JP2008289153A - 変換器装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数、位相に対してできるだけ良好なアナログデジタル変換のコンセプトを提供する。また、増幅器の１／ｆゆらぎノイズをフィルタリング除去する。
【解決手段】変換器装置は発振器回路を有しており、この発振器回路は、相互に位相固定されかつ同じ周波数を有する第１の発振器信号および第２の発振器信号を基準信号から形成するように構成されている。さらに、アナログディジタル変換器を有しており、このアナログディジタル変換器は当該の変換信号をディジタル信号へ変換するように構成されている。
【選択図】図１

Description

本発明はアナログディジタル変換を行う変換器装置に関する。

米国特許第５３２７１３２号明細書からアナログオーディオソース用のオーディオシステムが公知である。オーディオ信号は典型的な周波数として２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚを有する交流電圧信号である。従来のアナログディジタル変換器では信号増幅にしばしば増幅器、例えば適切に接続されたオペアンプが使用されている。温度などの測定信号である直流電圧信号はディジタル信号の形態で必要とされるので、さらなる処理のためにディジタル信号へ変換しなければならない。
米国特許第５３２７１３２号明細書

本発明の課題は、できるだけ良好な変換のコンセプトを提供することである。

この課題は、独立請求項の特徴部分に記載された構成により解決される。本発明の有利な実施形態は従属請求項の対象となっている。

本発明の第１の特徴は、アナログ信号、特に直流電圧信号をディジタル信号へ変換する変換器装置である。

本発明の変換器装置は発振器回路を有しており、この発振器回路は、相互に位相固定されかつ同じ周波数を有する第１の発振器信号および第２の発振器信号を基準信号から形成するように構成されている。基準信号はここでは第１の発振器信号および第２の発振器信号とは異なる。基準信号は有利には基準素子、例えば振動水晶によって形成される。

また本発明の変換器装置は発振器回路に接続されたアナログ周波数変換器を有しており、このアナログ周波数変換器は、第１の発振器信号を用いてアナログ信号を第１の中心周波数を有する第１のスペクトル領域へ変換するように構成されている。アナログ周波数変換器は例えば複素値を有するアナログミキサである。

さらに本発明の変換器装置はアナログディジタル変換器を有しており、このアナログディジタル変換器は当該の変換信号をディジタル信号へ変換するように構成されている。アナログディジタル変換器は従来の変換器、例えばシグマデルタ変換器であってよい。

さらに本発明の変換器装置は発振器回路に接続されたディジタル周波数変換器を有しており、このディジタル周波数変換器は、第２の発振器信号を用いて当該の変換されたディジタル信号を第２の中心周波数を有する第２のスペクトル領域へ変換するように構成されている。ディジタル周波数変換器は例えば複素値を有するアナログディジタル変換器に後置接続されたディジタルミキサである。

本発明の第２の特徴はアナログ信号、特に直流電圧信号をディジタル信号へ変換する方法である。

本発明の方法では、まず、発振器回路により、相互に位相固定されかつ同じ周波数を有する第１の発振器信号および第２の発振器信号が基準信号から形成されて出力される。２つの信号は基準信号とは異なる。有利には２つの信号の位相は同一である。

次に、発振器回路に接続されたアナログ周波数変換器により、第１の発振器信号に基づいてアナログ信号が第１の中心周波数を有する第１のスペクトル領域へ変換されて変換信号が形成される。

ついで、アナログディジタル変換器により、当該の変換信号がディジタル信号へ変換される。

さらに、発振器回路に接続されたディジタル周波数変換器により、第２の発振器信号に基づいて当該の変換されたディジタル信号が第２の中心周波数を有する第２のスペクトル領域へ変換されてディジタル信号が形成される。

本発明の第３の特徴は、アナログ信号をディジタル信号へ変換するための、発振器回路、アナログ周波数変換器、アナログディジタル変換器およびディジタル周波数変換器の使用である。

本発明はアナログ信号を所定の周波数領域へ変換する前に、当該のアナログ信号のノイズ影響を低減するという着想に基づいている。

次に、本発明の装置、方法および使用の実施形態を説明する。

本発明の有利な実施形態によれば、基準信号は第１の発振器信号および第２の発振器信号よりも高い周波数、特に第１の発振器信号および第２の発振器信号の整数倍の周波数を有する。有利には、分周器が設けられ、第１の発振器信号および／または第２の発振器信号は分周によって形成される。

本発明の別の有利な実施形態によれば、第２の発振器信号の信号値はこの第２の発振器信号の１周期内では正弦波形状または余弦波形状に近似する。有利には、第１の発振器信号は矩形であり、例えば基準信号を分割することにより形成される。

有利には、アナログディジタル変換器、特にその増幅器の１／ｆゆらぎノイズをフィルタリング除去するために、ディジタル周波数変換器に複数のディジタルフィルタが接続されている。

本発明の別の有利な実施形態によれば、ディジタル周波数変換器は、第２の発振器信号のインフェーズ成分の印加される第１のディジタルミキサと、第２の発振器信号の２乗フェーズ成分の印加される第２のディジタルミキサとを有しており、アナログ周波数変換器は、第２の発振器信号のインフェーズ成分と同じ位相の第１の発振器信号の第１の信号成分の印加される第１のアナログミキサと、第２の発振器信号の２乗フェーズ成分と同じ位相の第１の発振器信号の第２の信号成分の印加される第２のアナログミキサとを有している。有利には、第１の信号成分または第２の信号成分を第２のアナログミキサへ切り換えて接続するスイッチが設けられている。

本発明の別の実施形態によれば、第２の中心周波数は第１の中心周波数に等しい。有利には、第２の中心周波数は第１の中心周波数の整数倍、例えば２倍である。この場合、信号は高周波数の方向へシフトされ、ベースバンド成分（ミラースペクトル）がローパスフィルタにより検出される。

本発明の別の有利な実施形態によれば、ディジタル信号は第３の中心周波数を有する第３のスペクトル領域、すなわちベースバンドに位置する。ここで、第２の中心周波数と第３の中心周波数との差は第１の中心周波数と第３の中心周波数との差よりも小さい。これにより、変換されたディジタル信号は再びもとの周波数位置へシフトされる。別の実施形態によれば、第２の中心周波数と第３の中心周波数とは等しく、ベースバンド、例えば周波数ゼロに位置する。

本発明の別の実施形態によれば、ディジタル周波数変換器は例えば複素値のベースバンドミキサであり、このベースバンドミキサにローパスフィルタが後置接続されている。

本発明の別の実施形態によれば、アナログディジタル変換器は周波数に依存するノイズ特性を有する増幅器を含み、ここで第２の中心周波数は周波数に依存するノイズ特性のコーナー周波数（遮断周波数）の２倍と同等である。

本発明の別の有利な実施形態によれば、アナログディジタル変換器にデシメーションフィルタが後置接続されている。有利には、デシメーションフィルタのコーナー周波数は制御回路により調整される。ディジタル周波数変換器は、有利には、２つの機能、すなわち、変換されたディジタル信号をもとの周波数位置へ戻す機能と、サンプリングレート変換に対する周波数変換を行う機能とを有する。

本発明の別の実施形態によれば、アナログディジタル変換器にデシメーションフィルタ装置が後置接続されており、当該のデシメーションフィルタ装置はディジタル周波数変換器を積分素子として有する。この場合、本発明のコンセプトは特に良好に実現される。

本発明の別の実施形態によれば、変換器装置はアナログ信号を形成する信号発生器を含む。アナログ信号は特に直流電圧信号である。アナログ信号は例えば温度に比例する電圧値を有する温度信号である。アナログ信号は例えばＰＴＡＴ信号（絶対温度比例信号）である。さらに温度を測定して測定温度を指示する温度信号を送出するように信号発生器を構成することもできる。

本発明の別の有利な実施形態によれば、さらにアナログ周波数変換器の出力端をアナログディジタル変換器の入力端へ切り換えて接続するスイッチが設けられている。当該のスイッチは、第１の切換位置でアナログ周波数変換器の出力をアナログディジタル変換器の入力端へ接続し、第２の切換位置で送信信号または受信信号の印加される第２の端子をアナログディジタル変換器の入力端へ接続し、ここで送信信号は特にアップミキシングされる信号であり、受信信号は特にダウンミキシングされる信号である。したがって、第１の切換位置では信号発生器の出力信号のみがアナログ周波数変換器を介して変換され、第２の切換位置では受信信号が直接にアナログディジタル変換器へ供給される。

本発明の別の有利な実施形態によれば、変換器装置は、ディジタル周波数変換器に接続された複数のディジタルフィルタと、第１の切換位置または第２の切換位置に基づいてそれぞれのフィルタのコーナー周波数を調整する制御回路とを有する。

本発明の別の有利な実施形態によれば、ディジタル周波数変換器にローパスフィルタが後置接続されている。これにより例えばミラースペクトルのベースバンド信号を検出してディジタル信号を形成することができる。

本発明のさらなる特徴は、前述した変換器装置を有する受信装置である。ここで受信信号はアナログディジタル変換器の入力端に印加される。

本発明のさらなる特徴は、本発明の変換方法の各ステップを有する受信方法である。ここでは付加的に受信信号が第1のスペクトル領域へ変換されて変換信号が形成されるか、または、直接に変換されてディジタル信号が形成される。さらなる方法ステップは直接に受信装置の機能から得られる。

本発明はさらに、計算ユニット上で動作する、前述した方法の少なくとも１つのステップを実行するプログラムとしても実現可能である。

本発明はさらに、計算ユニット上で動作する、前述した方法の少なくとも１つのステップを実行するプログラムを格納したデータ処理装置として実現可能である。

本発明の実施例を添付図に則して説明する。

図１には、アナログ信号ｓ_Ａすなわち直流電圧信号をディジタル信号へ変換する変換器装置が示されている。当該の変換器装置は、入力端にアナログ信号の印加されるアナログ周波数変換器１０１，当該のアナログ周波数変換器１０１に後置接続されたアナログディジタル変換器１０３，および、当該のアナログ周波数変換器１０３に後置接続され、ディジタル信号ｓ_Ｄを送出するディジタル周波数変換器１０５を有する。

アナログ周波数変換器１０１（例えばアナログミキサ）は、所定の周波数領域にあるアナログ信号を、所定の周波数距離だけ、例えばアナログディジタル変換器１０３内の増幅器のコーナー周波数の２倍に相当する距離だけシフトする。変換信号は、アナログ信号の０Ｈｚ〜数Ｈｚのもとの周波数領域に比べて、増幅器の１／ｆゆらぎノイズによる障害の少ない周波数領域にある。アナログディジタル変換器１０３は周波数領域のシフトされた信号をディジタル信号へ変換し、このディジタル信号をディジタル周波数変換器１０５（例えばディジタルミキサ）へ供給する。

ディジタル周波数変換器１０５は変換されたディジタル信号を高周波数の方向へ同じ周波数距離だけシフトし、アナログ信号ｓ_Ａのもとの周波数位置のミラー周波数成分を形成する。当該のミラー周波数成分を検出するためにローパスフィルタをディジタル周波数変換器１０５に後置接続することができる。これに代えて、ディジタル周波数変換器１０５により、変換されたディジタル信号を再びもとの周波数位置すなわちベースバンド位置へ戻すこともできる。

さらに、例えばアナログディジタル変換器１０３を制御する制御回路１５０が設けられている。例えば制御回路１５０によりアナログディジタル変換器１０３のサンプリング周波数が制御される。アナログディジタル変換器１０３には、変換されたアナログ信号ｓ_Ａに代えて、アナログディジタル変換器１０３によりアナログディジタル変換可能な入力信号ｓを印加することもできる。アナログディジタル変換の後、入力信号ｓはディジタル周波数変換器１０５によりベースバンドへシフトされ、例えば復調器により復調される。

図１の実施例では、さらに、アナログ周波数変換器１０１に対する第１の発振器信号とディジタル周波数変換器１０５に対する第２の発振器信号とを出力する発振器回路１５５が設けられている。２つの発振器信号は同じ周波数および同じ位相を有する。これに対して、第1の発振器信号の振幅形状と第２の発振器信号の振幅形状とは異なっている。

図２には変換器装置が示されており、信号発生器ＰＴＡＴ２０１にアナログミキサ２０３が後置接続されている。アナログミキサ２０３の出力端はアナログディジタル変換器Ａ／Ｄ２０５の入力端に結合されている。アナログディジタル変換器２０５の後方にディジタルミキサ２０７が接続されており、このディジタルミキサの出力端はローパスフィルタＴＰ２０９の入力端に接続されている。

信号発生器２０１は例えばＰＴＡＴ信号を形成し、当該のＰＴＡＴ信号はアナログミキサ２０３を介して周波数ｆｓだけ変換される。このためにアナログミキサ２０３には発振器回路２５５が接続されており、この発振器回路は基準信号から周波数ｆｓの第１の発振器信号ＺＦ’（ｆｓ）を形成してアナログミキサ２０３へ印加する。変換信号はアナログディジタル変換器２０５を介してアナログディジタル変換され、ディジタルミキサ２０７を介して新たに同じ周波数ｆｓだけシフトされる。

このために発振器回路２５５はディジタルミキサ２０７にも接続されており、周波数ｆｓの第２の発振器信号ＺＦ（ｆｓ）をディジタルミキサ２０７へ出力する。当該の発振器回路２５５は第１の発振器信号ＺＦ’（ｆｓ）および第２の発振器信号ＺＦ（ｆｓ）を相互に位相固定して出力するように構成されている。ローパスフィルタＴＰ２０９はディジタルミキサ２０７の出力信号のベースバンド成分を検出するために選択的に設けることができる。また、制御回路ＣＴＲＬ２５０はアナログディジタル変換器２０５の制御およびローパスフィルタ２０９の少なくとも1つのコーナー周波数の制御のために構成されている。

図２の実施例によれば、アナログディジタル変換器２０５の外部接続によるノイズ影響が低減され、その際にも変換器の構造を大きく変更する必要がない。図２の実施例では特に有利にはシグマデルタ変換器を利用することができる。

図３には変換器装置が示されており、ここでは、第１のトランジスタ３０１にアナログミキサ回路が後置接続されている。アナログミキサ回路は、第２のトランジスタ３０３，当該の第２のトランジスタ３０３に後置接続された第1の電流源３０５，第３のトランジスタ３０７，当該の第３のトランジスタに後置接続された第２の電流源３０９を含む。２つのトランジスタ３０３，３０７は例えば異なる導通タイプの電界効果トランジスタである。第３のトランジスタ３０７は、図３に示されているように、オペアンプ３１０の第1の入力端に接続されている。

第２のトランジスタ３０３はオペアンプ３１０の第２の入力端に接続されている。オペアンプ３１０の第１の出力端はキャパシタンス３１１を介して自身の第１の入力端へ接続されている。オペアンプ３１０の第２の出力端はキャパシタンス３１３を介して自身の第２の入力端へ接続されている。オペアンプの２つの出力端はそれぞれ検出器３１５の入力端に接続されている。検出器３１５は例えば閾値検出器である。検出器３１５の２つの出力端はディジタルミキサ３７１，３１９に接続されており、これらのディジタルミキサはディジタル出力信号ｓ_Ｄを送出する。

第１のトランジスタ３０１には例えば電圧ＶＤＤが印加される。当該の第１のトランジスタ３０１は制御回路３５０から制御入力端を介して印加される制御信号によって制御され、例えば電流源が電流Ｉを送出しているとき、電流強度２ＩのＰＴＡＴ信号を送出する。さらに、第１の発振器信号ＺＦ’_Ｑ（ｆｓ），ＺＦ’_Ｉ（ｆｓ）および第２の発振器信号ＺＦ_Ｑ（ｆｓ），ＺＦ_Ｉ（ｆｓ）を出力する発振器回路３５５が設けられている。第２の発振器信号は相互に９０°位相シフトされたインフェーズ成分ＺＦ_Ｉ（ｆｓ）および２乗フェーズ成分ＺＦ_Ｑ（ｆｓ）を有する。

第１の発振器信号の第1の成分ＺＦ’_Ｉ（ｆｓ）は第２の発振器信号のインフェーズ成分ＺＦ_Ｉ（ｆｓ）と同相であり、これに位相固定されている。第１の発振器信号の第2の成分ＺＦ’_Ｑ（ｆｓ）は第２の発振器信号のインフェーズ成分ＺＦ_Ｉ（ｆｓ）と同相であり、これに位相固定されている。アナログ周波数変換のために設けられたトランジスタ３０３，３０７の制御入力端には、第１の発振器信号の成分ＺＦ’_Ｑ（ｆｓ），ＺＦ’_Ｉ（ｆｓ）が印加される。これは例えば中間周波数ｆｓないし振動の形態の周波数を表している。

変換信号はオペアンプ３１０とクロック信号ｃｌｋによって制御回路３５０から制御される検出器３１５とを介してアナログディジタル変換され、ディジタルミキサ３１７，３１９を通して別のスペクトル領域へ変換される。ディジタルミキサ３１７，３１９には第２の発振器信号のインフェーズ成分ＺＦ_Ｉ（ｆｓ）および２乗フェーズ成分ＺＦ_Ｑ（ｆｓ）が印加される。これは例えば中間周波数ｆｓないし振動の形態の周波数を表している。

本発明によれば、例えば温度を表す温度信号が周波数ｆｓで変調され、アナログディジタル変換され、ディジタルで再び直流電圧値ＤＣへシフトされる。したがって、アナログディジタル変換は、例えばリモートキーレスエントリＲＫＥのデータや温度センサまたは圧力センサなどのデータについて行われる。図３の実施例ではアナログ成分を切り換えて接続する必要はない。これにより、ミキサ後方のアナログフィルタが省略され、アナログディジタル変換器３１５に必要なチップ面積が低減され、その他の部品も必要なくなるので、電力消費が低減される。

図４には通信装置が示されており、ここにはアナログ信号すなわち直流電圧信号ｓ_Ａ１を形成する信号発生器４０１（例えばＰＴＡＴ信号発生器）が存在している。当該の信号発生器４０１にはアナログ周波数変換器４０３，例えばアナログミキサが後置接続されている。アナログミキサの出力端はアナログディジタル変換器４０５，例えばシグマデルタ変換器の第１の入力端に接続されている。アナログディジタル変換器４０５はさらに第２の入力端を有する。２つの入力端には受信信号ｓが印加される。アナログディジタル変換器４０５の出力端はフィルタ４０７，例えば制御回路４５０によって制御されるデシメーションフィルタまたはローパスフィルタに接続されている。第１のディジタル周波数変換器４１１にはフィルタ４１２，例えばローパスフィルタが後置接続されている。第２のディジタル周波数変換器４０９にはフィルタ４１３，例えばローパスフィルタが後置接続されている。フィルタ４１２，４１３の出力端は入力信号ｓを復調する復調器ＤＥＭＯＤ４１５に接続されている。

アナログディジタル変換器４０５の第２の入力端は第２のアナログミキサ４０４の出力端に接続されている。第２のアナログミキサ４０４は第２のアナログ信号すなわち第２の直流電圧信号ｓ_Ａ２を形成する第２の信号発生器４０２に接続されている。アナログミキサ４０３，４０４は発振器回路４５５から第１の発振器信号ＺＦ’_Ｑ（ｆｓ），ＺＦ’_Ｉ（ｆｓ）を印加される。これに対して、ディジタルミキサ４１１，４０９は発振器回路４５５から第２の発振器信号ＺＦ_Ｑ（ｆｓ），ＺＦ_Ｉ（ｆｓ）を受け取る。２つの成分の位相差がそれぞれ９０°であることにより、２つのアナログ信号ｓ_Ａ１，ｓ_Ａ２は同時にアナログディジタル変換され、ローパスフィルタ４１２，４１３を介した並列のローパスフィルタリングの後、評価回路４２１，４２２によって並列に評価される。ここで必要となるのは、第１の発振器信号ＺＦ’_Ｑ（ｆｓ），ＺＦ’_Ｉ（ｆｓ）と第２の発振器信号ＺＦ_Ｑ（ｆｓ），ＺＦ_Ｉ（ｆｓ）とが同じ周波数ｆｓを有し、相互に位相固定されているということのみである。

図４の実施例は、アナログミキサ４０３，４０４の上位に図示されていない別のアナログ周波数変換器を設けることにより変化させることもできる。また、制御回路４５０によて制御される図示されていないマルチプレクサを設けてもよい。この場合、マルチプレクサは第１の発振器信号ＺＦ’_Ｑ（ｆｓ），ＺＦ’_Ｉ（ｆｓ）をアナログミキサ４０３，４０４へ切り換えて接続するために別のアナログディジタル変換器に接続される。このようにすればマルチプレクサを介した選択によって多数のセンサ信号をアナログディジタル変換することができる。

アナログ周波数変換器４０３は信号発生器４０１の出力信号を例えば中間周波数へ変換し、ここで変換信号はフィルタリングによりデシメーションされる。ディジタルミキサ４１１，４０９の制御は印加される信号が再びベースバンドへ変換されるように行われる。

アナログディジタル変換器４０５の２つの入力端には例えば受信回路によって受信された受信信号ｓが印加される。アナログディジタル変換器４０５は本来の周波数位置の受信信号および／または測定信号としての信号発生器４０１の出力信号を変換周波数位置へ変換する。ディジタルミキサ４１１，４０９の駆動制御は受信信号および信号発生器４０１の出力信号に対して同じであっても異なっていてもよい。

図５には通信装置のブロック図が示されており、ここでは受信回路に第１のアナログ周波数変換器５０１および第２のアナログ周波数変換器５０３が設けられている。アナログ周波数変換器５０１，５０３の出力端はフィルタ５０５，例えば中間周波数フィルタＩＦＦｉｌｔｅｒに接続されている。フィルタ５０５の出力端はスイッチ５０７，例えばトランジスタスイッチの第１の端子に接続されている。当該のスイッチの第２の端子は第３のアナログ周波数変換器５０９の出力端に接続されている。第３のアナログ周波数変換器５０９の入力端は信号発生器５１１，例えばＰＴＡＴ信号発生器または圧力測定信号発生器の出力端に接続されている。

スイッチ５０７の他方の端子はアナログディジタル変換器Ａ／Ｄ５１２を介してデシメーションフィルタ５１５に接続されている。デシメーションフィルタ５１３の出力側は例えばディジタルミキサ５１３，ローパスフィルタ５１６および復調器Ｄｅｍｏｄ５１４を介してマイクロコントローラμＣ５１７の入力端に接続され、当該のマイクロコントローラの出力端は変調器Ｍｏｄ５１９に接続されている。変調器５１９の出力端はＰＬＬ回路ＰＬＬ５２１に接続されている。ＰＬＬ回路５２１はアナログ周波数変換器５０１，５０３の制御入力端に接続される２つの出力端を有している。ＰＬＬ回路５２１の第３の出力端は出力増幅器ＰＡ５２３を介して例えばアンテナに接続されている。

図５に示されている受信アンテナを介して受信される受信信号は、増幅された後、アナログミキサ５０１，５０３によってダウンミキシングされ、フィルタ５０５へ供給される。スイッチ５０７が第１の切換位置にある場合、フィルタ出力信号はアナログディジタル変換され、デシメーションフィルタ５１５へ供給される。この場合にはデシメーションフィルタ５１５の出力信号が図５に示されているようにさらに処理される。

スイッチ５０７が第２の切換位置にある場合、信号発生器５１１で形成されアナログ周波数変換器５０９によって変換されたアナログ信号ｓ_Ａがアナログディジタル変換されてデシメーションフィルタ５１５へ供給される。デシメーションフィルタ５１５は例えば制御回路ＣＴＲＬ５５０の制御信号ｅ_１によって駆動制御される。制御信号ｅ_１はデシメーションフィルタ５１５のコーナー周波数を調整する信号である。これによりスイッチ５０７の第２の切換位置では信号発生器５１１のアナログ信号に対してフィルタ５１５，５１６およびディジタルミキサ５１３により形成される通過帯域幅が特に狭く調整される。

ディジタルミキサ５１３は、フィルタ５１５による付加的なローパスフィルタリング後の信号が信号発生器５１１のディジタル出力信号ｓ_Ｄとなるように変換を行う。このようにすれば測定結果はアナログディジタル変換器５１２内の増幅器のノイズによって損なわれない。ディジタル信号ｓ_Ｄは受信路から分岐されて評価回路５２０で評価される。当該の評価回路５２０は直流成分のみを評価すればよいのできわめて簡単に構成することができる。

スイッチ５０７を制御信号ｓ_Ｗによって制御するために制御回路５５０が設けられており、スイッチ５０７は第１の切換位置または第２の切換位置へ切り換えられ、これに基づいてフィルタ５１５，５１６のコーナー周波数が調整される。また、第１の発振器信号ＺＦ’（ｆｓ）をアナログミキサ５０９へ出力し、第２の発振器信号ＺＦ（ｆｓ）をディジタルミキサ５１３へ出力する発振器回路５５５が設けられている。２つの発振器信号ＺＦ’（ｆｓ），ＺＦ（ｆｓ）が同じ周波数ｆｓを有し、相互に位相固定されるようにするために、発振器回路５５５は基準素子５５６（例えば振動水晶）または基準信号ｓ_ｒｅｆを形成する端子を含む。さらに、発振器回路５５５は第１の発振器信号として矩形信号を形成する分周器５５７と、第２の発振器信号として正弦波または余弦波に近似する形状の信号を形成する信号コンバータ５５８とを有する。

図６は第１の発振器信号ＺＦ’（ｆｓ）および第２の発振器信号ＺＦ（ｆｓ）の信号図である。基準信号ｓ_ｒｅｆ，第１の発振器信号ＺＦ’（ｆｓ）および第２の発振器信号ＺＦ（ｆｓ）が時間ｔに関して示されている。基準信号ｓ_ｒｅｆは例えば矩形のディジタルクロック信号である。第１の発振器信号ＺＦ’（ｆｓ）は基準信号ｓ_ｒｅｆに同期されており、基準信号ｓ_ｒｅｆの立ち上がりエッジごとに、図６では破線で示されている正弦波信号のそれぞれの位置として値１〜６および１’を有する。第２の発振器信号ＺＦ（ｆｓ）は基準信号を１：６に分割することにより得られる。第２の発振器信号ＺＦ（ｆｓ）の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジは第１の発振器信号ＺＦ’（ｆｓ）のゼロ点通過に一致して生じる。これにより２つの信号は同じ周波数を有し、相互に位相固定される。図６の実施例では、第１の発振器信号ＺＦ’（ｆｓ）の位相と第２の発振器信号ＺＦ（ｆｓ）の位相とは同一である。

本発明は図１〜図６に則して説明した実施例に限定されない。当業者は本発明の変換器のコンセプトを他のタイプのセンサ、アナログディジタル変換器および他のソースからの直流電圧信号へ適用可能である。

変換器装置の第1の実施例のブロック図である。 変換器装置の第２の実施例のブロック図である。 変換器装置のスイッチによる切り換えを示す図である。 通信装置の第１の実施例のブロック図である。 通信装置の第２の実施例のブロック図である。 発振器信号の信号図である。

符号の説明

１０１，２０３，４０３，４０４ アナログ周波数変換器、 １０３，２０５，４０５，５１２ アナログディジタル変換器、 １０５，２０７，３１７，３１９，４０９，４１１，５０９ ディジタル周波数変換器、 １５０，２５０，３５０，４５０，５５０ 制御回路、 １５５，２５５，３５５，４５５，５５５ 発振器回路、 ２０１，４０１，４０２，５１１ 信号発生器、 ２０９ アナログフィルタ、 ３０１，３０３，３０７ トランジスタ、 ３０５，３０９ 電流源、 ３１０ オペアンプ、 ３１１，３１３ キャパシタンス、 ３１５ 検出器、 ４０７，４１２，４１３，５０５，５１５，５１６ フィルタ、 ４１５，５１４，５１９ 復調器、 ４２１，４２２，５２０ 評価回路、 ５０１，５０３ アナログミキサ、 ５０７ スイッチ、 ５１３ ディジタルミキサ、 ５１７ マイクロコントローラ、 ５２１ ＰＬＬ回路、 ５２３ 出力増幅器、 ５５６ 基準素子、 ５５７ 分周器、 ５５８ 信号コンバータ、 Ｒｘｄａｔａ 受信データ、 ｓ_Ａ，ｓ_Ａ１，ｓ_Ａ２ アナログ信号、 ｓ_Ｄ，ｓ_Ｄ１，ｓ_Ｄ２ ディジタル信号、 ｓ_Ｗ，ｅ_１，ｅ_２ 制御信号、 ｓ_ｒｅｆ 基準信号、 ｔ 時間、 ＺＦ’（ｆｓ），ＺＦ’_Ｑ（ｆｓ），ＺＦ’_Ｉ（ｆｓ） 第１の発振器信号、 ＺＦ（ｆｓ），ＺＦ_Ｑ（ｆｓ），ＺＦ_Ｉ（ｆｓ） 第２の発振器信号

Claims (14)

1. アナログ信号（ｓ_Ａ）すなわち直流電圧信号をディジタル信号（ｓ_Ｄ）へ変換する変換器装置において、
   発振器回路（１５５）と、該発振器回路に接続されたアナログ周波数変換器（１０１）と、アナログディジタル変換器（１０３）と、前記発振器回路に接続されたディジタル周波数変換器（１０５）とを有しており、
   前記発振器回路は、相互に位相固定されかつ同じ周波数（ｆｓ）を有する第１の発振器信号（ＺＦ’（ｆｓ））および第２の発振器信号（ＺＦ（ｆｓ））を基準信号（ｓ_ｒｅｆ）から形成して出力し、
   前記アナログ周波数変換器は、前記第１の発振器信号を用いて前記アナログ信号を第１の中心周波数を有する第１のスペクトル領域へ変換して変換信号を形成し、
   前記アナログディジタル変換器は、当該の変換信号をディジタル信号へ変換し、
   前記ディジタル周波数変換器は、前記第２の発振器信号を用いて当該の変換されたディジタル信号を第２の中心周波数を有する第２のスペクトル領域へ変換してディジタル信号（ｓ_Ｄ）を形成する
   ことを特徴とする変換器装置。
2. 前記基準信号は前記第１の発振器信号および前記第２の発振器信号よりも高い周波数、例えば前記第１の発振器信号および前記第２の発振器信号の整数倍の周波数を有する、請求項１記載の変換器装置。
3. 前記第２の発振器信号の信号値は該第２の発振器信号の１周期内では正弦波または余弦波の形状に近似する、請求項１または２記載の変換器装置。
4. アナログの１／ｆゆらぎノイズをフィルタリング除去するために、前記ディジタル周波数変換器に複数のディジタルフィルタが接続されている、請求項１から３までのいずれか１項記載の変換器装置。
5. 前記ディジタル周波数変換器はベースバンドミキサである、請求項１から４までのいずれか１項記載の変換器装置。
6. さらに前記アナログ周波数変換器の出力を前記アナログディジタル変換器の入力端へ切り換えて接続するスイッチが設けられている、請求項１から５までのいずれか１項記載の変換器装置。
7. 前記スイッチは、第１の切換位置で前記アナログ周波数変換器の出力端を前記アナログディジタル変換器の入力端へ接続し、第２の切換位置で送信信号または受信信号の印加される第２の端子を前記アナログディジタル変換器の入力端へ接続し、前記送信信号は例えばアップミキシングされる信号であり、前記受信信号は例えばダウンミキシングされる信号である、請求項６記載の変換器装置。
8. 前記ディジタル周波数変換器に接続された複数のディジタルフィルタと、前記第１の切換位置または前記第２の切換位置に基づいてそれぞれのフィルタのコーナー周波数を調整する制御回路とが設けられている、請求項７記載の変換器装置。
9. 前記アナログディジタル変換器にデシメーションフィルタが後置接続されている、請求項１から８までのいずれか１項記載の変換器装置。
10. 前記ディジタル周波数変換器にローパスフィルタが後置接続されている、請求項１から９までのいずれか１項記載の変換器装置。
11. 前記ディジタル周波数変換器は、前記第２の発振器信号のインフェーズ成分の印加される第１のミキサと、前記第２の発振器信号の２乗フェーズ成分の印加される第２のミキサとを有しており、前記アナログ周波数変換器は、前記第２の発振器信号のインフェーズ成分と同じ位相の前記第１の発振器信号の第１の信号成分の印加される第１のミキサと、前記第２の発振器信号の２乗フェーズ成分と同じ位相の前記第２の信号成分の印加される第２のミキサとを有している、請求項１から１０までのいずれか１項記載の変換器装置。
12. 請求項１から１１までのいずれか１項記載の変換器装置を有しており、受信信号がアナログ周波数変換器への入力として印加されることを特徴とする受信装置。
13. アナログ信号（ｓ_Ａ）すなわち直流電圧信号をディジタル信号（ｓ_Ｄ）へ変換する方法において、
    発振器回路により、相互に位相固定されかつ同じ周波数を有する第１の発振器信号（ＺＦ’（ｆｓ））および第２の発振器信号（ＺＦ（ｆｓ））を基準信号（ｓ_ｒｅｆ）から形成し、
    前記発振器回路に接続されたアナログ周波数変換器により、前記第１の発振器信号に基づいて前記アナログ信号を第１の中心周波数を有する第１のスペクトル領域へ変換して変換信号を形成し、
    アナログディジタル変換器により、当該の変換信号をディジタル信号へ変換し、
    前記発振器回路に接続されたディジタル周波数変換器により、前記第２の発振器信号に基づいて当該の変換されたディジタル信号を第２の中心周波数を有する第２のスペクトル領域へ変換してディジタル信号を形成する
    ことを特徴とするアナログ信号をディジタル信号へ変換する方法。
14. アナログ信号をディジタル信号へ変換するための、発振器回路、アナログ周波数変換器、アナログディジタル変換器およびディジタル周波数変換器の使用。

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