接続され、その入力信号
はアンプ１０４により増幅される。このアンプ１０４の
出力とＨＳＳＧ(High Stability Signal Generator）の
出力とが切換えスイッチ１０６により選択的に後段へ伝
送される。
【００２８】ＤＢＭ(Double Baranced Mixer）１０７
は、第１、第２信号伝送系統の位相差信号を出力するも
ので、その出力は第１、第２両系統の信号の位相差が９
０°のとき平均レベル“０”となる。このＤＢＭ１０７
の出力は周波数“ＯＨｚ”（ＤＣ）の成分と入力の２倍
の周波数成分とを含み、ＬＰＦ１０８に入力される。こ
のＬＰＦ１０８は、ＤＢＭにより生じる信号周波数を越
える不要な高域の周波数成分を抑圧するためのものであ
る。
は、第１、第２信号伝送系統の位相差信号を出力するも
ので、その出力は第１、第２両系統の信号の位相差が９
０°のとき平均レベル“０”となる。このＤＢＭ１０７
の出力は周波数“ＯＨｚ”（ＤＣ）の成分と入力の２倍
の周波数成分とを含み、ＬＰＦ１０８に入力される。こ
のＬＰＦ１０８は、ＤＢＭにより生じる信号周波数を越
える不要な高域の周波数成分を抑圧するためのものであ
る。
【００２９】ＬＰＦ１０８の出力はＨＳＳＧ１０５に位
相同期制御信号として与えられ、スイッチ１０６がａ側
に設定されることによりＰＬＬ(Phase Locked Loop）と
して働くＦＤＬ(Feed Back Loop)が形成される。このＦ
ＤＬにより、発振器等基準信号の存在しない対象につい
てのジッタ測定も可能となる。
相同期制御信号として与えられ、スイッチ１０６がａ側
に設定されることによりＰＬＬ(Phase Locked Loop）と
して働くＦＤＬ(Feed Back Loop)が形成される。このＦ
ＤＬにより、発振器等基準信号の存在しない対象につい
てのジッタ測定も可能となる。
【００３０】スペクトルアナライザ１０９にはそのＬＰ
Ｆ１０８の出力が与えられ、このスペクトルアナライザ
１０９により位相ノイズデータを得る。
Ｆ１０８の出力が与えられ、このスペクトルアナライザ
１０９により位相ノイズデータを得る。
【００３１】１１０はコンピュータシステムであり、１
１１はそのキーボード入力装置を含む本体、１１２はデ
ィスプレイ装置、１１３はＦＤシステムである。スペク
トルアナライザ１０９の位相ノイズデータは本体１１１
に入力され、符号１１４で示すソフトウエア演算手段に
おいてジッタ値として変換される。
１１はそのキーボード入力装置を含む本体、１１２はデ
ィスプレイ装置、１１３はＦＤシステムである。スペク
トルアナライザ１０９の位相ノイズデータは本体１１１
に入力され、符号１１４で示すソフトウエア演算手段に
おいてジッタ値として変換される。
【００３２】以下、人間が行う測定作業及びシステムの
動作について説明する。なお、測定作業は要求されるジ
ッタ値の精度により二通り考えられるため、それぞれ別
けて説明する。 〔Ａ〕 比較的大きなジッタを測定する場合（基準信号
が存在しない場合）。
動作について説明する。なお、測定作業は要求されるジ
ッタ値の精度により二通り考えられるため、それぞれ別
けて説明する。 〔Ａ〕 比較的大きなジッタを測定する場合（基準信号
が存在しない場合）。
【００３３】（１） まず、入力端ｉｎ1 に測定対象回
路Ｓを接続し、スイッチ１０６をａ側に設定して上記Ｆ
ＢＬを形成し、ＨＳＳＧ１０５の出力周波数を調節し、
そしてアッテネータ１０３によりレベル調整することに
より、第１信号伝送系統の出力とＨＳＳＧ１０５の出力
とが同一レベル・同一周波数となるようにする。
路Ｓを接続し、スイッチ１０６をａ側に設定して上記Ｆ
ＢＬを形成し、ＨＳＳＧ１０５の出力周波数を調節し、
そしてアッテネータ１０３によりレベル調整することに
より、第１信号伝送系統の出力とＨＳＳＧ１０５の出力
とが同一レベル・同一周波数となるようにする。
【００３４】（２） 次に、ＨＳＳＧ１０５の周波数を
ずらし、測定対象回路Ｓのキャリヤレベル（つまり、ノ
イズ以外の信号本体のレベル）をスペクトルアナライザ
１０９で読取る。
ずらし、測定対象回路Ｓのキャリヤレベル（つまり、ノ
イズ以外の信号本体のレベル）をスペクトルアナライザ
１０９で読取る。
【００３５】（３） その後、ＦＢＬを働かせ、ＤＢＭ
１０７における入力周波数差が９０deg.となるようにす
る。すると、第１信号伝送系統の出力にノイズがない限
り、ＬＰＦ１０８の出力は“０”になり、またこのＬＰ
Ｆ１０８の出力はその“０”レベル近辺で変化率が大き
く線形性を持つため、第１信号伝送系統の出力にノイズ
が乗っていると、高感度でノイズ情報を得ることができ
る。なお、このＦＢＬによる位相同期作用により、測定
しようとする位相ノイズが吸収されてしまうことが懸念
されるが、ＦＢＬの動作速度を測定精度にやや劣る程度
にすれば問題無い。
１０７における入力周波数差が９０deg.となるようにす
る。すると、第１信号伝送系統の出力にノイズがない限
り、ＬＰＦ１０８の出力は“０”になり、またこのＬＰ
Ｆ１０８の出力はその“０”レベル近辺で変化率が大き
く線形性を持つため、第１信号伝送系統の出力にノイズ
が乗っていると、高感度でノイズ情報を得ることができ
る。なお、このＦＢＬによる位相同期作用により、測定
しようとする位相ノイズが吸収されてしまうことが懸念
されるが、ＦＢＬの動作速度を測定精度にやや劣る程度
にすれば問題無い。
【００３６】（４） この状態で、スペクトルアナライ
ザ１０９による測定を行う。このスペクトルアナライザ
１０９において、各周波数ポイントのノイズ値を測定す
る。このスペクトルアナライザ１０９からは、この各周
波数ポイントにおける信号１ｍＷに対するノイズ値（ｄ
Ｂｍ）の形のデータが得られる。このスペクトルアナラ
イザ１０９の測定データはコンピュータ本体１１１を経
てＦＤシステム１１３に格納される。
ザ１０９による測定を行う。このスペクトルアナライザ
１０９において、各周波数ポイントのノイズ値を測定す
る。このスペクトルアナライザ１０９からは、この各周
波数ポイントにおける信号１ｍＷに対するノイズ値（ｄ
Ｂｍ）の形のデータが得られる。このスペクトルアナラ
イザ１０９の測定データはコンピュータ本体１１１を経
てＦＤシステム１１３に格納される。
【００３７】（５） 最後に、コンピュータ１１１によ
る演算を行う。
る演算を行う。
【００３８】［ＳＴ１］ 予めスペクトルアナライザ１
０９により測定しておいた測定データをＦＤ１１３から
入力する。このとき計算で使用したい値はキャリヤパワ
ーに対するノイズ値（ｄＢｃ）であるのに対し、スペク
トルアナライザ１０９より出力された値は信号１ｍＷに
対するノイズ値（ｄＢｍ）であるため、キャリヤレベル
をあらかじめ測定しておきｄＢｃに変換する。
０９により測定しておいた測定データをＦＤ１１３から
入力する。このとき計算で使用したい値はキャリヤパワ
ーに対するノイズ値（ｄＢｃ）であるのに対し、スペク
トルアナライザ１０９より出力された値は信号１ｍＷに
対するノイズ値（ｄＢｍ）であるため、キャリヤレベル
をあらかじめ測定しておきｄＢｃに変換する。
【００３９】［ＳＴ２］ 続いて、式 に見られる計算
を行うためのキャリヤ周波数と積分範囲（積分開始周波
数及び積分終了周波数）とを設定する。
を行うためのキャリヤ周波数と積分範囲（積分開始周波
数及び積分終了周波数）とを設定する。
【００４０】［ＳＴ３］ 次に、周波数帯域についてス
ペクトルアナライザ１０９において設定されているバン
ド幅値に従いノイズレベルの補正を行う。この補正は、
スペクトルアナライザ１０９におけるパワー測定値を基
準バンド幅における値に統一させるためのもので、ラン
ダムノイズのパワー測定値はバンド幅に反比例すること
から、この補正が必要になる。
ペクトルアナライザ１０９において設定されているバン
ド幅値に従いノイズレベルの補正を行う。この補正は、
スペクトルアナライザ１０９におけるパワー測定値を基
準バンド幅における値に統一させるためのもので、ラン
ダムノイズのパワー測定値はバンド幅に反比例すること
から、この補正が必要になる。
【００４１】そして、ここでは、上記基準バンド幅とし
て１Ｈｚを採用し、各ポイントのパワー測定値について
補正を行い、１Ｈｚあたりのノイズパワー値に変換す
る。
て１Ｈｚを採用し、各ポイントのパワー測定値について
補正を行い、１Ｈｚあたりのノイズパワー値に変換す
る。
【００４２】このようにして求めた各周波数ポイントの
ノイズ値を積算し、位相変動分散量を求める（式（５）
の計算に相当する）。
ノイズ値を積算し、位相変動分散量を求める（式（５）
の計算に相当する）。
【００４３】［ＳＴ４］ 最後に、この位相変動分散量
に１／（２1/2 ・π・ｆc ）を乗じて、ジッタ値を求め
る（式（６）の計算に相当する）。
に１／（２1/2 ・π・ｆc ）を乗じて、ジッタ値を求め
る（式（６）の計算に相当する）。
【００４４】以上により、測定対象回路Ｓの出力信号に
おけるジッタ値を得ることができる。 〔Ｂ〕 微小ジッタを測定する場合（基準信号が存在す
る場合）。
おけるジッタ値を得ることができる。 〔Ｂ〕 微小ジッタを測定する場合（基準信号が存在す
る場合）。
【００４５】（１） 同一アーキテクチャの測定対象回
路を２台用意し、両回路の同期をとって、一方を測定対
象回路Ｓとして入力端ｉｎ1 へ、他方を測定対象回路Ｓ
´として入力端ｉｎ2 へ、それぞれ接続し、スイッチ１
０６をｂ側へ設定して、アッテネータ１０３により第
１、第２信号伝送系統の出力が互いに同一レベルとなる
ようにする。
路を２台用意し、両回路の同期をとって、一方を測定対
象回路Ｓとして入力端ｉｎ1 へ、他方を測定対象回路Ｓ
´として入力端ｉｎ2 へ、それぞれ接続し、スイッチ１
０６をｂ側へ設定して、アッテネータ１０３により第
１、第２信号伝送系統の出力が互いに同一レベルとなる
ようにする。
【００４６】（２） その後、スイッチ１０６をａ側に
設定し、ＨＳＳＧ１０５の周波数を少しずらし、ビート
を利用してキャリヤレベルの測定を行う。
設定し、ＨＳＳＧ１０５の周波数を少しずらし、ビート
を利用してキャリヤレベルの測定を行う。
【００４７】（３） 次いで、スイッチ１０６をｂ側に
設定し、位相調整器１０２により、第１、第２信号伝送
系統の位相差が９０deg.となるようにする。
設定し、位相調整器１０２により、第１、第２信号伝送
系統の位相差が９０deg.となるようにする。
【００４８】（４） この状態で、スペクトルアナライ
ザ１０９による測定を行う。
ザ１０９による測定を行う。
【００４９】（５） そして、コンピュータ１１０によ
るジッタの計算を行い。この場合、［ＳＴ４］における
計算において位相変動分散量に１／（２・π・ｆc ）を
乗じて、ジッタ値を求める。なぜなら、得られる位相変
動分散量は２台の測定対象回路Ｓ，Ｓ´についての値だ
からである。その他の点は〔Ａ〕と同様である。
るジッタの計算を行い。この場合、［ＳＴ４］における
計算において位相変動分散量に１／（２・π・ｆc ）を
乗じて、ジッタ値を求める。なぜなら、得られる位相変
動分散量は２台の測定対象回路Ｓ，Ｓ´についての値だ
からである。その他の点は〔Ａ〕と同様である。
【００５０】この測定法によれば、スペクトルアナライ
ザ１０９によるデータ採取の際にＦＢＬを用いず、測定
対象回路の出力同士のミキシングにより測定用信号を得
ることから、微小なジッタを測定する精度が得られる。
ザ１０９によるデータ採取の際にＦＢＬを用いず、測定
対象回路の出力同士のミキシングにより測定用信号を得
ることから、微小なジッタを測定する精度が得られる。
【００５１】以上説明した実施例ではＦＢＬを利用する
ようになっているが、第１、第２信号系統の位相同期が
取れるのであれば不要である。その手段としては第１、
第２信号系統に繋がれる測定対象回路及びＨＳＳＧを同
一動作クロック源で動作させることが考えられる。
ようになっているが、第１、第２信号系統の位相同期が
取れるのであれば不要である。その手段としては第１、
第２信号系統に繋がれる測定対象回路及びＨＳＳＧを同
一動作クロック源で動作させることが考えられる。
【００５２】図６は従来の測定法による測定値と本発明
の測定法による測定値との相関図を示すもので、この図
から明らかなように、良好な相関性が得られており、測
定値の信頼性が証明される。
の測定法による測定値との相関図を示すもので、この図
から明らかなように、良好な相関性が得られており、測
定値の信頼性が証明される。
【００５３】図７はスペクトルアナライザにより測定さ
れる信号スペクトルの状態を示すもので、同図（ａ）は
スペクトルアナライザに対して無信号のときの状態、
（ｂ）は測定対象回路をＶＣＸＯ（Voltage Control X'
tal Oscillater）としその２００ＭＨｚの出力信号を被
測定信号としたときの状態、（ｃ）は測定対象回路をＶ
ＣＯ（Voltage Control Oscillater）としその２００Ｍ
Ｈｚの出力信号を被測定信号としたときの状態をそれぞ
れ示すもので、図６（ｂ），（ｃ）は共に上記〔Ｂ〕の
方法で測定した結果である。スケールはＰＳｒｍｓ以下
のジッタをも測定するのに必要なオーダのもので、これ
らの図から見て取れるようにパワースペクトルが図６
（ａ）と図６（ｂ）、（ｃ）とで差が出ており、明らか
にＰＳｒｍｓ以下のジッタまで測定し得る。なお、同図
（ｂ）に示すデータにより２０Ｈｚ〜１ＭＨｚを積分範
囲とし、ジッタを求めたところ２．６ＰＳｒｍｓ、２０
Ｈｚ〜１０ｋＨｚを積分範囲としたときには６００ｆＳ
ｒｍｓとなった。また、図６（ｃ）に示すデータにより
２０Ｈｚ〜１ＭＨｚを積分範囲とし、ジッタを求めたと
ころ６２ＰＳｒｍｓ、２０Ｈｚ〜１０ｋＨｚを積分範囲
としたときには５４ＰＳｒｍｓとなった。
れる信号スペクトルの状態を示すもので、同図（ａ）は
スペクトルアナライザに対して無信号のときの状態、
（ｂ）は測定対象回路をＶＣＸＯ（Voltage Control X'
tal Oscillater）としその２００ＭＨｚの出力信号を被
測定信号としたときの状態、（ｃ）は測定対象回路をＶ
ＣＯ（Voltage Control Oscillater）としその２００Ｍ
Ｈｚの出力信号を被測定信号としたときの状態をそれぞ
れ示すもので、図６（ｂ），（ｃ）は共に上記〔Ｂ〕の
方法で測定した結果である。スケールはＰＳｒｍｓ以下
のジッタをも測定するのに必要なオーダのもので、これ
らの図から見て取れるようにパワースペクトルが図６
（ａ）と図６（ｂ）、（ｃ）とで差が出ており、明らか
にＰＳｒｍｓ以下のジッタまで測定し得る。なお、同図
（ｂ）に示すデータにより２０Ｈｚ〜１ＭＨｚを積分範
囲とし、ジッタを求めたところ２．６ＰＳｒｍｓ、２０
Ｈｚ〜１０ｋＨｚを積分範囲としたときには６００ｆＳ
ｒｍｓとなった。また、図６（ｃ）に示すデータにより
２０Ｈｚ〜１ＭＨｚを積分範囲とし、ジッタを求めたと
ころ６２ＰＳｒｍｓ、２０Ｈｚ〜１０ｋＨｚを積分範囲
としたときには５４ＰＳｒｍｓとなった。
【００５４】図２は本発明の第２実施例を示すもので、
この図に示すものは入出力信号伝達系のみを測定対象と
する構成を有するものである。
この図に示すものは入出力信号伝達系のみを測定対象と
する構成を有するものである。
【００５５】この装置の場合、測定対象回路Ｓへの入力
信号がディレイライン２０１、アンプ１０１、位相調整
器１０２、アッテネータ１０３からなる第１信号伝送系
統を伝送され、測定対象回路Ｓの出力信号はアンプ１０
４からなる第２信号伝送系統を伝送されて、ＤＢＭ１０
７に入力されるようになっており、測定対象回路Ｓへの
入力信号を基準として測定対象回路Ｓの出力信号のジッ
タが測定されるようになっている。
信号がディレイライン２０１、アンプ１０１、位相調整
器１０２、アッテネータ１０３からなる第１信号伝送系
統を伝送され、測定対象回路Ｓの出力信号はアンプ１０
４からなる第２信号伝送系統を伝送されて、ＤＢＭ１０
７に入力されるようになっており、測定対象回路Ｓへの
入力信号を基準として測定対象回路Ｓの出力信号のジッ
タが測定されるようになっている。
【００５６】図３は本発明の第３実施例を示すもので、
この図に示すものは原発振器のみを測定対象とする構成
を持つものである。
この図に示すものは原発振器のみを測定対象とする構成
を持つものである。
【００５７】すなわち、測定対象回路Ｓの出力がアンプ
１０１、位相調整器１０２、アッテネータ１０３からな
る第１信号伝送系統を伝送される。第２信号伝送系統は
ＨＳＳＧ１０５により構成され、ＤＢＭ１０７及びＬＰ
Ｆ１０８と共に上記ＦＢＬを構成している。よって、測
定対象回路Ｓの出力信号のジッタはＨＳＳＧ１０５の出
力を基準に測定されるものである。
１０１、位相調整器１０２、アッテネータ１０３からな
る第１信号伝送系統を伝送される。第２信号伝送系統は
ＨＳＳＧ１０５により構成され、ＤＢＭ１０７及びＬＰ
Ｆ１０８と共に上記ＦＢＬを構成している。よって、測
定対象回路Ｓの出力信号のジッタはＨＳＳＧ１０５の出
力を基準に測定されるものである。
【００５８】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、被
測定信号を位相変調信号として捕らえるとともに位相ノ
イズとジッタとの定性的関係に着目し、位相ノイズの測
定量をジッタ量に変換することによりジッタ測定を行う
ようにしたので、ジッタ量の精度をスペクトル分析機
器、例えば高精度スペクトルアナライザの精度まで向上
させることができる。実際にテストした結果においても
ＰＳｒｍｓ以下の精度まで測定可能なことが証明され
た。
測定信号を位相変調信号として捕らえるとともに位相ノ
イズとジッタとの定性的関係に着目し、位相ノイズの測
定量をジッタ量に変換することによりジッタ測定を行う
ようにしたので、ジッタ量の精度をスペクトル分析機
器、例えば高精度スペクトルアナライザの精度まで向上
させることができる。実際にテストした結果においても
ＰＳｒｍｓ以下の精度まで測定可能なことが証明され
た。
【００５９】また、第１信号伝送系統の出力信号と第２
信号伝送系統の出力信号との位相差を９０deg.として測
定を行うことにより、ＤＢＭの出力レベル変化率の高い
特性で位相ノイズ成分を抽出することができるので、高
感度が得られる。
信号伝送系統の出力信号との位相差を９０deg.として測
定を行うことにより、ＤＢＭの出力レベル変化率の高い
特性で位相ノイズ成分を抽出することができるので、高
感度が得られる。
【００６０】さらに、請求項２記載の本発明によれば、
２台の同一アーキテクチャの測定対象回路を用いて測定
を行い、両回路のリアクティブ測定値を求めるようにす
ることで、測定対象回路への入力信号等の他の信号に既
に含まれるジッタの影響を受けることなく信頼性の高い
測定が可能となる。
２台の同一アーキテクチャの測定対象回路を用いて測定
を行い、両回路のリアクティブ測定値を求めるようにす
ることで、測定対象回路への入力信号等の他の信号に既
に含まれるジッタの影響を受けることなく信頼性の高い
測定が可能となる。
【図１】本発明の第１実施例に係るジッタ測定装置のブ
ロック図。
ロック図。
【図２】本発明の第２実施例に係るジッタ測定装置のブ
ロック図。
ロック図。
【図３】本発明の第３実施例に係るジッタ測定装置のブ
ロック図。
ロック図。
【図４】測定対象回路出力信号のスペクトル図。
【図５】測定対象回路のジッタを含む正弦波出力信号を
示す波形図。
示す波形図。
【図６】サンプリングスコープによる測定結果と位相ノ
イズによる測定結果との相関図。
イズによる測定結果との相関図。
【図７】スペクトルアナライザにより得られた位相ノイ
ズのパワースペクトル図。
ズのパワースペクトル図。
【図８】従来のジッタ測定装置のブロック図。
【図９】測定対象回路のジッタを含む矩形波出力信号を
示す波形図。
示す波形図。
Ｓ，Ｓ´ 測定対象回路 １０１ アンプ（第１信号伝送系統） １０２ 位相調整器（第１信号伝送系統） １０３ アッテネータ（第１信号伝送系統） １０４ アンプ（第２信号伝送系統） １０５ ＨＳＳＧ（高安定発振器） １０６ 切替えスイッチ １０７ ＤＢＭ（Double Balansed Mixer:位相弁別回
路） １０８ ＬＰＦ（Low Pass Filter:低域透過フィルタ） １０９ スペクトルアナライザ １１０ コンピュータシステム １１４ 変換演算手段
路） １０８ ＬＰＦ（Low Pass Filter:低域透過フィルタ） １０９ スペクトルアナライザ １１０ コンピュータシステム １１４ 変換演算手段
Claims (6)
- 【請求項１】測定対象回路の出力信号を該測定対象回路
の出力信号本体がキャリヤとなり且つ該測定対象回路の
出力信号に含まれる位相ノイズがサイドバンドとなる位
相変調信号として見做し、該測定対象回路の出力信号に
対し位相弁別処理を行うことにより前記位相ノイズを測
定する位相ノイズ測定手段と、 該位相ノイズ測定手段からの測定位相ノイズをジッタ値
に変換する測定値変換演算手段とを備えているジッタ測
定装置。 - 【請求項２】位相ノイズ測定手段は、 第１測定対象回路の出力信号を伝送する第１信号伝送系
統と、 第２測定対象回路の出力信号を伝送する第２信号伝送系
統と、 前記第１信号伝送系統の出力信号と前記第２信号伝送系
統の出力信号との相対位相を調整するための位相調整回
路と、 前記両伝送系統の出力信号を検定することで位相ノイズ
成分を抽出する位相弁別回路と、 該位相弁別回路の出力信号から前記測定対象回路の出力
信号の位相ノイズを計測するスペクトルアナライザとを
備えている請求項１記載のジッタ測定装置。 - 【請求項３】位相ノイズ測定手段は、 測定対象回路の出力信号を伝送する第１信号伝送系統
と、 前記測定対象回路への入力信号を伝送する第２信号伝送
系統と、 前記第１信号伝送系統の出力信号と前記第２信号伝送系
統の出力信号との相対位相を調整するための位相調整回
路と、 前記両伝送系統の出力信号を検定することで位相ノイズ
成分を抽出する位相弁別回路と、 該位相弁別回路の出力信号から前記測定対象回路の出力
信号の位相ノイズを計測するスペクトルアナライザとを
備えている請求項１記載のジッタ測定装置。 - 【請求項４】位相ノイズ測定手段は、 測定対象回路の出力信号を伝送する第１信号伝送系統
と、 前記測定対象回路と同期する原発振器の出力信号を伝送
する第２信号伝送系統と、 前記第１信号伝送系統の出力信号と前記第２信号伝送系
統の出力信号との相対位相を調整するための位相調整手
段と、 前記両伝送系統の出力信号を検定することで位相ノイズ
成分を抽出する位相弁別回路と、 該位相弁別回路の出力信号から前記測定対象回路の出力
信号の位相ノイズを計測するスペクトルアナライザとを
備えている請求項１記載のジッタ測定装置。 - 【請求項５】位相弁別回路は、 第１信号伝送系統の出力信号と第２信号伝送系統の出力
信号との位相差が９０deg.のときにその出力信号レベル
が“０”になるダブルバランスドミキサ（ＤＢＭ）を備
えている請求項２〜４のうちいずれか１項記載のジッタ
測定装置。 - 【請求項６】変換演算手段は、 測定対象回路の出力信号における所定帯域内の位相ノイ
ズスペクトルによる位相変動分散量を求める手段と、 前記位相変動分散量を時間軸上の値であるジッタ量に変
換する手段とを備えている請求項１〜５のうちいずれか
１項記載のジッタ測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5071492A JPH05249161A (ja) | 1992-03-09 | 1992-03-09 | ジッタ測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5071492A JPH05249161A (ja) | 1992-03-09 | 1992-03-09 | ジッタ測定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05249161A true JPH05249161A (ja) | 1993-09-28 |
Family
ID=12866559
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5071492A Pending JPH05249161A (ja) | 1992-03-09 | 1992-03-09 | ジッタ測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05249161A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030044105A (ko) * | 2001-11-28 | 2003-06-09 | 엘지이노텍 주식회사 | 위상 잡음 측정장치 |
| JP2004500545A (ja) * | 1999-05-17 | 2004-01-08 | ジスキー ユージン | 自動周波数ステッピングノイズ測定テストシステム |
| JP2006329839A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Tektronix Japan Ltd | 雑音特性表示方法 |
| JP2007198764A (ja) * | 2006-01-24 | 2007-08-09 | National Institute Of Advanced Industrial & Technology | 周波数差測定装置 |
-
1992
- 1992-03-09 JP JP5071492A patent/JPH05249161A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004500545A (ja) * | 1999-05-17 | 2004-01-08 | ジスキー ユージン | 自動周波数ステッピングノイズ測定テストシステム |
| KR20030044105A (ko) * | 2001-11-28 | 2003-06-09 | 엘지이노텍 주식회사 | 위상 잡음 측정장치 |
| JP2006329839A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Tektronix Japan Ltd | 雑音特性表示方法 |
| JP2007198764A (ja) * | 2006-01-24 | 2007-08-09 | National Institute Of Advanced Industrial & Technology | 周波数差測定装置 |
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