JP2007225500A - 距離測定方法及び装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低コストにてトーンバーストを用いた距離測定の距離分解能を向上させる。
【解決手段】基準信号ＣＫを振幅変調することで発生させたトーンバースト（磁気弾性波）を伝搬させ、そのトーンバーストの検出信号Ｄを、直交検波器２５にて直交検波する。振幅演算器２６では、直交検波の結果Ｉ_p ，Ｑ_p から基準信号ＣＫの１周期Ｔｃ毎に検出信号Ｄの振幅Ａ_p を算出し、更に、遅延時間検出器２８では、トーンバーストの発生タイミングＴ１から振幅Ａ_p が振幅閾値を越えるタイミングＴ２までの遅延時間τ_d を求める。位相演算器３０では、直交検波の結果Ｉ_p ，Ｑ_p から検出信号Ｄの位相φ_N,P を求める。そして、距離演算器３１では、遅延時間τ_d に基づき、基準信号ＣＫの１波長λｃを分解能とする第１距離と、位相φ_N,P に基づき、波長λｃ以下の距離を連続的な値で高精度に表す第２距離とを加算した伝搬距離ｚを求める。
【選択図】図１

Description

本発明は、一定周波数で一定期間継続する連続波からなるトーンバーストを用いて距離を測定する距離測定方法及び装置に関する。

従来より、気体または液体中を伝搬する超音波や、固体中を伝搬する弾性波を利用し、これら波の伝搬遅延時間から波を反射した対象物、或いは波の発生源までの距離を検出する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。

この技術を用いて構成された距離測定装置では、一般的に、一定周波数で一定期間継続する連続波からなるトーンバーストを発生させ、そのトーンバーストの伝搬経路中に設けた検出部にて、伝搬してくるトーンバーストを検出するように構成されている。

そして、検出部から得られる検出信号の信号レベルが、所定値に達した時点を検出時刻として、この検出時刻と、トーンバーストを発生させた発生時刻との差を伝搬遅延時間として求め、この伝搬遅延時間にトーンバースト（連続波）の伝搬速度を乗ずることで、弾性波の伝搬距離を求めている。
特開平８−１７０９０９号公報

ところで、このような距離測定装置では、装置の小型化，高性能化を図るために、検出信号をデジタル化して処理することが行われている。そして、この場合、トーンバーストの検出時刻の分解能、ひいては測定すべき距離の分解能は、検出信号をサンプリングする際のサンプリング周期によって規定される。

つまり、検出信号をデジタル化して処理する距離測定装置では、分解能を向上させようとすると、サンプリング周期を短く（サンプリング周波数を高く）しなければならず、高速なサンプリング周波数での動作が可能なＡ／Ｄコンバータなどが必要となるため、装置が複雑で高価なものとなってしまうという問題があった。

また、上述のように、検出信号の信号レベルによって検出時刻を決める方法では、伝搬してくるトーンバーストの強度（即ち検出信号の信号レベル）や、検出信号に重畳されるノイズの影響を受けやすく、測定の信頼度が低いという問題もあった。

即ち、検出部では、トーンバーストが未到達であっても、大振幅のノイズが混入した場合には、その時点で波が到達したものと判断され、逆に、トーンバースト波が到達していても、ノイズが信号レベルを低下させるような位相で混入した場合には、トーンバースト波が未到達であると判断されてしまうからである。

なお、この問題を解決するために、検出信号から連続波の周波数成分を抽出するバンドパスフィルタを設けてノイズを除去することも考えられるが、装置が大型化してしまうという問題があった。

本発明は、上記問題点を解決するために、低コストにてトーンバーストを用いた距離測定の距離分解能を向上させることを第一の目的とし、更に、距離測定の信頼性を向上させることを第二の目的とする。

上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の距離測定方法では、一定周波数で一定期間継続する連続波からなるトーンバーストを発生させ、そのトーンバーストの伝搬経路中にてトーンバーストの検出を行うことで得られる検出信号の振幅を、トーンバーストを形成する連続波の１周期に等しい時間間隔毎に求めると共に、検出信号の位相を求める。

そして、トーンバーストを発生させてから、検出信号の振幅が予め設定された振幅閾値を越えるまでの時間に基づいて求められ、連続波の１波長分の長さを分解能とする第１距離と、検出信号の位相に基づいて求められる連続波の１波長以下の長さである第２距離とにより、トーンバーストの伝搬距離を求めている。

なお、検出信号の振幅に基づいて求められる伝搬遅延時間は、その分解能が振幅の検出周期、即ち連続波の１周期に一致し、その伝搬遅延時間に基づいて算出される第１距離は、トーンバーストの伝搬距離を、連続波の１波長分の長さの分解能で表したものとなる。

一方、検出信号の位相は、伝搬距離に比例して変化するが、伝搬距離が連続波の１波長分増える毎に２πの変化を繰り返す周期関数となるため、この検出信号の位相に基づいて求められる第２距離は、トーンバーストの伝搬距離に対応し、かつ連続波の１波長以下の距離を連続的に表したものとなるが、この第２距離だけでは、トーンバーストの伝搬距離を一意に決定することはできない。

つまり、本発明の距離測定方法によれば、連続波の１波長分の長さを分解能とする第１距離と、連続波の１波長以下の距離を連続的に表す第２距離との組み合わせによりトーンバーストの伝搬距離を求めているため、振幅の検出周期を連続波の１周期より小さくすることなく、連続波の１波長以下の距離分解能で、トーンバーストの伝搬距離を求めることができる。

なお、この伝搬距離からは、トーンバーストの発生位置又はトーンバーストの反射位置から、トーンバーストの検出位置までの距離を得ることができる。
次に、請求項２に記載の距離測定装置では、トーンバースト発生手段が、一定周波数で一定期間継続する連続波からなるトーンバーストを発生させ、トーンバースト検出手段が、トーンバースト発生手段が発生させたトーンバーストの伝搬経路中にて、そのトーンバーストを検出する。

この時、振幅算出手段が、トーンバースト検出手段から得られる検出信号の振幅を、連続波の一周期に等しい時間間隔毎に求めると共に、位相算出手段が、トーンバースト検出手段から得られる検出信号の位相を求める。

そして、トーンバースト発生手段がトーンバーストを発生させた時刻を発生時刻、振幅算出手段にて算出される振幅が予め設定された振幅閾値を越えた時刻を検出時刻として、遅延時間検出手段が、発生時刻から検出時刻までの時間をトーンバーストの伝搬遅延時間として求め、更に、距離算出手段が、遅延時間検出手段にて検出された伝搬遅延時間から求められる連続波の１波長分の長さを分解能とする第１距離、位相算出手段にて算出された位相から求められる連続波の１波長以下での長さを表す第２距離とにより、トーンバースト波の伝距離を求める。

このように構成された本発明の距離測定装置は、請求項１に記載の距離測定方法を実現するものであり、従って、この距離測定方法を実行した場合に得られる効果と同様の効果を得ることができる。

ところで、本発明の距離測定装置では、請求項３に記載のように、位相算出手段が、検出時刻から一定期間が経過するまでの間に、検出信号の位相を２回以上求めるように構成されている場合、位相算出手段にて求められた位相の時間変化から、距離算出手段が算出する距離の時間変化に関する情報を求める時間変化算出手段を備えていてもよい。

つまり、本発明の距離測定装置において、第１距離は、振幅が振幅閾値を最初に越えたタイミングに基づいて算出されるため、１回の計測（トーンバーストの発生）につき１回だけしか求めることができない。しかし、検出信号の位相（ひいては第２距離）は、トーンバーストが一定期間継続する連続波からなるため、その一定期間内において複数回検出することが可能である。このため、この一定期間の間に生じる位相の変化が２π以内、即ち、伝搬距離の変化が連続波の１波長分の長さ以内であれば、これを検出信号の位相の変化から検出することができる。

このように、本発明の距離測定装置によれば、複数回の測定を必要とせず、１回の測定だけで、トーンバーストの伝搬距離の時間変化に関する情報（速度，加速度など）を得ることができる。

また、トーンバースト検出手段は、請求項４に記載のように、検出信号を直交検波して、連続波の一周期に等しい時間間隔毎に検出信号の同相成分及び直交成分を求める直交検波手段を備えていてもよい。

この場合、振幅算出手段及び位相算出手段は、直交検波手段が算出する同相成分及び直交成分に基づいて検出信号の振幅及び位相を算出すればよい。
更に、直交検波手段は、請求項５に記載のように、信号処理手段、加減算手段により構成してもよい。即ち、信号処理手段が、連続波の４分の１周期に相当するタイミング毎に、検出信号を順次積分若しくは平均化した信号を生成し、加減算手段が、信号処理手段にて生成された信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，…を、次式に則って加減算することにより、同相成分Ｉ_p ，直交成分Ｑ_p を算出する。

Ｉ_p ＝Ｓ_4p-3＋Ｓ_4p-2−Ｓ_4p-1−Ｓ_4p
Ｑ_p ＝Ｓ_4p-3−Ｓ_4p-2−Ｓ_4p-1＋Ｓ_4p
（ただし、ｐ＝１，２，３，…）
つまり、搬送波の４分の１周期毎に検出信号を積分又は平均化して、連続波の一周期に等しい時間間隔の間に得られた４個の積分値又は平均値を加減算することにより、連続波の１周期に等しい時間間隔毎に同相成分Ｉ_p と直交成分Ｑ_p とを抽出している。

従って、本発明の距離測定装置によれば、検出信号の信号レベルを積分若しくは平均化する信号処理回路を各種ゲート回路を用いたデジタル回路にて構成できるため、装置を小型化できると共に、検出信号の信号レベルの瞬時値を振幅とする場合と比較して、耐環境性（ノイズや温度変化への耐性）ひいては動作の信頼性を向上させることができる。

また、位相算出手段は、請求項６に記載のように、直交検波手段にて連続波の１周期に等しい時間間隔毎に算出される同相成分及び直交成分を、それぞれ複数周期分ずつ積算した値に基づいて、検出信号の位相を算出するように構成されていてもよい。

なお、同相成分及び直交成分を、それぞれ連続波の複数周期分ずつ積算することは、不要信号成分の通過帯域幅を狭めることに相当する（例えば、特開２００５−１０２１２９号参照）。

従って、本発明の距離測定装置によれば、同相成分及び直交成分からノイズの影響を除去することができ、その結果、検出信号の位相の検出精度を向上させることができる。
また、本発明の距離測定装置によれば、積算数を増やせば、不要信号成分の通過帯域幅を狭くすることができ、フィルタ等を用いて不要信号成分を除去する必要がなくなるため、装置を簡易化することができる。

ところで、請求項５又は請求項６に記載の距離測定装置において、検出信号の積分値若しくは平均値を求める信号処理手段としては、連続波の４分の１周期に相当するタイミング毎に積分又は平均化することのできる回路であればどのような回路を用いてもよいが、より好ましくはデジタル回路にて構成することが望ましい。

そして、一般的なデジタル式の積分・平均化回路は、所定のサンプリング周波数に同期して入力信号をサンプリング（Ａ／Ｄ変換）し、そのサンプリングした過去複数回分の受信信号（デジタルデータ）の平均値を演算するように構成されるが、こうした回路を本発明の距離測定装置にて用いるには、検波すべき連続波の周波数に比べてサンプリング周波数を十分高くして、積分・平均化回路を高速動作させる必要がある。

そこで、信号処理手段は、請求項７に記載のように、検出信号の信号レベルに応じた遅延時間で入力パルスを遅延させて出力する遅延ユニットが複数段縦続接続され、パルス信号を各遅延ユニットの遅延時間にて順次遅延しながら伝送させるパルス遅延回路を用い、カウント手段が、連続波の４分の１周期に相当するタイミング毎に、パルス遅延回路内でパルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントし、そのカウント手段によるカウント値を積分値又は平均値として求めるように構成することが望ましい。

つまり、パルス遅延回路を上記のように動作させた場合、パルス信号がパルス遅延回路内の各遅延ユニットを通過する際の遅延時間は、検出信号の信号レベルに応じて変化するが、その遅延時間の変動量は、パルス信号が複数の遅延ユニットを通過するのに伴い平均化されることになる。

このように構成された本発明の距離測定装置によれば、信号処理手段を、デジタル回路のみで構成することができるため、振幅や位相の算出を行う他の部分のデジタル回路ともに、１つのＩＣチップとして集積化することができ、装置を小型化することができる。

ところで、本発明の距離測定装置は、例えば、請求項８に記載のように、非晶質磁性線からなる弾性波伝搬媒質を備え、トーンバースト発生手段は、トーンバーストとして、弾性波伝搬媒質に弾性波を発生させ、トーンバースト検出手段は、この弾性波伝搬媒質を伝搬する弾性波を検出するように構成されていてもよい。

なお、トーンバーストは、弾性波伝搬媒質のような固体を媒質として伝搬する弾性波以外に、気体や液体を媒質として伝搬する音波や超音波、電磁波等を用いてもよい。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
図１は、本発明が適用された位置センサ１の全体構成を示す説明図である。
図１に示すように、位置センサ１は、磁気弾性波の伝搬を利用した測定を行うセンサ部１０と、センサ部１０を駆動すると共に、その駆動によってセンサ部１０から得られる検出信号を処理する信号処理部２０とからなる。

このうち、センサ部１０は、磁気弾性波を伝搬させる媒質となるアモルファスワイヤ（非晶質磁性線）１１と、アモルファスワイヤ１１の両端を支持するワイヤホルダ１３ａ，１３ｂと、アモルファスワイヤ１１の一端側（本実施形態ではワイヤホルダ１３ａの近傍）に、アモルファスワイヤ１１に巻回された状態で固定され、アモルファスワイヤ１１に印加する交流磁界を発生させる駆動コイル１５と、駆動コイル１５とワイヤホルダ１３ｂとの間に巻回されると共に、アモルファスワイヤ１１の軸方向（以下「ワイヤ軸方向」という）に沿って移動可能に取り付けられ、アモルファスワイヤ１１中を伝搬する磁気弾性波によって発生する誘導電圧ｖ_r を検出する検出コイル１７と、バイアスコイル又は永久磁石からなり、駆動コイル１５及び検出コイル１７の取付部位にてワイヤ軸方向の直流バイアス磁界を発生させるバイアス印加部１９ａ，１９ｂとを備えている。

そして、アモルファスワイヤ１１は、正の磁歪特性を有するＦｅ−Ｓｉ−Ｂ線からなり、ワイヤ軸方向に沿って直流バイアス磁界でバイアスされた交流磁界が印加されると、その印加部分にて交流磁界と同じ周波数の磁歪振動が発生する。また、その磁歪振動は、磁気弾性波となってアモルファスワイヤ１１中を伝搬する。

また、ワイヤホルダ１３ａ，１３ｂのうち、駆動コイル１５側に位置するワイヤホルダ１３ａは、少なくともアモルファスワイヤ１１に接する部分がゴムなどの弾性波吸収体にて構成されている。

また、検出コイル１７は、位置（距離）の検出対象となる対象物に固定され、対象物と一体に移動するように設定されている。
このように構成されたセンサ部１０では、信号処理部２０から供給される交流の駆動電流ｉ_d を駆動コイル１５に流すと、駆動コイル１５が発生させる交流磁界により、アモルファスワイヤ１１には、駆動コイル１５の取付位置を起点としてワイヤ軸方向に沿って伝搬する磁気弾性波が発生する。

この磁気弾性波は、起点からアモルファスワイヤ１１の両端部に向けてそれぞれ進行し、このうち、弾性波吸収体からなるワイヤホルダ１３ａの取付端方向に進行した一方の磁気弾性波は、ワイヤホルダ１３ａにて吸収される。また、ワイヤホルダ１３ｂの取付端方向に進行した他方の磁気弾性波は、検出コイル１７の取付位置を通過し、ワイヤホルダ１３ｂにて反射すると、今度は、ワイヤホルダ１３ａの取付端方向に進行し、最終的に、ワイヤホルダ１３ａにて吸収される。

そして、検出コイル１７の取付位置を磁気弾性波が通過する時に、検出コイル１７には、磁歪の逆効果により磁気弾性波と同じ周波数の 誘導電圧ｖ_r が発生し、これが信号処理部２０に供給される。

なお、この 誘導電圧ｖ_r は、駆動コイル１５に供給された駆動電流ｉ_d と同様の波形を有し、且つ駆動コイル１５の取付位置から検出コイル１７の取付位置まで磁気弾性波が伝搬するのに要する伝搬時間だけ、駆動電流ｉ_d から遅延したものとなる。

次に、信号処理部２０は、周波数（以下「キャリア周波数」という）ｆｃの基準信号ＣＫ、及び基準信号ＣＫの４倍の周波数（以下「サンプリング周波数」という）ｆｓ＝４ｆｃを有するサンプリング信号ＳＣＫを生成するクロック生成器２１と、基準信号ＣＫをＡＭ変調（オン／オフ変調）して、一定周波数（キャリア周波数ｆｃ）で一定期間Ｔｂだけ継続するトーンバースト状の駆動信号Ｄを発生させるトーンバースト発生器２２と、トーンバースト発生器２２が発生させた駆動信号Ｄに従って、駆動コイル１５に駆動電流ｉ_d を供給するドライバ２３と、検出コイル１７から供給される 誘導電圧ｖ_r を増幅して検出信号Ｒを生成する増幅器２４と、増幅器２４からの検出信号Ｒを直交検波して、基準信号ＣＫの一周期であるキャリア周期Ｔｃ（＝１／ｆｃ）毎に検出信号の同相成分Ｉ_p ，直交成分Ｑ_p （ｐ＝１，２，３，…、ｐはキャリア１周期毎の番号）を生成する直交検波器２５とを備えている。

ここで、直交検波器２５は、図２に示すように、クロック生成器２１から供給されるサンプリング信号ＳＣＫの一周期であるサンプリング周期Ｔｓ（＝Ｔｃ／４）毎に検出信号を平均化する時間Ａ／Ｄ変換回路（以下「ＴＡＤ」という）４０と、このＴＡＤ４０にてサンプリング周期Ｔｓ毎に求められる平均値Ｓ_q （ｑ＝１，２，…）を順次ラッチするための第１〜第４レジスタ４１，４２，４３，４４と、これら各レジスタ４１〜４４にラッチされた平均値Ｓ_4p-3，Ｓ_4p-2，Ｓ_4p-1，Ｓ_4pを加減算する加減算回路４５とを備えている。

このうち、ＴＡＤ４０は、図３に示すように、遅延ユニット５１をリング状に連結し、初段の遅延ユニット５１ａに起動信号Ｐｉｎを入力すると、初段の遅延ユニット５１ａから次段の遅延ユニット５１へとパルス信号が順次伝達され、そのパルス信号が最終段の遅延ユニット５１ｂから初段の遅延ユニット５１ａに戻されることにより、パルス信号が周回するよう構成されたパルス遅延回路５２（所謂リングディレイライン（ＲＤＬ））と、このパルス遅延回路５２内でのパルス信号の周回回数をカウントするカウンタ５３と、サンプリング信号ＳＣＫの立上がり（又は立下がり）タイミングで、パルス遅延回路５２内でのパルス信号の到達位置を検出（ラッチ）し、その検出結果をパルス信号が通過した遅延ユニット５１が先頭から何段目にあるかを表す所定ビットのデジタルデータに変換して出力するラッチ＆エンコーダ５５と、カウンタ５３によるカウント値をサンプリング信号ＳＣＫの立上がり（又は立下がり）タイミングでラッチするラッチ回路５７と、ラッチ回路５７からの出力が上位ビットデータｂ、ラッチ＆エンコーダ５５からの出力が下位ビットデータａとして入力され、その入力データＤｔをサンプリング信号ＳＣＫの立上がり（又は立下がり）タイミングでラッチして、サンプリング信号ＳＣＫの一周期前にラッチした前回値との差を求め、その求めた結果を平均値Ｓ_q として出力する減算部５９とを備えている。

そして、パルス遅延回路５２を構成する各遅延ユニット５１は、インバータ等からなるゲート回路にて構成されており、各遅延ユニット５１には、バッファ５０を介して、増幅器２４からの検出信号Ｒが電源電圧として印加される。

このため、各遅延ユニット５１の遅延時間は、検出信号Ｒの電圧レベルに対応した時間となり、減算部５９からの出力（つまり、サンプリング周期Ｔｓ内にパルス遅延回路５２内でパルス信号が通過した遅延ユニット５１の個数を表すデータＳ_q ）は、その周期内に検出信号Ｒの電圧レベルを平均化した平均値Ｓ_q となる。

また、加減算回路４５は、サンプリング信号ＳＣＫに同期してＴＡＤ４０から出力され、各レジスタ４１〜４４に順次ラッチされた連続する４個の平均値Ｓ_4p-3，Ｓ_4p-2，Ｓ_4p-1，Ｓ_4pを、（１）（２）式に則って加減算することによりＩ_p 、Ｑ_p を求める、といった演算動作を、キャリア周期Ｔｃ毎に繰り返し行う。

Ｉ_p ＝Ｓ_4p-3＋Ｓ_4p-2−Ｓ_4p-1−Ｓ_4p （１）
Ｑ_p ＝Ｓ_4p-3−Ｓ_4p-2−Ｓ_4p-1＋Ｓ_4p （２）
図１に戻り、信号処理部２０は、直交検波器２５にて生成された同相成分Ｉ_p ，直交成分Ｑ_p に基づいて、キャリア周期Ｔｃ毎に検波信号の振幅Ａｐを求める振幅演算器２６と、振幅演算器２６にて算出された振幅Ａｐが予め設定された振幅閾値より大きいか否かを比較する比較器２７と、トーンバースト発生器２２が駆動信号を発生させたタイミング（発生時刻）Ｔ１から、比較器２７にて振幅閾値より大きい振幅Ａｐが検出されたタイミング（検出時刻）Ｔ２までの時間を、アモルファスワイヤ１１を伝搬する磁気弾性波の伝搬遅延時間τ_d として求める遅延時間検出器２８と、直交検波器２５にて生成された同相成分Ｉ_p ，直交成分Ｑ_p を、それぞれＮ（Ｎは１以上の整数）個ずつ積算することにより同相成分積算値Ｉ_N,P ，直交成分積算値Ｑ_N,P （Ｐ＝１，２，３，…、ＰはキャリアＮ周期毎の番号）を求める積算器２９と、積算器２９にて算出された同相成分積算値Ｉ_N,P ，直交成分積算値Ｑ_N,P に基づいて、検出信号の位相φ_N,P を求める位相演算器３０と、遅延時間検出器２８で求めた伝搬遅延時間τ_d 、及び位相演算器３０にて算出された位相φ_N,P に基づいて、磁気弾性波の伝搬距離、即ち駆動コイル１５の取付位置から検出コイル１７の取付位置（ひいては対象物の位置）までの距離ｚを求める距離演算器３１と、位相演算器３０にて算出された位相に基づいて、距離の時間変化に関する情報を求める変化量演算器３２とを備えている。

このうち、振幅演算器２６は、同相成分Ｉ_p ，直交成分Ｑ_p に基づき、（３）式に則って検出信号の振幅Ａ_p を算出する。

また、遅延時間検出器２８は、基準信号ＣＫを動作クロックとし、トーンバースト（磁気弾性波）の発生タイミングＴ１で動作を開始し、トーンバースト（磁気弾性波）の検出タイミングＴ２で動作を停止するカウンタにより構成され、そのカウント値に、基準信号ＣＫの周期であるキャリア周期Ｔｃを乗じることで伝搬遅延時間τ_d を得るようにされている。

このようにして求められる伝搬遅延時間τ_d の分解能は、キャリア周期Ｔｃに等しい大きさとなる。また、この伝搬遅延時間τ_d に、磁気弾性波の伝搬速度νを乗じることで算出される距離（本発明の第１距離）の分解能は、基準信号ＣＫの１波長分の長さλｃ＝ν×Ｔｃとなる。

次に、積算器２９は、基準信号ＣＫに従って、直交検波器２５にて生成された同相成分Ｉ_p ，直交成分Ｑ_p をそれぞれ（４）（５）式に則って加算して行き、基準信号ＣＫに従って動作するＮ進カウンタ（図示せず）から出力される動作クロックの立上がり（又は立下がり）タイミングで、その加算結果Ｉ_N,P ，Ｑ_N,P を位相演算器３０に供給する。

つまり、積算器２９は、直交検波器２５にてキャリア周期Ｔｃ毎に求められる検出信号Ｒの同相成分Ｉ_p と直交成分Ｑ_p とを、キャリア周期ＴｃのＮ周期分加算することにより、その加算動作で不要信号成分が除去された、検出信号Ｒの同相成分積算値Ｉ_N,P ，直交成分積算値Ｑ_N,P を生成するのである。

また、位相演算器３０は、積算器２９が算出した同相成分積算値Ｉ_N,P ，直交成分積算値Ｑ_N,P に基づき、（６）式に則って検出信号の位相φ_N,P を算出する。

なお、積算回数Ｎを大きくすると、同相成分積算値Ｉ_N,P ，直交成分積算値Ｑ_N,P から検波対象成分（キャリア周波数ｆｃ）以外の成分がより除去されることになり、直交検波の理想値に近づくが、積算回数Ｎを大きくするほど、一定期間Ｔｂ中における位相φ_N,P の算出回数が減少するため、積算回数Ｎの選択にあたっては、ノイズの除去性能と位相φ_N,P の算出回数とを考慮する必要がある。

次に、距離演算器３１は、（７）式に則って距離ｚを算出する。

（７）式の右辺第１項は、伝搬遅延時間τ_d に基づく第１距離（分解能λｃ）であり、右辺第２項は、位相φ_N,P に基づく第２距離（分解能λｃより小）である。
また、変化量演算器３２は、位相演算器３０での一定期間Ｔｂ内における位相φ_N,P の算出回数により処理が異なり、位相φ_N,P の算出回数が１回となるように積算回数Ｎが設定されている場合には動作せず、位相φ_N,P の算出回数が２回以上となるように積算回数Ｎが設定されている場合には、（８）式に則って距離の変化（対象物の移動速度）ｖ_P を算出する。更に、位相φ_N,P の算出回数が３回以上となるように積算回数Ｎが設定されている場合には、距離の変化ｖ_Pに加えて、（９）式に則って距離の変化ｖ_P の変化（対象物の加速度）ａ_P を求める。

ここで、図４は、位置センサ１各部の信号波形図であり、（ａ）は駆動電流ｉ_d 、（ｂ）は 誘導電圧ｖ_r 、（ｃ）はＴＡＤ４０によるサンプリング値Ｓ_q 、（ｄ）は振幅演算器２６により算出された振幅Ａ_p 、（ｅ）は位相演算器３０により算出された位相φ_N,P を表す。

但し、キャリア周波数をｆｃ＝２ＭＨｚ（キャリア周期がＴｃ＝０．５μｓ）、サンプリング周波数をｆｓ＝８ＭＨｚ（サンプリング周期がＴｓ＝０．１２５μｓ）、駆動信号（トーンバースト）の継続時間をＴｂ＝８μｓ（＝Ｔｃ×１６周期）、積算器２９での積算回数をＮ＝１に設定した場合を示す。また、図４（ａ）（ｂ）は、オシロスコープにより、サンプリング周波数２５０ＭＨｚ（周期４ｎｓ）で観測した波形である。

まず、アモルファスワイヤ１１を伝搬する磁気弾性波は、図４（ａ）に示す駆動電流ｉ_d と同様に、一定周波数２ＭＨｚで１６周期分（８μｓ）継続するトーンバーストとなる。

図４（ｂ）に示すように、検出コイル１７では、磁気弾性波の伝搬遅延時間だけ駆動電流ｉ_d の波形から遅れて、駆動電流ｉ_d と同様の一定周波数２ＭＨｚで１６周期分継続するトーンバースト状の波形を有する 誘導電圧ｖ_r が得られている。この直達波に続いて現れるトーンバースト波形は、ワイヤホルダ１３ｂからの反射波である。

ＴＡＤ４０のサンプリング値が示す波形は、図４（ｃ）に示すように、 誘導電圧ｖ_r の波形と同様なものとなっている。なお、極性が反転しているのはＴＡＤ４０の特性である。

図４（ａ）において駆動電流ｉ_d が立ち上がる時刻Ｔ１がトーンバースト（磁気弾性波）の発生時刻であり、図４（ｄ）において振幅閾値を越えた振幅Ａ_p が最初に算出された時刻Ｔ２がトーンバースト（磁気弾性波）の検出時刻となり、これら発生時刻Ｔ１と検出時刻Ｔ２の差が伝搬遅延時間τ_d となる。図からも明らかなように、振幅Ａ_p の算出周期であるキャリア周期Ｔｃ（＝０．５μｓ）が、伝搬遅延時間τ_d の分解能となる。

図４（ｅ）に示すように、位相φ_N,P は、磁気弾性波が未検出である期間は不定となるが、磁気弾性波が検出されている期間は一定の値となる。但し、これは対象物（検出コイル１７）が停止している場合であり、対象物が移動している場合には、その移動に応じて位相φ_N,P は変化する。

次に、図５は、伝搬遅延時間τ_d （図中、四角で示す点）及び位相φ_N,P （図中丸で示す点）と、検出されるべき距離（駆動コイル１５と検出コイル１７との間の距離ｚ）との関係を示したグラフである。

但し、図５では、遅延時間検出器２８にて算出される伝搬遅延時間τ_d ではなく、図４（ｃ）に示したＴＡＤ４０のサンプリング値から求めた遅延時間をプロットしているので、その時間分解能は、サンプリング周期Ｔｓ（＝０．１２５μｓ）に等しく、その時間分解能から求めた距離分解能は、サンプリング信号ＳＣＫの１／４波長分（０．６ｍｍ）に等しくなる。

つまり、遅延時間検出器２８にて算出される伝搬遅延時間τ_d を用いた場合には、その時間分解能はキャリア周期Ｔｃ（＝０．５μｓ）に等しく、その時間分解能から求めた距離分解能は、基準信号ＣＫの１波長分（２．４ｍｍ）に等しくなる。

また、位相φ_N,P は、距離ｚに比例して変化し、かつ、キャリア周期Ｔｃと同じ周期で繰り返しπ〜−πの間の値をとる。つまり、位相φ_N,P から基準信号ＣＫの１波長（伝搬遅延時間τ_d に基づく第１距離の分解能）以下の長さが連続的な値で高精度に得られることがわかる。

以上説明したように、本実施形態の位置センサ１によれば、基準信号ＣＫの１波長λｃ分の長さを分解能とする第１距離と、基準信号ＣＫの１波長λｃ以下の距離を連続的な値で高精度に表す第２距離との組み合わせにより磁気弾性波の伝搬距離ｚを求めているため、振幅Ａ_p の検出周期を基準信号ＣＫの１周期（キャリア周期Ｔｃ）より小さくすることなく、基準信号ＣＫの１波長以下の距離分解能で、磁気弾性波の伝搬距離ｚ、ひいては検出コイル１７に接続された対象物の位置を検出することができる。

また、本実施形態の位置センサ１では、同相成分Ｉ_p 及び直交成分Ｑ_p をそれぞれＮ回積算した同相成分積算値Ｉ_N,P 及び直交成分積算値Ｑ_N,P を用いて位相φ_N,P を求めているため、積算回数Ｎの値を適当に選ぶことによって、ノイズの影響を受けにくくすることができ、第２距離（ひいては伝搬距離ｚ）の精度及び信頼性をより向上させることができる。

なお、第１距離は、従来装置と同様に、検出信号Ｒの振幅Ａ_p に基づいて算出されるため、ノイズの影響を比較的受けやすいが、分解能が粗いことから、その影響を実効的には小さく抑えることができる。

また、本実施形態の位置センサ１によれば、１回の測定で、検出信号Ｒの位相φ_N,P を複数回求めることが可能であり、その複数の位相φ_N,P から距離の変化に関する情報ｖ_P （対象物の速度），ａ_P （対象物の加速度）を算出するようにされているため、距離の変化に関する情報を、次回の測定を待つことなく１回の測定だけで速やかに取得することができる。

また、本実施形態の位置センサ１では、検出信号Ｒを直交検波することにより得られた同相成分Ｉ_p ，直交成分Ｑ_p を用いて振幅Ａ_p や位相φ_N,P を求めるようにされており、しかも、直交検波では、ＴＡＤ４０を利用して、検出信号Ｒの信号レベルをサンプリング周期Ｔｓ毎に平均化した平均値Ｓ_q を加減算することで同相成分Ｉ_p ，直交成分Ｑ_p を得るようにされている。

従って、本実施形態の位置センサ１によれば、直交検波器２５、及び直交検波器２５が生成する同相成分Ｉ_p ，直交成分Ｑ_p を用いた演算処理を行う各種演算器を、全てデジタル回路にて構成することができ、装置を小型化できる。

なお、本実施形態において、トーンバースト発生器２２，ドライバ２３，駆動コイル１５がトーンバースト発生手段、検出コイル１７，増幅器２４，直交検波器２５がトーンバースト検出手段、振幅演算器２６が振幅算出手段、比較器２７，遅延時間検出器２８が遅延時間検出手段、積算器２９，位相演算器３０が位相算出手段、距離演算器３１が距離算出手段、変化量演算器３２が時間変化算出手段に相当する。また、直交検波器２５が直交検波手段、ＴＡＤ４０が信号処理手段、第１〜第４レジスタ４１〜４４，加減算回路４５が加減算手段に相当する。
［他の実施形態］
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、様々な態様にて実施することが可能である。

例えば、上記実施形態では、（３）式に則って検出信号の振幅Ａｐを算出したが、（１０）式に示す振幅の２乗値Ａ_p ²、（１１）式に示す振幅の近似値Ａ_p'を、振幅Ａ_p の代わりに算出するように構成してもよい。

また、ＴＡＤ４０のサンプリングタイミングを直交成分Ｑ_p が最小（≒０）となるように調整して、同相成分Ｉ_p をそのまま振幅Ａ_p として使用するように構成してもよい。
また、上記実施形態では、アモルファスワイヤ１１を媒体とした磁気弾性波を利用した位置センサ１に本発明を適用した例について説明したが、これに限らず、大気中や水中を伝搬する音波を利用したソナーなど、他の形態のセンサに本発明を適用してもよい。

また、上記実施形態では、駆動コイル１５を固定し、検出コイル１７をアモルファスワイヤ１１に対して可動となるように構成したが、逆に、検出コイル１７を固定し、駆動コイル１５を可動となるように構成してもよい。

更に、駆動コイル１５と検出コイル１７との位置関係を固定し、アモルファスワイヤ１１及びワイヤホルダ１３ａ，１３ｂからなる可動部が、駆動コイル１５及び検出コイル１７に対して可動となるように構成し、検出コイル１７による直達波及び反射波の検出時間差から可動部の位置を検出するようにしてもよい。

実施形態の位置センサの全体構成を表すブロック図。 直交検波器の構成を表すブロック図。 ＴＡＤの構成を表すブロック図。 位置センサ各部の信号波形図。 検出信号の振幅に基づいて算出される伝搬遅延時間、及び検出信号の位相と、検出されるべき距離との関係を表すグラフ。

符号の説明

１…位置センサ、１０…センサ部、１１…アモルファスワイヤ、１３ａ，１３ｂ…ワイヤホルダ、１５…駆動コイル、１７…検出コイル、１９ａ，１９ｂ…バイアス印加部、２０…信号処理部、２１…クロック生成器、２２…トーンバースト発生器、２３…ドライバ、２４…増幅器、２５…直交検波器、２６…振幅演算器、２７…比較器、２８…遅延時間検出器、２９…積算器、３０…位相演算器、３１…距離演算器、３２…変化量演算器、４０…時間Ａ／Ｄ変換回路（ＴＡＤ）、４１〜４４…レジスタ、４５…加減算回路、５０…バッファ、５１…遅延ユニット、５２…パルス遅延回路、５３…カウンタ、５５…エンコーダ、５７…ラッチ回路、５９…減算部。

Claims (8)

1. 一定周波数で一定期間継続する連続波からなるトーンバーストを発生させ、
   該トーンバーストの伝搬経路中にて該トーンバーストの検出を行うことで得られる検出信号の振幅を、前記連続波の１周期に等しい時間間隔毎に求めると共に、前記検出信号の位相を求め、
   前記トーンバーストを発生させてから、前記検出信号の振幅が予め設定された振幅閾値を越えるまでの時間に基づいて求められ、前記連続波の１波長分の長さを分解能とする第１距離と、前記検出信号の位相に基づいて求められる前記連続波の１波長以下の長さである第２距離とにより、前記トーンバーストの伝搬距離を求めることを特徴とする距離測定方法。
2. 一定周波数で一定期間継続する連続波からなるトーンバーストを発生させるトーンバースト発生手段と、
   前記トーンバースト発生手段が発生させたトーンバーストの伝搬経路中にて、該トーンバーストを検出するトーンバースト検出手段と、
   該トーンバースト検出手段から得られる検出信号の振幅を、前記連続波の１周期に等しい時間間隔毎に求める振幅算出手段と、
   前記トーンバースト発生手段が前記トーンバーストを発生させた時刻を発生時刻、前記振幅算出手段にて算出される振幅が予め設定された振幅閾値を越えた時刻を検出時刻として、前記発生時刻から前記検出時刻までの時間を前記トーンバーストの伝搬遅延時間として検出する遅延時間検出手段と、
   前記トーンバースト検出手段から得られる検出信号の位相を求める位相算出手段と、
   前記遅延時間検出手段にて検出された伝搬遅延時間から求められる前記連続波の１波長分の長さを分解能とする第１距離と、前記位相算出手段にて算出された位相から求められ前記連続波の１波長以下の長さを表す第２距離とにより、前記トーンバーストの伝搬距離を求める距離算出手段と、
   を備えることを特徴とする距離測定装置。
3. 前記位相算出手段は、前記検出時刻から前記一定期間が経過するまでの間に、前記検出信号の位相を２回以上求め、
   該位相算出手段にて求められる位相の時間変化から、前記距離算出手段が算出する距離の時間変化に関する情報を求める時間変化算出手段を備えることを特徴とする請求項２に記載の距離測定装置。
4. 前記トーンバースト検出手段は、前記検出信号を直交検波して、前記連続波の１周期に等しい時間間隔毎に前記検出信号の同相成分及び直交成分を求める直交検波手段を備え、
   前記振幅算出手段及び前記位相算出手段は、前記直交検波手段が算出する同相成分及び直交成分に基づいて前記検出信号の振幅及び位相を算出することを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の距離測定装置。
5. 前記直交検波手段は、
   前記連続波の４分の１周期に相当するタイミング毎に、前記検出信号を順次積分若しくは平均化した信号を生成する信号処理手段と、
   該信号処理手段にて生成された信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，…を、次式に則って加減算することにより、同相成分Ｉ_p ，直交成分Ｑ_p を算出する加減算手段と、
   Ｉ_p ＝Ｓ_4p-3＋Ｓ_4p-2−Ｓ_4p-1−Ｓ_4p
   Ｑ_p ＝Ｓ_4p-3−Ｓ_4p-2−Ｓ_4p-1＋Ｓ_4p
   （ただし、ｐ＝１，２，３，…）
   を備えることを特徴とする請求項４に記載の距離測定装置。
6. 前記位相算出手段は、前記直交検波手段にて前記連続波の１周期毎に算出される同相成分及び直交成分を、それぞれ複数周期分ずつ積算した値に基づいて、前記検出信号の位相を算出することを特徴とする請求項５に記載の距離測定装置。
7. 前記信号処理手段は、
   前記検出信号の信号レベルに応じた遅延時間で入力パルスを遅延させて出力する遅延ユニットが複数段縦続接続され、パルス信号を各遅延ユニットの遅延時間にて順次遅延しながら伝送させるパルス遅延回路と、
   前記連続波の４分の１周期に相当するタイミング毎に、前記パルス遅延回路内で前記パルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントするカウント手段と、
   を備え、該カウント手段によるカウント値を前記積分値又は平均値として求めることを特徴とする請求項５又は請求項６に記載の距離測定装置。
8. 非晶質磁性線からなる弾性波伝搬媒質を備え、
   前記トーンバースト発生手段は、前記トーンバーストとして、前記弾性波伝搬媒質に弾性波を発生させ、
   前記トーンバースト検出手段は、前記弾性波伝搬媒質を伝搬する弾性波を検出することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の距離測定装置。